CN106452025A - 用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法 - Google Patents

用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN106452025A
CN106452025A CN201610647973.3A CN201610647973A CN106452025A CN 106452025 A CN106452025 A CN 106452025A CN 201610647973 A CN201610647973 A CN 201610647973A CN 106452025 A CN106452025 A CN 106452025A
Authority
CN
China
Prior art keywords
normally
switch
transistor
transistors
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201610647973.3A
Other languages
English (en)
Inventor
B·佐杰
M-A·库奇埃克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of CN106452025A publication Critical patent/CN106452025A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
    • H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
    • H01L27/0611—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region
    • H01L27/0617—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type
    • H01L27/0629—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type in combination with diodes, or resistors, or capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K2017/6875—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors using self-conductive, depletion FETs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K2017/6878—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors using multi-gate field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本申请涉及用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法。根据一个实施例，一种方法包括通过第一开关来传导反向电流，所述第一开关包括与在第一开关节点和第二开关节点之间的常关晶体管串联耦合的常开晶体管。在传导反向电流时，通过经由常关晶体管的控制节点关断常关晶体管以及通过减少常开晶体管的控制节点和常开晶体管的参考节点之间的电压来减少常开晶体管的驱动电压，由此关断所述第一开关。在关断第一开关后，接通耦合到第一开关的第二开关。

Description

用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法
技术领域
本发明一般地涉及电子器件，且更具体而言，涉及用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法。
背景技术
高压开关晶体管，诸如功率MOSFET、结型场效应晶体管(JFET)和氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)，通常在诸如开关模式电源、电机控制器和高压高功率开关电路的高电压和高功率器件中被用作半导体开关。这些器件中的一些器件诸如GaN HEMT能够在非常高的电压下工作而没有器件击穿或被损坏。
一些器件，诸如JFET和GaN HEMT可以被制作成具有负阈值电压，由此在这些晶体管的栅极和源极两端为零电压时使器件导电。因而这样的器件被称作“常开”器件或晶体管，因为这些器件在零偏置条件下也是有效的。在使用这样的常开晶体管时，一般进行设置以确保产生电压使得确保可以关断常开晶体管。例如，在开关模式电源中使用的驱动器电路中，提供或产生负电压，该负电压具有充分在常开晶体管的阈值之下的电压，来确保器件如期望的那样实际上被关断。或者，常开开关可以与常关开关串联连接来操作以便实现整体的常关动作。
发明内容
根据一个实施例，一种方法包括通过第一开关来传导反向电流，所述第一开关包括与在第一开关节点和第二开关节点之间的常关晶体管串联耦合的常开晶体管。在传导反向电流时，通过经由常关晶体管的控制节点关断常关晶体管以及通过减少常开晶体管的控制节点和常开晶体管的参考节点之间的电压来减少常开晶体管的驱动电压，来关断所述第一开关。在关断第一开关后，接通耦合到第一开关的第二开关。
附图说明
为了更彻底的理解本发明及其优点，结合附图来参考以下的描述，在附图中：
图1a和1b示出了用于串联连接的开关的常规开关驱动系统；
图2a至2c示出了组合开关的框图以及相关的I/V曲线和状态表；
图3a至3d示出了实施例的组合开关电路以及相关的时序图；
图4a、4b和4c示出了实施例的组合开关电路；
图5a和5b示出了实施例的组合开关电路的波形图；
图6示出了实施例的开关模式电源；以及
图7示出了实施例的方法的流程图。
在不同附图中相应的标号和符号一般指相应的部分，除非另有相反表示。绘制附图来清楚示出优选实施例的相关内容并且不需要按比例绘制。为了更清楚示出特定实施例，在附图标记后面跟有表示相同结构、材料或工艺步骤中的变化的字母。
具体实施方式
下面详细讨论本优选实施例的制作和使用。然而，应理解本发明提供了许多可用的创造性构思，可以在较大范围的应用场景中实现。所讨论的特定实施例仅仅是用以制作和使用本发明的特定方法的示例，且不能限制本发明的范围。
在具体上下文中将参考优选实施例来描述本发明，用于驱动具有与常关晶体管串联耦合的常开晶体管的开关的系统和方法。本发明的实施例也可以应用到利用这种电路结构的多个系统，例如开关模式电源。
在本发明的实施例中，被配置成驱动具有与常关晶体管串联的常开晶体管的组合开关的开关控制器包括：驱动器电路，被配置成如果开关工作在“二极管”模式(反向导通)则同时关断常开晶体管和常关晶体管。例如，当耦合到半桥开关的电感器起电流源作用时，可以出现这种操作模式。在一些实施例中，同时关断常开晶体管和常关晶体管可以减少由于常开晶体管的寄生电容放电而造成的功率损耗。
某些类型的功率晶体管，诸如结型场效应晶体管(JFET)、氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)、碳化硅(SiC)FET和耗尽型MOSFET器件，行为上是“常开”器件，因为当在晶体管的控制节点和参考节点(这种情况下对应于晶体管的栅极和源极)之间施加零伏时这些器件处于导电状态。在一些实施例中，这些常开器件可以被实现为n沟道或p沟道器件。为了将这些晶体管关断，在晶体管的栅极和源极之间施加足够高的负栅极电压。例如，在GaNHEMT的情况下，这种反向电压可以在大约-5V和大约-8V之间。然而，在一些器件中也可以出现在这个范围以外的关断电压。因而，在一些系统中，例如利用电荷泵来产生负偏置电压的系统中，在电荷泵具有足够时间来产生足以将常开晶体管关断的足够高的负电压之前，存在常开晶体管在器件的电源供给线路之间造成短路的风险。而且，还存在在各种故障情况时的短路风险。
解决这个问题的一种方式是将常开晶体管与常关晶体管串联耦合，例如级联配置中的增强型MOSFET器件，如图1a所示。如图所示，在节点S’，常开晶体管102的源极耦合到常关晶体管104的漏极，并且常关晶体管104的栅极G通过驱动电路106来驱动。二极管109表示常关晶体管104的本体二极管。
此处，常关晶体管104的栅极用作由驱动器电路106驱动的控制端子，而常开晶体管102的栅极连接到常关晶体管104的源极S。在启动期间，常开晶体管和常关晶体管的串联组合是非导通的。一旦可以获得需要的电源电压，常关晶体管可以被输入信号驱动，使得常开晶体管起级联器件的作用。如果流过开关的电流被强制到反向方向，则常关晶体管104的本体二极管BD变为正向偏置，由此电流在本体二极管的极性方向流动。由于电路拓扑(即，将常开晶体管102的栅极节点G与常关晶体管104的源极节点S连接)，常开晶体管保持其接通状态，即VGD>0。
具有电压VP的电压源108向驱动器电路106提供电源。因此，当驱动器电路106的输出较高时，大约VP的电压可以被提供到常关晶体管104的栅极。另一方面，当驱动器电路106的输出较低时，在晶体管104的栅极和源极之间提供零伏，由此关断常关晶体管104。
然而，当组合器件操作为共源共栅时存在一些问题。首先，由于通过高电压电源而不是通过低栅极驱动器供给电压来对常开晶体管102的栅源电容进行充电，可能出现开关损耗。此外，因为常关晶体管104(为了具有低阻抗，可能是非常大的器件)的漏极电容可能出现额外的开关损耗。由于常关晶体管104的寄生漏极电容在操作期间被充电和放电，损失了功率。在一些情况下，用来驱动常关晶体管104的驱动器电路106可以参考常关晶体管的漏极，以便减少瞬态，如2014年8月29日提交的共同未决且共同转让的美国专利申请No.14/473,101描述的那样，其全部内容通过引用合并在此。
共源共栅配置的另一个问题在于在常关晶体管104上可能有电压应力。例如在操作期间，在节点S’处的电压可以具有来自常开晶体管102的漏极的由于电容耦合而造成的较大的电压瞬态。换句话说，在节点S’处的电压超过了常开晶体管102的负阈值，并且在一些快速开关条件下可以达到20V和以上。在节点S’处的电压应力和开关损耗之间存在折衷。
图1b示出了包括常开晶体管和常关晶体管的组合器件可以操作的另一种方式。此处，常开晶体管102的栅极G1利用驱动器107直接驱动，常关晶体管104的栅极G2根据欠电压锁定块110的输出而接通，欠电压锁定块110在电源112达到足以关断常开晶体管102的电压之后接通常关晶体管104。在正常操作期间，常关晶体管104保持接通状态。在启动和故障情况期间，常关晶体管104可以被关断，二极管D1通过将常开晶体管102的栅极G1箝位到常关晶体管104的源极电压来防止常关晶体管的漏极电压达到高电压。但是在这样的直接驱动配置中，可能需要专用的驱动器驱动常开晶体管102和常关晶体管104的栅极G1和G2二者。与直接驱动方法相关的另一个问题在于，在串联连接的器件两端的较高的反向电流导致了在常开晶体管102两端较高的电压降。
另一种可以操作组合器件的方式是“双驱动”方法，其中组合开关作为其中开关信号被施加到常关晶体管的共源共栅器件而被驱动，或者作为其中开关信号被施加到常开晶体管的直接驱动器件而被驱动，如2014年8月29日提交的美国专利申请No.14/473,207描述的那样，其全部内容通过引用合并在此。
图2a示出了实施例的开关系统200的一般视图，其包括一般性的组合功率晶体管Qsc，功率晶体管Qsc具有与低压开关晶体管部件Q2-LV串联耦合的高压开关晶体管部件Q1-HV。该一般性的组合功率晶体管Qsc耦合到一般性的负载202，负载202例如可以包括电感器、二极管、开关和/或其它电子部件。在一个实施例中，利用专用的2-电平栅极驱动信号VG1和VG2，可以将高压开关晶体管部件Q1-HV和低压开关晶体管部件Q2-LV分别控制成处于“接通”状态(低阻抗)或者“关断”状态(高阻抗)。在一个实施例中，低压开关晶体管部件Q2-LV通过耦合到正电压VP以被接通的低压常关晶体管来实现，而高压开关晶体管部件Q1-HV利用高压常开晶体管来实现，该高压常开晶体管耦合到驱动信号VN，该驱动信号VN产生控制电压以“关断”高压开关晶体管部件Q1-HV。
图2b示出了一般性的组合功率晶体管Qsc的各种模式操作的I/V曲线。迹线A对应其中高压开关晶体管部件Q1-HV和低压开关晶体管部件Q2-LV的控制节点被配置成在第一象限操作中被关断的情况。然而如所示，在图2b中，当在功率晶体管Qsc两端施加反向电压时，产生的反向电压等于每个晶体管部件的本体二极管电压的总和：用于高压开关晶体管部件Q1-HV的二极管电压Vd1和用于低压开关晶体管部件Q2-LV的二极管电压Vd2。
迹线B对应于其中在第一象限操作中高压开关晶体管部件Q1-HV被配置成被接通和低压开关晶体管部件Q2-LV被配置成被关断的情况。因此，高压开关晶体管部件Q1-HV和低压开关晶体管部件Q2-LV的串联组合阻挡了在第一象限中与正向方向对应的电流。然而在反向方向中，在第三象限操作中，反向电压对应于用于低压开关晶体管部件Q2-LV的二极管电压Vd2。
迹线C对应于其中在第一象限操作中高压开关晶体管部件Q1-HV被配置成被关断和低压开关晶体管部件Q2-LV被接通的情况。当在功率晶体管Qsc两端施加反向电压时，产生的反向电压等于用于高压开关晶体管部件Q1-HV的二极管电压Vd1。
最后，迹线D对应其中高压开关晶体管部件Q1-HV和低压开关晶体管部件Q2-LV的控制节点被配置成在第一和第三象限操作中被接通的情况。
在实施例中，在I/V特性曲线的第一象限中发生一般性的组合功率晶体管Qsc的基本开关功能，即一般性的组合功率晶体管Qsc的电流和电压保持在一个极性，如图2b所示的IV曲线的第一象限所示。在诸如开关模式电源的许多应用中，一般性的组合功率晶体管Qsc也可以在图2b的第三象限中被操作，即，具有相反的电压和电流极性。虽然许多晶体管开关没有被配置成阻止高反向电压，但是这些晶体管开关可以用作在反向方向中传导电流的理想二极管。如图2b所示，针对给定电流这种二极管的电压降依赖于相应晶体管的控制状态。例如，在接通状态下，可以获得非常低的电压降，如图2b中的迹线D所示。然而，在多个实施例中，一般性的组合功率晶体管Qsc在从第一象限瞬变到第三象限的特定时段期间保持在关断状态，以避免由两个导通的功率器件造成的过量功耗。一般性的组合功率晶体管Qsc保持在关断状态的该时段可以被称作“死时间”。
图2c示出一张表，其概括了如上所述的一般性的组合功率晶体管Qsc可以操作的不同模式A、B、C和D。因此，存在功率晶体管Qsc在正向方向上操作的一个接通状态D和功率晶体管Qsc阻止正向方向的电流并且在反向方向上传导的三个关断状态。在所有的情况下，功率晶体管Qsc进行传导的反向电压取决于选择哪个状态A、B、C和D。
如图2c的表所示，在接通状态中的较小的阻性电压降在关断状态增加了额外的依赖状态的电压ΔVdio。在其中低压开关晶体管部件Q2-LV被实现为增强型MOSFET的实施例中，低压开关晶体管部件Q2-LV包括物理本体二极管，在一些实施例中该物理本体二极管具有大约0.8V的反向二极管电压Vd2。根据低压开关晶体管部件Q2-LV的具体结构，其它的反向电压也是可以的。在其中高压开关晶体管部件Q1-HV利用GaN HEMT来实现的实施例中，通过阈值Vth和负栅极驱动电平VN之间的电压差即Vd1＝Vth–VN来给出反向电压降Vd1。
在本发明的实施例中，通过从状态D到状态A的瞬变来关断功率晶体管Qsc，同时功率晶体管Qsc传导反向电流。换句话说，功率晶体管在状态D作为二极管来操作，然后常开晶体管Q1和常关晶体管Q2同时关断来将功率晶体管Qsc瞬变到状态A。
图3a示出了配置成实现实施例的开关方法的驱动器系统300。如所示，驱动器系统300包括具有耦合到常关晶体管302的栅极连接G2的输出的驱动器电路306以及具有耦合到常开晶体管302的栅极连接G1的输出的驱动器电路308。负电源312的正节点供给、正电源310的负节点、驱动器电路306的负供给以及驱动器电路308的正供给都耦合到常关晶体管304的源极S。驱动器电路306和308可以利用本领域中已知的栅极驱动器电路来实现。例如，在一些实施例中，可以使用德州仪器(Texas Instruments)的UCC 275x或者英飞凌科技(Infineon Technologies)的2EDN752x来实现驱动器电路306和308。
在操作期间，通过经由驱动器306施加电源310的正电压VP至常关晶体管304的栅极连接G2来接通常关晶体管304，并且通过将常关晶体管304的栅极连接G2耦合到其源极节点S来关断常关晶体管304。通过施加常关晶体管304的源极节点S处的电势至常开晶体管302的栅极连接G1来接通常开晶体管302。通过施加电源312的负电压VN在常开晶体管302的栅极连接G1和源极S之间来关断常开晶体管302。如所示，开关信号VinC和VinD被分别施加到驱动器306和308的输入。
在实施例中，电源310和320的电压VP和VN分别根据常关晶体管304和常开晶体管302的阈值电压来设定。在一个例子中，对于驱动器系统300，电源310的电压VP在大约5V和大约12V之间，电源320的电压VN在大约10V和大约15V之间。在可替选实施例中，可以使用不同的电压。例如，在一些实施例中，电源312的电压VN可以被配置成减少在节点G1处的栅极驱动电压而没有完全关断常开晶体管302和/或没有提供常开晶体管302的阈值以下的电压裕度。例如在一些实施例中，电压VN基本等于常开晶体管302的阈值电压。
可以利用本领域已知的DC电源系统和方法来实现电源310和312。例如，在连同二极管和/或同步整流器的开关模式电源中，可以利用变压器的次级或辅助绕组来实现这些电源。在一些实施例中，例如利用线性电压调节器来进一步调节电压VP和/或VN。可替选地，也可以使用其他已知的电源方案。
图3b示出了实施例的半桥开关电路330，其包括高侧开关334和低侧开关336，高侧开关334包括与常开晶体管3021串联耦合的常关晶体管3041，低侧开关336包括与常开晶体管3022串联耦合的常关晶体管3042。常关晶体管3041和常开晶体管3021的栅极分别通过由正电源3101和负电源3121供电的驱动器电路3061和3081来驱动。类似地，常关晶体管3042和常开晶体管3022的栅极分别通过由正电源3102和负电源3122供电的驱动器电路3062和3082来驱动。
在实施例中，例如在升压配置中，高侧开关334起二极管的功能，低侧开关336起开关功能。可替选地，高侧开关334可以起开关功能，低侧开关336可以起二极管功能。在一些情况下，在高侧开关334和低侧开关336之间，可以交换二极管功能和开关功能，以便执行全波整流。电流源332驱动的负载电流ILoad表示感性负载。
如果高侧开关在其中常开晶体管3041控制开关状态的共源共栅模式中工作，则当负载电流ILoad从高侧“二极管”334换向到低侧开关336时，常开晶体管3021的栅源电容CGS和常关晶体管3041的漏源电容将被低侧开关336传导的开关电流充电。该充电电流流过高电源电压VPW并且可以引起显著的功率损耗。
在本发明的实施例中，可以通过在低侧开关336接通前，将常开晶体管3021的栅源电容CGS充电至栅极驱动器3081的负供给VN来减少该功率损耗的效应，如在图3c的时序图可见，图3c示出了在低侧开关336在时间ton接通前、常开晶体管3021和常关晶体管3041在时间tDA被同时关断。这对应于从状态D到状态A的直接瞬变。在多个实施例中，高侧开关334的电容通过栅极驱动器电路3081而不是高压电压VPW来充电，以便在高侧开关334的器件上实现更低的功率损耗和更低的电压应力。在一些实施例中，电源3121的电压VN可以被配置成减少节点G1D处的栅极驱动电压，而没有完全关断常开晶体管3021和/或没有提供在常开晶体管3021的阈值以下的电压裕度。栅极驱动电压的该减少有效减少了常开晶体管3021的跨导。例如，在一些实施例中，电压VN基本等于常开晶体管3021的阈值电压。在这样的实施例中，晶体管3021的减少的栅极驱动足以防止由于晶体管3021的CGS的充电和放电而造成的功率损耗。
在一些实施例中，在高侧开关334的关断和低侧开关336的接通之间存在死时间td1来防止穿通电路。在图3c所示的例子中，常开晶体管3021在时间tAB再次接通，由此高侧开关334处于状态B来防止在时间toff的开关关断和接通常关晶体管304之间的死时间td2期间的反向电压。在多个实施例中，低侧开关336的控制可以通过多个模式来实现，例如其中常关晶体管3042保持接通而常开晶体管3022被切换的直接驱动模式；其中常开晶体管3022保持接通而常关晶体管3042被切换的共源共栅驱动模式；或者其中常开晶体管3022和常关晶体管3042被同时接通的模式。可以根据具体应用及其规范来选择使用这些模式中的哪种模式。
图3d示出了根据本发明可替选实施例的利用与常关晶体管3041和3042串联耦合的双栅极GaN HEMT器件352的组合开关350。在操作期间，常关晶体管3041和常关晶体管3042的栅极分别通过驱动器电路3061和3062来驱动。类似地，GaN HEMT器件352的两个栅极分别通过驱动器电路3081和3082来驱动。操作根据上述的图3b和图3c的实施例来进行。在多个实施例中，组合开关350能够阻止电压和在两个方向上传导电流。
图4a示出了其中使用相同的驱动电路406来驱动常开晶体管302和常关晶体管二者的实施例的开关电路400。如所示，驱动器电路406的输出连接到常关晶体管304的栅极且经由电容器CGG耦合到常开晶体管302的栅极。在操作期间，当驱动器电路406的输出被拉高至电源408产生的电压VP时，常开晶体管302的栅极由二极管DGS箝位至源极且由此CGG被充电至正驱动电压VP。
当栅极驱动器406的输出从高状态瞬变到低状态时，例如从大约VP的电压瞬变到零伏特时，常开晶体管302的栅极电压经由电容器CGG从大约0伏拉至大约-VP伏。施加的负电压可以在常开晶体管302的阈值以下或以上。另外，当高侧晶体管302被关断时，二极管DGS被反向偏置，这防止电容器CGG被快速放电。CGG的放电通过时间常数CGG*RGS来控制。另外，电阻器RGS为原始特有共源共栅连接提供替选。因此，关于静态行为和安全性，两种电路行为类似。通过使用单个栅极驱动器电路406，具有不同阈值电压的常开晶体管302和常关晶体管304可以被同时驱动。在一些实施例中，二极管DGS的功能也可以通过执行箝位功能的其它电路来实现。例如，可以使用被配置成当在节点G1D和Sw之间的电压为正时接通而当节点G1D和Sw之间的电压为负时关断的开关来代替二极管DGS，或者在二极管DGS以外增加。在进一步的实施例中，也可以使用其它的电路部件。
图4b示出了实施例的半桥开关电路430，其利用了图4a所示的实施例的开关电路400。半桥开关电路430包括高侧开关434和低侧开关436，高侧开关434包括与常开晶体管3021串联耦合的常关晶体管3041，低侧开关436包括与常开晶体管3022串联耦合的常关晶体管3042。常关晶体管3041的栅极节点G2D通过驱动器电路4061来驱动，常开晶体管3021的栅极节点G1D经由电容器CGG1通过驱动器电路4061来驱动，如以上参考实施例的开关电路400描述的那样。二极管DGS1和电阻器RGS1耦合在栅极节点G1D和源极节点Sw之间，以便在常开晶体管3021关断前将栅极节点G1D箝位到源极Sw。类似地，常关晶体管3042的栅极节点G2S通过驱动器电路4062来驱动，常开晶体管3022的栅极节点G1S经由电容器CGG2通过驱动器电路4062来驱动，如以上参考实施例的开关电路400描述的那样。二极管DGS2和电阻器RGS2耦合在栅极节点G1D和地之间，以便在常开晶体管3022关断前将偏置电压提供给栅极节点G1D。在实施例中，驱动器电路4061和4062分别通过电源4081和4082来供电。
在一个示例实施例中，利用具有大约-7V的阈值电压的650V/100mΩ的GaN HEMT来实现常开晶体管3021和3022，利用30V/2mΩ的增强型n沟道MOSFET来实现常关晶体管3041和3042。CGG为3nF和RGS为500Ω。应理解在本发明的可替选实施例中，根据具体实施例及其规范，也可以使用其他部件类型和值。
图4c示出了根据本发明可替选实施例的组合开关450，其利用了与常关晶体管3041和3042串联耦合的双栅极GaN HEMT器件452。如所示，GaN HEMT器件452的一个栅极经由电容器CGG1、DGS1和RGS1与驱动器电路4061的输出接口连接，GaN HEMT器件452的其他栅极经由电容器CGG2、DGS2和RGS2与驱动器电路4062的输出接口连接。在操作期间，常关晶体管3041和3042的栅极分别通过驱动器电路4061和4062来驱动。GaN HEMT器件452的栅极通过它们各自的电容器CGG1和CGG2来自举，如以上参考图4a和图4b的实施例描述的那样。在这样的实施例中，组合开关450能够在两个方向上阻止电压和传导电流。
图5a示出了图4b所示实施例的半桥开关电路430的模拟的波形图。波形图的左侧表示当在共源共栅模式操作即RGS＝0中驱动时的电路性能，而图的右侧表示当在实施例的双驱动模式操作中驱动时的电路性能。在第一轴上，高侧常关晶体管3041的栅源电压被示出为迹线502，低侧常关晶体管3042的栅源电压被示出为迹线506。高侧常开晶体管的栅源电压被示出为迹线504。在第二轴上，通过高侧开关434的电流被表示为迹线503，在第三轴上，高侧开关434和低侧开关436两端的电压被分别表示为迹线510和508。常关晶体管3041的漏源电压(在这个模拟中被实施为MOSFET)在第四轴上被示出为迹线512。
如参考表示通过高侧开关的电流的迹线503所示，当开关434处于共源共栅模式(RGS＝0)时，在模拟中大约0.2μs的接通瞬变中，大约20A的瞬变电流流过高侧开关434。通过比较，当开关434在实施例的双驱动模式中被激活时，通过高侧开关的瞬变电流小于15A，说明在模拟中在大约1.2μs的时间有更低的功率损耗。如参考迹线512进一步示出的，在高侧开关434中的常关晶体管3041的漏源电压在共源共栅模式操作中大约为25V。通过对比，在实施例的双驱动操作中，在高侧开关434中的常关晶体管3041的漏源电压仅为大约5V，说明向器件施加了更小的电压应力。
图5b示出了图4b所示的实施例的半桥开关电路430的模拟的能量消耗的波形图。波形图的左侧表示当在共源共栅模式操作中驱动时电路的能量消耗，而图的右侧表示当在实施例的双驱动模式操作中驱动时电路的能量消耗。迹线520表示在10A的负载电流的情况下开关434的能量消耗，迹线522表示在1A的负载电流的情况下开关434的能量消耗。时间轴对应于图5a的波形图。
如参考表示在10A的负载电流的情况下开关434的能量消耗的迹线520所示，由于接通瞬变在大约0.2μs消耗了大约29μJ的能量。在大约0.2μs和大约0.7μs之间，由于导通损耗消耗了额外的6μJ，并且由于开关损耗在0.7μs消耗了另外的3μJ的能量；当高侧开关434在共源共栅模式操作时，消耗了总共38μJ的能量。相比之下，在实施例的双驱动模式操作中，在模拟中由于电流瞬变在大约1.2μs消耗了大约10μJ。针对总共25μJ的能量，在大约1.2μs和大约1.7μs之间，由于导通损耗消耗了6μJ，由于开关损耗在1.7μs消耗了另外的9μJ的能量。因此，在10A的负载电流的情况下，实施例的双驱动开关方案比共源共栅开关方案消耗了少大约44％的能量。
如参考表示在1A的负载电流的情况下的能量消耗的迹线522所示，针对当高侧开关434工作在共源共栅操作模式中时消耗的总计23μJ的能量，由于高侧开关434中的电流瞬变在0.2μs大约21μJ的能量被消耗，由于开关损耗在0.7μs另外的大约3μJ的能量被消耗。由于较低的负载电流，导通损耗可以被忽略。相比之下，在实施例的双驱动模式操作中，在模拟在大约1.2μs由于电流瞬变消耗了大约5μJ，并且由于开关损耗在1.7μs消耗了另外的3μJ，总计8μJ的能量。因此，在1A的负载电流的情况下实施例的双驱动开关方案比级联开关方案少消耗大约65％的能量。
图6示出了根据本发明实施例的开关模式电源转换器600，其被配置成将AC输入信号诸如在输入端口Vin的50Hz至60Hz的线电压转换成输出端口Vout处的DC输出电压。例如，在一个实施例中，开关模式电源转换器600被配置成将50Hz至60Hz输入的120VAC或240VAC的电源线输入电压转换成大约400V的DC输出电压。可替选地，也可以使用在相同或不同频率范围内操作的其它输入和电压。
开关模式电源转换器600包括利用根据本文所述实施例的实施例的双驱动组合开关以及驱动器602和606实现的H桥。该H桥经由电感器612耦合到输入端口Vin。在开关模式电源转换器600的操作期间，组合开关602和驱动器606将电感器612磁化和去磁，使得功率从输入端口Vin传递到输出端口Vout。包括MOSFET开关晶体管的开关电路604和608作为提供返回电流路径的同步整流器来工作，并且在一些实施例中也可以利用二极管来实现。电容器614表示开关模式电源转换器600的输入电容，并且电容器610表示开关模式电源转换器600的负载电容。每个实施例的组合开关以及驱动器602和606包括与常关晶体管串联耦合的常开晶体管并且被配置成在输入管脚Vin处接收开关信号。在实施例中，控制器618将开关信号提供给实施例的组合开关和驱动器602和606以及提供给开关电路604和608，其时序被配置成将输入端口Vin处的AC输入信号转换成端口Vout处的DC输出信号。控制器618可以利用本领域中已知的基于H桥的开关模式电源控制器来实现。这样的控制器可以包括模拟控制器，其合并了模拟PWM发生电路和/或利用专用数字逻辑实现的数字控制器、诸如微处理器或微控制器的处理器和/或它们的组合。在一些实施例中，控制器618可以利用来自多个节点和开关模式电源转换器600的电流分支的电流和/或电压反馈，以便提供输出电压、输出电流和/或输入电流的反馈控制。例如，耦合到组合开关和驱动器606和602的信号S1、S2以及耦合到开关电路604和608的信号S3和S4的切换可以被配置成提供受控输出电压和受控输入电流，使得实现功率因数校正。
在一些实施例中，在一个极性的半个周期中组合开关和驱动器602可以起二极管功能且组合开关和驱动器606可以起开关的功能，并且在相反极性的半个周期内组合开关和驱动器602可以起二极管的功能且组合开关和驱动器606起开关的功能，以便实现全波整流。在这样的实施例的，极性传感器616感测Vin的极性并且使控制器618控制组合开关和驱动器602和606，以提供根据这些交替的开关和二极管模式而操作的开关信号S1和S2。
实施例的开关驱动器也可以应用到除了半桥驱动器电路以外的其它电路。例如，实施例的开关驱动器可以以对称方式应用，以驱动具有两个栅极连接的双向GaN开关，如以上参考图3d和图4c所述。
图7示出了根据本文所述实施例的操作耦合在第一开关节点和第二开关节点之间的第一开关的实施例方法700的流程图，其中，第一开关包括与常关晶体管串联耦合的常开晶体管。在步骤702，通过第一开关传导反向电流。在步骤704，通过经由常开晶体管的控制节点来接通常开晶体管并且经由常关晶体管的控制节点来接通常关晶体管，由此接通第一开关。在多个实施例中，反向电流对应于在第二开关节点和第一开关节点之间的正电压。
在步骤706，在传导反向电流时，通过减少常开晶体管的控制节点与常开晶体管的参考节点之间的电压来减少常开晶体管的驱动电压并且经由常关晶体管的控制节点来关断常关晶体管，来关断第一开关。在第一开关关断后，在步骤708接通耦合在第一开关和电源节点之间的第二开关。
此处概括本发明的实施例。通过本文提交的说明书和权利要求的全部内容也可以理解其它实施例。一个一般性的方面包括一种操作耦合在第一开关节点和第二开关节点之间的第一开关的方法，所述第一开关包括与常关晶体管串联耦合的常开晶体管。所述方法包括：接通所述第一开关，包括经由所述常开晶体管的控制节点来接通所述常开晶体管和经由所述常关晶体管的控制节点来接通所述常关晶体管；通过所述第一开关来传导反向电流，其中所述反向电流对应于第二开关节点和第一开关节点之间的正电压。在传导所述反向电流时，通过经由所述常关晶体管的控制节点来关断所述常关晶体管以及通过减少所述常开晶体管的控制节点和参考节点之间的电压来减少所述常开晶体管的驱动电压，以关断所述第一开关。在关断所述第一开关之后接通耦合在所述第一开关和电源节点之间的第二开关。
实施方式可以包括以下特征中的一个或更多个。在所述方法中，所述第二开关耦合在所述第二开关节点和所述电源节点之间。在所述方法中，关断所述常关晶体管和减少所述常开晶体管的驱动电压基本在相同时间执行。在一些实施例中，所述常开晶体管的参考节点是所述常关晶体管的源极节点，所述第二开关节点是所述常关晶体管的源极节点，所述第一开关节点是所述常开晶体管的漏极节点。
所述常开晶体管可以包括第一n沟道器件且所述常关晶体管包括第二n沟道晶体管。在一些实施例中，所述常开晶体管为氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)；所述常关晶体管为增强型MOSFET。
在一些实施例中，关断所述常关晶体管包括：利用第一驱动器电路将所述常关晶体管的控制节点从第一电压驱动至第二电压，以及减少所述常开晶体管的驱动电压包括：利用电容器来驱动所述常开晶体管的控制节点，所述电容器具有耦合到所述常关晶体管的控制节点的第一端子以及耦合到所述常开晶体管的控制节点的第二端子。经由所述常关晶体管的控制节点来接通所述常关晶体管可以包括：将所述常关晶体管的控制节点从第二电压驱动至第一电压；以及经由所述常开晶体管的控制节点来接通所述常开晶体管可以包括：利用耦合在所述常开晶体管的控制节点和所述常关晶体管的源极节点之间的箝位电路来驱动所述常开晶体管的控制节点。在一些实施例中，所述箝位电路包括耦合在所述常开晶体管的控制节点和所述常关晶体管的源极节点之间的二极管。
在实施例中，响应于开关信号来执行接通所述第一开关、关断所述常关晶体管和减少所述常开晶体管的驱动电压。传导反向电流可以包括利用电感器来产生反向电流，且所述方法还可以包括在产生反向电流前磁化电感器。可以利用耦合到电感器和第一开关的第二开关通过在电感器上施加第一电压来执行磁化。
在实施例中，关断所述常关晶体管包括：利用第一驱动器电路将所述常关晶体管的控制节点从第一电压驱动至第二电压；以及减少所述常开晶体管的驱动电压包括：利用第二驱动器电路将驱动电压从第三电压减少至第四电压。所述第四电压可以在所述常开晶体管的接通阈值之下，然而在其它实施例中，第四电压也可以不在所述常开晶体管的接通阈值之下。在一些实施例中第一开关和第二开关布置成半桥配置，并且在一些实施例中，接通第二开关还包括在关断所述第一开关之后的第一时段内接通所述第二开关。
另一个一般性方面包括一种电路，包括：第一驱动器端子，被配置成耦合到与常开晶体管串联耦合的常关晶体管的控制节点，其中所述常关晶体管和所述常开晶体管形成了耦合在第一开关节点和第二开关节点之间的第一开关；第二驱动器端子，被配置成耦合到常开晶体管的控制节点；第三驱动器端子，被配置成耦合到第二开关的控制节点，所述第二开关耦合在所述第一开关和电源节点之间；以及驱动器电路。所述驱动器电路被配置成：经由所述第一驱动器端子来接通所述常关晶体管和经由所述第二驱动器端子来接通所述常开晶体管；当所述第一开关传导反向电流时，通过经由所述第一驱动器端子来关断所述常关晶体管以及通过减少所述常开晶体管的控制节点和参考节点之间的电压而经由所述第二驱动器端子来减少所述常开晶体管的驱动电压，来关断所述第一开关，其中所述反向电流对应于所述第二开关节点和所述第一开关节点之间的正电压；以及在关断所述第一开关之后接通所述第二开关。
实施方式可以包括以下特征的一个或多个。在所述电路中，所述驱动器电路被配置成通过基本在相同时间关断所述常开晶体管和减少所述常开晶体管的驱动电压来关断所述第一开关。在所述电路中，所述常开晶体管的参考节点是所述常关晶体管的源极节点；所述第二开关节点是所述常关晶体管的源极节点；并且所述第一开关节点是所述常开晶体管的漏极节点。
在一些实施例中，所述电路还包括所述常关晶体管和所述常开晶体管和/或所述第二开关，所述第二开关可以耦合在所述第二开关节点和所述电源节点之间。在实施例中，所述常关晶体管包括增强型MOSFET；以及所述常开晶体管包括氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)。所述第一开关和所述第二开关可以布置成半桥配置。
所述驱动器电路包括：第一驱动器，具有耦合到所述第一驱动器端子的输出；以及第二驱动器，具有耦合到所述第二驱动器端子的输出。在其它实施例中，所述驱动器电路包括：第一驱动器，具有耦合到所述第一驱动器端子的输出；电容器，耦合在所述第一驱动器端子和所述第二驱动器端子之间；以及箝位电路，耦合在所述第二驱动器端子和所述第二开关节点之间。所述箝位电路例如可以通过二极管来实现。所述电路还可以包括与所述二极管并联耦合的电阻器。
在实施例中，所述驱动器电路将所述驱动电压减少至所述常开晶体管的阈值之下的电压。可替选地，所述驱动器电路将所述常开晶体管的驱动电压减少至不在所述常开晶体管的阈值之下的电压。
又一一般性方面包括一种电路，该电路包括：常开晶体管，与常关晶体管串联耦合；栅极驱动器电路，具有耦合到所述常关晶体管的控制节点的输出；电容器，耦合在所述常关晶体管的控制节点和所述常开晶体管的控制节点之间；以及箝位电路，耦合在所述常开晶体管的控制节点和所述常关晶体管的源极节点之间。
实施方式可以包括以下特征中的一个或更多个。在所述电路中，所述箝位电路包括二极管和/或还包括耦合在所述常开晶体管的栅极和所述常关晶体管的源极之间的电阻器。
一些实施例的益处包括当在实施例的双驱动模式操作实施例的组合开关时减少的功率消耗和减少的器件应力。一些实施例的进一步的益处包括能够利用单个栅极驱动器电路和少量不昂贵的部件来驱动组合开关，由此在器件成本和电路面积方面得到节约。
虽然已经参考示例实施例描述了本发明，但是说明书并非旨在构成限制。在参考说明书时，本发明的示例实施例以及其它实施例的多个改型和组合对本领域技术人员来说也是明显的。

Claims (28)

1.一种操作耦合在第一开关节点和第二开关节点之间的第一开关的方法，所述第一开关包括与常关晶体管串联耦合的常开晶体管，所述方法包括：
通过所述第一开关来传导反向电流，其中所述反向电流与所述第一开关节点和所述第二开关节点之间的正电压相对应；
接通所述第一开关，包括经由所述常开晶体管的控制节点来接通所述常开晶体管和经由所述常关晶体管的控制节点来接通所述常关晶体管；
在传导所述反向电流时关断所述第一开关，包括经由所述常关晶体管的控制节点来关断所述常关晶体管以及通过减少所述常开晶体管的控制节点和所述常开晶体管的参考节点之间的电压来减少所述常开晶体管的驱动电压；以及
在关断所述第一开关之后接通耦合在所述第一开关和电源节点之间的第二开关。
2.根据权利要求1的方法，其中所述第二开关耦合在所述第二开关节点和所述电源节点之间。
3.根据权利要求1的方法，其中关断所述常开晶体管和减少所述常开晶体管的驱动电压基本在相同时间执行。
4.根据权利要求1的方法，其中：
所述常开晶体管包括氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)；以及
所述常关晶体管包括增强型MOSFET。
5.根据权利要求1的方法，其中：
关断所述常关晶体管包括：利用第一驱动器电路将所述常关晶体管的控制节点从第一电压驱动至第二电压；以及
减少所述常开晶体管的驱动电压包括：利用电容器来驱动所述常开晶体管的控制节点，所述电容器具有耦合到所述常关晶体管的控制节点的第一端子以及耦合到所述常开晶体管的控制节点的第二端子。
6.根据权利要求5的方法，其中：
经由所述常关晶体管的控制节点来接通所述常关晶体管包括：将所述常关晶体管的控制节点从所述第二电压驱动至所述第一电压；以及
经由所述常开晶体管的控制节点来接通所述常开晶体管包括：利用耦合在所述常开晶体管的控制节点和所述常关晶体管的源极节点之间的箝位电路来驱动所述常开晶体管的控制节点。
7.根据权利要求6的方法，其中所述箝位电路包括耦合在所述常开晶体管的控制节点和所述常关晶体管的源极节点之间的二极管。
8.根据权利要求1的方法，其中响应于开关信号来执行接通所述第一开关、关断所述常关晶体管和减少所述常开晶体管的驱动电压。
9.根据权利要求1的方法，其中：
关断所述常关晶体管包括：利用第一驱动器电路将所述常关晶体管的控制节点从第一电压驱动至第二电压；以及
减少所述常开晶体管的驱动电压包括：利用第二驱动器电路将驱动电压从第三电压减少至第四电压。
10.根据权利要求9的方法，其中所述第四电压在所述常开晶体管的接通阈值之下。
11.根据权利要求1的方法，其中接通所述第二开关还包括：在关断所述第一开关之后的第一时段内接通所述第二开关。
12.一种电路，包括：
第一驱动器端子，被配置成耦合到与常开晶体管串联耦合的常关晶体管的控制节点，其中所述常关晶体管和所述常开晶体管形成耦合在第一开关节点和第二开关节点之间的第一开关；
第二驱动器端子，被配置成耦合到常开晶体管的控制节点；
第三驱动器端子，被配置成耦合到第二开关的控制节点，所述第二开关耦合在所述第一开关和电源节点之间；以及
驱动器电路，被配置成：
经由所述第一驱动器端子来接通所述常关晶体管和经由所述第二驱动器端子来接通所述常开晶体管；
当所述第一开关传导反向电流时，通过经由所述第一驱动器端子来关断所述常关晶体管以及通过减少所述常开晶体管的控制节点和参考节点之间的电压而经由所述第二驱动器端子来减少所述常开晶体管的驱动电压，由此关断所述第一开关，其中所述反向电流对应于所述第二开关节点和所述第一开关节点之间的正电压；以及
在关断所述第一开关之后接通所述第二开关。
13.根据权利要求12的电路，其中所述驱动器电路被配置成通过基本在相同时间关断所述常开晶体管和减少所述常开晶体管的驱动电压来关断所述第一开关。
14.根据权利要求12的电路，其中：
所述常开晶体管的参考节点是所述常关晶体管的源极节点；
所述第二开关节点是所述常关晶体管的源极节点；
并且所述第一开关节点是所述常开晶体管的漏极节点。
15.根据权利要求12的电路，还包括所述常关晶体管和所述常开晶体管。
16.根据权利要求15的电路，还包括所述第二开关。
17.根据权利要求16的电路，其中所述第二开关耦合在所述第二开关节点和所述电源节点之间。
18.根据权利要求15的电路，其中：
所述常关晶体管包括增强型MOSFET；以及
所述常开晶体管包括氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)。
19.根据权利要求12的电路，其中所述驱动器电路包括：
第一驱动器，具有耦合到所述第一驱动器端子的输出；以及
第二驱动器，具有耦合到所述第二驱动器端子的输出。
20.根据权利要求12的电路，其中所述驱动器电路包括：
第一驱动器，具有耦合到所述第一驱动器端子的输出；
电容器，耦合在所述第一驱动器端子和所述第二驱动器端子之间；以及
箝位电路，耦合在所述第二驱动器端子和所述第二开关节点之间。
21.根据权利要求20的电路，其中所述箝位电路包括二极管。
22.根据权利要求21的电路，还包括与所述二极管并联耦合的电阻器。
23.根据权利要求12的电路，其中所述驱动器电路将所述驱动电压减少至所述常开晶体管的阈值之下的电压。
24.根据权利要求12的电路，其中所述驱动器电路将所述常开晶体管的驱动电压减少至不在所述常开晶体管的阈值之下的电压。
25.根据权利要求12的电路，其中所述第一开关和所述第二开关布置成半桥配置。
26.一种电路，包括：
常开晶体管，与常关晶体管串联耦合；
栅极驱动器电路，具有耦合到所述常关晶体管的控制节点的输出；
电容器，耦合在所述常关晶体管的控制节点和所述常开晶体管的控制节点之间；以及
箝位电路，耦合在所述常开晶体管的控制节点和所述常关晶体管的源极节点之间。
27.根据权利要求26的电路，其中所述箝位电路包括二极管。
28.根据权利要求26的电路，还包括耦合在所述常开晶体管的栅极和所述常关晶体管的源极之间的电阻器。
CN201610647973.3A 2015-08-10 2016-08-09 用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法 Pending CN106452025A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/822,530 2015-08-10
US14/822,530 US9793260B2 (en) 2015-08-10 2015-08-10 System and method for a switch having a normally-on transistor and a normally-off transistor

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN106452025A true CN106452025A (zh) 2017-02-22

Family

ID=57908180

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610647973.3A Pending CN106452025A (zh) 2015-08-10 2016-08-09 用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9793260B2 (zh)
CN (1) CN106452025A (zh)
DE (1) DE102016114820B4 (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108696109A (zh) * 2017-04-07 2018-10-23 雅达电子国际有限公司 堆叠式mosfet电路和操作堆叠式mosfet电路的方法
CN108696268A (zh) * 2018-05-24 2018-10-23 南京工程学院 一种常开型GaN FET的直接驱动电路
CN109600026A (zh) * 2017-09-30 2019-04-09 沃尔缇夫能源系统公司 一种图腾柱电路中的氮化镓器件的驱动方法及装置
CN110098744A (zh) * 2018-01-30 2019-08-06 台达电子工业股份有限公司 辅助电路和电源转换器
CN110535332A (zh) * 2019-09-11 2019-12-03 上海南芯半导体科技有限公司 一种多相位电荷泵的驱动电路
CN111164442A (zh) * 2017-08-16 2020-05-15 康诺特电子有限公司 用于诊断电故障的系统和方法
CN111398764A (zh) * 2020-03-31 2020-07-10 中国电子产品可靠性与环境试验研究所（（工业和信息化部电子第五研究所）（中国赛宝实验室）） 功率管电压测试方法、装置和测试电路
CN111478689A (zh) * 2020-03-31 2020-07-31 深圳芯能半导体技术有限公司 耗尽型晶体管驱动电路及芯片

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017127112A1 (en) * 2016-01-22 2017-07-27 Halliburton Energy Services, Inc. Solid state protection circuits
FR3059490B1 (fr) * 2016-11-25 2018-11-16 Exagan Dispositif de commutation d'un circuit de puissance presentant un circuit passif de protection
US10033298B1 (en) * 2017-01-20 2018-07-24 General Electric Company Automatic short circuit protection switching device systems and methods
JP6951662B2 (ja) * 2017-08-31 2021-10-20 株式会社オートネットワーク技術研究所 電源システム
EP3503365B1 (de) * 2017-12-22 2020-06-10 GE Energy Power Conversion Technology Limited Verfahren und einrichtung zur ansteuerung von mosfet-schaltmodulen
JP6779932B2 (ja) * 2018-03-20 2020-11-04 株式会社東芝 半導体装置
US10680069B2 (en) * 2018-08-03 2020-06-09 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a GaN-based start-up circuit
EP3864744A4 (en) * 2018-10-09 2022-07-20 Aistorm Inc. CHARGE BASED SWITCHED MATRIX AND METHOD THEREOF
DE102019104691B4 (de) 2019-02-25 2022-10-13 Infineon Technologies Ag Diodenschaltung
WO2020252561A1 (en) * 2019-06-17 2020-12-24 Smartd Technologies Inc. Dynamic balancing of transistors
JP7358227B2 (ja) * 2019-12-19 2023-10-10 株式会社東芝 半導体装置
JP7455604B2 (ja) 2020-02-14 2024-03-26 株式会社東芝 ノーマリオン型トランジスタの駆動回路及び駆動方法
DE102020208058A1 (de) * 2020-06-29 2021-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Gleichrichter, Energieversorgungsgerät und Anlage
US11095229B1 (en) * 2020-09-24 2021-08-17 Monolithic Power Systems, Inc. High switching frequency direct AC to AC converter
US11705803B1 (en) * 2022-06-28 2023-07-18 Monolithic Power Systems, Inc. Gate driver with improved switching performance and the driving method thereof
US20240120918A1 (en) * 2022-10-06 2024-04-11 Infineon Technologies Austria Ag Bidirectional power switch

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4945266A (en) * 1987-11-18 1990-07-31 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Composite semiconductor device
DE102006029928B3 (de) * 2006-06-29 2007-09-06 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung mit zumindest zwei Halbleiterschaltelementen
US20080197908A1 (en) * 2006-01-26 2008-08-21 Advanced Analogic Technologies, Inc. Cascode Power Switch for use in a High-Frequency Power MESFET Buck Switching Power Supply
US20090002036A1 (en) * 2007-06-26 2009-01-01 Seiko Epson Corporation Liquid ejecting apparatus and liquid ejecting method
CN102570782A (zh) * 2010-11-30 2012-07-11 英飞凌科技股份有限公司 用于自举开关驱动器的系统和方法
CN103493374A (zh) * 2011-04-13 2014-01-01 Pi公司 包括常闭和常开器件的共源共栅开关以及包括这样的开关的电路
US20140027785A1 (en) * 2012-07-30 2014-01-30 Nxp B.V. Cascoded semiconductor devices
CN103716026A (zh) * 2012-09-28 2014-04-09 英飞凌科技奥地利有限公司 开关电路
US20140284662A1 (en) * 2013-03-21 2014-09-25 Kabushiki Kaisha Toshiba Semiconductor device
US9083343B1 (en) * 2014-05-28 2015-07-14 United Silicon Carbide, Inc. Cascode switching circuit

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS55136726A (en) * 1979-04-11 1980-10-24 Nec Corp High voltage mos inverter and its drive method
US5285369A (en) 1992-09-01 1994-02-08 Power Integrations, Inc. Switched mode power supply integrated circuit with start-up self-biasing
US5746499A (en) * 1995-04-28 1998-05-05 L.A. Gear, Inc. Footwear with pulsed lights
DE19943785A1 (de) * 1998-09-25 2000-03-30 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung mit mindestens zwei Halbleiterbauelementen
DE19902520B4 (de) * 1999-01-22 2005-10-06 Siemens Ag Hybrid-Leistungs-MOSFET
US7408399B2 (en) 2005-06-27 2008-08-05 International Rectifier Corporation Active driving of normally on, normally off cascoded configuration devices through asymmetrical CMOS
US7961482B2 (en) 2007-05-09 2011-06-14 International Rectifier Corporation Bi-directional HEMT/GaN half-bridge circuit
US7777553B2 (en) 2008-04-08 2010-08-17 Infineon Technologies Austria Ag Simplified switching circuit
CH700697A2 (de) * 2009-03-27 2010-09-30 Eth Zuerich Schalteinrichtung mit einer kaskodeschaltung.
US8228114B1 (en) * 2009-09-30 2012-07-24 Arkansas Power Electronics International, Inc. Normally-off D-mode driven direct drive cascode
US8233250B2 (en) * 2009-12-23 2012-07-31 R2 Semiconductor, Inc. Over voltage protection of switching converter
JP5012930B2 (ja) * 2010-02-15 2012-08-29 株式会社デンソー ハイブリッドパワーデバイス
JP5197658B2 (ja) * 2010-03-10 2013-05-15 株式会社東芝 駆動回路
DE102010027832B3 (de) 2010-04-15 2011-07-28 Infineon Technologies AG, 85579 Halbleiterschaltanordnung mit einem selbstleitenden und einem selbstsperrenden Transistor
US8369054B2 (en) * 2010-06-08 2013-02-05 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. NMOS-based feedback power-clamp for on-chip ESD protection
US8810287B2 (en) * 2011-01-14 2014-08-19 Panasonic Corporation Driver for semiconductor switch element
JP5290354B2 (ja) * 2011-05-06 2013-09-18 シャープ株式会社 半導体装置および電子機器
EP2618481A1 (en) * 2012-01-19 2013-07-24 Nxp B.V. Power amplifier circuit and control method
JP5979998B2 (ja) * 2012-06-18 2016-08-31 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置及びそれを用いたシステム
US8995158B2 (en) 2012-07-11 2015-03-31 Infineon Technologies Dresden Gmbh Circuit arrangement with a rectifier circuit
KR101922117B1 (ko) * 2012-08-16 2018-11-26 삼성전자주식회사 트랜지스터를 포함하는 전자소자 및 그 동작방법
JPWO2014034346A1 (ja) * 2012-08-28 2016-08-08 シャープ株式会社 複合型半導体装置
US8876813B2 (en) * 2013-03-14 2014-11-04 St. Jude Medical, Inc. Methods, systems, and apparatus for neural signal detection
JP6223729B2 (ja) * 2013-06-25 2017-11-01 株式会社東芝 半導体装置
US9159725B2 (en) * 2013-07-19 2015-10-13 Texas Instruments Incorporated Controlled on and off time scheme for monolithic cascoded power transistors
WO2015135072A1 (en) * 2014-03-12 2015-09-17 Gan Systems Inc. Power switching systems comprising high power e-mode gan transistors and driver circuitry
US9559683B2 (en) 2014-08-29 2017-01-31 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switch having a normally-on transistor and a normally-off transistor
US9350342B2 (en) * 2014-08-29 2016-05-24 Infineon Technologies Austria Ag System and method for generating an auxiliary voltage
US9479159B2 (en) 2014-08-29 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switch having a normally-on transistor and a normally-off transistor
EP3001563B1 (en) * 2014-09-25 2019-02-27 Nexperia B.V. A cascode transistor circuit
JP2016139996A (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 株式会社東芝 半導体装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4945266A (en) * 1987-11-18 1990-07-31 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Composite semiconductor device
US20080197908A1 (en) * 2006-01-26 2008-08-21 Advanced Analogic Technologies, Inc. Cascode Power Switch for use in a High-Frequency Power MESFET Buck Switching Power Supply
DE102006029928B3 (de) * 2006-06-29 2007-09-06 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung mit zumindest zwei Halbleiterschaltelementen
US20090002036A1 (en) * 2007-06-26 2009-01-01 Seiko Epson Corporation Liquid ejecting apparatus and liquid ejecting method
CN102570782A (zh) * 2010-11-30 2012-07-11 英飞凌科技股份有限公司 用于自举开关驱动器的系统和方法
CN103493374A (zh) * 2011-04-13 2014-01-01 Pi公司 包括常闭和常开器件的共源共栅开关以及包括这样的开关的电路
US20140027785A1 (en) * 2012-07-30 2014-01-30 Nxp B.V. Cascoded semiconductor devices
CN103716026A (zh) * 2012-09-28 2014-04-09 英飞凌科技奥地利有限公司 开关电路
US20140284662A1 (en) * 2013-03-21 2014-09-25 Kabushiki Kaisha Toshiba Semiconductor device
US9083343B1 (en) * 2014-05-28 2015-07-14 United Silicon Carbide, Inc. Cascode switching circuit

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108696109A (zh) * 2017-04-07 2018-10-23 雅达电子国际有限公司 堆叠式mosfet电路和操作堆叠式mosfet电路的方法
CN108696109B (zh) * 2017-04-07 2023-08-29 雅达电子国际有限公司 堆叠式mosfet电路和操作堆叠式mosfet电路的方法
CN111164442A (zh) * 2017-08-16 2020-05-15 康诺特电子有限公司 用于诊断电故障的系统和方法
CN111164442B (zh) * 2017-08-16 2022-08-09 康诺特电子有限公司 用于诊断电故障的系统和方法
CN109600026A (zh) * 2017-09-30 2019-04-09 沃尔缇夫能源系统公司 一种图腾柱电路中的氮化镓器件的驱动方法及装置
CN110098744A (zh) * 2018-01-30 2019-08-06 台达电子工业股份有限公司 辅助电路和电源转换器
TWI695565B (zh) * 2018-01-30 2020-06-01 台達電子工業股份有限公司 輔助電路和電源轉換器
US11362654B2 (en) 2018-01-30 2022-06-14 Delta Electronics, Inc. Auxiliary circuit
US10972093B2 (en) 2018-01-30 2021-04-06 Delta Electronics, Inc. Auxiliary circuit and power converter
CN110098744B (zh) * 2018-01-30 2021-05-25 台达电子工业股份有限公司 辅助电路和电源转换器
CN108696268B (zh) * 2018-05-24 2021-09-24 南京工程学院 一种常开型GaN FET的直接驱动电路
CN108696268A (zh) * 2018-05-24 2018-10-23 南京工程学院 一种常开型GaN FET的直接驱动电路
CN110535332A (zh) * 2019-09-11 2019-12-03 上海南芯半导体科技有限公司 一种多相位电荷泵的驱动电路
CN110535332B (zh) * 2019-09-11 2020-07-28 上海南芯半导体科技有限公司 一种多相位电荷泵的驱动电路
CN111478689A (zh) * 2020-03-31 2020-07-31 深圳芯能半导体技术有限公司 耗尽型晶体管驱动电路及芯片
CN111398764B (zh) * 2020-03-31 2022-06-14 中国电子产品可靠性与环境试验研究所（（工业和信息化部电子第五研究所）（中国赛宝实验室）） 功率管电压测试方法、装置和测试电路
CN111398764A (zh) * 2020-03-31 2020-07-10 中国电子产品可靠性与环境试验研究所（（工业和信息化部电子第五研究所）（中国赛宝实验室）） 功率管电压测试方法、装置和测试电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20170047841A1 (en) 2017-02-16
DE102016114820B4 (de) 2024-03-21
US9793260B2 (en) 2017-10-17
DE102016114820A1 (de) 2017-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106452025A (zh) 用于具有常开晶体管和常关晶体管的开关的系统和方法
CN105391279B (zh) 用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的系统和方法
CN104170254B (zh) 用于保护氮化镓场效应晶体管的栅极的驱动器电路的系统和设备
CN105391281B (zh) 含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的系统和方法
CN107078736B (zh) 高电压零反向恢复电荷自举供应器
CN105391280B (zh) 用于生成备用电压的系统和方法
US8072202B2 (en) Gate driver in buck converters
US7911192B2 (en) High voltage power regulation using two power switches with low voltage transistors
US20140035626A1 (en) System and Method for Bootstrapping a Switch Driver
CN104205638B (zh) 共射共基电路
US8063613B2 (en) Power converter driver with split power supply
CN104242612B (zh) 用于驱动晶体管的方法和系统
US10020731B2 (en) Power switch circuit
CN110299835B (zh) 用于为开关转换器供电的系统和方法
EP2871765A1 (en) NPC converter for use in power module, and power module incorporating same
CN103190067A (zh) 驱动电路及逆变器电路
CN101447731A (zh) 同步dc/dc转换器
EP3522374B1 (en) A switch circuit, corresponding device and method
WO2023134381A1 (zh) 开关电源电路及终端设备
EP2672617A1 (en) A buck converter with reverse current protection, and a photovoltaic system
CN206602454U (zh) 使同步整流电路中整流管软启动的电路、模块及其电源
US7319359B2 (en) High current charge pump for intelligent power switch drive
CN108352785A (zh) 用于电力转换器中的谐振能量最小化的方法及设备
CN207753893U (zh) 一种led驱动芯片
CN111357179A (zh) 桥式碳化硅场效应管驱动电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20170222