CN106302297A - 一种循环卷积六边形多载波传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种循环卷积六边形多载波传输方法，包括：确定发送数据块所包含子符号的数目；根据子符号与子载波的个数确定待发送数据符号的数目；对所述每个待发送数据符号根据其所属子符号在时间上的位置进行移位和补零，得到相应的发送矢量；将每个所述的发送矢量分别与一高斯脉冲成型函数进行循环卷积运算，并根据发送矢量所属子符号和子载波号对所述循环卷积结果进行频率调制得到携带所述数据符号信息的脉冲信号；对所述各个脉冲信号进行累加得到多载波信号；根据信道的最大时延扩展为所述多载波信号添加循环前缀形成待发送基带信号。本发明实施例具有很强的抵抗双选择信道的能力，实现待发送的信号频谱效率更高，同时还降低了峰均功率比。

Description

一种循环卷积六边形多载波传输方法

技术领域

本发明实施例涉及信号调制领域，尤其涉及一种循环卷积六边形多载波传输方法。

背景技术

在一些新的应用中，如高铁宽带通信移动通信、宽带水声通信等，由于物体的高速运动，或者是水声信号低的传播速度(约1500m/s)，无线信道会在频率和时间上形成选择性，成为所谓的双选择性信道。如何在双选择信道条件下实现高效的数据传输，是移动宽带通信领域的一个研究热点与难点。

六边形多载波传输(英文名称：Hexagonal Multicarrier Transmission，以下简称：HMT)技术。HMT不需要添加循环前缀，以高斯函数作为原型脉冲，直接对原型脉冲进行时移和频率调制，得到一组非正交的调制脉冲，调制脉冲信号对应的坐标点在二维时频平面上为六边形网格结构，仿真结果表明HMT在双选择信道中传输的鲁棒性明显优于传统的OFDM和LOFDM。

HMT的发送信号可以表示为

式中，d_m,k表示第m个HMT符号的第k个子载波所发送的数据符号，mod(a,b)表示a对b进行取模运算，T为HMT的符号长度，F等于B/N，B为系统带宽，N为一个HMT符号所包含的所有子载波个数，而原型高斯脉冲函数g(t)可表示为

从(1)式可以看出，HMT两个相邻的符号在时间上间隔T/2，而相邻符号的子载波在频率上彼此间隔F/2。本质上讲，HMT属于滤波器组多载波调制 技术，其调制脉冲长度通常不小于4～6个符号周期。图2为连续12个HMT符号的第0号子载波的时域波形，具体参数为，符号长度T＝10^-4s，采样间隔T_s＝10^-6s，F＝25kHz，高斯调制脉冲长度为4个HMT符号周期，即4×10^-4s。

由图3可以看出，发送12个有效HMT符号时，HMT的时域信号持续时间达到9.5×10^{- 4}s，造成的原因在于成型脉冲的长度大于HMT的符号长度，这无疑将导致频谱效率下降，特别是当发送的HMT符号较少时。

此外，在HMT发送信号的开始和结束部分的幅值很小，接近于零，这会造成HMT信号的峰均功率比很大，降低线性功率放大器的工作效率。

发明内容

本发明实施例提供一种循环卷积六边形多载波传输方法，以克服上述技术问题。

本发明一种循环卷积六边形多载波传输方法，包括：

根据所述子符号个数和每个所述子符号的子载波个数确定待发送数据符号的数目；

根据子载波个数、循环前缀长度和信令效率确定每个所述子符号的采样点数，进而确定所述发送数据块的采样点数；

对所述每个待发送数据符号根据其所属子符号的在时间上的位置进行移位和补零，得到长度等于所述发送数据块长度的发送矢量；

根据所述发送数据块长度确定高斯脉冲成型函数的采样点数，并将所述高斯脉冲函数分别与每个所述的发送矢量进行循环卷积运算；

对所述每个循环卷积运算结果根据其对应的发送矢量所属子符号编号和子载波号，进行频率调制，得到携带所述待发送数据符号信息的脉冲信号；

对所述各个脉冲信号进行累加得到多载波信号；

根据信道的最大时延扩展为所述多载波信号添加循环前缀形成待发送基带信号。

进一步地，所述并将所述每个待发送数据符号进行移位和补零操作，得到长度等于所述发送数据块长度的发送矢量，包括：

将第m(m＝0,1,…,M-1)个子符号的第k(k＝0,1,…,K-1)个所述子载波所 承载的所述数据符号沿时间轴移位mN₀/2个采样点，并在其余坐标点补零，得到长度为N的发送矢量，所述N₀为所述子符号的采样点数，所述K为所述每个子符号的子载波总数，所述M为数据块所含子符号数目，所述N＝MN₀/2，为数据块总长度；

判断子符号的顺序号m是否为奇数，若是，则进行频率调制的第k个子载波的频率为(k+1/2)F，若否，则进行频率调制的第k个子载波的频率为kF，所述F为子载波间的频率间隔。

进一步地，所述根据所述发送数据块长度确定高斯脉冲成型函数的采样点数，并将所述高斯脉冲函数分别与每个所述的发送矢量进行循环卷积运算，包括：

高斯脉冲成型函数针对第m个子符号的循环移位，得到：

$g_m\left(n\right)=g\left(\mathrm{mod}\right(n-m\frac{N_0}{2},N\left)\right),n=0,\mathrm{...},N-1,m=0,\mathrm{...},M-1---\left(1\right)$

其中，所述g_m(n)为循环移位mN₀/2个采样点后的高斯脉冲成型函数，mod(a,b)表示a对b进行取模运算，g(n)为原型高斯脉冲成型函数；

将循环移位后的高斯脉冲成型函数转换为矢量形式，得到：

g_m＝[g_m(0),g_m(1),…,g_m(N-1)]^T (2)

将所述循环移位后的高斯脉冲成型函数与发送矢量对应元素乘积，得到：

a_m,k＝d_m,k⊙g_m,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (3)

其中，⊙表示哈达玛积，a_m,k(n)为矢量a_m,k的第n个元素。

进一步地，所述根据子载波个数、循环前缀长度和信令效率确定每个所述子符号的采样点数，包括：

其中，ρ为所述循环移位六边形多载波传输的信令效率，N_CP为循环前缀长度，所述M为数据块所含子符号数目，K为所述每个子符号的子载波总数。

本发明采用了循环卷积使得循环卷积六边形多载波传输可以获得比HMT更短的发送时间，同时降低了峰均功率比，具有很好的抵抗双选择信道的能力。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明循环移位六边形多载波传输方法流程图；

图2为现有技术HMT连续12个子符号的第0号子载波实部的时域波形图；

图3为本发明经过移位与补零后各数据符号在时间轴上的位置示意图；

图4为本发明循环移位六边形多载波传输过程示意图；

图5为本发明包含12个子符号的CHMT信号中第0号子载波的时域波形图；

图6为四种调制方式的CCDF曲线对比图；

图7为OFDM与CHMT误码率随信道弥散积τf_d的变化情况。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1为本发明一种循环卷积六边形多载波传输方法流程图，如图1所示，本实施例的方法可以包括：

步骤101、根据所述子符号个数和每个所述子符号的子载波个数确定待发送数据符号的数目；

步骤102、根据子载波个数、循环前缀长度和信令效率要求确定每个所述子符号的采样点数，进而确定所述发送数据块的采样点数；

步骤103、对所述每个待发送数据符号根据其所属子符号的在时间上的 位置进行移位和补零，得到长度等于所述发送数据块长度的发送矢量；

具体来说，循环卷积六边形多载波传输(英文名称：Circular-convolutionHexagonal Multicarrier Transmission，以下简称：CHMT)是一种多载波传输技术，每一子载波均使用高斯脉冲成型滤波器进行加窗处理，因此，CHMT的子载波之间是非正交的。CHMT采用数据块方式发送数据，设一个CHMT符号由M个子符号构成，每个子符号的子载波数为K本实施例中信道带宽为B Hz，则子载波间隔F为B/KHz，基带信号采样频率T_s为1/B秒，每个子符号的时间长度T为N₀T_s秒，N₀取偶数，令N＝MN₀/2，N为CHMT数据块的有效长度。N₀是根据子载波个数、循环前缀长度和信令效率确定的，CHMT的信令效率计算公式如下：

其中，ρ为所述循环移位六边形多载波传输的信令效率，N_CP为循环前缀长度。由(X)式可得：

接下来，由正交幅度调制(以下简称：QAM)映射得到的MK个数据符号s₀,…,s_MK-1经过串并转换产生需要在第m个子符号的第k子载波上传输的数据s_m,k，m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1。在时域按照采样间隔T_s对s_m,k进行移位和补零，得到长度为N的发送矢量d_m,k，即

其中，[·]^T表示转置，而发送矢量d_m,k可进一步表示为：

d_m,k＝[d_m,k(0),d_m,k(1),…,d_m,k(N-1)]^T (4)

由(3)式可知：

此时，d_m,k在时间轴上的位置如图3所示，相邻子符号之间存在N₀T_s/2的时间间隔。

步骤104、根据所述发送数据块长度确定高斯脉冲函数的采样点数，并将所述高斯脉冲函数分别与每个所述的发送矢量进行循环卷积运算；

步骤105、对所述每个循环卷积运算结果根据其对应的发送矢量所属子符号编号和子载波号，进行频率调制，得到携带所述待发送数据符号信息的脉冲信号；

进一步地，所述并将所述每个待发送数据符号进行移位和补零操作，得到长度等于所述发送数据块长度的发送矢量，包括：

将第m(m＝0,1,…,M-1)个子符号的第k(k＝0,1,…,K-1)个所述子载波所承载的所述数据符号沿时间轴移位mN₀/2个采样点，并在其余坐标点补零，得到长度为N的发送矢量，所述N₀为所述子符号的采样点数，所述K为所述子载波的总数，所述M为数据块所含子符号数目，所述N＝MN₀/2，为数据块总长度；

判断子符号的顺序号m是否为奇数，若是，则进行频率调制的第k个子载波的频率为(k+1/2)F，若否，则进行频率调制的第k个子载波的频率为kF，所述F为子载波间的频率间隔。

进一步地，所述根据所述发送数据块长度确定高斯脉冲成型函数的采样点数，并将所述高斯脉冲函数分别与每个所述的发送矢量进行循环卷积运算，包括：

原型高斯脉冲成型函数针对第m个子符号的循环移位，得到：

其中，所述g_m(n)为循环移位后的高斯脉冲成型函数，mod(a,b)表示a对b进行取模运算，g为原型高斯脉冲成型函数；

将循环移位后的高斯脉冲成型函数转换为矢量形式，得到：

g_m＝[g_m(0),g_m(1),…,g_m(N-1)]^T (7)

将所述循环移位后的高斯脉冲成型函数与发送矢量对应元素乘积，得到：

a_m,k＝d_m,k⊙g_m,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (8)

其中，⊙表示哈达玛积，a_m,k(n)为矢量a_m,k的第n个元素。

具体来说，原型高斯脉冲成型函数g(n)可以表示为：

其中，g(n)的σ参数需要根据双选择信道的散射函数来确定。g(n)可以表示为矢量形式：

g＝[g(0),g(1),…,g(N-1)]^T (10)

发送矢量d_m,k与原型高斯脉冲成型函数g的N点循环卷积为：

其中，表示循环卷积。(8)式还可以表示为发送矢量d_m,k与经过循环移位处理的高斯脉冲成型函数的哈达玛积(Hadamard product)形式。高斯脉冲成型函数针对第m个子符号的循环移位操作可以表示为：

其中，mod(a,b)表示a对b进行取模运算。g_m(n)同样可以表示为矢量形式，即：

g_m＝[g_m(0),g_m(1),…,g_m(N-1)]^T (13)

此时，(8)式可以表示为：

a_m,k＝d_m,k⊙g_m,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (14)

即，

a_m,k(n)＝d_m,k(n)×g_m(n) (15)

这里，⊙表示哈达玛积，a_m,k(n)为矢量a_m,k的第n个元素。

接下来，将a_m,k调制到与其对应的第k号子载波上，得到携带数据符号信息的基带脉冲信号，即，

步骤106、对所述各个基带脉冲信号进行累加得到基带多载波信号；

具体来说，图4为CHMT调制过程示意图。图中δ(n)为克罗内克(以下简称，Kronecker delta)函数，可以表示为

对调制到各子载波上的数据在时域进行累加，从而产生时域序列x(0),…,x(N-1)，其时间长度为NT_s秒，即，

步骤107、根据信道的最大时延扩展为所述多载波信号添加循环前缀形成待发送基带信号。

具体来说，为了消除多径信道造成的相邻数据块之间的干扰，对基带信号x(n)添加循环前缀，取循环前缀的长度为N_CP，N_CP≥L_p，L_p为多径信道脉冲响应函数的长度。添加循环前缀后的信号为

其中，0为N_CP×(N-N_CP)阶零矩阵，I_m为m阶单位矩阵，而和x可分别表示为

x＝[x(0),…,x(N-1)]^T (21)

图5为包含12个子符号的CHMT信号中第0号子载波的时域波形，具体参数与上述HMT相同。对比图5与图2可以看出，由于采用了循环卷积使得CHMT可以获得比HMT更短的发送时间。

图6为OFDM、HMT和CHMT三种种调制方式在使用QPSK映射且具有相同信令效率的情况下互补累积分布函数(Complementary Cumulative Distribution Function，CCDF)曲线，仿真中系统带宽为1MHz，子载波数为256，HMT和CHMT符号均包含10个子符号。从图中可以看出，OFDM相比其他两种调制方式具有最低的峰均功率比特性，CHMT比OFDM相差了1dB，这主要是由于GFDM与CHMT采用了加窗处理所造成的。由于HMT在调制过程中数据符号与高斯脉冲成型滤波器进行线性卷积，这会造成HMT时域信号的在开始和结束部分一定长度时间范围内接近于零值，如图2所示， 使得HMT的峰均功率比在上述三种调制方式中最大，CHMT的峰均功率比特性显著优于HMT。

图7为OFDM和CHMT在使用QPSK映射且具有相同信令效率的情况下误码率随信道弥散积τf_d的变化情况，这里τ为信道的最大时延扩展，f_d为信道的最大多普勒频移。系统带宽1MHz，信令效率ρ取0.8，子载波数为256。为了观察弥散信道对通信系统的影响，仿真中没有考虑加性高斯白噪声，且假设接收方具有完美信道状态信息，并将子载波间干扰和子符号间干扰视为噪声。弥散信道为5径多径信道，每径的时延分别为0us、8us、16us、24us、32us，每径的复增益分别利用Clarke/Gans模型产生，模为1。CHMT的数据块由8个子符号和相应的循环前缀构成，CHMT和OFDM的循环前缀长度均大于信道的时延扩展，仿真中二者的循环前缀长度都取为64。由图7可以看出，OFDM在τf_d取值小于0.029时误码率性能优于CHMT，但是在τf_d取值大于0.029后，CHMT的误码率性能优于OFDM。特别是，CHMT的误码率性能对信道的弥散积τf_d的变化不敏感，说明CHMT具有很好的抵抗双选择信道的能力。

综上所述，本发明采用了循环卷积使得CHMT可以获得比HMT更短的发送时间，同时降低了峰均功率比，具有很好的抵抗双选择信道的能力。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (4)

1.一种循环卷积六边形多载波传输方法，其特征在于，包括：

根据所述子符号个数和每个所述子符号的子载波个数确定待发送数据符号的数目；

根据子载波个数、循环前缀长度和信令效率确定每个所述子符号的采样点数，进而确定所述发送数据块的采样点数；

对所述每个待发送数据符号根据其所属子符号的在时间上的位置进行移位和补零，得到长度等于所述发送数据块长度的发送矢量；

根据所述发送数据块长度确定高斯脉冲成型函数的采样点数，并将所述高斯脉冲函数分别与每个所述的发送矢量进行循环卷积运算；

对所述每个循环卷积运算结果根据其对应的发送矢量所属子符号编号和子载波号，进行频率调制，得到携带所述待发送数据符号信息的脉冲信号；

对所述各个脉冲信号进行累加得到多载波信号；

根据信道的最大时延扩展为所述多载波信号添加循环前缀形成待发送基带信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述并将所述每个待发送数据符号进行移位和补零操作，得到长度等于所述发送数据块长度的发送矢量，包括：

将第m(m＝0,1,…,M-1)个子符号的第k(k＝0,1,…,K-1)个所述子载波所承载的所述数据符号沿时间轴移位mN₀/2个采样点，并在其余坐标点补零，得到长度为N的发送矢量，所述N₀为所述子符号的采样点数，所述K为所述每个子符号的子载波总数，所述M为数据块所含子符号数目，所述N＝MN₀/2，为数据块总长度；

判断子符号的顺序号m是否为奇数，若是，则进行频率调制的第k个子载波的频率为(k+1/2)F，若否，则进行频率调制的第k个子载波的频率为kF，所述F为子载波间的频率间隔。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根据所述发送数据块长度确定高斯脉冲成型函数的采样点数，并将所述高斯脉冲函数分别与每个所述的发送矢量进行循环卷积运算，包括：

高斯脉冲成型函数针对第m个子符号的循环移位，得到：

$g_m\left(n\right)=g\left(\mathrm{mod}\right(n-m\frac{N_0}{2},N\left)\right),n=0,\mathrm{...},N-1,m=0,\mathrm{...},M-1---\left(1\right)$

其中，所述g_m(n)为循环移位后的高斯脉冲成型函数，mod(a,b)表示a对b进行取模运算，g(n)为原型高斯脉冲成型函数；

将循环移位后的高斯脉冲成型函数转换为矢量形式，得到：

g_m＝[g_m(0),g_m(1),…,g_m(N-1)]^T (2)

将所述循环移位后的高斯脉冲成型函数与发送矢量对应元素乘积，得到：

a_m,k＝d_m,k⊙g_m,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (3)

其中，⊙表示哈达玛积，a_m,k(n)为矢量a_m,k的第n个元素。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根据子载波个数、循环前缀长度和信令效率确定每个所述子符号的采样点数，包括：

$N_0=\frac{2K}{\mathrm{\ρ}}-\frac{2N_{CP}}{M}---\left(4\right)$

其中，ρ为所述循环移位六边形多载波传输的信令效率，N_CP为循环前缀长度，所述M为数据块所含子符号数目，K为所述每个子符号的子载波总数。