CN106789809A - 一种非正交多载波传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非正交多载波传输方法，所述传输方法基于压缩感知理论，所述传输方法包括以下步骤：将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波；将多个非正交子载波传输与压缩感知相结合，使得映射到非正交子载波上的信号具有稀疏性，获取映射后的信号；在接收端通过重构算法恢复出原始信号。本发明在同样的符号速率下，载波间的非正交性减小了载波占用的总的频谱带宽，提高了非正交多载波系统的频谱效率。

Description

一种非正交多载波传输方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域的多载波传输领域，尤其涉及一种非正交多载波传输方法。

背景技术

为了应对不断涌现的新的业务和应用场景，第五代移动通信(5G)系统正在如火如荼地进行，要求多载波传输系统实现更高的频谱利用率和能量效率，因此OFDM技术不再适用于5G环境。

为此，研究人员纷纷提出多种非正交多载波传输技术作为5G的备选方案，其中滤波器组多载波(FBMC)、通用滤波多载波(UFMC)、广义频分复用(GFDM)是目前业界讨论最多的多载波传输技术，以上三种非正交多载波传输技术都是基于滤波器实现载波之间的非正交性。

其中，FBMC通过对每个子载波进行滤波，减小载波间干扰，但由于单个载波带宽较窄，使得滤波器的冲击响应很长，造成硬件实现过程复杂度极高。

UFMC把整个载波频带分成了多个子频带，在包含多个子载波的每个子频带上进行滤波，抑制相邻子频带之间的干扰。与FBMC相比，降低了硬件复杂度。但同一子频带内的载波间干扰只能通过接收端的均衡而消除，使得UFMC在应用中对时间偏移非常敏感，对同步要求高。

GFDM将载波划分成块结构，然后对每个载波用脉冲整形的滤波代替线性滤波，提高频谱利用率，但会导致子载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)上升，只能通过接收端匹配滤波器迭代干扰消除技术来抵消滤波造成的ICI和ISI，导致接收端的复杂度非常高。

发明内容

本发明提供了一种基于压缩感知理论的非正交多载波传输方法，在同样的符号速率下，载波间的非正交性减小了载波占用的总的频谱带宽，提高了系统的频谱效率，详见下文描述：

一种非正交多载波传输方法，所述传输方法基于压缩感知理论，所述传输方法包括以下步骤：

将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波；

将多个非正交子载波传输与压缩感知相结合，使得映射到非正交子载波上的信号具有稀疏性，获取映射后的信号；

在接收端通过重构算法恢复出原始信号。

其中，所述将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波的步骤具体为：

对K个正交子载波中第k个子载波进行扩展，得到M个频率相同，时域采样时间不同的非正交子载波。

其中，所述非正交子载波的波形如下：

其中，k表示子载波的频率索引，n表示子载波的采样时间索引，m表示同频载波的不同的采样起始时间索引，Δn表示载波时域采样时间间隔，则该非正交多载波传输系统的总采样时间为N，N＝K+(M-1)×Δn。

本发明提供的技术方案的有益效果是：本发明不同于基于滤波器实现的非正交多载波传输的方案，该方法将多载波传输系统中的子载波波形看作压缩感知中的稀疏表示的过完备字典中的原子，即字典原子数多于需要进行稀疏表示的符号数。通过压缩感知中的稀疏表示过程实现多载波传输系统中的载波调制，使得调制到各子载波上的信号具有稀疏性，且较输入信号具有更高的维度。在接收端通过重构算法对稀疏信号进行估计，恢复出原始信号，完成载波解调过程。

附图说明

图1为一种基于压缩感知理论的非正交多载波传输方法的流程图；

图2为非正交多载波时域波形示意图；

其中，正交载波个数K＝64，子载波的频率索引k＝5，载波时域采样N＝128，同频载波个数M＝13，载波时域采样间隔Δn＝16。

图3为非正交多载波传输系统与OFDM系统在高斯白噪声信道下的误码率曲线对比效果图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

本发明实施例提供了一种非正交多载波传输方法，参见图1，该方法包括以下步骤：

101：将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波；

102：将多个非正交子载波传输与压缩感知相结合，使得映射到子载波上的信号具有稀疏性，获取映射后的信号；

首先利用载波矩阵，得到原始输入信号在该载波矩阵域上的稀疏表示形式，稀疏表示信号的维度与载波个数相同；然后将得到的稀疏表示分别映射到与之相对应的子载波上进行传输。

103：在接收端通过重构算法恢复出原始信号。

接收端首先利用高斯随机矩阵作为测量矩阵，得到接收信号在测量矩阵上投影形成的随机测量值；然后利用匹配追踪(BP)算法，得到发送信号的估计值；再次利用载波矩阵，通过与发送端相反的运算，得出原始输入信号的解调信息。

综上所述，本发明实施例提出的非正交多载波传输方法，将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波，使得非正交子载波总数多于OFDM系统，但系统的符号持续时间与OFDM系统相同。通过将多个非正交子载波传输与压缩感知相结合，使得映射到非正交子载波上的信号具有稀疏性，在接收端通过重构算法恢复出原始信号，减少了系统中正交载波的数量，提高了频谱利用率。

实施例2

下面结合具体的计算公式、附图2对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

201：非正交多载波设计思想；

假设系统输入N路QPSK符号，则在OFDM系统中需要N路正交子载波进行传输，符号时域采样时间为N。

本发明实施例中，传输N路QPSK符号，只需要K路正交子载波(K<N)，然后将每个正交子载波根据时域采样起始时间不同扩展成M个子载波，使得系统的符号持续时间N保持和OFDM系统一样，因此该传输系统中共包含R(R＝K×M)个非正交子载波波形，符号持续时间为N(R＞N)，所占用的频谱资源仅为K路正交子载波的带宽，可提高频谱利用率。

202：非正交多载波系统构造过程；

其中，对K个正交子载波中第k个子载波进行扩展，得到M个频率相同，时域采样时间不同的非正交子载波，则系统中的非正交子载波波形如下：

其中，k表示子载波的频率索引，n表示子载波的采样时间索引，m表示同频载波的不同的采样起始时间索引，Δn表示载波时域采样时间间隔，则该非正交多载波传输系统的总采样时间为N(N＝K+(M-1)×Δn)。

参见图2，正交载波个数K＝64，子载波的频率索引k＝5，载波时域采样N＝128，同频载波个数M＝13，载波时域采样间隔Δn＝16。

203：结合压缩感知理论，使得映射到各个非正交子载波上的调制信号具有稀疏性，在接收端可以利用重构算法实现信号的解调。

综上所述，本发明实施例在系统符号持续时间不变的情况下，将频域上相互正交的子载波扩展成多个时域相互混叠的多个非正交子载波，结合压缩感知理论，使得映射到各个非正交子载波上的调制信号具有稀疏性，在接收端可以利用重构算法实现信号的解调，与OFDM相比较，即提高了系统的频谱利用率，还降低了误码率。

实施例3

下面结合图3对实施例1和2中的方案进行可行性验证，详见下文描述：

如图3所示为正交多载波传输(OFDM)和本发明实施例提出的非正交多载波传输的系统性能对比图，其中，信道均为瑞利衰落信道，输入信号均为QPSK符号。OFDM系统包含N＝128个正交子载波，系统符号持续时间为N＝128，本发明实施例提出的非正交多载波传输在系统符号持续时间同样为N＝128的条件下，以K＝64、M＝3的多载波系统和K＝32、M＝7的多载波系统为例。

由图3可以看出，随信噪比条件的变化，本发明实施例提出的非正交多载波传输方案与OFDM系统的误比特率性能几乎相同，正交载波个数越多，与OFDM性能越接近。但其占用的频谱资源仅为OFDM系统的1/2和1/4，极大地提高了频谱利用率，而没有损失系统性能。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种非正交多载波传输方法，其特征在于，所述传输方法基于压缩感知理论，所述传输方法包括以下步骤：

将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波；

将多个非正交子载波传输与压缩感知相结合，使得映射到非正交子载波上的信号具有稀疏性，获取映射后的信号；

在接收端通过重构算法恢复出原始信号。

2.根据权利要求1所述的一种非正交多载波传输方法，其特征在于，所述将OFDM系统中相互正交的子载波，扩展成多个时域上不同采样起始时间的非正交子载波的步骤具体为：

对K个正交子载波中第k个子载波进行扩展，得到M个频率相同，时域采样时间不同的非正交子载波。

3.根据权利要求2所述的一种非正交多载波传输方法，其特征在于，所述非正交子载波的波形如下：

$\begin{array}{c}{g}_{k,m}\&lsqb;n\&rsqb;=g\&lsqb;\left(n-m\&times;\mathrm{\&Delta;}n\right)\mathrm{mod}N\&rsqb;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{K}kn}\\ \begin{array}{ccc}k=0,\mathrm{...}K-1,& n=\mathrm{0...}N-1,& m=\mathrm{0...}M-1\end{array}\end{array}$

其中，k表示子载波的频率索引，n表示子载波的采样时间索引，m表示同频载波的不同的采样起始时间索引，Δn表示载波时域采样时间间隔，则该非正交多载波传输系统的总采样时间为N，N＝K+(M-1)×Δn。