CN106292276B - 用于控制开关模式电源的占空比的系统和方法 - Google Patents

用于控制开关模式电源的占空比的系统和方法 Download PDF

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Abstract

本公开涉及用于控制开关模式电源的占空比的系统和方法。根据实施例，用于控制开关模式电源(SMPS)的方法包括：接收SMPS的电源电压输入的测量值；基于接收测量值确定电源电压输入随时间的变化；将确定的电源电压输入的变化与预定阈值进行比较；以及基于比较向SMPS的反馈控制环路内的积分器施加校正因子。

Description

用于控制开关模式电源的占空比的系统和方法
技术领域
本发明总体上涉及电子器件，更具体地，涉及用于控制开关模式电源系统的占空比的系统和方法。
背景技术
开关模式电源(SMPS)系统被广泛用于从汽车到蜂窝电话的各种电子设备。大量的这些SMPS系统由可充电和不可充电的电池来供电，诸如碱性电池、锂离子电池和镍氢电池(NiMH)。SPMS系统被设计为控制用于不同负载条件的输出并显示出良好的负载调节。这些开关调节器还被设计为有效地在短和长持续时间内处理输入电源电压变化并提供恒定的输出。
各种电子应用要求SMPS系统处理大范围的操作条件。这些操作条件可以包括瞬变负载条件和线(电池)条件、温度变化和功率节省模式。数字或模拟控制器用于在这些不同的操作条件下提供静态和动态的响应。数字或模拟控制器通过关闭系统周围的反馈来调节输出。比例-积分-微分(PID)控制器通常用于SMPS以处理针对任何输出变化的响应。在PID控制器中，比例项是期望的输出状态与实际输出之间的误差。微分项是比例项随时间的变化，以及非零值表示快速变化的系统条件。积分项是比例误差的累积，并且该项将控制系统驱动至其最终和稳定的值。
发明内容
根据一个实施例，用于控制开关模式电源(SMPS)的方法包括：接收SMPS的电源电压输入的测量值；基于接收测量值确定电源电压输入随时间的变化；将电源电压输入中确定的变化与预定阈值进行比较；并且基于比较向SMPS的反馈控制环路内的积分器施加校正因子。
附图说明
为了更好地理解本发明及其优点，现在结合附图进行以下描述，其中：
图1示出了包括比例-积分-微分控制器的示例性开关模式电源(SMPS)系统的示例；
图2示出了示例性前馈控制器的SMPS系统；
图3示出了SMPS系统中的另一示例性前馈控制器；
图4示出了SMPS系统中的另一示例性前馈控制器；
图5示出了SMPS系统中的另一示例性前馈控制器；
图6示出了与前馈控制器的实施例相关联的波形图；
图7示出了与前馈控制器的另一实施例相关联的波形图；
图8示出了使用不同前馈控制器的SMPS系统的输出电压的波形；
图9a和图9b示出了具有(图9b)和不具有(图9a)示例性前馈控制器的SMPS系统的各种信号的波形；
图10示出了用于示例性前馈控制器的占空比和空闲时间(time off)周期的波形图；
图11示出了使用示例性前馈控制器的模式转换期间SMPS系统中的各种信号的波形图；
图12示出了使用示例性前馈控制器的模式转换期间SMPS系统的输出开关模式的波形图；以及
图13示出了示例性前馈控制器的流程图。
不同附图中的对应数字和符号通常表示对应的部分，除非另有指定。绘制附图以清楚地示出优选实施例的相关方面，并且不需要按比例绘制。为了更清楚地示出特定实施例，表示相同结构、材料或处理步骤的字母可以跟在图号之后。
具体实施方式
以下详细讨论优选实施例的制造和使用。然而，应该理解，本发明提供了许多可在各种特定条件下具体化的可应用发明概念。所讨论的具体实施例仅示出了制造和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
将参照特定条件(即，通过开关模式电源(SMPS)系统中的前馈控制器控制电源电压输入变化的系统和方法)下的优选实施例描述本发明。本发明的实施例还可以应用于利用前馈控制的各种系统，诸如DC-DC转换器、电机控制和其他控制系统。
SMPS输出电压可以受到其电源电压输入的变化的影响。此外，当处于低功率模式(诸如脉冲频率调制(PFM)模式)时SMPS的电源电压输入的漂移会导致瞬变响应，当SMPS瞬变至脉宽调制(PWM)模式时。示例性电源控制器使用前馈技术来通过更新比例积分微分控制器(PID)的积分器的校正因子来调节电源电压漂移。在本发明的实施例中，控制器电路被配置为计算SMPS的电源电压输入Vin的变化。这通过进行电源电压输入的测量并将其与预先测量的值进行比较并生成差值来进行。差值与预定阈值范围进行比较以识别该值是否与阈值范围交叉。当差值与阈值交叉时，通过前馈控制器将基于电源电压输入的校正施加至PID控制器的积分器。控制环路通过相应地调节占空比来响应。控制器的积分器施加用于SMPS的PWM驱动信号的调节占空比。基于计算的接通时间Ton相对于PWM驱动信号的总周期T来调节占空比。在另一实施例中，基于计算的断开时间Toff值来调节占空比。
在一个实施例中，控制环路中的前馈控制器被设计为在PFM和PWM模式的模式转换期间处理任何电源电压输入Vin。随着模式转换被启动，前馈控制电路基于转换之前的实际电源电压输入Vin计算初始占空比。在一些实施例中，在模式转换之前，对应于该初始占空比的值被加载到积分器中。占空比的初始化值缓解了从PFM到PWM模式的转换期间的瞬变效应。初始化的占空比还注意会在PFM模式期间发生的任何电源电压输入漂移。
图1示出了示例性MPS系统100，其包括PID控制器106、模数转换器(ADC)102、相加结点104、数字脉宽调制(DPWM)块108、模拟驱动器110和半H桥开关驱动器112。在操作期间，模拟驱动器110周期性地切换高侧晶体管HS和低侧晶体管LS以控制通过电感器L和输出电容器C的电流。模拟驱动器110被DPWM 108控制，DPWM 108生成PWM信号以控制高侧驱动器被接通或断开的时间量。电压Vout在高侧晶体管HS接通且输出电容器C经由电感器L充电时增加。当低侧驱动器LS接通且正电流通过电感器L流入电容器C时，电容器C也被充电。ADC 102的输出与参考电压VREF进行比较以估计误差值ERR，并且PID控制器106使用该误差值ERR来调节占空比。调节的占空比DUTY被馈送至DPWM 108以生成送至模拟驱动器110的等效PWM信号。占空比就由相加结点104生成的误差的值和符号来增加或减小。
图2示出了SMPS的示例性反馈控制环路200，其包括：第一前馈计算器212，用于调节PWM模式操作期间的电源电压输入变化；第二前馈计算器214，用于调节PFM模式和PWM模式之间的模式转换期间的电源电压输入漂移。示例性反馈控制环路200还包括：前馈判定块208，确定何时施加校正；多路复用器(MUX)210，用于选择校正以发送至PID控制器106；以及低通滤波器(LPF)202，耦合至相加电路204。相加电路204将Vin的当前测量值与存储在存储元件206中的先前测量的Vsample进行比较以生成差值ΔVin。通过存储元件206在SPMS的每个开关循环处计算差值ΔVin。前馈判定块208使用差值ΔVin来确定是否通过生成用于MUX210的控制信号为积分器提供更新。前馈判定块208将ΔVin与预定阈值进行比较，并进行判定以在ΔVin与阈值交叉时提供更新。可选地，如果Vin变化较慢并且在长时间内稳定在阈值内，则在差值ΔVin超过预定阈值时发生对积分器的更新。由于每当ΔVin超过阈值时提供给积分器的校正更新，这引起输出电压波纹。为了避免这种波纹，超时功能用于通过控制耦合至存储元件206的称为SAMPLE的信号来迫使对存储元件206的更新。当差值ΔVin超过预定阈值时，判定块208更新累加器418。当启动时，信号SAMPLE引起当前测量值与先前测量值之间的测量差，并将当前的测量值存储至存储元件206。在另一实施例中，仅当前馈判定块208的预定阈值交叉或者超时功能期满时计算差值ΔVin。
未滤波的Vin测量值Vin[n]还前进到第二前馈计算器214，其负责用于生成初始占空比值INITIAL Ton或INITIAL Toff。所生成的初始占空比值被直接施加至SMPS系统100的PID控制器106的积分器。在操作期间，LPF 202的输出还被提供给前馈计算器212，前馈计算器212生成用于由ΔD表示的占空比的校正值。这种校正经由MUX 210被施加至用于SMPS的PID控制器106的积分器。在一些实施例中，前馈计算器212计算与输入电压的平方Vin2成反比的值。前馈计算器212可以使用本领域已知的各种电路和系统来实施。例如，查找表(LUT)可用于计算与Vin2成反比的值。可选地，处理器、微控制器或另一电路可用于确定该值。
过采样OS因子是表示作为数字时钟周期的多倍的开关周期的值。其通过以下等式给出：
OS＝Tsw/Tck (1)
OS＝fck/fsw (2)
其中Tsw是开关周期，Tck是数字时钟周期，fsw是对应的开关频率，以及fck是对应的数字时钟频率。前馈计算器212可以计算该值或者与该数成比例的值。来自LPF 202的电源电压输入测量值被相加电路204用于将其与先前测量的值进行比较并生成差值ΔVin。ΔVin是给定时间处的Vin变化的指示，并且其在前馈判定块208中与阈值进行比较。如果ΔVin交叉阈值，则前馈判定块208选择来自MUX 210的占空比校正，将其施加给SMPS的PID控制器106的积分器。阈值的交叉还启动称为SAMPLE的信号，这启动存储元件来存储电源输入电压的当前测量值。在ΔVin不与阈值交叉的情况下，当超过预定时间时也启动信号采样。如果前馈算法被允许仅在ΔVin与阈值交叉时提供调节，则较慢的电源电压输入变化会引起输出电压中的波纹。本实施例为电源的较慢变化提供校正，并且通过允许使用超时功能在预定时间之后用采样的输入电压更新存储元件206来缓解输出电压中的波纹。在一些实施例中，预定时间是类似于SMPS的系统带宽的值。
如图2所示，前馈控制电路经由前馈计算器214提供用于Vin变化的另一校正。前馈计算器214提供与Vin成反比的校正因子。查找表用于生成与1/Vin成比例的值，并且该值进一步与输出电压Vout和过采样OS因子相乘。校正因子用于初始化PID控制器106的积分器。当SMPS从PFM模式转换为PWM模式时提供校正，以调节发生在PFM模式期间的Vin变化。针对这种变化的调节缓解了模式转换期间的输出电压瞬变的效应。
图3示出了SMPS系统300中的示例性前馈控制器320，该系统包括PID控制器306和提供用于电源电压输入Vin的反馈的ADC 318。前馈控制器320经由ADC 318接收电源电压输入Vin的测量值。前馈控制器320计算当前测量值与存储在存储元件中的先前测量值之间的差值ΔVin。ΔVin与预定阈值进行比较，并且如果ΔVin与阈值交叉，则前馈控制器向PID控制器306的积分器308施加前馈校正。然后，积分器在数字脉宽调制(DPWM)块312中根据特定的实施随时间ton或toff产生对占空比的调节。PID控制器306中的积分器308包括相加结点322，向其提供占空比校正ΔD的前馈值。在ΔVin不与阈值交叉的情况下，当超过固定时间周期时，计数器还初始化ΔVin测量。积分器308还被配置为经由多路复用器(MUX)310在模式转换期间接收用于占空比的前馈校正。SMPS系统300使用另一ADC 302、加法器304和PID控制器306调节输出电压Vout。加法器304提供基于经由ADC 302的Vout的反馈值的误差值以及表示SMPS的实际输出电压的值的目标值Vtarget。在一个实施例中，寄存器324的集合可被前馈控制器320用于访问各种设计参数值。
为了节省功率，在低负载条件期间，在PFM模式中操作SMPS。在PFM模式中，可以在恒定占空比下切换SMPS，利用可变开关频率来调节输出电压。在低负载电流应用中，PFM模式提供有效的电压调节。PWM模式是控制输出电压的另一方式，并且被广泛用于重电流负载条件下。在PWM模式期间，开关频率是固定的，并且占空比被调制来调节输出电压。在一个实施例中，当从PFM模式转换为PWM模式时，前馈控制器320生成用于基于输入电源电压计算占空比的接通时间ton或断开时间toff。在模式转换发生之前利用该值来初始化积分器，并且被称为初始占空比。称为PFM到PWM的切换(handover)的控制信号控制MUX 310选择来自前馈控制器320的用于初始接通时间ton或断开时间toff的值。电源输入瞬变会引起过电压或欠电压或者过电流，并且影响SMPS的动态性能。在本实施例中，通过瞬变之前与电源电压成比例的占空比初始化积分器来提高这二者性能。占空比的自适应控制处理在SMPS处于PFM模式时发生的电源输入的任何漂移。
图4示出了根据本发明实施例的前馈控制器400。前馈控制器400包括耦合至LPF404的ADC 402。LPF 404可以通过在特定的时间周期内平均输入的数字测量值来实施。在另一应用中，可以通过使用移动数字采样的平均值的复合法来实施。LPF 404的输出耦合至由存储元件410、加法器450和开关440的差分电路。存储元件410和加法器450被配置为测量当前测量值与从LPF 404接收的电源电压输入的先前测量值之间的差值。
在前馈控制器400中使用阈值比较电路406以将由加法器450测量的电源电压输入的差与通过+FF_THR和-FF_THR设置的预定阈值进行比较。当差值与阈值交叉时，阈值比较电路406的输出被确定，并且其能够使存储元件410用被ADC 402采样的电源电压输入的最新滤波值来更新其存储值。来自计数器414的控制信号还能够使存储元件利用电源电压输入的新测量值更新其存储值。来自计数器414的控制信号每当计数器计数至计数值FF_T_OUT时被确定。每当阈值比较器406被确定时或者当计数器414通过计数至计数值FF_T_OUT而超时时，计数器414进行重置。
如图4所示，阈值比较电路406耦合至加法器450的输出以将电源电压输入的差值与存储在寄存器408中的预定阈值进行比较。来自阈值比较电路406的控制信号耦合至逻辑OR门416，该逻辑OR门416负责用于启动开关440来允许采样的电源电压输入被存储在存储元件410中。加法器450测量来自存储元件410的电源电压输入的存储值与由ADC 402测量的滤波电源电压输入之间的差值。如果差值与阈值交叉，则来自阈值比较电路406的控制信号设置逻辑OR门416的输出以能够使存储元件410存储电源电压输入的新值。当计数器414达到在寄存器412中设置的计数值FF_T_OUT时，连接至逻辑OR门416的输入的超时计数器414的输出初始化存储元件410的新更新。计数器414的超时用于迫使存储元件410采样电源输入电压的新值。在一个实施例中，存储元件410的采样还可以包括由加法器450测量的电源输入电压的差与阈值+FF_THR和-FF_THR之间的差值的比较。
如图4所示，累加器418耦合至阈值比较电路406的输出。当差分测量值与阈值交叉时，用非零值更新累加器418。非零累加器值开始将校正因子施加于控制环路中使用的PID控制器的积分器。校正值的施加继续，直到累加器418达到零值。在一个实施例中，如果所存储的累加器值为N，则针对N个开关循环施加校正。耦合至累加器418的输出的乘法器460用于以等于累加器418的值的次数向积分器增加或减少校正值。
通过在查找表(LUT)424中索引来自滤波Vin测量值与1/Vin2成比例的值并将该值与输出电压Vo[n]和过采样OS因子相乘来计算在PWM模式中用于Vin变化的校正因子的值。在其他实施例中，可以通过微控制器或数字信号处理器(DSP)替代LUT 424来计算与1/Vin2成比例的值。多路复用器426基于称为PFM2PWM切换的控制信号来选择LUT 424的输出。信号PFM到PWM切换提供何时请求PFM模式和PWM模式之间的模式转换的指示。耦合至多路复用器426的输出的另一乘法器470用于将LUT 424值与输出电压Vo[n]和OS因子相乘。OS因子是被配置为生成PWM信号的数字计数器的重置值，如SMPS系统300中的DPWM 312所示。在增益级432中进一步得到校正因子，其使用存储在寄存器434中的增益值。如果累加器418值不等于零，则增益级432的输出被乘法器460用于生成校正。在这种情况下，通过由增益级432所使用的增益设置的因子来递减累加器。乘法器460的输出进一步通过另一增益级420来得到，并且输出被提供给SMPS系统300的PID控制器340的积分器。
在本发明的实施例中，当从PFM模式转换为PWM模式时，前馈控制器400提供与电压输入Vin变化成反比的初始占空比。初始占空比被施加给控制器的积分器，以调节可发生在PFM模式中的任何Vin漂移。多路复用器426用于选择与在被控制信号PFM2PWM切换控制的LUT 422中计算的Vin的反相成比例的值。在从PFM向PWM转换期间，控制信号选择LUT 422值去向多路复用器426的输出，并且之后在乘法器470中与输出电压Vo[n]和OS因子相乘。这乘法值从多路分用器428输出并通过增益级430以缩小来自LUT 422的值。另一乘法器480用于相乘输出电压Vo[n]和OS因子，并且该乘积被用于乘法器470。增益级430的输出初始占空比，并且当使用加法器490从OS因子中减去该值时，计算断开时间值Initial toff。当处于PWM模式时，初始ton或toff值可用于计算控制器使用的占空比。初始占空比通过允许环路补偿电源电压输入变化来处理输出电压的任何过冲或下冲。应该注意，乘法器470用于通过使用多路分用器428和增益级430计算初始接通时间ton或初始断开时间toff来计算积分器的初始值。乘法器470被重新用于经由多路分用器428和增益级432计算积分器的校正因子。
通过使用占空比D和用于降压调节器的输出电压Vout之间的关系来计算用于占空比的校正因子，通过以下等式给出：
Figure GDA0002493098150000091
其中Vin是输入电压。占空比的变化与输入电压的变化相关：
Figure GDA0002493098150000101
Figure GDA0002493098150000102
其中ΔD是占空比的变化，ΔVin是输入电压的变化。这些等式提供了预见值，通过其校正PID控制器的积分器值。可以通过测量Vin变化并已知目标输出电压Vout来校正占空比。
在本发明的实施例中，两条信号路径用于在两种不同的情况下处理Vin变化。第一信号路径在PWM模式期间处理Vin变化，而第二路径在操作的两种不同模式(诸如PFM模式和PWM模式)之间的转换期间处理Vin变化。在PFM模式期间，当输出电压落到预定阈值之下并且在剩余时间保持空闲时，通过激励电感器来控制输出电压。这通过利用固定占空比改变开关频率来进行。在低负载条件下，在PFM模式中操作SMPS。操作的PWM模式涉及以固定的开关频率但是利用可变占空比来切换SMPS。在高负载条件下，以PWM模式操作SMPS。
通过利用存储元件的差分函数(表示函数Z-1)来计算PWM模式期间的ΔVin。存储元件中的值用于计算电源电压输入的当前值和先前测量值之间的差，由ΔVin来表示。测量发生在SMPS的每次开关循环处。在Vin变化的检测期间还包括超时功能。超时功能确保基于电源电压输入的差的计算的校正的更新以可与系统带宽相比的特定比率进行刷新。当仅在变化超过阈值的情况下校正Vin时，Vin中慢于系统带宽的任何变化在输出处引入较大的波纹。为了缓解该问题，实施超时功能来以可与系统带宽相比的速率控制延迟元件的刷新率。
在一个实施例中，电源电压的当前值与先前值之间的差被传送通过振幅带通数字滤波器，以确定偏差的绝对值是否大于预定阈值。如果该值较大，则其被添加至累加器，并且校正因子被施加至积分器，只要累加器保持非零值即可。对积分器的校正次数持续等于存储在累加器中的值的循环数。通过使用查找表来计算校正因子，以生成与Vin2的反相成比例的等效值。如上所述，该值与输出目标值Vo[n]和OS因子相乘。
环路还在从PFM模式向PWM模式转换期间处理Vin变化。当开始模式转换时，前馈控制环路通过使用数字化ADC与查找表LUT计算1/Vin来生成校正值。算法向该计算的值添加增益因子和偏移因子。增益因子提供增加分辨率的使用，以利用查找表LUT的全范围，以及偏移因子用于调节占空比的数字计算，用于缓解任何过冲或下冲。然后，该值与输出电压Vo[n]和数字脉宽调制(DPWM)的计数器重置值(OS)相乘。当通过增益缩减时，该值用于生成当SMPS从PFM模式转换至PWM模式时使用的初始占空比。
图5示出了前馈控制系统500的另一实施例，其包括：模数转换器(ADC)502，被配置为测量电源电压输入Vin；查找表(LUT)504，耦合至ADC 502的输出；第一乘法器506，用于将LUT 504生成的值与第二乘法器516的输出相乘。前馈控制系统500还包括第一增益级508，其被配置为得到第一乘法器506输出并生成初始占空比。如参照SMPS系统100所描述的，第二增益级514用于缩放数字脉宽调制(DPWM)108的计数器重置值，并且将所得到的值施加于第二乘法器516，在此与存储在寄存器510中的输出电压值Vo[n]相乘。第二乘法器516的结果被用于第一乘法器506。当通过第一增益级508缩放时，第一乘法器506的输出提供初始占空比。加法电路512用于从DPWM的计数器重置值中减去初始占空比以生成接通时间ton或断开时间toff。加法电路512可以使用本领域已知的加法电路和/或减法电路来实施。该值用于初始化PID控制器的积分器以消除可能发生在从操作的PFM模式转换至PWM模式时的任何过冲/下冲或过电流条件。
图6示出了SMPS系统300的前馈控制器内的各种信号的波形图，这表示系统对Vin的快速变化的响应。水平轴示出定时信息，而垂直轴示出电压信息。标为Vin的波形对应于电源电压输入，标为PWM的波形示出了模拟驱动器314所使用的脉宽调制信号。标为Vin[n]和Vin[n-1]的信号分别表示电源电压输入的当前值和先前测量的数字值。标为ΔVin的信号表示当前和先前测量的电源电压输入的差值。标为ACCUMULATOR的信号表示累加器值，标为CORRECTION FACTOR的信号是通过前馈控制器320基于电源电压输入计算的另一数字值，并且应用于积分器的标为ΔD的信号表示施加于积分器的占空比校正。
波形示出了当输入电源电压变化大于阈值等级时施加的前馈校正。如图6所示，在第三PWM信号之后，电源电压输入Vin迅速从10V变为10.3V。用于Vin[n]的数字化值为100，直到第四PWM和Vin[n]变为103的新值。当差值ΔVin超过±1的阈值时，更新Vsample的值。ΔVin示出了当前测量值和先前测量值之间为3的差值，其与阈值FF_THR±1交叉。阈值的交叉更新先前测量的Vsample以在下一PWM循环中假设103的值。这还利用差值更新累加器，并且递减直到为零。计算10.3V的电源输入电压的校正因子，并且施加于积分器直到累加器值达到零。波形示出了在三个循环之后施加于积分器的ΔD达到零，因为ΔVin为零且没有观察到阈值交叉。图6中的波形图示出了示例性系统的执行的许多示例中的一种。
图7示出了SMPS系统300的前馈控制器的波形图，其表示系统对Vin的较慢变化的响应，其中电源电压输入不在由存储在寄存器中的计数器值[REG]FF_T_OUT设置的固定时间周期内与阈值交叉。在图7中，标为CNT的波形被添加至图6所示的先前波形。图7示出了Vin电压的较慢上升，并且变化在FF_THR_±3的阈值内。ΔVin增加至1的值，然后2的值，其在Vin[n]的测量值中分别示为101和102。然而，差值不与±3的阈值交叉，因此不更新累加器值。占空比校正ΔD也保持为零，因为ΔVin不与阈值交叉。CNT波形示出了当达到计数器值FF_T_OUT时，计数器结束计数，并且此时利用102的当前测量值更新Vsample的值。波形示出了在ΔVin不与阈值交叉的时间段内，计数器在计数结束时提供Vsample的刷新。
图8示出了使用三个不同的前馈控制的SMPS中的仿真响应中的输出电压的波形图。波形示出了输出电压如何响应从15V到7V的电源电压输入的跳变。标为1的输出电压是在不具有任何前馈控制的情况下的SMPS的响应。波形示出了输出电压向接近2.7V的值的迅速减小，然后恢复斜率非常缓慢地回到目标电压。标为2的波形是在通过修改控制器系数实施前馈控制器的情况下的SMPS的响应。波形2示出了快速降低至3.6V左右并且在1毫秒左右的时间内回到输出电压。标为3的波形是使用本实施例的SMPS的响应。波形示出了快速降至4.5V左右，并且在小于波形2的时间的一半的时间内回到目标输出电压。本实施例示出了较慢的电压衰减和较快的恢复时间。
图9a示出了在不使用超时功能的情况下响应于较慢电源电压输入变化的SMPS中的各种信号的波形图。标为Vout的波形是输出电压，标为Vin的波形是电源电压输入，并且标为IL的波形是SMPS的电感器电流。输入电压Vin在近似4毫秒的时间内缓慢从15V衰减到6.5V。输入电源电压的缓慢衰减引起输出电压Vout在5.55V和5.65V之间的波纹，因为控制器过补偿输入电压Vin中的漂移。电源电压输入的缓慢变化引起输出的波纹，因为前馈路径有效并且引起环路过补偿。
图9b示出了使用在具有计数器414的前馈控制器400中描述的超时功能的SMPS的响应。在这种情况下，输出电压示出了波纹电压中的显著降低。通过在每个超时周期之后更新存储元件410，ΔVin保持得足够低以避免在存在缓慢变化的输入电压的情况下触发对控制环路的前馈校正。在一些实施例中，超时周期被选择为接近系统带宽，并且控制器提供对Vin变化的补偿。
图10示出了针对不同的电源电压输入Vin的SMPS的示例性前馈控制环路200的占空比和断开时间toff值。在上部示图中，水平轴提供了Vin的数字值，以及垂直轴示出了表示占空比的DPWM的计数器值。上部示图开始于表示100％占空比的DPWM的最大计数器值，并且计数器值随着Vin增加而降低。当Vin的数字值为255左右时，计数器值保持为最小占空比。在下部示图中，示出了两个波形。标为1的波形表示精确的断开时间toff计算，并且标为2的波形表示toff的数字估计。波形示出了：在一些情况下，toff的数字近似高于精确的toff，而在一些情况下，其小于精确的toff。在一个实施例中，数字近似的较高值可以在脉冲PFM模式和PWM模式之间的转换期间引起输出电压的下冲。因此，较低值的数字近似toff会在PFM模式和PWM模式之间的转换期间引起过冲。在另一实施例中，如果基于ton时间计算占空比，则ton的数字近似的较低值会在PFM模式和PWM模式之间的转换期间引起下冲。
图11示出了SMPS 300的仿真中的各种信号的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压和电流。标为Vin的波形表示电源输入电压，标为IL的波形表示电感器电流，标为ILOAD的波形表示负载电流，以及标为Vout的波形表示仿真SMPS的输出电压。针对SMPS描述的波形开始于PWM模式，然后变为PFM模式，然后返回PWM模式。在第一PWM模式期间(发生在时间1.48毫秒和1.5毫秒之间)，电源输入电压Vin保持为16V，并且在电感器电流IL和输出电压Vout中观察到PWM切换。在时间1.5毫秒处，SMPS转换为PFM模式，并且在该时间期间，Vin漂移至12V。电感器电流IL此时大约为零，因为没有切换且输出电压Vout徘徊在5.55V左右。这接近Vout的值，因此不需要对输出电容器充电。在三状态条件下设置电源级，其中，高侧HS和低侧LS开关断开。由于切换的不存在而观察到输出电压波纹。在时间1.505毫秒处，SMPS从PFM模式转换为PWM模式，并且输出电压以改进的转换响应而快速恢复。由于负载电流ILOAD的增益而使能从PFM模式向PWM模式的转换。SMPS的占空比由于电源电压的降低而增加。应该理解，图11的波形图示出了示例性前馈控制系统的许多示例中的一种。
图12示出了图1所示的SMPS的仿真的开关模式的波形。标为Vsw的信号表示在SMPS的切换模式处观察到的波形。在第一PWM周期中，切换节点在16V和地参考电压之间切换。切换节点在PFM模式期间保持在输出电压左右，因为电源级处于三态模式。当模式转换发生在1.505毫秒左右时，切换节点开始在12V和地参考电压之间切换。第二PWM模式中的占空比高于第一PWM模式以补偿较慢的电源电压。
图13示出了用于从模式PFM向PWM模式的模式转换的示例性方法的流程图1300。在步骤1302中，SMPS处于PFM模式，并且系统处于低功率模式，其大多数数字逻辑处于休眠模式。当信号low_power_mode为低表示请求开始PWM模式时，流程图前进到下一步骤1304。在步骤1304中，系统准备处理不能在PFM模式中解决的增加的负载功率需求。系统从休眠模式使能所有数字功能，并且使能模数转换器(ADC)以测量电源输入电压Vin。当信号adc_ready为高时，流程图前进到步骤1306。在步骤1306中，系统等待ADC完成Vin的转换，并且系统仍然工作在PFM突发模式以处理增加的负载请求。当adc_eoc信号变为高表示ADC转换完成时，前进到下一步骤1308。在步骤1308中，基于测量的Vin，利用查找表来执行初始占空比的计算。系统仍然工作在PFM突发模式中。当duty_init_ready信号为高表示初始占空比被初始化到积分器时，流程图前进到下一步骤1310。在步骤1310中，使用在步骤1308中计算的初始占空比，系统前进到PWM模式。系统保持PWM模式，直到low_power_mode信号为高表示模式转换为低功率模式为止。系统重复上述循环。
根据各个实施例，电路或系统可以被配置为通过在系统上安装硬件、软件、固件或它们的组合(它们在操作时使系统执行动作)来执行特定的操作或动作。一个一般的方面包括用于控制开关模式电源(SMPS)的方法，包括：接收SMPS的电源电压输入的测量值；基于接收测量值确定电源电压输入随时间的变化；将确定的电源电压的变化与预定阈值进行比较；以及基于比较，向SMPS的反馈控制环路内的积分器施加校正因子。
在另一实施例中，该方法还包括：测量SMPS的电源电压输入；以及执行模数转换(ADC)以得到测量值。测量的电源电压输入可以被低通滤波。在又一实施例中，确定电源电压输入的变化包括：区分测量值以得到偏差值；以及将偏差值与预定阈值进行比较，其中预定阈值包括第一阈值和第二阈值。
该方法还包括通过以下处理确定校正因子：当偏差值与预定阈值交叉时，更新累加器值；以及在N个连续的切换循环内继续更新，直到累加器值达到零值。当累加器值为非零时，通过向积分器添加校正因子来更新累加器。在一些实施例中，该方法还包括通过计算与电源电压输入的平方成反比的第一值来确定校正因子。将第一值与第二值相乘，第二值与SMPS的输出电压和过采样OS因子的乘积成比例，通过时钟频率fck和开关频率fsw的比率来表示过采样OS因子。在一些实施例中，确定校正因子包括使用查找表(LUT)。
在一些实施例中，确定变化包括：采样电源电压输入的第一接收测量值以形成存储值；将电源电压输入的第二接收测量值与存储值进行比较；以及当第一接收测量值与第二接收测量值之间的差与预定阈值交叉时或者由于采样第一接收测量值而过去预定时间时，采样电源电压输入的第三接收测量值。
根据又一实施例，一种电源系统包括：电源控制电路，包括积分器；以及前馈控制器，被配置为接收电源电压输入的测量值，基于接收的接收值确定电源电压输入随时间的变化，将确定的电源电压输入的变化与预定阈值进行比较，基于比较确定校正因子，以及向积分器施加校正因子。
在一些实施例中，该系统还包括前馈控制器，其包括：存储元件，被配置为存储电源电压输入的接收测量值；减法电路，被配置为确定电源电压输入的存储测量值与电源电压输入的当前接收测量值之间的差值；比较器，被配置为将电源电压输入的确定变化与预定阈值进行比较。前馈控制器被进一步配置为当比较器的输出表示确定的差值超过预定阈值时向积分器施加校正因子。
该系统还包括模数转换器(ADC)，其输出耦合至存储元件的输入，存储元件可被配置为当比较器表示所确定的差值超过预定阈值时存储接收测量值。在又一实施例中，该系统包括耦合至存储元件的超时电路。超时电路被配置为当由于存储元件存储接收的测量值的先前时间而过去预定时间时使存储元件存储接收的测量值。
根据另一实施例，一种用于控制开关模式电源(SMPS)的方法包括：测量脉冲频率调制(PFM)模式中的SMPS的电源电压输入；生成与测量的电源电压输入成反比的第一值；以及基于第一值计算初始占空比；以及当SMPS从PFM模式转换为脉宽调制(PWM)模式时，向SMPS的控制环路积分器施加初始占空比。
在各个实施例中，该方法还包括通过以下处理生成第一值：基于SMPS的输出电压确定第一值。生成第一值可包括：基于用于数字脉宽调制(DPWM)计数器的最大计数值来确定第一值。在另一实施例中，生成第一值包括：使用查找表基于测量的电源电压输入确定查找表输出值，其中，查找表输出值与测量的电源电压输入成反比；以及将查找表输出值乘以第二值和第三值，第二值与SMPS的输出电压成比例，第三值与用于数字脉宽调制(DPWM)计数器的最大计数值成比例。
根据又一实施例，一种开关模式电源包括：积分器，耦合至开关模式电源的控制环路；以及占空比计算电路，被配置为当开关模式电源在脉冲频率调制(PFM)模式下操作时，基于开关模式电源的输入电压计算初始占空比，以及当开关模式电源从PFM模式转换为脉宽调制(PWM)模式时，利用计算的初始占空比初始化积分器。
开关模式电源可进一步包括占空比计算电路，其包括：第一查找表，在PFM模式中生成与开关模式电源的输入电压成反比的第一值；第一乘法器，将第一寄存器值与第二寄存器值相乘并生成第一乘法器值；以及第二乘法器，将第一乘法器值与第一值相乘以生成PFM模式下的初始占空比。
在一些实施例中，第一寄存器值具有数字脉宽调制(DPWM)计数器的最大计数值，并且第二寄存器值表示开关模式电源的输出电压。在一个实施例中，开关模式电源具有占空比计算电路，其被进一步配置为：在PWM模式中，相对于时间确定开关模式电源电压的输入电压的变化，基于确定的变化确定校正因子，以及在PWM模式中，向积分器施加校正因子。占空比计算电路可包括第二查找表以在PWM模式中生成与开关模式电源的输入电压的平方成反比的第三值；以及占空比计算电路可被进一步配置为使用第二乘法器来将第一乘法器值与第三值相乘以生成PWM模式中的校正因子。
虽然参照所示实施例描述了本发明，但说明书不用于限制。本领域技术人员在阅读说明书的基础上可以对所示实施例进行各种修改和组合以及可以实现本发明的其他实施例。因此，所附权利要求包括任何这些修改或实施例。

Claims (25)

1.一种用于控制开关模式电源的方法，包括：
接收所述开关模式电源的电源电压输入的测量值；
基于接收到所述测量值确定所述电源电压输入随时间的变化；
将确定的所述电源电压输入的变化与预定阈值进行比较；以及
基于所述比较，向所述开关模式电源的反馈控制环路内的积分器施加校正因子，
其中所述方法还包括确定所述校正因子，确定所述校正因子包括计算与所述电源电压输入的平方成反比的第一值。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括：
测量所述开关模式电源的所述电源电压输入；以及
执行模数转换以得到测量值。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括：低通滤波所测量的电源电压输入。
4.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述电源电压输入的变化包括：
区分所述电源电压输入的所述测量值以得到偏差值；以及
将所述偏差值与所述预定阈值进行比较。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述阈值包括第一阈值和第二阈值。
6.根据权利要求4所述的方法，其中施加所述校正因子包括：
当所述偏差值超过所述预定阈值时，更新累加器值；以及
在N个连续的切换循环内继续更新，直到所述累加器值达到零值。
7.根据权利要求6所述的方法，其中更新所述累加器值包括：当所述累加器值为非零时，向所述积分器添加所述校正因子。
8.根据权利要求1所述的方法，包括：将所述第一值与第二值相乘，所述第二值与所述开关模式电源的输出电压和过采样因子的乘积成比例。
9.根据权利要求8所述的方法，其中通过时钟频率和开关频率的比率来表示所述过采样因子。
10.根据权利要求8所述的方法，确定所述校正因子包括使用查找表。
11.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述电源电压输入的所述变化包括：
采样所述电源电压输入的第一接收测量值以得到存储值；
将所述电源电压输入的第二接收测量值与所述存储值进行比较；以及
当所述第一接收测量值与所述第二接收测量值之间的差超过所述预定阈值时或者当自采样所述第一接收测量值起过去预定时间时，采样所述电源电压输入的第三接收测量值。
12.一种电源系统，包括：
电源控制电路，包括积分器；以及
前馈控制器，被配置为：
接收电源电压输入的测量值，
基于接收的测量值确定所述电源电压输入随时间的变化，
将确定的所述电源电压输入的变化与预定阈值进行比较，
基于所述比较确定校正因子，以及
向所述积分器施加所述校正因子，
其中所述前馈控制器还被配置为确定所述校正因子，确定所述校正因子包括计算与所述电源电压输入的平方成反比的第一值。
13.根据权利要求12所述的系统，其中所述前馈控制器包括：
存储元件，被配置为存储所述电源电压输入的接收测量值；
减法电路，被配置为确定所述电源电压输入的存储测量值与所述电源电压输入的当前接收测量值之间的差值；以及
比较器，被配置为将确定的所述电源电压输入的变化与预定阈值进行比较，
其中所述前馈控制器被进一步配置为当所述比较器的输出表示确定的所述差值超过所述预定阈值时向所述积分器施加所述校正因子。
14.根据权利要求13所述的系统，还包括模数转换器，所述模数转换器的输出耦合至所述存储元件的输入。
15.根据权利要求13所述的系统，其中所述存储元件被配置为当所述比较器表示确定的所述差值超过所述预定阈值时存储所述接收测量值。
16.根据权利要求13所述的系统，还包括耦合至所述存储元件的超时电路，所述超时电路被配置为当自所述存储器存储所述接收测量值的先前时间起过去预定时间时使所述存储元件存储所述接收测量值。
17.一种用于控制开关模式电源的方法，包括：
测量脉冲频率调制模式中的所述开关模式电源的电源电压输入；
生成与测量的电源电压输入成反比的第一值；
基于所述第一值计算初始占空比；以及
当所述开关模式电源从所述脉冲频率调制模式转换为脉宽调制模式时，向所述开关模式电源的控制环路积分器施加所述初始占空比。
18.根据权利要求17所述的方法，其中生成所述第一值还包括：基于所述开关模式电源的输出电压确定所述第一值。
19.根据权利要求18所述的方法，其中生成所述第一值还包括：基于用于数字脉宽调制计数器的最大计数值来确定所述第一值。
20.根据权利要求18所述的方法，其中生成所述第一值包括：
使用查找表来基于测量的所述电源电压输入确定查找表输出值，其中所述查找表输出值与测量的所述电源电压输入成反比；以及
将所述查找表输出值乘以第二值和第三值，所述第二值与所述开关模式电源的输出电压成比例，所述第三值与用于数字脉宽调制计数器的最大计数值成比例。
21.一种开关模式电源，包括：
积分器，耦合至所述开关模式电源的控制环路；以及
占空比计算电路，被配置为：
当所述开关模式电源在脉冲频率调制模式下操作时，基于所述开关模式电源的输入电压计算初始占空比；以及
当所述开关模式电源从所述脉冲频率调制模式转换为脉宽调制模式时，利用计算的所述初始占空比初始化所述积分器。
22.根据权利要求21所述的开关模式电源，其中所述占空比计算电路包括：
第一查找表，被配置为在所述脉冲频率调制模式中生成与所述开关模式电源的输入电压成反比的第一值；
第一乘法器，被配置为将第一寄存器值与第二寄存器值相乘并生成第一乘法器值；以及
第二乘法器，被配置为将所述第一乘法器值与所述第一值相乘以生成所述脉冲频率调制模式下的所述初始占空比。
23.根据权利要求22所述的开关模式电源，其中所述第一寄存器值是数字脉宽调制计数器的最大计数值，并且所述第二寄存器值表示所述开关模式电源的输出电压。
24.根据权利要求22所述的开关模式电源，其中所述占空比计算电路被进一步配置为：
在所述脉宽调制模式中，相对于所述脉宽调制模式中的时间确定开关模式电源电压的输入电压的变化；
在所述脉宽调制模式中，基于所确定的变化确定校正因子；以及
在所述脉宽调制模式中，向所述积分器施加所述校正因子。
25.根据权利要求24所述的开关模式电源，其中：
所述占空比计算电路还包括第二查找表，所述第二查找表被配置为在所述脉宽调制模式中生成与所述开关模式电源的输入电压的平方成反比的第三值；以及
所述占空比计算电路被进一步配置为使用所述第二乘法器来将所述第一乘法器值与所述第三值相乘以生成所述脉宽调制模式中的所述校正因子。
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