CN106100715A

CN106100715A - 接收装置及其接收方法

Info

Publication number: CN106100715A
Application number: CN201610398411.XA
Authority: CN
Inventors: 村上丰; 木村知弘; 大内干博
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Corp of America
Current assignee: Sun Patent Trust Inc
Priority date: 2011-04-19
Filing date: 2012-04-18
Publication date: 2016-11-09
Anticipated expiration: 2032-04-18
Also published as: CN106100715B; US9806793B2; TW201306510A; JP2018125860A; JP2016140077A; EP2701328B1; WO2012144202A1; US8989237B2; JP6890277B2; EP3232590B1; JP2015039173A; US9426631B2; US20210273716A1; US10044432B2; TWI511485B; JP6555604B2; US20170272147A1; CN103503351B; JP2019208216A; JP6308443B2

Abstract

一种中继方法，以来自两个天线的接收信号为输入，该接收信号在第1频带中包括叠加了来自两个发送天线的信号而接收到的信号，将一个天线的接收信号频率变换为第3频带，对该频率变换后的信号与另一个天线的接收信号进行频率复用。

Description

接收装置及其接收方法

分案申请说明

本发明是中国国家申请号为201280017890.6(PCT申请号为PCT/JP2012/002676)、申请日为2012年4月18日、发明名称为“接收装置及其接收方法”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明依据于在日本提出申请的(1)日本专利申请2011－093539、(2)日本专利申请2011－102099、(3)日本专利申请2011－118453、(4)日本专利申请2011－140747、(5)日本专利申请2011－192123，因此引用了这些原专利申请的内容。

本发明涉及进行尤其是使用了多天线的通信的预编码方法、预编码装置、发送方法、发送装置、接收方法及接收装置。

背景技术

过去，关于使用多天线的通信方法，例如有被称为MIMO(Multiple－InputMultiple－Output：多入多出)的通信方法。在以MIMO为代表的多天线通信中，对多个序列的发送数据分别进行调制，从不同的天线同时发送各个调制信号，由此提高数据的通信速度。

图28表示发送天线数量为2、接收天线数量为2、发送调制信号(发送流)数量为2时的收发装置的结构的一例。在发送装置中将被编码后的数据进行交织(interleave)，对交织后的数据进行调制，并进行频率变换等来生成发送信号，发送信号被从天线进行发送。此时，在同一时刻以同一频率从发送天线发送各自不同的调制信号的方式是空间复用(SpaceDivision Multiplexing)MIMO方式。

此时，在专利文献1中提出了按照每个发送天线具备不同的交织模式的发送装置。即，在图28的发送装置中，两个交织(π_a、π_b)具有互不相同的交织模式。并且，在接收装置中按照非专利文献1、非专利文献2公开的那样反复执行使用软值的检波方法(图28中的MIMO探测器)，由此提高接收质量。

可是，作为无线通信中的实际传输环境的模型有以瑞利衰落环境为代表的NLOS(non－line of sight：非视距)环境、以莱斯衰落环境为代表的LOS(line of sight：视距)环境。当在发送装置中发送单一调制信号，在接收装置中对通过多个天线而接收到的信号进行最大比合成、并对最大比合成后的信号进行解调及解码的情况下，在LOS环境中、尤其是在显示出直接波的接收功率相对散射波的接收功率的大小的莱斯因子较大的环境中，能够得到良好的接收质量。但是，例如在空间复用MIMO传输方式中，如果莱斯因子增大，则产生接收质量恶化的问题(参照非专利文献3)。

图29的(A)(B)表示在瑞利衰落环境中及莱斯因子K＝3、10、16dB的莱斯衰减环境中，对被实施LDPC(low－density parity－check：低密度奇偶校验)编码后的数据进行2×2(2天线发送、2天线接收)空间复用MIMO传输时的BER(Bit Error Rate：比特误码率)特性(纵轴：BER，横轴：SNR(signal－to－noise power ratio：信号对噪声功率比))的模拟结果的一例。图29的(A)表示不进行反复检波的Max－log－APP(参照非专利文献1、非专利文献2)(APP：a posterior probability：后验概率)的BER特性，图29的(B)表示进行了反复检波的Max－log－APP(参照非专利文献1、非专利文献2)(反复次数为5次)的BER特性。根据图29的(A)(B)可知，与进行反复检波或者不进行反复检波无关，在空间复用MIMO系统中能够确认到如果莱斯因子增大则接收质量恶化。因此，得知存在“在空间复用MIMO系统中如果传输环境变稳定则接收质量恶化”这种在过去的发送单一调制信号的系统中没有的、空间复用MIMO系统所固有的问题。

广播或多播通信是针对预料中的用户的服务，用户持有的接收机与广播站之间的电波传输环境往往是LOS环境。在将具有前述问题的空间复用MIMO系统应用于广播或多播通信的情况下，在接收机中有可能产生虽然电波的接收电场强度较强、但是由于接收质量的恶化而不能接受服务的现象。即，为了在广播或多播通信中采用空间复用MIMO系统，期望研发出在NLOS环境及LOS环境的任何环境中均能够得到某种程度的接收质量的MIMO传输方式。

在非专利文献8中记述了从来自通信对象的反馈信息中选择在预编码中使用的码书(code book)(预编码矩阵)的方法，但是如上所述完全没有记述在诸如广播或多播通信那样不能得到来自通信对象的反馈信息的状况下进行预编码的方法。

另一方面，在非专利文献4中记述了也能够适用于没有反馈信息的情况的、随时间切换预编码矩阵的方法。在该文献中，记述了在预编码中使用的矩阵采用酉矩阵、以及随机切换酉矩阵的情况，但是完全没有记述针对在上述示出的LOS环境中的接收质量恶化的应用方法，仅简单记述了随机切换。当然，也没有记述有关用于改善LOS环境中的接收质量恶化的预编码方法、以及预编码矩阵的构成方法。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本国际公开第2005/050885号

非专利文献

非专利文献1：“Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel”IEEE Transaction on communications,vol.51,no.3,pp.389-399,March 2003.

非专利文献2：“Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems”IEEE Trans.Signal Processing.,vol.52,no.2,pp.348-361,Feb.2004.

非专利文献3：“BER performance evaluation in 2×2MIMO spatialmultiplexing systems under Rician fading channels,”IEICE Trans.Fundamentals,vol.E91-A,no.10,pp.2798-2807,Oct.2008.

非专利文献4：“Turbo space-time codes with time varying lineartransformations,”IEEE Trans.Wireless communications,vol.6,no.2,pp.486-493,Feb.2007.

非专利文献5：“Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance,”IEICE Trans.Commun.,vol.E88-B,no.1,pp.47-57,Jan.2004.

非专利文献6：「Shannon限界への道標：“Parallel concatenated(Turbo)coding”，“Turbo(iterative)decoding”とその周辺」電子情報通信学会、信学技法IT98-51

非专利文献7：“Advanced signal processing for PLCs：Wavelet-OFDM，”Proc.Of IEEE International symposium on ISPLC 2008,pp.187-192,2008.

非专利文献8：D.J.Love,and R.W.heath,Jr.,“Limited feedback unitaryprecoding for spatial multiplexing systems,”IEEE Trans.Inf.Theory,Vol.51,no.9,pp.2967-2976,Aug.2005.

非专利文献9：DVB Document A122,Framing structure,channel coding andmodulation for a second generation digital terrestrial televisionbroadcasting syste,m(DVB-T2),June 2008.

非专利文献10：L.Vangelista,N.Benvenuto,and S.Tomasin,“Key technologiesfor next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2,”IEEECommun.Magazine,vo.47,no.10,pp 146-153,Oct.2009.

非专利文献11：T.Ohgane,T.Nishimura,and Y.Ogawa,“Application of spacedivision multiplexing and those performance in a MIMO channel,”IEICTrans.Commun.,vo.88-B,no.5,pp 1843-1851,May 2005.

非专利文献12：R.G.Gallager,“Low-densityparity-check codes,”IRETrans.Inform.Theory,IT-8,pp-21-28,1962.

非专利文献13：D.J.C.Mackay,“Gooderror-correcting codes based on verysparse matrices,”IEEE Trans.Inform.Theory,vol.45,no.2,pp399-431,March 1999.

非专利文献14：ETSIEN 302 307,“Second generation framing structure,channel coding and modulation systems for broadcasting,interactive services,news gathering and other broadband satellite applications,”v.1.1.2,June 2006.

非专利文献15：Y.-L.Ueng,and C.-C.Cheng,“a fast-convergence decodingmethod and memory-efficient VLSI decoder architecture forirregular LDPC codesin the IEEE 802.16e standards,”IEEE VTC-2007Fall,pp.1255-1259.

发明概要

发明要解决的问题

本发明的目的在于，提供一种能够改善LOS环境中的接收质量的MIMO系统。

发明内容

用于解决问题的手段

为了解决这种问题，本发明的预编码方法从分别由同相成分及正交成分表示的多个基于被选择的调制方式的信号，生成在同一频带被同时发送的多个被预编码的信号，在该预编码方法中，从多个预编码权重矩阵中有规律地切换选择一个预编码权重矩阵，将所述选择的预编码权重矩阵与所述多个基于被选择的调制方式的信号相乘，由此生成所述多个被预编码的信号，所述多个预编码权重矩阵是使用正实数α表示的式(339)～式(347)(详细后述)所示的9个矩阵。

根据上述的本发明的各个方式，通过接收发送利用从多个预编码权重矩阵中有规律地切换并选择的一个预编码权重矩阵实施了预编码的信号，在预编码中使用的预编码权重矩阵成为预先决定的多个预编码权重矩阵中的某一个预编码权重矩阵，因而能够根据多个预编码权重矩阵的设计来改善LOS环境中的接收质量。

发明效果

这样，根据本发明能够提供改善LOS环境中的接收质量的劣化的预编码方法、预编码装置、发送方法、接收方法、发送装置、接收装置，因而能够在广播或多播通信中对预料中的用户提供高质量的服务。

附图说明

图1表示空间复用MIMO系统中的收发装置的结构的示例。

图2表示帧结构的示例。

图3表示适用预编码权重切换方法时的发送装置的结构的示例。

图4表示适用预编码权重切换方法时的发送装置的结构的示例。

图5表示帧结构的示例。

图6表示预编码权重切换方法的示例。

图7表示接收装置的结构的示例。

图8表示接收装置的信号处理部的结构示例。

图9表示接收装置的信号处理部的结构示例。

图10表示解码处理方法。

图11表示接收状态的示例。

图12表示BER特性示例。

图13表示适用预编码权重切换方法时的发送装置的结构的示例。

图14表示适用预编码权重切换方法时的发送装置的结构的示例。

图15表示帧结构的示例。

图16表示帧结构的示例。

图17表示帧结构的示例。

图18表示帧结构的示例。

图19表示帧结构的示例。

图20表示接收质量恶化点的位置。

图21表示接收质量恶化点的位置。

图22表示帧结构的一例。

图23表示帧结构的一例。

图24表示映射方法的一例。

图25表示映射方法的一例。

图26表示加权合成部的结构的示例。

图27表示码元的重排方法的一例。

图28表示空间复用MIMO传送系统中的收发装置的结构的示例。

图29表示BER特性示例。

图30表示空间复用型的2×2MIMO系统模型的示例。

图31表示接收恶化点的位置。

图32表示接收恶化点的位置。

图33表示接收恶化点的位置。

图34表示接收恶化点的位置。

图35表示接收恶化点的位置。

图36表示接收恶化点在复数平面中的最小距离的特性示例。

图37表示接收恶化点在复数平面中的最小距离的特性示例。

图38表示接收恶化点的位置。

图39表示接收恶化点的位置。

图40表示实施方式7的发送装置的结构的一例。

图41表示发送装置发送的调制信号的帧结构的一例。

图42表示接收恶化点的位置。

图43表示接收恶化点的位置。

图44表示接收恶化点的位置。

图45表示接收恶化点的位置。

图46表示接收恶化点的位置。

图47表示时间－频率轴中的帧结构的一例。

图48表示时间－频率轴中的帧结构的一例。

图49表示信号处理方法。

图50表示使用了空时块编码时的调制信号的结构。

图51表示时间－频率轴中的帧结构的详细示例。

图52表示发送装置的结构的一例。

图53表示图52中的调制信号生成部#1～#M的结构的一例。

图54是表示图52中的OFDM方式关联处理部(5207_1及5207_2)的结构的图。

图55表示时间－频率轴中的帧结构的详细示例。

图56表示接收装置的结构的一例。

图57是表示图56中的OFDM方式关联处理部(5600_X、5600_Y)的结构的图。

图58表示时间－频率轴中的帧结构的详细示例。

图59表示广播系统的一例。

图60表示接收恶化点的位置。

图61表示帧结构的示例。

图62表示时间－频率轴中的帧结构的一例。

图63表示发送装置的结构的一例。

图64表示频率－时间轴中的帧结构的一例。

图65表示帧结构的示例。

图66表示码元的配置方法的一例。

图67表示码元的配置方法的一例。

图68表示码元的配置方法的一例。

图69表示帧结构的一例。

图70表示时间－频率轴中的帧结构。

图71表示时间－频率轴中的帧结构的一例。

图72表示发送装置的结构的一例。

图73表示接收装置的结构的一例。

图74表示接收装置的结构的一例。

图75表示接收装置的结构的一例。

图76表示频率－时间轴中的帧结构的一例。

图77表示频率－时间轴中的帧结构的一例。

图78表示预编码矩阵的分配的示例。

图79表示预编码矩阵的分配的示例。

图80表示预编码矩阵的分配的示例。

图81表示信号处理部的结构的一例。

图82表示信号处理部的结构的一例。

图83表示发送装置的结构的一例。

图84表示数字广播用系统的整体结构图。

图85是表示接收机的结构示例的框图。

图86是表示复用数据的结构的图。

图87是示意地表示各个流在复用数据中是如何被复用的图。

图88是更详细地表示视频流是如何被存储在PES包串中的图。

图89是表示复用数据中的TS包和源包的构造的图。

图90是表示PMT的数据结构的图。

图91是表示复用数据信息的内部结构的图。

图92是表示流属性信息的内部结构的图。

图93是影像显示、声音输出装置的结构图。

图94表示16QAM的信号点配置的示例。

图95表示QPSK的信号点配置的示例。

图96是表示基带信号替换部的图。

图97是表示码元数、时隙数的图。

图98是表示码元数、时隙数的图。

图99是表示帧结构的图。

图100是表示时隙数的图。

图101是表示时隙数的图。

图102是表示时间－频率轴的PLP的图。

图103是表示PLP的结构的图。

图104是表示时间－频率轴的PLP的图。

图105是示意地表示接收装置得到的对数似然比的绝对值的示例。

图106是接收装置得到的对数似然比的绝对值的优选示例。

图107是与加权合成部相关联的信号处理部的结构的示例。

图108是与加权合成部相关联的信号处理部的结构的示例。

图109是I－Q平面中的64QAM时的信号点配置的示例。

图110是表示与预编码矩阵相关的表的图。

图111是表示与预编码矩阵相关的表的图。

图112是与加权合成部相关联的信号处理部的结构的示例。

图113是与加权合成部相关联的信号处理部的结构的示例。

图114是表示与预编码矩阵相关的表的图。

图115是表示与预编码矩阵相关的表的图。

图116是与加权合成部相关联的信号处理部的结构的示例。

图117是信号点配置的示例。

图118是表示信号点的位置的关系的图。

图119是加权合成部(预编码部)周边的结构的图。

图120是信号点配置的示例。

图121是加权合成部(预编码部)周边的结构的图。

图122是信号点配置的示例。

图123是信号点配置的示例。

图124是信号点配置的示例。

图125是表示加权合成部(预编码部)周边的结构的图。

图126是信号点配置的示例。

图127是表示加权合成部(预编码部)周边的结构的图。

图128是信号点配置的示例。

图129是信号点配置的示例。

图130是信号点配置的示例。

图131是信号点配置的示例。

图132是信号点配置的示例。

图133是信号点的配置的一例。

图134是信号生成部的结构的一例。

图135是基带信号的同相成分及正交成分。

图136是信号生成部的结构的一例。

图137是信号生成部的结构的一例。

图138是基带信号的同相成分及正交成分。

图139是信号生成部的结构的一例。

图140是信号生成部的结构的一例。

图141是接收系统的外观。

图142是接收系统的结构。

图143是接收系统的结构。

图144是接收系统的结构。

图145是电视机的结构。

图146是接收系统的结构。

图147(a)是地面数字广播的广播波的概念图。图147(b)是BS广播的广播波的概念图。

图148(a)是滤波前的接收信号的概念图。图148(b)是广播站将使用多个天线发送了多个调制信号的频带的接收信号除去时的图。

图149(a)是频率变更前的接收信号的概念图。图149(b)是广播站将使用多个天线发送了多个调制信号的频带的接收信号频率变换时的图。

图150(a)是频率变更前的接收信号的概念图。图150(b)是广播站将使用多个天线发送了多个调制信号的频带的接收信号频率变换时的图。

图151是图149那样的情况下的、用1根进行向家庭内的引入时的频率配置。

图152是图150那样的情况下的、用1根进行向家庭内的引入时的频率配置。

图153(a)是在集合住宅中的共同接收中使用的中继装置的配置例。图153(b)是在个人住宅中使用的中继装置的配置例。图153(c)是在CATV厂商中使用的中继装置的配置例。

图154是接收到的电视广播的数据结构的概念图。

图155是有线电视厂商的中继装置的结构例。

图156是信号处理部的结构例。

图157是分发用数据生成部的结构例。

图158是结合前的信号的示例。

图159是结合后的信号的示例。

图160是电视接收机的结构例。

图161是有线电视厂商的中继装置的结构例。

图162(a)是多播通信的示例。图162(b)是有反馈的单播通信的示例。图162(c)是没有反馈的单播通信的示例。

图163是发送机的结构例。

图164是具有反馈功能的接收机的结构例。

图165是CSI的帧结构例。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

对本实施方式的发送方法、发送装置、接收方法、接收装置进行详细说明。

在进行本说明之前，对过去的系统即空间复用MIMO传输系统的发送方法、解码方法的概况进行说明。

图1表示N_t×N_r空间复用MIMO系统的结构。信息向量z被实施编码及交织。并且，得到编码后比特的向量u＝(u₁、…、u_Nt)作为交织的输出。其中，u_i＝(u_i1、…、U_iM)(M：每个码元的发送比特数)。如果设发送向量s＝(s₁、…、s_Nt)^T，则从发送天线#i的发送信号表示为s_i＝map(u_i)，将发送能量规范化，可以表示为E{|s_i|²}＝Es/Nt(E_s：每个码元的总能量)。并且，如果设接收向量为y＝(y₁、…、y_Nr)^T，则可以表示为如下式(1)所示。

[数式1]

此时，H_NtNr表示信道矩阵，n＝(n₁、…、n_Nr)^T表示噪声向量，n_i表示平均值0、方差σ²的i.i.d.复数高斯噪声。根据在接收机导入的发送码元与接收码元的关系，有关接收向量的概率能够如式(2)那样按照多元高斯分布来赋予。

[数式2]

在此，说明由外部软入软出解码器和MIMO检波构成的如图1所示的进行反复解码的接收机。图1中的对数似然比的向量(L－value)可以表示为如式(3)－(5)所示。

[数式3]

[数式4]

L(u_i)＝(L(u_i1)，...，L(u_iM))…式(4)

[数式5]

<反复检波方法>

在此，对N_t×N_r空间复用MIMO系统中的MIMO信号的反复检波进行说明。

按照式(6)所示来定义x_mn的对数似然比。

[数式6]

根据贝叶斯定律，式(6)能够表示为如式(7)所示。

[数式7]

其中，设U_mn，±1＝{u|u_mn＝±1|}。并且，如果用In∑a_j～max In a_j进行近似，则式(7)能够近似为如式(8)所示。另外，其中的符号“～”表示近似。

[数式8]

式(8)中的P(u|u_mn)和In P(u|u_mn)能够表示如下。

[数式9]

[数式10]

[数式11]

其中，用式(2)定义的式子的对数概率能够表示为如式(12)所示。

[数式12]

因此，根据式(7)、(13)，在MAP或者APP(a posteriori probability：后验概率)中，事后的L－value能够表示如下。

[数式13]

以后称为反复APP解码。另外，根据式(8)、(12)，在基于Max－Log近似的对数似然比(Max－Log APP)中，事后的L－value能够表示如下。

[数式14]

[数式15]

以后称为反复Max－log APP解码。并且，在反复解码的系统中所需要的外部信息，能够通过从式(13)或者(14)减去事前输入而求出。

<系统模型>

图28表示与以后的说明相关的系统的基本结构。在此，作为2×2空间复用MIMO系统，假设在流A、B中分别具有外部编码器，两个外部编码器是相同的LDPC码的编码器(在此，以外部编码器采用LDPC码的编码器的结构为例进行说明，但外部编码器使用的纠错编码不限于LDPC码，同样也可以使用涡轮码、卷积码、LDPC卷积码等其他纠错码进行实施。并且，外部编码器是对应每个发送天线而具有的结构，但不限于此，也可以是发送天线为多个、而外部编码器是一个，还可以是具有比发送天线数量多的外部编码器)。并且，在流A、B中分别具有交织器(π_a、π_b)。在此，设调制方式为2^h－QAM(在一个码元中发送h比特)。

假设在接收机中进行上述的MIMO信号的反复检波(反复APP(或者Max－log APP)解码)。并且，作为LDPC码的解码，例如假设是进行sum－product解码。

图2表示帧结构，记述了交织后的码元的顺序。此时，假设按照下式所示来表示(i_a，j_a)、(i_b，j_b)。

[数式16]

[数式17]

此时，i_a、i_b表示交织后的码元的顺序，j_a、j_b表示调制方式中的比特位置(j_a、j_b＝1、…、h)，π_a、π_b表示流A、B的交织器，Ω^a _ia，ja、Ω^b _ib，jb表示流A、B的交织前的数据的顺序。其中，在图2中示出了i_a＝i_b时的帧结构。

<反复解码>

在此，对在接收机的LDPC码的解码中使用的sum－product解码及MIMO信号的反复检波的算法进行详细说明。

sum－product解码

假设是以二维M×N矩阵H＝{H_mn}为解码对象的LDPC码的检验矩阵。按照下式所示定义集合[1,N]＝{1,2,…,N}的部分集合A(m)、B(n)。

[数式18]

A(m)≡{n:H_mn＝1}…式(18)

[数式19]

B(n)≡{m:H_mn＝1}…式(19)

此时，A(m)表示在检验矩阵H的第m行中是1的列索引的集合，B(n)表示在检验矩阵H的第n行中是1的行索引的集合。sum－product解码的算法如下所述。

Step A·1(初始化)：针对满足H_mn＝1的所有的组(m，n)，设事前值对数比β_mn＝0。设循环变量(反复次数)l_sum＝1，将循环最大次数设定为l_sum，max。

Step A·2(行处理)：按照m＝1，2，…，M的顺序，针对满足H_mn＝1的所有的组(m，n)，使用下述的更新式来更新外部值对数比α_mn。

[数式20]

[数式21]

[数式22]

其中，f表示Gallager的函数。另外，关于λ_n的求解方法将在后面详细说明。

Step A·3(列处理)：按照n＝1，2，…，N的顺序，针对满足H_mn＝1的所有的组(m，n)，使用下述的更新式来更新外部值对数比β_mn。

[数式23]

Step A·4(对数似然比的计算)：对于n∈[1,N]，按照下面所示求出对数似然比L_n。

[数式24]

Step A·5(反复次数的计数)：如果l_sum<l_sum，max，则使l_sum递增，并返回到Step A·2。在l_sum＝l_sum，max时，此次的sum－product解码结束。

以上是关于一次sum－product解码的动作。然后，进行MIMO信号的反复检波。在说明上述的sum－product解码的动作时使用的变量m、n、α_mn、β_mn、λ_n、L_n中，用m_a、n_a、α^a _mana、β^a _mana、λ_na、L_na表示流A中的变量，用m_b、n_b、α^b _mbnb、β^b _mbnb、λ_nb、L_nb表示流B中的变量。

<MIMO信号的反复检波>

在此，对MIMO信号的反复检波中λ_n的求解方法进行详细说明。

根据式(1)，下式成立。

[数式25]

根据图2所示的帧结构，根据式(16)(17)，下述的关系式成立。

[数式26]

[数式27]

此时，n_a、n_b∈[1,N]。以后，将MIMO信号的反复检波的反复次数k时的λ_na、L_na、λ_nb、L_nb分别表示为λ_k，na、L_k，na、λ_k，nb、L_k，nb。

Step B·1(初始检波，k＝0)：在初始检波时，按照下面所示求出λ_0，na、λ_0，nb。

在反复APP解码时：

[数式28]

在反复Max－log APP解码时：

[数式29]

[数式30]

其中，设X＝a、b。并且，设MIMO信号的反复检波的反复次数为l_mimo＝0，将反复次数的最大次数设定为l_mimo，max。

Step B·2(反复检波；反复次数k)：根据式(11)(13)－(15)(16)(17)，反复次数k时的λ_k，na、λ_k，nb能够表示为如式(31)－(34)所示。其中，(X，Y)＝(a，b)(b，a)。

在反复APP解码时：

[数式31]

λ_{k, n_{X}} = L_{k - 1, Ω_{i X, j X}^{X}} (u_{Ω_{i X, j X}^{X}}) + \ln \frac{Σ_{U_{k, n_{X}, + 1}} \exp {- \frac{1}{2 σ^{2}} | | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |^{2} + ρ (u_{Ω_{i X, j X}^{X}})}}{Σ_{U_{k, n_{X}, - 1}} \exp {- \frac{1}{2 σ^{2}} | | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |^{2} + ρ (u_{Ω_{i X, j X}^{X}})}}

…式(31)

[数式32]

\begin{matrix} ρ (u_{Ω_{i X, j X}^{X}}) = {\underset{γ = 1}{Σ}}_{γ &NotEqual; j X}^{h} | \frac{L_{k - 1, Ω_{i X, γ}^{X}} (u_{Ω_{i X, γ}^{X}})}{2} | (u_{Ω_{i X, γ}^{X}} s i g n (L_{k - 1, Ω_{i X, γ}^{X}} (u_{Ω_{i X, γ}^{X}})) - 1) \\ + Σ_{γ = 1}^{h} | \frac{L_{k - 1, Ω_{i X, γ}^{Y}} (u_{Ω_{i X, γ}^{Y}})}{2} | (u_{Ω_{i X, γ}^{Y}} s i g n (L_{k - 1, Ω_{i X, γ}^{Y}} (u_{Ω_{i X, γ}^{Y}})) - 1) \end{matrix}

…式(32)

在反复Max－log APP解码时：

[数式33]

[数式34]

Ψ (u (i_{X}), y (i_{X}), ρ (u_{Ω_{i X, j X}^{X}})) = - \frac{1}{2 σ^{2}} | | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |^{2} + ρ (u_{Ω_{i X, j X}^{X}})

…式(34)

Step B·3(反复次数的计数、码字估计)：如果l_mimo<l_mimo，max，则使l_mimo递增，并返回到Step B·2。在l_mimo＝l_mimo，max时，按照下面所示求出估计码字。

[数式35]

其中，X＝a，b。

图3表示本实施方式的发送装置300的结构的一例。编码部302A以信息(数据)301A、帧结构信号313为输入，按照帧结构信号313(包括编码部302A在进行数据的纠错编码时使用的纠错方式、编码率、块长度等信息，用于采用帧结构信号313指定的方式。并且，纠错方式也可以切换)，例如进行卷积码、LDPC码、涡轮码等的纠错编码，并输出编码后的数据303A。

交织器304A以编码后的数据303A、帧结构信号313为输入来进行交织即顺序的重排，并输出交织后的数据305A。(也可以根据帧结构信号313切换交织的方法。)

映射部306A以交织后的数据305A、帧结构信号313为输入，实施QPSK(QuadraturePhase Shift Keying：正交相移键控)16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：16正交调幅)、64 QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation：16正交调幅)等调制，并输出基带信号307A。(也可以根据帧结构信号313切换调制方式)。

图24表示构成QPSK调制中的基带信号的同相成分I和正交成分Q在IQ平面中的映射方法的一例。例如，如图24(A)所示，在输入数据为“00”时，输出I＝1.0、Q＝1.0，以后相同，在输入数据为“01”时，输出I＝－1.0、Q＝1.0，…以此类推。图24(B)表示与图24(A)不同的QPSK调制的IQ平面中的映射方法的一例，图24(B)与图24(A)的不同之处在于，图24(A)中的信号点通过以原点为中心旋转，能够得到图24(B)的信号点。关于这种星座式的旋转方法已在非专利文献9、非专利文献10中披露，并且也可以采用非专利文献9、非专利文献10所披露的Cyclic Q Delay。作为与图24不同的示例，图25表示16QAM时的IQ平面中的信号点配置，相当于图24(A)的示例是图25(A)，相当于图24(B)的示例是图25(B)。

编码部302B以信息(数据)301B、帧结构信号313为输入，按照帧结构信号313(包括使用的纠错方式、编码率、块长度等信息，用于采用帧结构信号313指定的方式。并且，纠错方式也可以切换)，例如进行卷积码、LDPC码、涡轮码等的纠错编码，并输出编码后的数据303B。

交织器304B以编码后的数据303B、帧结构信号313为输入来进行交织即顺序的重排，并输出交织后的数据305B。(也可以根据帧结构信号313切换交织的方法。)

映射部306B以交织后的数据305B、帧结构信号313为输入，实施QPSK(QuadraturePhase Shift Keying：正交相移键控)16QAM(16Quadrature Amplitude Modulation：16正交调幅)、64QAM(64Quadrature Amplitude Modulation：16正交调幅)等调制，并输出基带信号307B。(也可以根据帧结构信号313切换调制方式)

加权合成信息生成部314以帧结构信号313为输入，并输出基于帧结构信号313的加权合成方法的相关信息315。另外，加权合成方法的特征在于有规律地切换加权合成方法。

加权合成部308A以基带信号307A、基带信号307B、加权合成方法的相关信息315为输入，根据加权合成方法的相关信息315将基带信号307A和基带信号307B进行加权合成，并输出加权合成后的信号309A。另外，关于加权合成的方法的详细情况将在后面进行详细说明。

无线部310A以加权合成后的信号309A为输入来实施正交调制、频带限制、频率变换、放大等处理，并输出发送信号311A，发送信号511A作为电波被从天线312A输出。

加权合成部308B以基带信号307A、基带信号307B、加权合成方法的相关信息315为输入，根据加权合成方法的相关信息315将基带信号307A和基带信号307B进行加权合成，并输出加权合成后的信号309B。

图26表示加权合成部的结构。基带信号307A通过与w11(t)相乘而生成w11(t)s1(t)，通过与w21(t)相乘而生成w21(t)s1(t)。同样，基带信号307B通过与w12(t)相乘而生成w12(t)s2(t)，通过与w22(t)相乘而生成w22(t)s2(t)。然后，得到z1(t)＝w11(t)s1(t)+w12(t)s2(t)，z2(t)＝w21(t)s1(t)+w22(t)s2(t)。

另外，关于加权合成的方法的详细情况将在后面进行详细说明。

无线部310B以加权合成后的信号309B为输入来实施正交调制、频带限制、频率变换、放大等处理，并输出发送信号311B，发送信号311B作为电波被从天线312B输出。

图4表示与图3不同的发送装置400的结构示例。在图4中，对与图3不同的部分进行说明。

编码部402以信息(数据)401、帧结构信号313为输入，根据帧结构信号313进行纠错编码，并输出编码后的数据403。

分配部404以编码后的数据403为输入进行分配，而输出数据405A和数据405B。另外，在图4中记述了编码部为一个的情况，但不限于此，在将编码部设为m(m为1以上的整数)个，分配部将由各个编码部生成的编码数据划分为两个系统的数据进行输出的情况下，同样也能够实施本发明。

图5表示本实施方式中的发送装置的时间轴上的帧结构的一例。码元500_1是用于将发送方法通知接收装置的码元，用于传输例如为了传输数据码元而使用的纠错方式、其编码率的信息、为了传输数据码元而使用的调制方式的信息等。

码元501_1是用于估计发送装置发送的调制信号z1(t){其中，t表示时间}的信道变动的码元。码元502_1是调制信号z1(t)以(时间轴上的)码元号码u发送的数据码元，码元503_1是调制信号z1(t)以码元号码u+1发送的数据码元。

码元501_2是用于估计发送装置发送的调制信号z2(t){其中，t表示时间}的信道变动的码元。码元502_2是调制信号z2(t)以码元号码u发送的数据码元，码元503_2是调制信号z2(t)以码元号码u+1发送的数据码元。

对发送装置发送的调制信号z1(t)和调制信号z2(t)以及发送装置中的接收信号r1(t)、r2(t)的关系进行说明。

在图5中，504#1、504#2表示发送装置的发送天线，505#1、505#2表示接收装置的接收天线，发送装置从发送天线504#1发送调制信号z1(t)，并从发送天线504#2发送调制信号z2(t)。此时，假设调制信号z1(t)和调制信号z2(t)占用同一(共用的)频率(频带)。将发送装置的各个发送天线和接收装置的各个接收天线的信道变动分别设为h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)，将接收装置的接收天线505#1接收到的接收信号设为r1(t)，将接收装置的接收天线505#2接收到的接收信号设为r2(t)，此时下述的关系式成立。

[数式36]

图6是与本实施方式的加权方法(预编码(Precoding)方法)相关联的图，加权合成部600是整合了图3中的加权合成部308A和308B双方的加权合成部。如图6所示，流s1(t)和流s2(t)相当于图3中的基带信号307A和307B、即依据于QPSK、16QAM、64QAM等调制方式的映射的基带信号同相I、正交Q成分。并且，如图6的帧结构所示，在流s1(t)中，将码元号码u的信号表示为s1(u)，将码元号码u+1的信号表示为s1(u+1)、…。同样，在流s2(t)中，将码元号码u的信号表示为s2(u)，将码元号码u+1的信号表示为s2(u+1)、…。并且，加权合成部600以图3中的基带信号307A(s1(t))和307B(s2(t))、与加权信息相关的信息315为输入，实施依据于与加权信息相关的信息315的加权方法，并输出图3所示的加权合成后的信号309A(z1(t))和309B(z2(t))。此时，z1(t)、z2(t)能够表示如下。

在码元号码4i时(i为0以上的整数)：

[数式37]

其中，j表示虚数单位。

在码元号码4i+1时：

[数式38]

在码元号码4i+2时：

[数式39]

在码元号码4i+3时：

[数式40]

这样，图6所示的加权合成部按照4时隙周期有规律地切换预编码权重。(但是，在此是设为按照4时隙有规律地切换预编码权重的方式，但有规律地切换的时隙数量不限于4时隙。)

另外，在非专利文献4中记述了按照每个时隙来切换预编码权重，非专利文献4的特征在于随机地切换预编码权重。另一方面，本实施方式的特征在于，设计某个周期并且有规律地切换预编码权重，另外，在由4个预编码权重构成的2行2列的预编码权重矩阵中，4个预编码权重的各个绝对值相等(1/sqrt(2))，有规律地切换具有该特点的预编码权重矩阵也是本实施方式的特征。

如果在LOS环境中使用特殊的预编码矩阵，则有可能大幅改善接收质量，该特殊的预编码矩阵根据直接波的状况而不同。但是，在LOS环境中具有某种规律，如果按照该规律来有规律地切换特殊的预编码矩阵，则数据的接收质量大幅改善。另一方面，在随机地切换预编码矩阵的情况下，既有还存在除先前叙述的特殊的预编码矩阵以外的预编码矩阵的可能性，也存在仅对不适合于LOS环境的不平衡(biased)的预编码矩阵进行预编码的可能性，因此在LOS环境中不一定能够得到良好的接收质量。因此，需要实现适合于LOS环境的预编码切换方法，本发明提出了与此相关的预编码方法。

图7表示本实施方式的接收装置700的结构的一例。无线部703_X以通过天线701_X而接收到的接收信号702_X为输入来实施频率变换、正交解调等处理，并输出基带信号704_X。

由发送装置发送的调制信号z1中的信道变动估计部705_1以基带信号704_X为输入，抽取图5中的信道估计用的参考码元501_1来估计与式(36)的h11相当的值，并输出信道估计信号706_1。

由发送装置发送的调制信号z2中的信道变动估计部705_2以基带信号704_X为输入，抽取图5中的信道估计用的参考码元501_2来估计与式(36)的h12相当的值，并输出信道估计信号706_2。

无线部703_Y以通过天线701_Y而接收到的接收信号702_Y为输入，实施频率变换、正交解调等处理，并输出基带信号704_Y。

由发送装置发送的调制信号z1中的信道变动估计部707_1以基带信号704_Y为输入，抽取图5中的信道估计用的参考码元501_1来估计与式(36)的h21相当的值，并输出信道估计信号708_1。

由发送装置发送的调制信号z2中的信道变动估计部707_2以基带信号704_Y为输入，抽取图5中的信道估计用的参考码元501_2来估计与式(36)的h22相当的值，并输出信道估计信号708_2。

控制信息解码部709以基带信号704_X和704_Y为输入，检测用于通知图5所示的发送方法的码元500_1，并输出与发送装置通知的发送方法的信息相关的信号710。

信号处理部711以基带信号704_X和704_Y、信道估计信号706_1、706_2、708_1和708_2、以及与发送装置通知的发送方法的信息相关的信号710为输入，进行检波、解码，并输出接收数据712_1和712_2。

下面，对图7中的信号处理部711的动作进行详细说明。图8表示本实施方式的信号处理部711的结构的一例。图8主要由INNER MIMO检波部和软入软出解码器、加权系数生成部构成。关于这种结构的反复解码的方法已在非专利文献2、非专利文献3中详细叙述，但是在非专利文献2、非专利文献3中记述的MIMO传输方式是空间复用MIMO传输方式，而本实施方式的传输方式是变更时间及预编码权重的MIMO传输方式，这一点与非专利文献2、非专利文献3不同。将式(36)中的(信道)矩阵设为H(t)，将图6中的预编码权重矩阵设为W(t)(其中，预编码权重矩阵根据t而变化)，将接收向量设为R(t)＝(r1(t)，r2(t))^T，将流向量设为S(t)＝(s1(t)，s2(t))^T，此时下述的关系式成立。

[数式41]

R(t)＝H(t)W(t)S(t)…式(41)

此时，接收装置通过将H(t)W(t)视为信道矩阵，能够将非专利文献2、非专利文献3的解码方法适用于接收向量R(t)。

因此，图8中的加权系数生成部819以与发送装置通知的发送方法的信息相关的信号818(相当于图7中的710)为输入，并输出与加权系数的信息相关的信号820。

INNNER MIMO检波部803以与加权系数的信息相关的信号820为输入，利用该信号进行式(41)的运算。然后，进行反复检波/解码，对该动作进行说明。

在图8的信号处理部中，为了进行反复解码(反复检波)，需要执行如图10所示的处理方法。首先，进行调制信号(流)s1的1码字(或者1帧)及调制信号(流)s2的1码字(或者1帧)的解码。其结果是，从软入软出解码器能够得到调制信号(流)s1的1码字(或者1帧)及调制信号(流)s2的1码字(或者1帧)的各个比特的对数似然比(LLR：Log－LikelihoodRatio)。并且，使用该LLR再次进行检波/解码。将该操作反复进行多次(将该操作称为反复解码(反复检波))。以下，以1帧中的特定的时间的码元的对数似然比(LLR)的生成方法为中心进行说明。

在图8中，存储部815以基带信号801X(相当于图7中的基带信号704_X)、信道估计信号组802X(相当于图7中的信道估计信号706_1、706_2)、基带信号801Y(相当于图7中的基带信号704_Y)、信道估计信号组802Y(相当于图7中的信道估计信号708_1、708_2)为输入，执行(计算)式(41)中的H(t)W(t)，以便实现反复解码(反复检波)，并将计算出的矩阵存储为变形信道信号组。并且，存储部815在必要时将上述信号作为基带信号816X、变形信道估计信号组817X、基带信号816Y、变形信道估计信号组817Y进行输出。

关于以后的动作，将分为初始检波的情况和反复解码(反复检波)的情况进行说明。

<初始检波的情况>

INNER MIMO检波部803以基带信号801X、信道估计信号组802X、基带信号801Y、信道估计信号组802Y为输入。在此，假设调制信号(流)s1、调制信号(流)s2的调制方式是16QAM来进行说明。

INNER MIMO检波部803首先从信道估计信号组802X、信道估计信号组802Y执行H(t)W(t)，求出与基带信号801X对应的候选信号点。此时的状态如图11所示。在图11中，●(黑圆点)表示IQ平面中的候选信号点，由于调制方式是16QAM，因而存在256个候选信号点。(在图11中是示出了概念图，没有示出256个候选信号点。)在此，将在调制信号s1中传输的4比特设为b0、b1、b2、b3，将在调制信号s2中传输的4比特设为b4、b5、b6、b7，在图11中存在与(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)对应的候选信号点。并且，求出接收信号点1101(相当于基带信号801X)与各个候选信号点的平方欧几里得距离。并且，将各个平方欧几里得距离除以噪声的方差σ²。因此，求出将对应于(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)的候选信号点与接收信号点的平方欧几里得距离除以噪声的方差而得到的值，为Ex(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。

同样，从信道估计信号组802X、信道估计信号组802Y执行H(t)W(t)，求出与基带信号801Y对应的候选信号点，并求出与接收信号点(相当于基带信号801Y)的平方欧几里得距离，再将该平方欧几里得距离除以噪声的方差σ²。因此，求出将对应于(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)的候选信号点与接收信号点的平方欧几里得距离除以噪声的方差而得到值，为Ey(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。

并且，求出Ex(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)+Ey(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)＝E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。

INNER MIMO检波部803将E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)作为信号804进行输出。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0和b1和b2和b3的对数似然(log likelihood)，并输出对数似然信号806A。其中，在计算对数似然时，计算出为“1”时的对数似然和为“0”时的对数似然。其计算方法如式(28)、式(29)、式(30)所示的那样，详细情况已在非专利文献2、非专利文献3中记述。

同样，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4和b5和b6和b7的对数似然，并输出对数似然信号806B。

解交织器(807A)以对数似然信号806A为输入，进行与交织器(图3中的交织器(304A))对应的解交织，并输出解交织后的对数似然信号808A。

同样，解交织器(807B)以对数似然信号806B为输入，进行与交织器(图3中的交织器(304B))对应的解交织，并输出解交织后的对数似然信号808B。

对数似然比计算部809A以解交织后的对数似然信号808A为输入，计算由图3中的编码器302A进行编码后的比特的对数似然比(LLR：log-likelihood Ratio)，并输出对数似然比信号810A。

同样，对数似然比计算部809B以解交织后的对数似然信号808B为输入，计算由图3中的编码器302B进行编码后的比特的对数似然比(LLR：log-likelihood Ratio)，并输出对数似然比信号810B。

软入软出解码器811A以对数似然比信号810A为输入进行解码，并输出解码后的对数似然比812A。

同样，软入软出解码器811B以对数似然比信号810B为输入进行解码，并输出解码后的对数似然比812B。

<反复解码(反复检波)的情况，反复次数k>

交织器(813A)以通过第k－1次的软入软出解码而得到的解码后的对数似然比812A为输入进行交织，并输出交织后的对数似然比814A。此时，交织器(813A)的交织的模式与图3中的交织器(304A)的交织模式相同。

交织器(813B)以通过第k－1次的软入软出解码而得到的解码后的对数似然比812B为输入进行交织，并输出交织后的对数似然比814B。此时，交织器(813B)的交织的模式与图3中的交织器(304B)的交织模式相同。

INNER MIMO检波部803以基带信号816X、变形信道估计信号组817X、基带信号816Y、变形信道估计信号组817Y、交织后的对数似然比814A、交织后的对数似然比814B为输入。在此，不使用基带信号801X、信道估计信号组802X、基带信号801Y、信道估计信号组802Y，而是使用基带信号816X、变形信道估计信号组817X、基带信号816Y、变形信道估计信号组817Y，这是因为由于反复解码而产生延迟时间。

INNER MIMO检波部803的反复解码时的动作与初始检波时的动作的不同之处在于，在进行信号处理时使用交织后的对数似然比814A、交织后的对数似然比814B。INNERMIMO检波部803首先与初始检波时相同地求出E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。然后，根据交织后的对数似然比814A、交织后的对数似然比914B，求出与式(11)、式(32)相当的系数。并且，使用该求出的系数对E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)的值进行校正，将校正得到的值设为E’(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)，并作为信号804进行输出。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0和b1和b2和b3的对数似然(log likelihood)，并输出对数似然信号806A。其中，在计算对数似然时，计算出为“1”时的对数似然和为“0”时的对数似然。其计算方法如式(31)、式(32)、式(33)、式(34)、式(35)所示的那样，已在非专利文献2、非专利文献3中记述。

同样，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4和b5和b6和b7的对数似然，并输出对数似然信号806B。解交织以后的动作与初始检波相同。

另外，在图8中示出了进行反复检波时的信号处理部的结构，但是反复检波不一定是得到良好的接收质量所必须的结构，也可以是不具有仅反复检波所需要的构成部分即交织器813A、813B的结构。此时，INNER MIMO检波部803不进行反复的检波。

并且，本实施方式的重要部分在于进行H(t)W(t)的运算。另外，也可以如在非专利文献5等中记述的那样，使用QR分解来进行初始检波、反复检波。

另外，也可以如在非专利文献11中记述的那样，根据H(t)W(t)进行MMSE(MinimumMean Square Error：最小均方误差)、ZF(Zero Forcing：迫零)的线性运算，来进行初始检波。

图9表示与图8不同的信号处理部的结构，是图4所示的发送装置发送的调制信号用的信号处理部。与图8的不同之处在于软入软出解码的数量，软入软出解码器901以对数似然比信号810A、810B为输入进行解码，并输出解码后的对数似然比902。分配部903以解码后的对数似然比902为输入进行分配。除此之外的部分是与图8相同的动作。

图12表示在与图29所示条件相同的条件下，将传输方式设为本实施方式的使用预编码权重的发送方法时的BER特性。图12的(A)表示不进行反复检波的Max－log－APP(参照非专利文献1、非专利文献2)(APP：a posterior probability)的BER特性，图12的(B)表示进行了反复检波的Max－log－APP(参照非专利文献1、非专利文献2)(反复次数为5次)的BER特性。将图12和图29进行对比可知，在使用本实施方式的发送方法时，莱斯因子较大时的BER特性相比使用空间复用MIMO传输时的BER特性得到大幅改善，能够确认到本实施方式的方法的有效性。

如上所述，在如本实施方式这样MIMO传输系统的发送装置从多个天线发送多个调制信号时，通过随时间切换预编码权重，并且是有规律地进行切换，由此，与过去采用空间复用MIMO传输时相比，在直接波占支配性地位的LOS环境中能够得到提高传输质量的效果。

在本实施方式中，尤其是关于接收装置的结构，限定天线数量对动作进行了说明，但是即使是天线数量增加时，同样也能够实施。即，接收装置的天线数量不对本实施方式的动作、效果产生影响。并且，在本实施方式中，尤其以LDPC码为例进行了说明，但是不限于此，另外关于解码方法，软入软出解码器不限于sum－product解码(和积解码)的示例，也有其他的软入软出解码方法，例如BCJR算法、SOVA算法、Msx－log－MAP算法等。关于详细情况已在非专利文献6中记述。

并且，在本实施方式中，以单载波方式为例进行了说明，但是不限于此，在进行多载波传输时同样也能够实施。因此，例如在采用频谱扩散通信方式、OFDM(OrthogonalFrequency－Division Multiplexing：正交频分复用)方式、SC－FDMA(Single CarrierFrequency Division Multiple Access：单载波频分多址接入)、SC－OFDM(SingleCarrier Orthogonal Frequency－Division Multiplexing：单载波正交频分复用)方式、非专利文献7等披露的小波(wavelet)OFDM方式等的情况下，同样也能够实施。另外，在本实施方式中，也可以在帧中任意配置除数据码元以外的码元，例如配置导频码元(前置码、唯一字等)、控制信息的传输用的码元等。

下面，作为多载波方式的一例，说明采用OFDM方式时的示例。

图13表示采用OFDM方式时的发送装置的结构。在图13中，对于进行与图3相同的动作的部分标注了相同的标号。

OFDM方式关联处理部1301A以加权后的信号309A为输入来实施OFDM方式关联的处理，并输出发送信号1302A。同样，OFDM方式关联处理部1301B以加权后的信号309B为输入，并输出发送信号1302B。

图14表示图13中的OFDM方式关联处理部1301A、1301B以后的结构的一例，与图13中的1301A～312A相关联的部分是1401A～1410A，与1301B～312B相关联的部分是1401B～1410B。

串行并行变换部1402A进行加权后的信号1401A(相当于图13中的加权后的信号309A)的串行并行变换，并输出并行信号1403A。

重排部1404A以并行信号1403A为输入来进行重排，并输出重排后的信号1405A。另外，关于重排将在后面详细说明。

逆快速傅里叶变换部1406A以重排后的信号1405A为输入来实施逆快速傅里叶变换，并输出逆快速傅里叶变换后的信号1407A。

无线部1408A以逆快速傅里叶变换后的信号1407A为输入来进行频率变换、放大等处理，并输出调制信号1409A，调制信号1409A被作为电波从天线1410A输出。

串行并行变换部1402B进行加权后的信号1401B(相当于图13中的加权后的信号309B)的串行并行变换，并输出并行信号1403B。

重排部1404B以并行信号1403B为输入来进行重排，并输出重排后的信号1405B。另外，关于重排将在后面详细说明。

逆快速傅里叶变换部1406B以重排后的信号1405B为输入来实施逆快速傅里叶变换，并输出逆快速傅里叶变换后的信号1407B。

无线部1408B以逆快速傅里叶变换后的信号1407B为输入来进行频率变换、放大等处理，并输出调制信号1409B，调制信号1409B被作为电波从天线1410B输出。

在图3的发送装置中，由于不是使用多载波的传输方式，因而如图6所示以4周期的方式来切换预编码，并沿时间轴方向配置被实施预编码后的码元。在采用如图13所示的诸如OFDM方式的多载波传输方式的情况下，当然可以考虑如图3所示沿时间轴方向配置被实施预编码后的码元，并按照各个(子)载波进行该配置的方式，但是对于多载波传输方式，也可以考虑沿频率轴方向或者使用频率轴及时间轴双方来进行配置的方式。关于这一点将在后面进行说明。

图15表示横轴为频率、纵轴为时间的图14所示的重排部1401A、1401B对码元的重排方法的一例，频率轴由(子)载波0～(子)载波9构成，调制信号z1和z2在同一时刻(时间)使用同一频带，图15(A)表示调制信号z1的码元的重排方法，图15(B)表示调制信号z2的码元的重排方法。串行并行变换部1402A针对作为输入的被实施加权后的信号1401A的码元，顺序地派分号码#1、#2、#3、#4、…。此时，如图15(a)所示，从载波0开始顺序地配置码元#1、#2、#3、#4、…，将码元#1～#9配置在时刻$1，然后将码元#10～#19配置在时刻$2，如此有规律地进行配置。

同样，串行并行变换部1402B针对作为输入的被加权后的信号1401B的码元，顺序地派分号码#1、#2、#3、#4、…。此时，如图15(b)所示，从载波0开始顺序地配置码元#1、#2、#3、#4、…，将码元#1～#9配置在时刻$1，然后将码元#10～#19配置在时刻$2，如此有规律地进行配置。

另外，图15所示的码元组1501、码元组1502是在使用图6所示的预编码权重切换方法时的1周期量的码元，码元#0是在使用图6所示的时隙4i的预编码权重时的码元，码元#1是在使用图6所示的时隙4i+1的预编码权重时的码元，码元#2是在使用图6所示的时隙4i+2的预编码权重时的码元，码元#3是在使用图6所示的时隙4i+3的预编码权重时的码元。因此，在码元#x中，在x mod 4为0时，码元#x是在使用图6所示的时隙4i的预编码权重时的码元，在x mod 4为1时，码元#x是在使用图6所示的时隙4i+1的预编码权重时的码元，在x mod4为2时，码元#x是在使用图6所示的时隙4i+2的预编码权重时的码元，在x mod 4为3时，码元#x是在使用图6所示的时隙4i+3的预编码权重时的码元。

这样，在采用OFDM方式等多载波传输方式的情况下，具有能够沿频率轴方向排列码元的特征，这与单载波传输时不同。并且，关于码元的排列方式，不限于如图15所示的排列方式。关于其他示例，使用图16、图17进行说明。

图16表示与图15不同的、横轴为频率、纵轴为时间的图14所示的重排部1401A、1401B对码元的重排方法的一例，图16(A)表示调制信号z1的码元的重排方法，图16(B)表示调制信号z2的码元的重排方法。图16(A)(B)与图15的不同之处在于，调制信号z1的码元的重排方法和调制信号z2的码元的重排方法不同，在图16(B)中，将码元#0～#5配置在载波4～载波9，将码元#6～#9配置在载波0～载波3，之后按照相同的规律将码元#10～#19配置在各个载波。此时，与图15相同地，图16所示的码元组1601、码元组1602是在使用图6所示的预编码权重切换方法时的1周期量的码元。

图17表示与图15不同的、横轴为频率、纵轴为时间的图14所示的重排部1401A、1401B对码元的重排方法的一例，图17(A)表示调制信号z1的码元的重排方法，图17(B)表示调制信号z2的码元的重排方法。图17(A)(B)与图15的不同之处在于，在图15中是将码元顺序地配置在载波中，而在图17中不是将码元顺序地配置在载波中。当然，在图17中，也可以与图16相同地使调制信号z1的码元的重排方法和调制信号z2的重排方法不同。

图18表示与图15～17不同的、横轴为频率纵轴为时间的图14所示的重排部1401A、1401B对码元的重排方法的一例，图18(A)表示调制信号z1的码元的重排方法，图18(B)表示调制信号z2的码元的重排方法。在图15～17中是沿频率轴方向排列码元，而在图18中是利用频率及时间轴双方来配置码元。

在图6中，关于预编码权重的切换说明了按照4时隙进行切换的示例，在此说明按照8时隙进行切换的示例。图18所示的码元组1801、码元组1802是在使用预编码权重切换方法时的1周期量的码元(因此是8码元)，码元#0是在使用时隙8i的预编码权重时的码元，码元#1是在使用时隙8i+1的预编码权重时的码元，码元#2是在使用时隙8i+2的预编码权重时的码元，码元#3是在使用时隙8i+3的预编码权重时的码元，码元#4是在使用时隙8i+4的预编码权重时的码元，码元#5是在使用时隙8i+5的预编码权重时的码元，码元#6是在使用时隙8i+6的预编码权重时的码元，码元#7是在使用时隙8i+7的预编码权重时的码元。因此，在码元#x中，在x mod 8为0时，码元#x是在使用时隙8i的预编码权重时的码元，在x mod 8为1时，码元#x是在使用时隙8i+1的预编码权重时的码元，在x mod 8为2时，码元#x是在使用时隙8i+2的预编码权重时的码元，在x mod 8为3时，码元#x是在使用时隙8i+3的预编码权重时的码元，在x mod 8为4时，码元#x是在使用时隙8i+4的预编码权重时的码元，在x mod 8为5时，码元#x是在使用时隙8i+5的预编码权重时的码元，在x mod 8为6时，码元#x是在使用时隙8i+6的预编码权重时的码元，在x mod 8为7时，码元#x是在使用时隙8i+7的预编码权重时的码元。在图18所示的码元的排列方式中，使用在时间轴方向为4时隙、在频率轴方向为2时隙的合计4×2＝8时隙，来配置1周期量的码元，然而，此时如果将1周期量的码元的数量设为m×n码元(即，预编码权重存在m×n种)，将配置1周期量的码元所使用的频率轴方向的时隙(载波数)设为n，将在时间轴方向使用的时隙设为m，则可以设为m>n。这样，直接波的相位在时间轴方向的变动比在频率轴方向的变动平缓。因此，在为了减小恒定的直接波的影响而进行本实施方式的预编码权重变更时，在进行预编码权重的变更的周期内，希望减小直接波的变动。因此，可以设为m>n。并且，通过考虑以上因素，与仅沿频率轴方向或者仅沿时间轴方向将码元重排时相比，如果按照图18所示使用频率轴和时间轴双方来进行重排，则直接波变恒定的可能性增大，能够容易得到本发明的效果。但是，在沿频率轴方向排列时，由于频率轴的变动比较急剧，因而有可能得到分集增益(diversity gain)，因此使用频率轴和时间轴双方来进行重排的方法不一定是最佳的方法。

图19表示与图18不同的、横轴为频率纵轴为时间的图14所示的重排部1401A、1401B对码元的重排方法的一例，图19(A)表示调制信号z1的码元的重排方法，图19(B)表示调制信号z2的码元的重排方法。图19与图18相同地利用频率及时间轴双方来配置码元，但与图18的不同之处在于，在图18中频率方向优先，然后沿时间轴方向配置码元，而在图19中是时间轴方向优先，然后沿时间轴方向配置码元。在图19中，码元组1901、码元组1902是使用预编码切换方法时的1周期量的码元。

另外，在图18、图19中，与图16相同地，即使以使调制信号z1的码元的配置方法和调制信号z2的码元配置方法不同的方式进行配置，同样也能够实施，并且也能够得到可以获得较高的接收质量的效果。另外，在图18、图19中，即使是按照图17所示顺序地配置码元，同样也能够实施，并且也能够得到可以获得较高的接收质量的效果。

图27表示与上述不同的、横轴为频率纵轴为时间的图14所示的重排部1401A、1401B对码元的重排方法的一例，说明使用如式(37)～式(40)所示的4时隙有规律地切换预编码矩阵的情况。在图27中其特征在于，沿频率轴方向顺序地排列码元，但在沿时间轴方向前进时使循环进行n(在图27的示例中n＝1)码元循环移位。在图27的频率轴方向的码元组2710所示的4码元中，进行式(37)～式(40)的预编码矩阵的切换。

此时，假设在#0码元中进行使用式(37)的预编码矩阵的预编码，在#1码元中进行使用式(38)的预编码矩阵的预编码，在#2码元中进行使用式(39)的预编码矩阵的预编码，在#3码元中进行使用式(40)的预编码矩阵的预编码。

对于频率轴方向的码元组2720也一样，假设在#4码元中进行使用式(37)的预编码矩阵的预编码，在#5码元中进行使用式(38)的预编码矩阵的预编码，在#6码元中进行使用式(39)的预编码矩阵的预编码，在#7码元中进行使用式(40)的预编码矩阵的预编码。

在时间$1的码元中进行了如上所述的预编码矩阵的切换，而在时间轴方向上由于进行了循环移位，因而对于码元组2701、2702、2703、2704，按照以下所述进行预编码矩阵的切换。

在时间轴方向的码元组2701中，假设在#0码元中进行使用式(37)的预编码矩阵的预编码，在#9码元中进行使用式(38)的预编码矩阵的预编码，在#18码元中进行使用式(39)的预编码矩阵的预编码，在#27码元中进行使用式(40)的预编码矩阵的预编码。

在时间轴方向的码元组2702中，假设在#28码元中进行使用式(37)的预编码矩阵的预编码，在#1码元中进行使用式(38)的预编码矩阵的预编码，在#10码元中进行使用式(39)的预编码矩阵的预编码，在#19码元中进行使用式(40)的预编码矩阵的预编码。

在时间轴方向的码元组2703中，假设在#20码元中进行使用式(37)的预编码矩阵的预编码，在#29码元中进行使用式(38)的预编码矩阵的预编码，在#1码元中进行使用式(39)的预编码矩阵的预编码，在#10码元中进行使用式(40)的预编码矩阵的预编码。

在时间轴方向的码元组2704中，假设在#12码元中进行使用式(37)的预编码矩阵的预编码，在#21码元中进行使用式(38)的预编码矩阵的预编码，在#30码元中进行使用式(39)的预编码矩阵的预编码，在#3码元中进行使用式(40)的预编码矩阵的预编码。

关于图27的特征，在着眼于例如#11码元时，同一时刻的频率轴方向的两旁的码元(#10和#12)均使用与#11不同的预编码矩阵来进行预编码，#11码元的同一载波的时间轴方向的两旁的码元(#2和#20)均使用与#11不同的预编码矩阵来进行预编码。并且，这不限于#11码元，对于在频率轴方向及时间轴方向上两旁均存在的码元的所有码元，都与#11码元具有相同的特征。因此，通过有效地切换预编码矩阵，将不容易受到针对直接波的恒定状况的影响，因而数据的接收质量得到改善的可能性增大。

在图27中假设n＝1进行了说明，但不限于此，对于n＝3时同样也能够实施。并且，在图27中，在沿频率轴排列码元、时间沿轴方向前进的情况下，使码元的配置的顺序进行循环移位，通过使具备这种特征而实现了上述的特征，然而也存在通过随机地(也可以是有规律地)配置码元来实现上述特征的方法。

(实施方式2)

在实施方式1中说明了如图6所示的有规律地切换预编码权重的情况，而在本实施方式中说明与图6的预编码权重不同的具体的预编码权重的设计方法。

在图6中说明了切换式(37)～式(40)的预编码权重的方法。在将其一般化的情况下，能够按照如下所述来变更预编码权重。(其中，设预编码权重的切换周期为4，进行与式(37)～式(40)相同的记述。)

在码元号码为4i时(i为0以上的整数)：

[数式42]

其中，j为虚数单位。

在码元号码为4i+1时：

[数式43]

在码元号码为4i+2时：

[数式44]

在码元号码为4i+3时：

[数式45]

并且，根据式(36)和式(41)，能够将接收向量R(t)＝(r1(t)，r2(t))^T表示如下。

在码元号码为4i时：

[数式46]

在码元号码为4i+1时：

[数式47]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 1) \\ r 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i + 1) & h_{12} (4 i + 1) \\ h_{21} (4 i + 1) & h_{22} (4 i + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(47)

在码元号码为4i+2时：

[数式48]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 2) \\ r 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i + 2) & h_{12} (4 i + 2) \\ h_{21} (4 i + 2) & h_{22} (4 i + 2) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(48)

在码元号码为4i+3时：

[数式49]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 3) \\ r 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i + 3) & h_{12} (4 i + 3) \\ h_{21} (4 i + 3) & h_{22} (4 i + 3) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(49)

此时，在信道要素h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)中，假设只存在直接波的成分，该直接波的成分的振幅成分完全相等，并且在时间上没有产生变动。于是，式(46)～式(49)能够表示如下。

在码元号码为4i时：

[数式50]

在码元号码为4i+1时：

[数式51]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 1) \\ r 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…·式(51)

在码元号码为4i+2时：

[数式52]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 2) \\ r 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(52)

在码元号码为4i+3时：

[数式53]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 3) \\ r 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(53)

其中，在式(50)～式(53)中，A表示正的实数，q表示复数。该A和q的值是根据发送装置与接收装置的位置关系而确定的。并且，假设将式(50)～式(53)表示如下。

在码元号码为4i时：

[数式54]

在码元号码为4i+1时：

[数式55]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 1) \\ r 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(55)

在码元号码为4i+2时：

[数式56]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 2) \\ r 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(56)

在码元号码为4i+3时：

[数式57]

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 3) \\ r 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(57)

另外，在按照以下所示来表示q时，r1、r2将不包含基于s1或者s2任意一方的信号成分，因而不能得到s1或者s2任意一方的信号。

在码元号码为4i时：

[数式58]

在码元号码为4i+1时：

[数式59]

在码元号码为4i+2时：

[数式60]

在码元号码为4i+3时：

[数式61]

此时，在码元号码4i、4i+1、4i+2、4i+3中，如果q具有相同的解，则直接波的信道要素没有较大的变动，因而具有q的值与上述相同的解相等的信道要素的接收装置无论在哪个码元号码均不能得到良好的接收质量，因而即使导入纠错编码，也很难得到纠错能力。因此，为了使q不具有相同的解，在关注于q的两个解中不包含δ的那个解时，根据式(58)～式(61)来看需要以下条件。

[数式62]

＜条件#1＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (4 i + x) - θ_{21} (4 i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (4 i + y) - θ_{21} (4 i + y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, 3) \end{matrix}

(x为0、1、2、3，y为0、1、2、3，且x≠y。)

作为满足条件#1的示例，可以考虑如下的方法，

(例#1)

<1>设θ₁₁(4i)＝θ₁₁(4i+1)＝θ₁₁(4i+2)＝θ₁₁(4i+3)＝0弧度，

则可以设定如下

<2>θ₂₁(4i)＝0弧度

<3>θ₂₁(4i+1)＝π/2弧度

<4>θ₂₁(4i+2)＝π弧度

<5>θ₂₁(4i+3)＝3π/2弧度。

(上述为示例，在(θ₂₁(4i)、θ₂₁(4i+1)、θ₂₁(4i+2)、θ₂₁(4i+3))的集合之中，可以存在各1个的0弧度、π/2弧度、π弧度、3π/2弧度。)此时，尤其是在具有<1>的条件时，不需要对基带信号S1(t)进行信号处理(旋转处理)，因而具有能够实现电路规模的削减的优点。作为另一个示例，可以考虑如下的方法，

(例#2)

假设<6>θ₁₁(4i)＝0弧度

<7>θ₁₁(4i+1)＝π/2弧度

<8>θ₁₁(4i+2)＝π弧度

<9>θ₁₁(4i+3)＝3π/2弧度，

则可以设定为

<10>θ₂₁(4i)＝θ₂₁(4i+1)＝θ₂₁(4i+2)＝θ₂₁(4i+3)＝0弧度(上述为示例，在(θ₁₁(4i)、θ₁₁(4i+1)、θ₁₁(4i+2)、θ₁₁(4i+3))的集合之中，可以存在各1个的0弧度、π/2弧度、π弧度、3π/2弧度。)此时，尤其是在具有<6>的条件时，不需要对基带信号S2(t)进行信号处理(旋转处理)，因而具有能够实现电路规模的削减的优点。作为又另一个示例，可以列举如下，

(例#3)

假设<11>θ₁₁(4i)＝θ₁₁(4i+1)＝θ₁₁(4i+2)＝θ₁₁(4i+3)＝0弧度，

则<12>θ₂₁(4i)＝0弧度

<13>θ₂₁(4i+1)＝π/4弧度

<14>θ₂₁(4i+2)＝π/2弧度

<15>θ₂₁(4i+3)＝3π/4弧度。

(上述为示例，在(θ₂₁(4i)、θ₂₁(4i+1)、θ₂₁(4i+2)、θ₂₁(4i+3))的集合之中，可以存在各1个的0弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度。)

(例#4)

假设<16>θ₁₁(4i)＝0弧度

<17>θ₁₁(4i+1)＝π/4弧度

<18>θ₁₁(4i+2)＝π/2弧度

<19>θ₁₁(4i+3)＝3π/4弧度，

则<20>θ₂₁(4i)＝θ₂₁(4i+1)＝θ₂₁(4i+2)＝θ₂₁(4i+3)＝0弧度。(上述为示例，在(θ₁₁(4i)、θ₁₁(4i+1)、θ₁₁(4i+2)、θ₁₁(4i+3))的集合之中，可以存在各1个的0弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度。)

以上列举了4个示例，但满足条件#1的方法不限于此。

下面，说明不仅有关θ₁₁、θ₁₂，而且也有关λ、δ的设计要件。关于λ，只要设定为某个值即可，作为要件是需要提供有关δ的要件。因此，对将λ设为0弧度时的δ的方法进行说明。

在这种情况下，关于δ，假设π/2弧度≤|δ|≤π弧度，尤其是在LOS环境中能够得到良好的接收质量。

但是，在码元号码4i、4i+1、4i+2、4i+3中，分别存在两点的接收质量差的q。因此，存在2×4＝8个点。在LOS环境中，为了防止在特定的接收终端中接收质量恶化，可以将这8个点设为全部不同的解。在这种情况下，在<条件#1>的基础上，还需要<条件#2>的条件。

[数式63]

＜条件#2＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (4 i + x) - θ_{21} (4 i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (4 i + y) - θ_{21} (4 i + y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0, 1, 2, 3) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (4 i + x) - θ_{21} (4 i + x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (4 i + y) - θ_{21} (4 i + y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, 3) \end{matrix}

另外，这8个点的相位均匀存在即可。(因为认为直接波的相位成为均匀分布的可能性比较大)下面，对满足该要件的δ的设定方法进行说明。

在(例#1)(例#2)的情况下，通过将δ设定为±3π/4弧度，能够使接收质量差的点在相位上均匀存在。例如，对于(例#1)，在设δ为3π/4弧度时，(A为正的实数)如图20所示，在4时隙存在有一次接收质量变差的点。在(例#3)(例#4)的情况下，通过将δ设定为±π弧度，能够使接收质量差的点在相位上均匀存在。例如，对于(例#3)，在设δ为π弧度时，如图21所示，在4时隙存在有一次接收质量变差的点。(如果信道矩阵H中的要素q位于图20、图21所示的点，则接收质量恶化。)

通过以上处理，能够在LOS环境中得到良好的接收质量。以上说明了以4时隙周期来变更预编码权重的示例，下面说明以N时隙周期来变更预编码权重的情况。可以认为与实施方式1及上述的说明相同地，对码元号码进行诸如以下所示的处理。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式64]

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式65]

·

在码元号码为Ni+k(k＝0、1、…、N－1(k是0以上N-1以下的整数))时：

[数式66]

(\begin{matrix} z 1 (N i + k) \\ z 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(64)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式67]

(\begin{matrix} z 1 (N i + N - 1) \\ z 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(65)

因此，r1、r2可以表示如下。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式68]

(\begin{matrix} r 1 (N i) \\ r 2 (N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (N i) & h_{12} (N i) \\ h_{21} (N i) & h_{22} (N i) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i)} & e^{j (θ_{11} (N i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i)} & e^{j (θ_{21} (N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i) \\ s 2 (N i) \end{matrix})

…式(66)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式69]

(\begin{matrix} r 1 (N i + 1) \\ r 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (N i + 1) & h_{12} (N i + 1) \\ h_{21} (N i + 1) & h_{22} (N i + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(67)

·

[数式70]

(\begin{matrix} r 1 (N i + k) \\ r 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (N i + k) & h_{12} (N i + k) \\ h_{21} (N i + k) & h_{22} (N i + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ - δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(68)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式71]

(\begin{matrix} r 1 (N i + N - 1) \\ r 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (N i + N - 1) & h_{12} (N i + N - 1) \\ h_{21} (N i + N - 1) & h_{22} (N i + N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(69)

此时，在信道要素h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₁(t)中，假设只存在直接波的成分，该直接波的成分的振幅成分完全相等，并且在时间中没有产生变动。于是，式(66)～式(69)能够表示如下。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式72]

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式73]

(\begin{matrix} r 1 (N i + 1) \\ r 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(71)

·

[数式74]

(\begin{matrix} r 1 (N i + k) \\ r 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(72)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式75]

(\begin{matrix} r 1 (N i + N - 1) \\ r 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(73)

其中，在式(70)～式(73)中，A表示实数，q表示复数。该A和q的值是根据发送装置与接收装置的位置关系而确定的。并且，假设将式(70)～式(73)表示如下。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式76]

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式77]

(\begin{matrix} r 1 (N i + 1) \\ r 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(75)

·

[数式78]

(\begin{matrix} r 1 (N i + k) \\ r 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(76)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式79]

(\begin{matrix} r 1 (N i + N - 1) \\ r 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(77)

另外，在按照以下所示来表示q时，r1、r2不包含基于s1或者s2的某一方的信号成分，因而不能得到s1或者s2某一方的信号。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式80]

在码元号码为Ni+1时：

[数式81]

·

[数式82]

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式83]

此时，在码元号码N～Ni+N－1中，如果q具有相同的解，则直接波的信道要素没有较大的变动，因而q的值与上述相同的解相等的接收装置无论在哪个码元号码均不能得到良好的接收质量，因而即使导入纠错编码，也很难得到纠错能力。因此，为了使q不具有相同的解，在关注于q的两个解中不包含δ的那个解时，根据式(78)～式(81)来看需要以下条件。

[数式84]

＜条件#3＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (N i + x) - θ_{21} (N i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (N i + y) - θ_{21} (N i + y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

(x为0，1，2，…，N－2，N－1，y为0，1，2，…，N－2，N－1(x、y为0以上N-1以下的整数)，且x≠y。)

在这种情况下，与以4时隙周期来变更预编码权重的方法的情况相同地，关于δ，如果设π/2弧度≤|δ|≤π弧度，尤其是在LOS环境中能够得到良好的接收质量。

在码元号码Ni～Ni+N－1中，分别存在两个点的接收质量差的q，因此存在2N个点。为了在LOS环境中得到良好的特性，可以使这2N个点全部成为不同的解。在这种情况下，在<条件#3>的基础上，还需要<条件#4>的条件。

[数式85]

<条件#4>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (N i + x) - θ_{21} (N i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (N i + y) - θ_{21} (N i + y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x = y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (N i + x) - θ_{21} (N i + x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (N i + y) - θ_{21} (N i + y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

此外，这2N个点的相位均匀存在即可。(因为认为各个接收装置中的直接波的相位成为均匀分布的可能性比较大)

如上所述，在MIMO传输系统的发送装置从多个天线发送多个调制信号时，通过随时间切换预编码权重，并且是有规律地进行切换，与过去采用空间复用MIMO传输时相比，在直接波占支配性地位的LOS环境中也能够得到提高传输质量的效果。

在本实施方式中，接收装置的结构如在实施方式1中说明的那样，尤其是关于接收装置的结构，限定天线数量对动作进行了说明，但是即使是天线数量增加时，同样也能够实施。即，接收装置的天线数量不对本实施方式的动作、效果产生影响。并且，在本实施方式中，与实施方式1相同地对纠错编码没有限定。

并且，在本实施方式中，与实施方式1对比着说明了时间轴上的预编码权重变更方法，但也可以如在实施方式1中说明的那样使用多载波传输方式沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，由此同样能够实施预编码权重变更方法。另外，在本实施方式中，也可以在帧中任意配置除数据码元以外的码元，例如配置导频码元(前置码、唯一字等)、控制信息的传输用的码元等。

(实施方式3)

在实施方式1、实施方式2中，关于有规律地切换预编码权重的方式，说明了预编码权重的矩阵的各个要素的振幅相等的情况，而在本实施方式中说明不满足该条件的示例。

与实施方式2对比着说明以N时隙周期来变更预编码权重的情况。可以认为与实施方式1及实施方式2相同地对码元号码进行如下所述的处理。其中，β是正的实数，且β≠1。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式86]

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式87]

(\begin{matrix} z 1 (N i + 1) \\ z 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(83)

·

[数式88]

(\begin{matrix} z 1 (N i + k) \\ z 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(84)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式89]

(\begin{matrix} z 1 (N i + N - 1) \\ z 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(85)

因此，r1、r2可以表示如下。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式90]

(\begin{matrix} r 1 (N i) \\ r 2 (N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (N i) & h_{12} (N i) \\ h_{21} (N i) & h_{22} (N i) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i)} & e^{j (θ_{21} (N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i) \\ s 2 (N i) \end{matrix})

…式(86)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式91]

(\begin{matrix} r 1 (N i + 1) \\ r 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (N i + 1) & h_{12} (N i + 1) \\ h_{21} (N i + 1) & h_{22} (N i + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(87)

·

[数式92]

(\begin{matrix} r 1 (N i + k) \\ r 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (N i + k) & h_{12} (N i + k) \\ h_{21} (N i + k) & h_{22} (N i + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(88)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式93]

(\begin{matrix} r 1 (N i + N - 1) \\ r 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (N i + N - 1) & h_{12} (N i + N - 1) \\ h_{21} (N i + N - 1) & h_{22} (N i + N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(89)

此时，在信道要素h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)中，假设只存在直接波的成分，该直接波的成分的振幅成分完全相等，并且在时间上没有产生变动。于是，式(86)～式(89)能够表示如下。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式94]

(\begin{matrix} r 1 (N i) \\ r 2 (N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i)} & e^{j (θ_{21} (N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i) \\ s 2 (N i) \end{matrix})

…式(90)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式95]

(\begin{matrix} r 1 (N i + 1) \\ r 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(91)

·

[数式96]

(\begin{matrix} r 1 (N i + k) \\ r 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(92)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式97]

(\begin{matrix} r 1 (N i + N - 1) \\ r 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(93)

其中，在式(90)～式(93)中，A表示实数，q表示复数。并且，按照以下所示来表示式(90)～式(93)。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式98]

(\begin{matrix} r 1 (N i) \\ r 2 (N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i)} & e^{j (θ_{21} (N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i) \\ s 2 (N i) \end{matrix})

…式(94)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为Ni+1时：

[数式99]

(\begin{matrix} r 1 (N i + 1) \\ r 2 (N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + 1) \\ s 2 (N i + 1) \end{matrix})

…式(95)

·

[数式100]

(\begin{matrix} r 1 (N i + k) \\ r 2 (N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + k)} & e^{j (θ_{21} (N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + k) \\ s 2 (N i + k) \end{matrix})

…式(96)

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式101]

(\begin{matrix} r 1 (N i + N - 1) \\ r 2 (N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (N i + N - 1) \\ s 2 (N i + N - 1) \end{matrix})

…式(97)

另外，在按照如下所示来表示q时，将不能得到s1、s2的某一方的信号。

在码元号码为Ni时(i为0以上的整数)：

[数式102]

在码元号码为Ni+1时：

[数式103]

·

[数式104]

·

在码元号码为Ni+N－1时：

[数式105]

q = - \frac{A}{β} e^{j (θ_{11} (N i + N - 1) - θ_{21} (N i + N - 1))}, - {Aβe}^{j (θ_{11} (N i + N - 1) - θ_{21} (N i + N - 1) - δ)}

…式(101)

此时，在码元号码N～Ni+N－1中，如果q具有相同的解，则直接波的信道要素没有较大的变动，因而无论在哪个码元号码均不能得到良好的接收质量，因而即使导入纠错编码，也很难得到纠错能力。因此，为了使q不具有相同的解，在关注于q的两个解中不包含δ的那个解时，根据式(98)～式(101)来看需要以下条件。

[数式106]

＜条件#5＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (N i + x) - θ_{21} (N i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (N i + y) - θ_{21} (N i + y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

下面，说明不仅有关θ₁₁、θ₁₂，而且也有关λ、δ的设计要件。关于λ，只要设定为某个值即可，作为要件是需要提供有关δ的要件。因此，对将λ设为0弧度时的δ的设定方法进行说明。

在码元号码Ni～Ni+N－1中，分别存在两个点的接收质量差的q，因此存在2N个点。为了在LOS环境中得到良好的特性，使这2N个点全部成为不同的解即可。在这种情况下，在<条件#5>的基础上，考虑到β是正的实数、且β≠1，还需要<条件#6>的条件。

[数式107]

＜条件#6＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (N i + x) - θ_{21} (N i + x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (N i + y) - θ_{21} (N i + y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

如上所述，在MIMO传输系统的发送装置从多个天线发送多个调制信号时，通过随时间切换预编码权重，并且是有规律地进行切换，由此，与过去采用空间复用MIMO传输时相比，在直接波占支配性地位的LOS环境中能够得到提高传输质量的效果。

(实施方式4)

在实施方式3中，关于有规律地切换预编码权重的方式，以将预编码权重的矩阵的各个要素的振幅设为1和β这两种情况为例进行了说明。

另外，其中忽视下式：

[数式108]

\frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} .

下面，说明按照时隙来切换β的值时的示例。

为了与实施方式3进行对比，说明以2×N时隙周期来变更预编码权重的情况。

可以认为与实施方式1、实施方式2、实施方式3相同地对码元号码进行如下所示的处理。其中，β是正的实数，且β≠1。并且，α是正的实数，且α≠β。

在码元号码为2Ni时(i为0以上的整数)：

[数式109]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i) \\ z 2 (2 N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i)} & e^{j (θ_{21} (2 N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i) \\ s 2 (2 N i) \end{matrix})

…式(102)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+1时：

[数式110]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + 1) \\ z 2 (2 N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 1) \\ s 2 (2 N i + 1) \end{matrix})

…式(103)

·

在码元号码为2Ni+k(k＝0、1、…、N－1(k是0以上N-1以下的整数))时：

[数式111]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + k) \\ z 2 (2 N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + k) \\ s 2 (2 N i + k) \end{matrix})

…式(104)

·

在码元号码为2Ni+N－1时：

[数式112]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + N - 1) \\ z 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N - 1) \\ s 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix})

…式(105)

在码元号码为2Ni+N时(i为0以上的整数)：

[数式113]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + N) \\ z 2 (2 N i + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N) \\ s 2 (2 N i + N) \end{matrix})

…式(106)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+N+1时：

[数式114]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + N + 1) \\ z 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + 1) \\ s 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix})

…式(107)

·

在码元号码为2Ni+N+k(k＝0、1、…、N－1(k是0以上N-1以下的整数))时：

[数式115]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + N + k) \\ z 2 (2 N i + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + k) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + k) \\ s 2 (2 N i + N + k) \end{matrix})

…式(108)

·

在码元号码为2Ni+2N－1时：

[数式116]

(\begin{matrix} z 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ z 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ s 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(109)

因此，r1、r2可以表示如下。

在码元号码为2Ni时(i为0以上的整数)：

[数式117]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i) \\ r 2 (2 N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i) & h_{12} (2 N i) \\ h_{21} (2 N i) & h_{22} (2 N i) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i)} & e^{j (θ_{21} (2 N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i) \\ s 2 (2 N i) \end{matrix})

…式(110)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+1时：

[数式118]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + 1) \\ r 2 (2 N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + 1) & h_{12} (2 N i + 1) \\ h_{21} (2 N i + 1) & h_{22} (2 N i + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 1) \\ s 2 (2 N i + 1) \end{matrix})

…式(111)

·

[数式119]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + k) \\ r 2 (2 N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + k) & h_{12} (2 N i + k) \\ h_{21} (2 N i + k) & h_{22} (2 N i + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + k) - λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + k) \\ s 2 (2 N i + k) \end{matrix})

…式(112)

·

在码元号码为2Ni+N－1时：

[数式120]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N - 1) \\ r 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + N - 1) & h_{12} (2 N i + N - 1) \\ h_{21} (2 N i + N - 1) & h_{22} (2 N i + N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N - 1) \\ s 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix})

…式(113)

在码元号码为2Ni+N时(i为0以上的整数)：

[数式121]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N) \\ r 2 (2 N i + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + N) & h_{12} (2 N i + N) \\ h_{21} (2 N i + N) & h_{22} (2 N i + N) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N) \\ s 2 (2 N i + N) \end{matrix})

…式(114)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+N+1时：

[数式122]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N + 1) \\ r 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + N + 1) & h_{12} (2 N i + N + 1) \\ h_{21} (2 N i + N + 1) & h_{22} (2 N i + N + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + 1) \\ s 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix})

…式(115)

·

[数式123]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N + k) \\ r 2 (2 N i + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + N + k) & h_{12} (2 N i + N + k) \\ h_{21} (2 N i + N + k) & h_{22} (2 N i + N + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + k) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + k) \\ s 2 (2 N i + N + k) \end{matrix})

…式(116)

·

在码元号码为2Ni+2N－1时：

[数式124]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ r 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 N i + 2 N - 1) & h_{12} (2 N i + 2 N - 1) \\ h_{21} (2 N i + 2 N - 1) & h_{22} (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i +2 N - 1) \\ s 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(117)

此时，在信道要素h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)中，假设只存在直接波的成分，该直接波的成分的振幅成分完全相等，并且在时间上没有产生变动。于是，式(110)～式(117)能够表示如下。

在码元号码为2Ni时(i为0以上的整数)：

[数式125]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i) \\ r 2 (2 N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i)} & e^{j (θ_{21} (2 N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i) \\ s 2 (2 N i) \end{matrix})

…式(118)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+1时：

[数式126]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + 1) \\ r 2 (2 N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 1) \\ s 2 (2 N i + 1) \end{matrix})

…式(119)

·

[数式127]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + k) \\ r 2 (2 N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + k) \\ s 2 (2 N i + k) \end{matrix})

…式(120)

·

在码元号码为2Ni+N－1时：

[数式128]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N - 1) \\ r 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N - 1) \\ s 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix})

…式(121)

在码元号码为2Ni+N时(i为0以上的整数)：

[数式129]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N) \\ r 2 (2 N i + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N) \\ s 2 (2 N i + N) \end{matrix})

…式(122)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+N+1时：

[数式130]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N + 1) \\ r 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + 1) \\ s 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix})

…式(123)

·

[数式131]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N + k) \\ r 2 (2 N i + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + k) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + k) \\ s 2 (2 N i + N + k) \end{matrix})

…式(124)

·

在码元号码为2Ni+2N－1时：

[数式132]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ r 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ s 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(125)

其中，在式(118)～式(125)中，A表示实数，q表示复数。并且，按照以下所示来表示式(118)～式(125)。

在码元号码为2Ni时(i为0以上的整数)：

[数式133]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i) \\ r 2 (2 N i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i)} & e^{j (θ_{21} (2 N i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i) \\ s 2 (2 N i) \end{matrix})

…式(126)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+1时：

[数式134]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + 1) \\ r 2 (2 N i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 1) \\ s 2 (2 N i + 1) \end{matrix})

…式(127)

·

[数式135]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + k) \\ r 2 (2 N i + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + k) \\ s 2 (2 N i + k) \end{matrix})

…式(128)

·

在码元号码为2Ni+N－1时：

[数式136]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N - 1) \\ r 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N - 1) \\ s 2 (2 N i + N - 1) \end{matrix})

…式(129)

在码元号码为2Ni+N时(i为0以上的整数)：

[数式137]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N) \\ r 2 (2 N i + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N) \\ s 2 (2 N i + N) \end{matrix})

…式(130)

其中，j为虚数单位。

在码元号码为2Ni+N+1时：

[数式138]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N + 1) \\ r 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i - N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N +1) - λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + 1) \\ s 2 (2 N i + N + 1) \end{matrix})

…式(131)

·

[数式139]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + N + k) \\ r 2 (2 N i + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + N + k) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + N + k) \\ s 2 (2 N i + N + k) \end{matrix})

…式(132)

·

在码元号码为2Ni+2N－1时：

[数式140]

(\begin{matrix} r 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ r 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 N i + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 N i + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 N i + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 N i + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 N i + 2 N - 1) \\ s 2 (2 N i + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(133)

在码元号码为2Ni时(i为0以上的整数)：

[数式141]

在码元号码为2Ni+1时：

[数式142]

·

[数式143]

在码元号码为2Ni+N－1时：

[数式144]

q = - \frac{A}{β} e^{j (θ_{11} (2 N i + N - 1) - θ_{21} (2 N i + N - 1))}, - {Aβe}^{j (θ_{11} (2 N i + N - 1) - θ_{21} (2 N i + N - 1) - δ)}

…式(137)

在码元号码为2Ni+N时(i为0以上的整数)：

[数式145]

q = - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (2 N i + N) - θ_{21} (2 N i + N))}, - {Aαe}^{j (θ_{11} (2 N i + N) - θ_{21} (2 N i + N) - δ)}

…式(138)

在码元号码为2Ni+N+1时：

[数式146]

q = - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (2 N i + N + 1) - θ_{21} (2 N i + N + 1))}, - {Aαe}^{j (θ_{11} (2 N i + N + 1) - θ_{21} (2 N i + N + 1) - δ)}

…式(139)

·

[数式147]

q = - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (2 N i + N + k) - θ_{21} (2 N i + N + k))}, - {Aαe}^{j (θ_{11} (2 N i + N + k) - θ_{21} (2 N i + N + k) - δ)}

…式(140)

·

在码元号码为2Ni+2N－1时：

[数式148]

q = - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (2 N i + 2 N - 1) - θ_{21} (2 N i + 2 N - 1))}, - {Aαe}^{j (θ_{11} (2 N i + 2 N - 1) - θ_{21} (2 N i + 2 N - 1) - δ)}

…式(141)

此时，在码元号码2N～2Ni+N－1中，如果q具有相同的解，则直接波的信道要素没有较大的变动，因而无论在哪个码元号码均不能得到良好的接收质量，因而即使导入纠错编码，也很难得到纠错能力。因此，为了使q不具有相同的解，在关注于q的两个解中不包含δ的那个解时，根据式(134)～式(141)以及α≠β来看，需要<条件#7>或者<条件#8>。

[数式149]

＜条件#7＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (2 N i + x) - θ_{21} (2 N i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (2 N i + y) - θ_{21} (2 N i + y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

(x为0、1、2、…、N－2、N－1，y为0、1、2、…、N－2、

N－1，且x≠y。)

而且

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (2 N i + N + x) - θ_{21} (2 N i + N + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (2 N i + N + y) - θ_{21} (2 N i + N + y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

(x为0、1、2、…、N－2、N－1，y为0、1、2、…、N－2、N－1，且x≠y。)

[数式150]

＜条件#8＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (2 N i + x) - θ_{21} (2 N i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (2 N i + y) - θ_{21} (2 N i + y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此时，<条件#8>是与在实施方式1～实施方式3中叙述的条件相同的条件，<条件#7>由于α≠β，因而q的两个解中不包含δ的那个解具有不同的解。

在码元号码2Ni～2Ni+2N－1中，分别存在两个点的接收质量差的q，因此存在4N个点。为了在LOS环境中得到良好的特性，可以使这4N个点全部成为不同的解。此时，如果着眼于振幅，相对于<条件#7>或者<条件#8>，由于α≠β，因而还需要以下条件。

[数式151]

＜条件#9＞

α &NotEqual; \frac{1}{β}

(实施方式5)

在实施方式1～实施方式4中说明了有规律地切换预编码权重的方法，而在本实施方式中说明其变形例。

在实施方式1～实施方式4中，说明了按照图6所示有规律地切换预编码权重的方法。而在本实施方式中，说明与图6不同地有规律地切换预编码权重的方法。

与图6相同地，在切换4个不同的预编码权重(矩阵)的方式中，有关与图6不同的切换方法的图如图22所示。在图22中，假设将4个不同的预编码权重(矩阵)表示为W₁、W₂、W₃、W₄。(例如，设W₁为式(37)中的预编码权重(矩阵)，设W₂为式(38)中的预编码权重(矩阵)，设W₃为式(39)中的预编码权重(矩阵)，设W₄为式(40)中的预编码权重(矩阵)。)并且，对进行与图3和图6相同的动作的部分标注了相同的标号。在图22中，关于固有的部分如下，

·第1周期2201、第2周期2202、第3周期2203、…全部由4时隙构成。

·在4时隙中，分别使用一次因每个时隙而异的预编码权重矩阵即W₁、W₂、W₃、W₄。

·在第1周期2201、第2周期2202、第3周期2203、…中，不一定将W₁、W₂、W₃、W₄的顺序设为相同的顺序。为了实现这一点，预编码权重矩阵生成部2200以与加权方法相关的信号为输入，并输出依据于各个周期中的顺序的与预编码权重相关的信息2210。并且，加权合成部600以该信号和s1(t)、s2(t)为输入来进行加权合成，并输出z1(t)、z2(t)。

图23表示针对上述的预编码方法，与图22的加权合成方法。在图23中，与图22的不同之处在于，在加权合成部之后配置重排部来进行信号的重排，由此实现与图22相同的方法。

在图23中，预编码权重矩阵生成部2200以与加权方法相关的信息315为输入，按照预编码权重W₁、W₂、W₃、W₄、W₁、W₂、W₃、W₄、…的顺序来输出预编码权重的信息2210。因此，加权合成部600按照预编码权重W₁、W₂、W₃、W₄、W₁、W₂、W₃、W₄、…的顺序来使用预编码权重，并输出被实施预编码后的信号2300A、2300B。

重排部2300以被实施预编码后的信号2300A、2300B为输入，并对被实施预编码后的信号2300A、2300B进行重排，使成为图23所示的第1周期2201、第2周期2202、第3周期2203的顺序，并输出z1(t)、z2(t)。另外，在以上的说明中为了与图6进行对比而将预编码权重的切换周期设为4，但是如实施方式1～实施方式4所述，是周期4以外的周期时，同样也能够实施。

另外，在如实施方式1～实施方式4以及上述的预编码方法中，说明了在周期内按照每个时隙将δ、β的值设为相同的值，但也可以按照每个时隙来切换δ、β的值。

(实施方式6)

在实施方式1～4中说明了有规律地切换预编码权重的方法，而在本实施方式中包括在实施方式1～4中叙述的内容，并再次说明有规律地切换预编码权重的方法。

在此，首先对考虑了LOS环境的、适用了不存在来自通信对象的反馈的预编码的空间复用型的2×2MIMO系统的预编码矩阵的设计方法进行说明。

图30表示适用了不存在来自通信对象的反馈的预编码的空间复用型的2×2MIMO系统模型。信息向量z被实施编码及交织。并且，作为交织的输出是得到编码后比特的向量u(p)＝(u₁(p)，u₂(p))(p表示时隙时间)。在此，设u_i(p)＝(u_i1(p)…，u_ih(p))(h：每个码元的发送比特数)。在设调制后(映射后)的信号为s(p)＝(s₁(p)，s₂(p))^T、设预编码矩阵为F(p)时，被实施预编码后的信号x(p)＝(x₁(p)，x₂(p))^T用下式表示。

[数式152]

因此，在设接收向量为y(p)＝(y₁(p)，y₂(p))^T时能够用下式表示。

[数式153]

其中，H(p)表示信道矩阵，n(p)＝(n₁(p)，n₂(p))^T表示噪声向量，n_i(p)表示平均值0，方差σ²的i.i.d.表示复数高斯噪声。并且，在设莱斯因子为K时，上式能够表示如下。

[数式154]

\begin{matrix} y (p) = {(y_{1} (p), y_{2} (p))}^{T} \\ = (\sqrt{\frac{K}{K + 1}} H_{d} (p) + \sqrt{\frac{1}{K + 1}} H_{s} (p)) F (p) s (p) + n (p) \end{matrix}

…式(144)

其中，H_d(p)表示直接波成分的信道矩阵，H_s(p)表示散射波成分的信道矩阵。因此，信道矩阵H(p)能够表示如下。

[数式155]

\begin{matrix} H (p) = \sqrt{\frac{K}{K + 1}} H_{d} (p) + \sqrt{\frac{1}{K + 1}} H_{s} (p) \\ = \sqrt{\frac{K}{K + 1}} (\begin{matrix} h_{11, d} & h_{12, d} \\ k_{21, d} & h_{22, d} \end{matrix}) + \sqrt{\frac{1}{K + 1}} (\begin{matrix} h_{11, s} (p) & h_{12, s} (p) \\ k_{21, s} (p) & h_{22, s} (p) \end{matrix}) \end{matrix}

…式(145)

在式(145)中，假设直接波的环境是根据通信机彼此的位置关系而唯一确定的，并且直接波成分的信道矩阵H_d(p)在时间上没有变动。另外，在直接波成分的信道矩阵H_d(p)中，形成与发送天线间隔相比，收发机之间的距离足够长的环境的可能性比较大，因而假设直接波成分的信道矩阵是正规矩阵。因此，信道矩阵H_d(p)能够表示如下。

[数式156]

其中，A表示正的实数，q表示复数。下面，对考虑了LOS环境的、适用了不存在来自通信对象的反馈的预编码的空间复用型的2×2MIMO系统的预编码矩阵的设计方法进行说明。

根据式(144)、(145)，在包含散射波的状态下的分析比较困难，因而在包含散射波的状态下求出没有合适反馈的预编码矩阵是很困难的。此外，在NLOS环境中，数据的接收质量的恶化小于LOS环境。因此，对LOS环境下的没有合适反馈的预编码矩阵的设计方法(随时间切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵)进行说明。

如上所述，根据式(144)、(145)，在包含散射波的状态下的分析比较困难，因而在只包含直接波的成分的信道矩阵中求出合适的预编码矩阵。因此，在式(144)中，考虑信道矩阵只包含直接波的成分的情况。因此，根据式(146)能够表示如下。

[数式157]

此时，假设预编码矩阵采用酉矩阵。因此，预编码矩阵能够表示如下。

[数式158]

其中，λ是固定值。因此，式(147)能够表示如下。

[数式159]

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j ψ} & q \\ {e_{A}}^{j ψ} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)

…式(149)

根据式(149)可知，在接收机进行了ZF(zero forcing：迫零)或MMSE(minimummean squared error：最小均方误差)的线性运算的情况下，将不能判定通过s₁(p)、s₂(p)而发送的比特。因此，进行如在实施方式1中叙述的反复APP(或者反复Max－log APP)或者APP(或者Max－log APP)(以后称为ML(Maximum Likelihood：最大似然)运算)，求出通过s₁(p)、s₂(p)而发送的各个比特的对数似然比，并进行纠错编码中的解码。为此，说明针对进行ML运算的接收机的在LOS环境下没有合适反馈的预编码矩阵的设计方法。

考虑式(149)中的预编码。向第1行的右边及左边乘以e^－jψ，同样向第2行的右边及左边乘以e^－jψ。于是，能够表示如下式。

[数式160]

\begin{matrix} (\begin{matrix} e^{- j ψ} y_{1} (p) \\ e^{- j ψ} y_{2} (p) \end{matrix}) \\ = e^{- j ψ} {\frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j ψ} & q \\ {e_{A}}^{j ψ} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)} \\ = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & e^{- j ψ} q \\ {e_{A}}^{j 0} & e^{- j ψ} q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + e^{- j ψ} n (p) \end{matrix}

…式(150)

将e^－jψy₁(p)、e^－jψy₂(p)、e^－jψq分别再定义为y₁(p)、y₂(p)、q，并且设e^－jψn(p)＝(e^－jψn₁(p)、e^－jψn₂(p))^T，e^－jψn₁(p)、e^－jψn₂(p)为平均值0、方差2的i.i.d.(independentidentically distributed)复数高斯噪声，因而将e^－jψn(p)再定义为n(p)。这样，即使将式(150)表示如式(151)时，也不会丧失一般性。

[数式161]

\begin{matrix} (\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) \\ = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + n (p) \end{matrix}

…式(151)

然后，将式(151)变形为如式(152)，以便容易理解。

[数式162]

\begin{matrix} (\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) \\ = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + n (p) \end{matrix}

…式(152)

此时，在设接收信号点与接收候选信号点之间的欧几里得距离的最小值为d_min ²时，恶化点是d_min ²取最小值即零，而且存在两个这样的q，该q处于通过s₁(p)发送的全部比特或者通过s₂(p)发送的全部比特消失的恶劣状态。

在式(152)中不存在s₁(p)：

[数式163]

在式(152)中不存在s₂(p)：

[数式164]

(以后，将满足式(153)、(154)的q分别称为“s₁、s₂的接收恶劣点”)

在满足式(153)时，由于通过s₁(p)发送的比特全部消失，因而不能求出通过s₁(p)发送的全部比特的接收对数似然比，在满足式(154)时，由于通过s₂(p)发送的比特全部消失，因而不能求出通过s₂(p)发送的全部比特的接收对数似然比。

在此，说明不切换预编码矩阵时的广播/多播通信系统。此时，说明这样的系统模型，该系统模型包括使用不切换预编码矩阵的预编码方式来发送调制信号的基站、和接收基站所发送的调制信号的多个(Г个)终端。

可以认为基站/终端之间的直接波的状况是时间的变化比较小。于是，根据式(153)、(154)，存在位于如符合式(155)或者(156)的条件的位置、而且位于莱斯因子较大的LOS环境中的终端陷入数据的接收质量恶化的处境中的可能性。因此，为了改善该问题，需要从时间上切换预编码矩阵。

[数式165]

[数式166]

在此，设时间周期为N时隙来考虑有规律地切换预编码矩阵的方法(以后称为预编码跳动方法)。

由于时间周期是N时隙，因而准备基于式(148)的N种预编码矩阵F[i](i＝0、1、…、N－1(i为0以上N-1以下的整数))。此时，将预编码矩阵F[i]表示如下。

[数式167]

其中，假设α不随时间而变化，λ也不随时间而变化(也可以变化)。

并且，与实施方式1相同地，为了得到时点(时刻)N×k+i(k为0以上的整数，i＝0、1、…、N－1(i为0以上N-1以下的整数))的式(142)中的被实施预编码后的信号x(p＝N×k+i)而使用的预编码矩阵为F[i]。这一点同样适用于后面的说明。

此时，根据式(153)、(154)，诸如下述的预编码跳动的预编码矩阵的设计条件比较重要。

[数式168]

＜条件#10＞

[数式169]

＜条件#11＞

根据<条件#10>，在所有Г个终端中，在时间周期内的N中，取s₁的接收恶劣点的时隙为1时隙以下。因此，能够得到N－1时隙以上的由s₁(p)发送的比特的对数似然比。同样，根据<条件#11>，在所有Г个终端中，在时间周期内的N中，取s₂的接收恶劣点的时隙为1时隙以下。因此，能够得到N－1时隙以上的由s₂(p)发送的比特的对数似然比。

这样，通过赋予<条件#10>、<条件#11>的预编码矩阵的设计规范，并且保证：能够得到通过s₁(p)而发送的比特的对数似然比的比特数、以及能够得到通过s₂(p)而发送的比特的对数似然比的比特数，在全部Г个终端中为一定数量以上，由此认为在Г个终端中均能改善在莱斯因子较大的LOS环境中的数据接收质量的恶化。

下面，记述预编码跳动方法中的预编码矩阵的示例。

可以认为直接波的相位的概率密度分布是[0 2π]的均匀分布。因此，可以认为式(151)、(152)中的q的相位的概率密度分布也是[0 2π]的均匀分布。由此，在只有q的相位不同的同一种LOS环境中，作为对Г个终端提供尽可能公平的数据的接收质量的条件，设定如下的条件。

<条件#12>

在使用时间周期N时隙的预编码跳动方法的情况下，配置成为在时间周期内的N中使s₁的接收恶化点相对于相位呈均匀分布，而且配置成为使s₂的接收恶化点相对于相位呈均匀分布。

在此，说明基于<条件#10>～<条件#12>的预编码跳动方法中的预编码矩阵的示例。设式(157)的预编码矩阵为α＝1.0。

(例#5)

设时间周期N＝8，为了满足<条件#10>～<条件#12>，设计如下式所示的时间周期N＝8的预编码跳动方法中的预编码矩阵。

[数式170]

其中，j表示虚数单位，i＝0、1、…、7。也可以设计式(161)来取代式(160)(假设λ、θ₁₁[i]不随时间而变化(也可以变化)。)。

[数式171]

因此，s₁、s₂的接收恶化点如图31(a)(b)所示。(在图31中，横轴为实轴，纵轴为虚轴。)并且，也可以设计式(162)、式(163)来取代式(160)、式(161)(i＝0、1、…、7)(假设λ、θ₁₁[i]不随时间而变化(也可以变化)。)。

[数式172]

[数式173]

然后，在只有q的相位不同的同一LOS环境中，作为对Г个终端提供尽可能公平的数据的接收质量的条件，设定与条件12不同的如下的条件。

<条件#13>

在使用时间周期N时隙的预编码跳动方法的情况下，附加下式所示的条件，

[数式174]

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x])} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y] - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0, 1, ..., N - 1) \end{matrix}

…式(164)

并且，配置成为在时间周期内的N中使s₁的接收恶化点及s₂的接收恶化点相对于相位均呈均匀分布。

在此，说明基于<条件#10>、<条件#11>、<条件#13>的预编码跳动方法中的预编码矩阵的示例。设式(157)的预编码矩阵为α＝1.0。

(例#6)

设时间周期N＝4，设计如下式所示的时间周期N＝4的预编码跳动方法中的预编码矩阵。

[数式175]

其中，j表示虚数单位，i＝0、1、2、3。也可以设计式(166)来取代式(165)(假设λ、θ₁₁[i]不随时间而变化(也可以变化)。)。

[数式176]

因此，s₁、s₂的接收恶化点如图32所示。(在图32中，横轴为实轴，纵轴为虚轴。)并且，也可以设计式(167)、式(168)来取代式(165)、式(166)(i＝0、1、2、3)(假设λ、θ₁₁[i]不随时间而变化(也可以变化)。)。

[数式177]

[数式178]

下面，说明使用了非酉矩阵的预编码跳动方法。

根据式(148)，将在本研究中采用的预编码矩阵表示如下。

[数式179]

另外，相当于式(151)、(152)的式子可以表示如下式。

[数式180]

\begin{matrix} (\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) \\ = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \\ {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + n (p) \end{matrix}

…式(170)

[数式181]

\begin{matrix} (\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) \\ = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} {e_{A}}^{j 0} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (p) \\ s_{2} (p) \end{matrix}) + n (p) \end{matrix}

…式(171)

此时，存在接收信号点与接收候选信号点之间的欧几里得距离的最小值d_min ²为零的两个q。

在式(171)中不存在s₁(p)：

[数式182]

在式(171)中不存在s₂(p)：

[数式183]

在时间周期N的预编码跳动方法中，以式(169)为参考，将N种预编码矩阵F[i]表示如下。

[数式184]

其中，α和δ不随着时间而变化。此时，根据式(34)、(35)，设计如下所示的预编码跳动的预编码矩阵的设计条件。

[数式185]

＜条件#14＞

[数式186]

＜条件#15＞

(例#7)

假设式(174)的预编码矩阵的α＝1.0。并且，设时间周期N＝16，为了满足<条件#12>、<条件#14>、<条件#15>，设计如下式所示的时间周期N＝8的预编码跳动方法中的预编码矩阵。

在i＝0、1、…、7时：

[数式187]

在i＝8、9、…、15时：

[数式188]

另外，作为与式(177)、式(178)不同的预编码矩阵，能够设计如下。

在i＝0、1、…、7时：

[数式189]

在i＝8、9、…、15时：

[数式190]

因此，s₁、s₂的接收恶化点如图33(a)(b)所示。

(在图33中，横轴为实轴，纵轴为虚轴。)另外，也可以取代式(177)、式(178)及式(179)、式(180)，而设计如下所示的预编码矩阵。

在i＝0、1、…、7时：

[数式191]

在i＝8、9、…、15时：

[数式192]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式193]

在i＝8、9、…、15时：

[数式194]

(另外，在式(177)～(184)中，也可以将7π/8设为－7π/8。)

然后，作为在只有q的相位不同的同一LOS环境中用于对Г个终端提供尽可能公平的数据的接收质量的、与<条件#12>不同的条件，可以设计如下。

<条件#16>

[数式195]

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x])} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y] - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0, 1, ..., N - 1) \end{matrix}

…式(185)

并且，配置成为在时间周期的N中使s₁的接收恶化点及s₂的接收恶化点相对于相位均呈均匀分布。

因此，说明基于<条件#14>、<条件#15>、<条件#16>的预编码跳动方法的预编码矩阵的示例。设式(174)的预编码矩阵的α＝1.0。

(例#8)

设时间周期N＝8，并且设计如下式所示的时间周期N＝8的预编码跳动方法中的预编码矩阵。

[数式196]

其中，i＝0、1、…、7。

另外，作为与式(186)不同的预编码矩阵，也能够设计如下(i＝0、1、…、7)(λ、θ₁₁[i]不随着时间而变化(也可以变化)。)。

[数式197]

因此，s₁、s₂的接收恶化点如图34所示。另外，也可以取代式(186)、式(187)，而设计如下所示的预编码矩阵(i＝0、1、…、7)(λ、θ₁₁[i]不随着时间而变化(也可以变化)。)。

[数式198]

或者，

[数式199]

(另外，在式(186)～式(189)中，也可以将7π/8设为－7π/8。)

下面，说明在式(174)的预编码矩阵中设α≠1、并且与考虑了接收恶化点彼此在复数平面内的距离的点的(例#7)、(例#8)不同的预编码跳动方法。

在此是采用式(174)的时间周期N的预编码跳动方法，然而此时根据<条件#14>，在所有Г个终端中，在时间周期内的N中取s₁接收恶化点的时隙为1时隙以下。因此，能够在N－1时隙以上的时隙得到通过s₁(p)而发送的比特的对数似然比。同样，根据<条件#15>，在所有Г个终端中，在时间周期内的N中，取s₂接收恶化点的时隙为1时隙以下。因此，能够在N－1时隙以上的时隙得到通过s₂(p)而发送的比特的对数似然比。

因此，可知时间周期N取越大的值时，能够得到对数似然比的时隙数越大。

可是，在实际的信道模型中由于受到散射波成分的影响，因而在时间周期N固定的情况下，考虑存在接收恶化点在复数平面上的最小距离尽可能大时，数据的接收质量提高的可能性。因此，在(例#7)、(例#8)中，说明设α≠1、且改进了(例#7)、(例#8)的预编码跳动方法。首先，说明容易理解的改进了(例#8)的预编码方法。

(例#9)

根据式(186)对(例#7)进行了改进的时间周期N＝8的预编码跳动方法的预编码矩阵用下式表示。

[数式200]

其中，i＝0、1、…、7。并且，作为与式(190)不同的预编码矩阵，能够设计如下(i＝0、1、…、7)(λ、θ₁₁[i]不随着时间而变化(也可以变化)。)。

[数式201]

或者，

[数式202]

或者，

[数式203]

或者，

[数式204]

或者，

[数式205]

或者，

[数式206]

或者，

[数式207]

因此，s₁、s₂的接收恶化点在α<1.0时如图35(a)所示，在α>1.0时如图35(b)所示。

(i)α<1.0时

在α<1.0时，关于接收恶化点在复数平面中的最小距离，在着眼于接收恶化点#1与#2的距离(d_#1,#2)以及接收恶化点#1与#3的距离(d_#1,#3)时，可以表示为min{d_#1,#2,d_#1,#3}。此时，α与d_#1,#2及d_#1,#3的关系如图36所示。并且，min{d_#1,#2,d_#1,#3}为最大时的α如下式所示。

[数式208]

此时的min{d_#1,#2,d_#1,#3}如下式所示。

[数式209]

因此，在式(190)～式(197)中用式(198)对α赋值的预编码方法是有效的。其中，将α的值设定为式(198)是用于得到良好的数据的接收质量的一个合适方法。但是，即使在将α设定为取诸如接近式(198)的值时，同样也存在能够得到良好的数据的接收质量的可能性。因此，α的设定值不限于式(198)。

(ii)α>1.0时

在α>1.0时，关于接收恶化点在复数平面中的最小距离，在着眼于接收恶化点#4与#5的距离(d_#4,#5)以及接收恶化点#4与#6的距离(d_#4,#6)时，可以表示为min{d_#4,#5,d_#4,#6}。此时，α与d_#4,#5及d_#4,#6的关系如图37所示。并且，min{d_#4,#5,d_#4,#6}为最大时的α如下式所示。

[数式210]

此时的min{d_#4,#5,d_#4,#6}如下式所示。

[数式211]

因此，在式(190)～式(197)中用式(200)对α赋值的预编码方法是有效的。其中，将α的值设定为式(200)是用于得到良好的数据的接收质量的一个合适方法。但是，即使在将α设定为取诸如接近式(200)的值时，同样也存在能够得到良好的数据的接收质量的可能性。因此，α的设定值不限于式(200)。

(例#10)

通过(例#9)的研究对(例#7)进行了改进的时间周期N＝16的预编码跳动方法的预编码矩阵能够用下式表示(λ、θ₁₁[i]不随着时间而变化(也可以变化)。)。

在i＝0、1、…、7时：

[数式212]

在i＝8、9、…、15时：

[数式213]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式214]

在i＝8、9、…、15时：

[数式215]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式216]

在i＝8、9、…、15时：

[数式217]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式218]

在i＝8、9、…、15时：

[数式219]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式220]

在i＝8、9、…、15时：

[数式221]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式222]

在i＝8、9、…、15时：

[数式223]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式224]

在i＝8、9、…、15时：

[数式225]

或者，

在i＝0、1、…、7时：

[数式226]

在i＝8、9、…、15时：

[数式227]

其中，在α取式(198)或者式(200)时，适合于得到良好的数据的接收质量。此时，在s₁的接收恶化点为α<1.0时可以表示如图38(a)(b)所示，在α>1.0时可以表示如图39(a)(b)所示。

在本实施方式中，对时间周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵，准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，但是本实施方式是以单载波传输方式时为例进行说明，因而说明了沿时间轴(或者频率轴)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行排列的情况，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，通过与实施方式1相同地沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于时间周期N的预编码跳动方法进行了说明，但在随机地采用N个不同的预编码矩阵时也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。

根据<条件#10>～<条件#16>示出了例#5～例#10，但为了延长预编码矩阵的切换周期，例如也可以从例#5～例#10选择多个示例，使用该选择的示例所示出的预编码矩阵实现较长周期的预编码矩阵切换方法。例如，使用例#7示出的预编码矩阵和例#10示出的预编码矩阵，实现较长周期的预编码矩阵切换方法。在这种情况下，不一定依据于<条件#10>～<条件#16>。(在<条件#10>的式(158)、<条件#11>的式(159)、<条件#13>的式(164)、<条件#14>的式(175)、<条件#15>的式(176)中，将“所有x、所有y”的设定设为“所存在的x、所存在的y”这种条件，对于提供良好的接收质量比较重要。)在从其他角度考虑时，在周期N(N为较大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含例#5～例#10中某一个预编码矩阵，则提供良好的接收质量的可能性增大。

(实施方式7)

在本实施方式中说明接收调制信号的接收装置的结构，该调制信号是用在实施方式1～6中说明的有规律地切换预编码矩阵的发送方法而发送的。

在实施方式1中说明了这样的方法，使用有规律地切换预编码矩阵的发送方法发送调制信号的发送装置发送与预编码矩阵相关的信息，接收装置根据该信息得到在发送帧中使用的有规律的预编码矩阵切换信息，并进行预编码的解码及检波，得到发送比特的对数似然比，然后进行纠错解码。

在本实施方式中说明与上述不同的接收装置的结构、以及预编码矩阵的切换方法。

图40表示本实施方式中的发送装置的结构的一例，对进行与图3相同的动作的部分标注了相同标号。编码器组(4002)以发送比特(4001)为输入。此时，编码器组(4002)如在实施方式1中说明的那样保存多个纠错编码的编码部，根据帧结构信号313，例如一个编码器、两个编码器、四个编码器这种某一数量的编码器进行动作。

在一个编码器进行动作的情况下，发送比特(4001)被进行编码，得到被编码后的发送比特，将该编码后的发送比特分配给两个系统，编码器组(4002)输出被分配的比特(4003A)和被分配的比特(4003B)。

在两个编码器进行动作的情况下，将发送比特(4001)分割为两个(命名为分割比特A、B)，第1编码器以分割比特A为输入进行编码，将编码后的比特作为被分配的比特(4003A)进行输出。第2编码器以分割比特B为输入进行编码，将编码后的比特作为被分配的比特(4003B)进行输出。

在四个编码器进行动作的情况下，将发送比特(4001)分割为四个(命名为分割比特A、B、C、D)，第1编码器以分割比特A为输入进行编码，并输出编码后的比特A。第2编码器以分割比特B为输入进行编码，并输出编码后的比特B。第3编码器以分割比特C为输入进行编码，并输出编码后的比特C。第4编码器以分割比特D为输入进行编码，并输出编码后的比特D。并且，将被编码后的比特A、B、C、D分割为被分配的比特(4003A)、被分配的比特(4003B)。

作为一例，发送装置支持如下面的表1(表1A和表1B)所示的发送方法。

[表1A]

[表1B]

如表1所示，关于发送信号数量(发送天线数量)是支持一条流的信号的发送和两条流的信号的发送。另外，关于调制方式是支持QPSK、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM。尤其是在发送信号数量为2时，能够分别对流#1和流#2设定调制方式，例如，在表1中，“#1：256QAM，#2：1024QAM”表示“流#1的调制方式为256QAM，流#2的调制方式为1024QAM”(对于其他的流也采用相同的表述)。关于纠错编码方式是支持A、B、C这三种。此时，A、B、C可以是彼此不同的编码，A、B、C可以是不同的编码率，A、B、C可以是不同的块尺寸的编码方法。

表1的发送信息表示对规定了“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”的各种模式分配各个发送信息。因此，例如在“发送信号数量：2”“调制方式：#1：1024QAM、#2：1024QAM”“编码器数量：4”“纠错编码方法：C”时，将发送信息设定为01001101。并且，发送装置在帧中传输发送信息和发送数据。并且，在传输发送数据时，尤其是在“发送信号数量”为2时，按照表1所示采用“预编码矩阵切换方法”。在表1中，关于“预编码矩阵切换方法”准备了D、E、F、G、H这5种，按照表1来设定这5种中的任意一种。此时，作为不同的5种实现方法可以考虑如下方法等：

·准备预编码矩阵不同的5种预编码矩阵来实现。

·设为不同的5种周期来实现，例如设D的周期为4、E的周期为8、…。

·并用不同的预编码矩阵、不同的周期这两者来实现。

图41表示图40所示的发送装置发送的调制信号的帧结构的一例，发送装置能够进行诸如发送两个调制信号z1(t)和z2(t)的模式、以及发送一个调制信号的模式这两种设定。

在图41中，码元(4100)是用于传输表1所示的“发送信息”的码元。码元(4101_1和4101_2)是信道估计用的参考(导频)码元。码元(4102_1和4103_1)是在调制信号z1(t)中发送的数据传输用的码元，码元(4102_2和4103_2)是在调制信号z2(t)中发送的数据传输用的码元，码元(4102_1)和码元(4102_2)是在同一时刻使用同一(共用)频率传输的，并且码元(4103_1)和码元(4103_2)是在同一时刻使用同一(共用)频率传输的。另外，码元(4102_1、4103_1)和码元(4102_2、4103_2)是采用在实施方式1～4及实施方式6中说明的有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵运算后的码元(因此，如在实施方式1中说明的那样，流s1(t)、s2(t)的结构如图6所示。)

另外，在图41中，码元(4104)是用于传输表1所示的“发送信息”的码元。码元(4101_5)是信道估计用的参考(导频)码元。码元(4106、4107)是在调制信号z1(t)中发送的数据传输用的码元，此时由于发送信号数量为1，因而在调制信号z1(t)中发送的数据传输用的码元未被实施预编码。

因此，图40所示的发送装置生成图41所示的帧结构及依据于表1的调制信号并进行发送。在图40中，帧结构信号313包括与根据表1设定的“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”相关的信息。并且，编码部(4002)、映射部306A、306B、加权合成部308A、308B以帧结构信号为输入，并执行依据于根据表1设定的“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”的动作。并且，与所设定的“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”相当的“发送信息”也发送给接收装置。

接收装置的结构与实施方式1相同地能够用图7表示。与实施方式1的不同之处在于，收发装置预先共享表1的信息，因而即使发送装置不发送有规律地切换的预编码矩阵的信息，通过由发送装置发送与“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”相当的“发送信息”，并且接收装置接收该信息，也能够从表1得到有规律地切换的预编码矩阵的信息。因此，图7所示的接收装置的控制信息解码部709通过得到图40所示的发送装置发送的“发送信息”，能够从相当于表1的信息中得到包括有规律地切换的预编码矩阵的信息在内的与发送装置通知的发送方法的信息相关的信号710。因此，在发送信号数量为2时，信号处理部711能够进行基于预编码矩阵的切换模式的检波，并能够得到接收对数似然比。

另外，在上述说明中，如表1所示，对“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”设定“发送信息”，并设定与此对应的预编码矩阵切换方法，然而即使不对“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”设定“发送信息”也可，例如也可以按照表2所示，对“发送信号数量”“调制方式”设定“发送信息”，并设定与此对应的预编码矩阵切换方法。

[表2]

其中，“发送信息”以及预编码矩阵切换方法的设定方法不限于表1或表2，关于预编码矩阵切换方法，只要预先确定了根据“发送信号数量”“调制方式”“编码器数量”“纠错编码方法”等发送参数进行切换的规则(如果发送装置、接收装置共用预先确定的规则)，(即如果根据发送参数中的某一种参数(或者由多个发送参数构成的某一种参数)切换预编码矩阵切换方法)，则发送装置不需要传输与预编码矩阵切换方法相关的信息，接收装置通过判别发送参数的信息，即可判别发送装置使用的预编码矩阵切换方法，因而能够执行可靠的解码及检波。另外，在表1、表2中，在发送调制信号数量为2时采用有规律地切换预编码矩阵的发送方法，但只要发送调制信号数量为2以上的数量，即可适用有规律地切换预编码矩阵的发送方法。

因此，如果收发装置共用与包括有关预编码矩阵切换方法的信息在内的发送参数相关的表，则发送装置即使不发送与预编码矩阵切换方法相关的信息，而是发送不包含与预编码矩阵切换方法相关的信息的控制信息，接收装置通过得到该控制信息，即可估计出预编码矩阵切换方法。

如上所述，在本实施方式中说明了这样的方法，即发送装置不发送与有规律地切换预编码矩阵的方法相关的直接的信息，而由接收装置估计出与发送装置使用的“有规律地切换预编码矩阵的方法”的预编码相关的信息。因此，发送装置不发送与有规律地切换预编码矩阵的方法相关的直接的信息，相应地能够得到数据的传输效率提高的效果。

另外，在本实施方式中说明了变更时间轴上的预编码权重时的实施方式，然而如在实施方式1中说明的那样，即使是在采用OFDM传输等多载波传输方式时，同样也能够实施本实施方式。

另外，尤其是仅根据发送信号数量来变更预编码切换方法时，接收装置通过得到发送装置发送的发送信号数量的信息，能够得知预编码切换方法。

在本说明书中，可以理解为具备发送装置的例如是广播站、基站、接入点、终端、移动电话(mobile phone)等通信/广播设备，此时可以理解为具备接收装置的是电视机、收音机、终端、个人电脑、移动电话、接入点、基站等通信设备。另外，也可以理解为本发明中的发送装置、接收装置是具有通信功能的设备，该设备也可以是诸如能够通过某种接口与电视机、收音机、个人电脑、移动电话等执行应用的装置连接的方式。

另外，在本实施方式中，也可以在帧中任意配置除数据码元以外的码元例如导频码元(前置码、唯一字、后置码、参考码元等)、控制信息用的码元等。并且，在此是命名为导频码元、控制信息用的码元，但可以采用任何命名方式，重要的是功能自身。

导频码元例如可以是在收发机中使用PSK调制进行调制后的已知的码元(或者，可以通过接收机获取同步，接收机能够得知发送机发送的码元)，接收机使用该码元进行频率同步、时间同步、(各个调制信号的)信道估计(CSI(Channel State Information)的估计)、信号的检测等。

另外，控制信息用的码元是用于实现(应用等的)数据以外的通信的、用于传输需要传输给通信对象的信息(例如在通信中使用的调制方式/纠错编码方式/纠错编码方式的编码率、上位层中的设定信息等)的码元。

另外，本发明不限于上述实施方式1～5，能够进行各种变更来实施。例如，在上述实施方式中说明了以通信装置来实施的情况，但不限于此，也能够将该通信方法作为软件来实现。

另外，以上说明了从两个天线发送两个调制信号的方法中的预编码切换方法，但不限于此，同样能够在如下方法中作为变更预编码权重(矩阵)的预编码切换方法来实施，即针对4个映射后的信号进行预编码，并生成4个调制信号从4个天线进行发送的方法，亦即针对N个映射后的信号进行预编码，并生成N个调制信号从N个天线进行发送的方法。

在本说明书中使用了“预编码”“预编码权重”等用语，但称谓自身可以是任何称谓，在本发明中重要的是该信号处理自身。

可以通过流s1(t)、s2(t)来传输不同的数据，也可以传输相同的数据。

关于发送装置的发送天线、接收装置的接收天线，均是在附图中记述的一个天线，但也可以由多个天线构成。

另外，也可以是，例如预先将执行上述通信方法的程序存储在ROM(Read OnlyMemory：只读存储器)中，通过CPU(Central Processor Unit：中央处理单元)使该程序进行动作。

另外，也可以是，将执行上述通信方法的程序存储在计算机可读的存储介质中，将在存储介质中存储的程序记录在计算机的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)中，使计算机按照该程序进行动作。

另外，也可以是，上述各个实施方式等的各个构成要素以代表性的集成电路即LSI(Large Scale Integration：大规模集成电路)来实现。并且，这些构成要素可以形成为独立的单片，也可以形成为包含各个实施方式的全部构成要素或者一部分构成要素的单片。在此是形成为LSI，但根据集成度的不同，有时也称为IC(Integrated Circuit：集成电路)、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI。并且，集成电路化的方法不限于LSI，也可以利用专用电路或者通用处理器实现。也可以采用在制作LSI后能够编程的可现场编程门阵列(FPGA：Field Programmable Gate Array)、能够重构架LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器(reconfigurable processor)。

另外，如果伴随半导体技术的发展或者利用派生的其他技术替换LSI的集成电路化的技术问世，当然也可以使用该技术进行功能单元的集成化。还存在适用仿生技术等的可能性。

(实施方式8)

在本实施方式中，关于有规律地切换在实施方式1～4、实施方式6中说明的预编码权重的方法的应用示例，在此进行说明。

图6是与本实施方式的加权方法(预编码(Precoding)方法)相关联的图，加权合成部600是整合了图3中的加权合成部308A和308B双方的加权合成部。如图6所示，流s1(t)和流s2(t)相当于图3中的基带信号307A和307B，即依据于QPSK、16QAM、64QAM等调制方式的映射的基带信号同相I、正交Q成分。另外，如图6所示的帧结构那样，关于流s1(t)，将码元号码u的信号表示为s1(u)，将码元号码u+1的信号表示为s1(u+1)、…。同样，关于流s2(t)，将码元号码u的信号表示为s2(u)，将码元号码u+1的信号表示为s1(u+1)、…。并且，加权合成部600以图3中的基带信号307A(s1(t))和307B(s2(t))、与加权信息相关的信息315为输入，实施依据于与加权信息相关的信息315的加权方法，并输出图3所示的加权合成后的信号309A(z1(t))、309B(z2(t))。

此时，例如在采用实施方式6中的例8的周期N＝8的预编码矩阵切换方法的情况下，z1(t)、z2(t)能够表示如下。

在码元号码为8i时(i为0以上的整数)：

[数式228]

其中，j为虚数单位，k＝0。

在码元号码为8i+1时：

[数式229]

其中，k＝1。

在码元号码为8i+2时：

[数式230]

其中，k＝2。

在码元号码为8i+3时：

[数式231]

其中，k＝3。

在码元号码为8i+4时：

[数式232]

其中，k＝4。

在码元号码为8i+5时：

[数式233]

其中，k＝5。

在码元号码为8i+6时：

[数式234]

其中，k＝6。

在码元号码为8i+7时：

[数式235]

其中，k＝7。

在此是记述为码元号码，但码元号码也可以采用时刻(时间)。如在其他实施方式中说明的那样，例如在式(225)中，时刻8i+7的z1(8i+7)和z2(8i+7)是同一时刻的信号，而且z1(8i+7)和z2(8i+7)是发送装置使用同一(共用的)频率发送的。即，在将时刻T的信号设为s1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)时，能够根据某种预编码矩阵和s1(T)及s2(T)求出z1(T)和z2(T)，发送装置使用同一(共用的)频率(在同一时刻(时间))发送z1(T)和z2(T)。并且，在采用OFDM等多载波传输方式时，在将与(子)载波L及时刻T的s1、s2、z1、z2相当的信号设为s1(T，L)、s2(T，L)、z1(T，L)、z2(T，L)时，能够根据某种预编码矩阵和s1(T，L)及s2(T，L)求出z1(T，L)和z2(T，L)，发送装置使用同一(共用的)频率(在同一时刻(时间))发送z1(T，L)和z2(T，L)。

此时，作为α的合适的值，存在式(198)或者式(200)。

在本实施方式中，说明以上述说明的式(190)的预编码矩阵为基础、且增大周期的预编码切换方法。

在设预编码切换矩阵的周期为8M时，8M个不同的预编码切换矩阵能够表示如下。

[数式236]

此时，i＝0、1、2、3、4、5、6、7，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

例如，在M＝2时，如果设α<1，则k＝0时的s1的接收恶化点(○)、s2的接收恶化点(□)能够表示如图42(a)所示。同样，k＝1时的s1的接收恶化点(○)、s2的接收恶化点(□)能够表示如图42(b)所示。这样，如果以式(190)的预编码矩阵为基础，则接收恶化点如图42(a)所示，通过将向该式(190)的右边的矩阵的第2行的各个要素乘以e^jx而得到的矩阵作为预编码矩阵(参照式(226))，能够使接收恶化点具有相对于图42(a)旋转后的接收恶化点(参照图42(b))。(其中，图42(a)和图42(b)的接收恶化点不重合。这样，令即使是乘以e^jx，接收恶化点也不重合即可。另外，也可以是，不向该式(190)的右边的矩阵的第2行的各个要素乘以e^jx，而将向该式(190)的右边的矩阵的第1行的各个要素乘以e^jx而得到的矩阵作为预编码矩阵。)此时，预编码矩阵F[0]～F[15]用下式表示。

[数式237]

其中，i＝0、1、2、3、4、5、6、7，k＝0、1。

这样，在M＝2时，将生成F[0]～F[15]的预编码矩阵(F[0]～F[15]的预编码矩阵可以按照任何顺序排列。并且，F[0]～F[15]的矩阵也可以是彼此不同的矩阵。)。并且，例如在码元号码为16i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为16i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为16i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、2、…、14、15)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

将以上内容进行总结，并参考式(81)～式(85)，用下式表示周期N的预编码矩阵。

[数式238]

此时，周期是N，因而i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，以式(228)为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

[数式239]

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

于是，将生成F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、2、…、N×M－2、N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。另外，将周期N×M的预编码矩阵表示为如式(229)所示，但如前面所述，也可以将周期N×M的预编码矩阵表示为如下式所示。

[数式240]

另外，在式(229)和式(230)中，在设0弧度≤δ<2π弧度时，在δ＝π弧度时成为酉矩阵，在δ≠π时成为非酉矩阵。在本方式中，在π/2弧度≤|δ|<π弧度的非酉矩阵时将成为一种特征结构(δ的条件与其他实施方式时相同。)，能够得到良好的数据的接收质量。关于其他结构也存在酉矩阵的情况，将在实施方式10或实施方式16中进行详细说明，在式(229)、式(230)中，在设N为奇数时，能够得到良好的数据的接收质量的可能性增大。

(实施方式9)

在本实施方式中说明有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法。

在如实施方式8所述按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中，以式(82)～式(85)为参考的为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式241]

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。(假设α>0。)

在本实施方式中，由于采用酉矩阵，因而式(231)的预编码矩阵能够用下式表示。

[数式242]

此时，根据实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6，下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式243]

＜条件#17＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式244]

＜条件#18＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

在实施方式6的说明中叙述了接收恶化点之间的距离，为了增大接收恶化点之间的距离，重要的是周期N取3以上的奇数。下面对此进行说明。

如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件19>或者<条件20>。

[数式245]

＜条件#19＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式246]

＜条件#20＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件19>中，表示相位之差是2π/N弧度。另外，在<条件20>中，表示相位之差是－2π/N弧度。

并且，在设θ₁₁(0)－θ₂₁(0)＝0弧度、而且α<1时，周期N＝3时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图43(a)所示，周期N＝4时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图43(b)所示。另外，在设θ₁₁(0)－θ₂₁(0)＝0弧度、而且α>1时，周期N＝3时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图44(a)所示，周期N＝4时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图44(b)所示。

此时，考虑到由接收恶化点和原点形成的线段、和在实轴中Real≧0的半直线所形成的相位(参照图43(a))，在α>1、α<1的任何情况下，均是在N＝4时一定产生有关s1的接收恶化点的前述相位和有关s2的接收恶化点的前述相位成为相同的值的情况。(参照图43的4301、4302和图44的4401、4402)此时，在复数平面中，接收恶化点之间的距离减小。另一方面，在N＝3时，不会产生有关s1的接收恶化点的前述相位和有关s2的接收恶化点的前述相位成为相同的值的情况。

根据以上所述，考虑到在周期N为偶数时一定产生有关s1的接收恶化点的前述相位和有关s2的接收恶化点的前述相位成为相同的值的情况，在周期N为奇数时，在复数平面中接收恶化点之间的距离增大的可能性大于周期N为偶数时。但是，在周期N为较小的值例如N≤16以下的情况下，由于接收恶化点存在的个数较少，因而在复数平面中的接收恶化点的最小距离能够确保某种程度的长度。因此，在N≤16的情况下，即使是偶数，也有存在能够确保数据的接收质量的情况的可能性。

因此，在根据式(232)有规律地切换预编码矩阵的方式中，在周期N为奇数时，能够提高数据的接收质量的可能性比较大。另外，根据式(232)将生成F[0]～F[N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N－1]的预编码矩阵相对于周期N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，N－2，N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)并且，在s1、s2的调制方式均是16QAM时，如果使α取下式，

[数式247]

则存在能够得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的16×16＝256个信号点之间的最小距离的效果的可能性。

在本实施方式中说明了时间周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，但是本实施方式是以单载波传输方式时为例进行说明，因而说明了沿时间轴(或者频率轴)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行排列的情况，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于时间周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的N个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。此时，<条件#17><条件#18>能够置换为如下所示的条件。(设周期为N。)

[数式248]

＜条件＃17'＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式249]

<条件#18'>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) π)} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

(实施方式10)

在本实施方式中说明与实施方式9不同的、有关有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法的示例。

在周期2N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期2N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式250]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

[数式251]

在i＝N，N+1，N+2，…，2N－2，2N－1(i是N以上2N-1以下的整数)时：

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(假设式(234)的α和式(235)的α是相同的值。)

此时，根据实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6，对于式(234)来说，下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式252]

<条件#21>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式253]

<条件#22>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，也考虑附加下面的条件。

[数式254]

<条件#23＞

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

接着，如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件#24>或者<条件#25>。

[数式255]

＜条件#24＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式256]

＜条件#25＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件#24>中，表示相位之差是2π/N弧度。另外，在<条件#25>中，表示相位之差是－2π/N弧度。

并且，在设θ₁₁(0)－θ₂₁(0)＝0弧度、而且α>1时，N＝4时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图45(a)(b)所示。根据图45(a)(b)可知，在复数平面中，s1的接收恶化点的最小距离保持得较大，同样s2的接收恶化点的最小距离也保持得较大。并且在α<1时也是相同的状态。另外，与实施方式9相同地考虑，在N为奇数时，在复数平面中接收恶化点之间的距离增大的可能性大于N为偶数时。但是，在N为较小的值例如N≤16以下的情况下，由于接收恶化点存在的个数较少，因而在复数平面中的接收恶化点的最小距离能够确保某种程度的长度。因此，在N≤16的情况下，即使是偶数，也有存在能够确保数据的接收质量的情况的可能性。

因此，在根据式(234)、(235)有规律地切换预编码矩阵的方式中，在N为奇数时，能够提高数据的接收质量的可能性比较大。另外，根据式(234)、(235)将生成F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵相对于周期2N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为2Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，2N－2，2N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)并且，在s1、s2的调制方式均是16QAM时，如果设α为式(233)，则可能得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的16×16＝256个信号点之间的最小距离的效果。

并且，作为与<条件#23>不同的条件，考虑如下的条件。

[数式257]

<条件#26>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

(x为N，N+1，N+2，…，2N－2，2N－1(x是N以上2N-1以下的整数)，y为N，N+1，N+2，…，2N－2，2N－1(y是N以上2N-1以下的整数)，且x≠y。)

[数式258]

<条件#27>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此时，通过满足<条件#21>和<条件#22>和<条件#26>和<条件#27>，能够增大在复数平面中的s1彼此的接收恶化点的距离，而且能够增大s2彼此的接收恶化点的距离，因而能够得到良好的数据的接收质量。

在本实施方式中说明了时间周期2N的预编码跳动方法用的2N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为2N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N－2]、F[2N－1]，但是本实施方式是以单载波传输方式时为例进行说明，因而说明了沿时间轴(或者频率轴)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N－2]、F[2N－1]的顺序进行排列的情况，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N－2]、F[2N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于时间周期2N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用2N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用2N个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期2N更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的2N个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。

(实施方式11)

在本实施方式中说明有规律地切换使用了非酉矩阵的预编码矩阵的方法的示例。

[数式259]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。并且，设δ≠π弧度。

[数式260]

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(假设式(236)的α和式(237)的α是相同的值。)

此时，根据实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6，对于式(236)来说，下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式261]

＜条件#28＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式262]

<条件#29>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，也考虑附加下面的条件。

[数式263]

＜条件#30＞

而且

另外，也可以设计下式的预编码矩阵来取代式(237)。

[数式264]

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(假设式(236)的α和式(238)的α是相同的值。)

作为示例，如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件#31>或者<条件#32>。

[数式265]

＜条件#31＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式266]

＜条件#32＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件#31>中，表示相位之差是2π/N弧度。另外，在<条件#32>中，表示相位之差是－2π/N弧度。

并且，在设θ₁₁(0)－θ₂₁(0)＝0弧度、而且α>1、δ＝(3π)/4弧度时，周期N＝4时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图46(a)(b)所示。这样，能够增大切换预编码矩阵的周期，而且在复数平面中，s1的接收恶化点的最小距离保持得较大，同样s2的接收恶化点的最小距离也保持得较大，因而能够得到良好的接收质量。在此，说明了α>1、δ＝(3π)/4弧度、N＝4时的示例，但不限于此，如果是π/2弧度≤|δ|<π弧度、α>0而且α≠1，则能够得到相同的效果。

另外，作为与<条件#30>不同的条件，也考虑如下的条件。

[数式267]

＜条件＃33＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

[数式268]

<条件#34>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此时，通过满足<条件#28>和<条件#29>和<条件#33>和<条件#34>，能够增大在复数平面中的s1彼此的接收恶化点的距离，而且能够增大s2彼此的接收恶化点的距离，因而能够得到良好的数据的接收质量。

(实施方式12)

在周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式269]

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。并且，假设δ≠π弧度(与i无关的固定值)，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。

此时，根据实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6，对于式(239)来说，下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式270]

＜条件#35＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式271]

<条件#36>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

作为示例，如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件#37>或者<条件#38>。

[数式272]

<条件#37>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式273]

<条件#38>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件37>中，表示相位之差是2π/N弧度。另外，在<条件38>中，表示相位之差是－2π/N弧度。

此时，如果设π/2弧度≤|δ|<π弧度、α>0而且α≠1，则在复数平面中，能够增大s1彼此的接收恶化点的距离，而且能够增大s2彼此的接收恶化点的距离，因而能够得到良好的接收质量。另外，<条件#37>、<条件#38>不一定是必须的条件。

在本实施方式中说明了时间周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，但是本实施方式是以单载波传输方式时为例进行说明，因而说明了沿时间轴(或者频率轴)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行排列的情况，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于时间周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的N个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。此时，<条件#35><条件#36>能够置换为如下所示的条件。(设周期为N。)

[数式274]

＜条件#35'＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式275]

<条件#36’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

(实施方式13)

在本实施方式中说明实施方式8的另一个示例。

[数式276]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

[数式277]

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(假设式(240)的α和式(241)的α是相同的值。)

并且，以式(240)和式(241)为基础的周期为2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

[数式278]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式279]

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。并且，可以是Xk＝Yk，也可以是Xk≠Yk。

于是，将生成F[0]～F[2×N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2×N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期2×N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为2×N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2×N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2×N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、2、…、2×N×M－2、2×N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(242)表示为如下式所示。

[数式280]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

并且，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(243)表示为式(245)～式(247)中的任意一个式子。

[数式281]

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式282]

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式283]

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，在着眼于接收恶化点时，在式(242)～式(247)中，如果全部满足下面的条件，则能够得到良好的数据的接收质量。

[数式284]

＜条件#39＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式285]

＜条件#40＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式286]

<条件#41>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，在实施方式8中，满足<条件#39>和<条件#40>即可。

另外，在着眼于式(242)～式(247)的Xk、Yk时，如果能够满足下面的两个条件，则能够得到良好的数据的接收质量。

[数式287]

<条件#42>

\begin{matrix} X_{a} &NotEqual; X_{b} + 2 \times s \times π & f o r & &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1) \end{matrix}

(a为0、1、2、…、M－2、M－1，b为0、1、2、…、M－2、M－1(a、b是0以上M-1以下的整数)，且a≠b。)

其中，s为整数。

[数式288]

＜条件#43＞

\begin{matrix} Y_{a} &NotEqual; Y_{b} + 2 \times u \times π & f o r & &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，u为整数。

另外，在实施方式8中，满足<条件#42>即可。

另外，在式(242)和式(247)中，在设0弧度≤δ<2π弧度时，在δ＝π弧度时成为酉矩阵，在δ≠π弧度时成为非酉矩阵。在本方式中，在π/2弧度≤|δ|<π弧度的非酉矩阵时将成为一种特征结构，能够得到良好的数据的接收质量。关于其他结构也存在是酉矩阵的情况，将在实施方式10或实施方式16中进行详细说明，但在式(242)～式(247)中，在设N为奇数时，能够得到良好的数据的接收质量的可能性增大。

(实施方式14)

在本实施方式中说明在有规律地切换预编码矩阵的方式中，将预编码矩阵区分为使用酉矩阵的情况和使用非酉矩阵的情况的示例。

例如，说明使用2行2列的预编码矩阵(假设各个要素由复数构成)的情况，即针对基于某个调制方式的两个调制信号(s1(t)和s2(t))实施预编码，并从两个天线发送被实施预编码后的两个信号。

在使用有规律地切换预编码矩阵的方法来传输数据的情况下，图3和图13的发送装置根据帧结构信号313，由映射部306A、306B切换调制方式。此时，对调制方式的调制多值数(调制多值数：IQ平面中的调制方式的信号点的数量)与预编码矩阵的关系进行说明。

有规律地切换预编码矩阵的方法的优点如在实施方式6中说明的那样，在LOS环境中能够得到良好的数据的接收质量，尤其是在接收装置实施了ML运算或基于ML运算的APP(或者Max－log APP)的情况下，这种效果更大。可是，ML运算根据调制方式的调制多值数，将对电路规模(运算规模)产生较大的影响。例如，在假设从两个天线发送被实施预编码后的两个信号，并且两个调制信号(基于实施预编码前的调制方式的信号)均采用相同的调制方式的情况下，在调制方式为QPSK时，IQ平面中的候选信号点(图11中的接收信号点1101)的数量是4×4＝16个，在调制方式为16QAM时是16×16＝256个，在调制方式为64QAM时是64×64＝4096个，在调制方式为256QAM时是256×256＝65536个，在调制方式为1024QAM时是1024×1024＝1048576个，为了将接收装置的运算规模抑制为某种程度的电路规模，在调制方式为QPSK、16QAM、64QAM的情况下，在接收装置中采用ML运算(基于ML运算的(Max－log)APP)，在调制方式为256QAM、1024QAM的情况下，在接收装置中采用利用了诸如MMSE、ZF那样的线性运算的检波。(根据情况，在调制方式为256QAM时也可以采用ML运算。)

在假设了这种接收装置的情况下，考虑到复用信号分离后的SNR(signal－to－nosie power ratio：信号对噪声功率比)，当在接收装置中采用诸如MMSE、ZF那样的线性运算时，作为预编码矩阵，酉矩阵是适合的，当在接收装置中采用ML运算时，作为预编码矩阵，可以采用酉矩阵/非酉矩阵中的任意一种矩阵。考虑到上述的任意一种实施方式的说明，在假设从两个天线发送被实施预编码后的两个信号，并且两个调制信号(基于实施预编码前的调制方式的信号)均采用相同的调制方式的情况下，在调制方式的调制多值数为64值以下(或者256值以下)时，采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵，在调制方式的调制多值数大于64值(或者大于256值)时，如果采用酉矩阵，则在通信系统所支持的所有调制方式中，无论是哪种调制方式，能够得到减小接收装置的电路规模、并且能够得到良好的数据的接收质量的效果的可能性均增大。

另外，即使是在调制方式的调制多值数为64值以下(或者256值以下)的情况下，也存在采用酉矩阵比较好的可能性。考虑到这种情况，在支持调制方式的调制多值数为64值以下(或者256值以下)的多种调制方式的情况下，重要的是存在在所支持的多种64值以下的调制方式的某一种调制方式中在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时采用非酉矩阵作为预编码矩阵的情况。

在上述说明中，作为一例，说明了从两个天线发送被实施预编码后的两个信号的情况，但不限于此，在从N个天线发送被实施预编码后的N个信号、并且N个调制信号(基于实施预编码前的调制方式的信号)均采用相同的调制方式的情况下，对于调制方式的调制多值数设计阈值β_N，在支持调制方式的调制多值数为β_N以下的多种调制方式的情况下，存在在所支持的β_N以下的多种调制方式的某一种调制方式中，采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵的情况，在调制方式的调制多值数大于β_N的调制方式中，如果采用酉矩阵，则在通信系统所支持的所有调制方式中，无论是哪种调制方式，能够得到减小接收装置的电路规模、并且能够得到良好的数据的接收质量的效果的可能性均增大。(在调制方式的调制多值数为β_N以下时，也可以始终采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵。)

在上述的说明中，说明了同时发送的N个调制信号的调制方式采用相同的调制方式的情况，下面说明在同时发送的N个调制信号中存在两种以上的调制方式的情况。

作为示例，说明从两个天线发送被实施预编码后的两个信号的情况。在两个调制信号(基于实施预编码前的调制方式的信号)均是相同的调制方式或者是不同的调制方式时，假设采用调制多值数为2^a1值的调制方式和调制多值数为2^a2值的调制方式。此时，在接收装置采用ML运算(基于ML运算的(Max－log)APP)的情况下，存在IQ平面中的候选信号点(图11中的接收信号点1101)的数量为2^a1×2^a2＝2^a1+a2个的候选信号点。此时，如在上面叙述的那样，为了能够减小接收装置的电路规模、并得到良好的数据的接收质量，针对2^a1+a2设计阈值2^β，在2^a1+a2≤2^β时，采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵，而在2^a1+a2>2^β时采用酉矩阵。

另外，即使是在2^a1+a2≤2^β的情况下，也存在采用酉矩阵比较好的情况的可能性。考虑到这种情况，在支持2^a1+a2≤2^β的多种调制方式的组合的情况下，重要的是存在这样的情况，即在所支持的2^a1+a2≤2^β的多种调制方式的组合中的某一种调制方式组合中，采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵。

在上述说明中，作为一例，说明了从两个天线发送被实施预编码后的两个信号的情况，但不限于此。例如，当存在N个调制信号(基于实施预编码前的调制方式的信号)均是相同的调制方式或者存在不同的调制方式的情况时，将第i个调制信号的调制方式的调制多值数设为2^ai(i＝1、2、…、N－1、N)。

此时，在接收装置采用ML运算(基于ML运算的(Max－log)APP)的情况下，将存在IQ平面中的候选信号点(图11中的接收信号点1101)的数量为2^a1×2^a2×…×2^ai×…×2^aN＝2^{a1+a2+…+ai+…+aN}个的候选信号点。此时，如在上面叙述的那样，为了能够减小接收装置的电路规模、并得到良好的数据的接收质量，针对2^{a1+a2+…+ai+…+aN}设计阈值2^β，

[数式289]

＜条件#44＞

2^{a1+a2+...+ai+...+aN}＝2^Y≤2^β…式(248)

其中，

在支持满足<条件#44>的多种调制方式组合的情况下，存在这样的情况，即在所支持的满足<条件#44>的多种调制方式组合中的某一种调制方式组合中，采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵，

[数式290]

＜条件#45＞

2^{a1+a2+...+ai+...+aN}＝2^Y≤2^β…式(249)

其中，

在满足<条件#45>的所有调制方式组合中，如果采用酉矩阵，则在通信系统所支持的所有调制方式中，无论是哪种调制方式组合，能够得到减小接收装置的电路规模、并且能够得到良好的数据的接收质量的效果的可能性均增大。(在所支持的满足<条件#44>的多种调制方式的所有组合中，也可以采用非酉矩阵作为在采用有规律地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵。)

(实施方式15)

在本实施方式中，说明采用诸如OFDM那样的多载波传输方式的、有规律地切换预编码矩阵的方式的系统示例。

图47表示在采用本实施方式的诸如OFDM那样的多载波传输方式的、有规律地切换预编码矩阵的方式的系统中，广播站(基站)发送的发送信号的时间－频率轴的帧结构的一例。(假设是从时间＄1到时间＄T的帧结构。)图47(A)表示在实施方式1等中说明的流s1的时间－频率轴的帧结构，图47(B)表示在实施方式1等中说明的流s2的时间－频率轴的帧结构。流s1和流s2的同一时间且同一(子)载波的码元，是使用多个天线在同一时间以同一频率而发送的。

在图47(A)(B)中，假设将在采用OFDM时使用的(子)载波分割为由(子)载波a～(子)载波a+Na构成的载波组#A、由(子)载波b～(子)载波b+Nb构成的载波组#B、由(子)载波c～(子)载波c+Nc构成的载波组#C、由(子)载波d～(子)载波d+Nd构成的载波组#D、…。并且，假设在各个子载波组中支持多种发送方法。在此，通过支持多种发送方法，能够有效地利用各种发送方法具有的优点。例如，在图47(A)(B)中，假设载波组#A采用空间复用MIMO传输方式或者预编码矩阵固定的MIMO传输方式，载波组#B采用有规律地切换预编码矩阵的MIMO传输方式，载波组#C仅发送流s1，载波组#D使用空时块编码进行发送。

图48表示在采用本实施方式的诸如OFDM那样的多载波传输方式的、有规律地切换预编码矩阵的方式的系统中，广播站(基站)发送的发送信号的时间－频率轴的帧结构的一例，示出了与图47不同的时间即从时间＄X到时间＄X+T’的帧结构。图48与图47相同地将在采用OFDM时使用的(子)载波分割为由(子)载波a～(子)载波a+Na构成的载波组#A、由(子)载波b～(子)载波b+Nb构成的载波组#B、由(子)载波c～(子)载波c+Nc构成的载波组#C、由(子)载波d～(子)载波d+Nd构成的载波组#D、…。另外，图48与图47的不同之处在于，存在在图47中采用的通信方式和在图48中采用的通信方式不同的载波组。在图48(A)(B)中，假设载波组#A使用空时块编码进行发送，载波组#B采用有规律地切换预编码矩阵的MIMO传输方式，载波组#C采用有规律地切换预编码矩阵的MIMO传输方式，载波组#D仅发送流s1。

下面，说明所支持的发送方法。

图49表示空间复用MIMO传输方式或者采用预编码矩阵固定的MIMO传输方式时的信号处理方法，并标注了与图6相同的标号。作为依据于某种调制方式的基带信号，加权合成部600以流s1(t)(307A)和流s2(t)(307B)及与加权方法相关的信息315为输入，并输出被实施加权后的调制信号z1(t)(309A)和被实施加权后的调制信号z2(t)(309B)。在此，在与加权方法相关的信息315表示空间复用MIMO传输方式的情况下，进行图49中的方式#1所示的信号处理。即，进行如下的处理。

[数式291]

其中，在支持发送一个调制信号的方式的情况下，根据发送功率，有时将式(250)表示为如下的式(251)。

[数式292]

并且，在与加权方法相关的信息315表示预编码矩阵固定的MIMO传输方式的情况下，例如进行图49中的方式#2所示的信号处理。即，进行如下的处理。

[数式293]

其中，θ₁₁、θ₁₂、λ、δ是固定值。

图50表示使用空时块编码时的调制信号的结构。图50所示的空时块编码部(5002)以基于某种调制信号的基带信号为输入。例如，空时块编码部(5002)以码元s1、码元s2、…为输入。然后，如图50所示进行空时块编码，z1(5003A)构成为“作为码元#0的s1”“作为码元#1的－s2*”“作为码元#2的s3”“作为码元#3的－s4*”…，z2(5003B)构成为“作为码元#0的s2”“作为码元#1的s1*”“作为码元#2的s4”“作为码元#3的s3*”…。此时，z1中的码元#X、z2中的码元#X是在同一时间通过同一频率从天线发送的。

在图47、图48中仅记述了传输数据的码元，实际上也需要传输传输方式、调制方式、纠错方式等的信息。例如，如图51所示，如果仅在一个调制信号z1中定期传输这些信息，则能够将这些信息传输给通信对象。另外，也需要传输表示估计传输路径的变动的、即用于接收装置估计信道变动的码元(例如，导频码元、参考码元、前置码、在发送接收中已知的(PSK：Phase Shift Keying：相位键移)码元)。在图47、图48中省略记述这些码元，但实际上用于估计信道变动的码元包含于时间－频率轴的帧结构中。因此，各个载波组并不是仅利用传输数据用的码元构成。(关于这一点，在实施方式1中也一样。)

图52表示本实施方式中的广播站(基站)的发送装置的结构的一例。发送方法确定部(5205)进行确定各个载波组的载波数量、调制方式、纠错方式、纠错编码的编码率、发送方法等，并作为控制信号(5205)进行输出。

调制信号生成部#1(5201_1)以信息(5200_1)及控制信号(5205)为输入，根据控制信号(5205)的通信方式的信息，输出图47、图48所示的载波组#A的调制信号z1(5201_1)和调制信号z2(5203_1)。

同样，调制信号生成部#2(5201_2)以信息(5200_2)及控制信号(5205)为输入，根据控制信号(5205)的通信方式的信息，输出图47、图48所示的载波组#B的调制信号z1(5202_2)和调制信号z2(5203_2)。

同样，调制信号生成部#3(5201_3)以信息(5200_3)及控制信号(5205)为输入，根据控制信号(5205)的通信方式的信息，输出图47、图48所示的载波组#C的调制信号z1(5202_3)和调制信号z2(5203_3)。

同样，调制信号生成部#4(5201_4)以信息(5200_4)及控制信号(5205)为输入，根据控制信号(5205)的通信方式的信息，输出图47、图48所示的载波组#D的调制信号z1(5202_4)和调制信号z2(5203_4)。

以下，虽未图示，从调制信号生成部#5至调制信号生成部#M－1是同样的。

另外，同样，调制信号生成部#M(5201_M)以信息(5200_M)及控制信号(5205)为输入，根据控制信号(5205)的通信方式的信息，输出某个载波组的调制信号z1(5202_M)和调制信号z2(5203_M)。

OFDM方式关联处理部(5207_1)以载波组#A的调制信号z1(5202_1)、载波组#B的调制信号z1(5202_2)、载波组#C的调制信号z1(5202_3)、载波组#D的调制信号z1(520214)、…、某个载波组的调制信号z1(5202_M)、以及控制信号(5206)为输入，实施重排、逆傅里叶变换、频率变换、放大等处理，并输出发送信号(5208_1)，发送信号(5208_1)作为电波被从天线(5209_1)进行输出。

同样，OFDM方式关联处理部(5207_2)以载波组#A的调制信号z1(5203_1)、载波组#B的调制信号z2(5203_2)、载波组#C的调制信号z2(5203_3)、载波组#D的调制信号z2(5203_4)、…、某个载波组的调制信号z2(5203_M)、以及控制信号(5206)为输入，实施重排、逆傅里叶变换、频率变换、放大等处理，并输出发送信号(5208_2)，发送信号(5208_2)作为电波被从天线(5209_2)进行输出。

图53表示图52所示的调制信号生成部#1～#M的结构的一例。纠错编码部(5302)以信息(5300)及控制信号(5301)为输入，按照控制信号(5301)来设定纠错编码方式、纠错编码的编码率，并进行纠错编码来输出被实施纠错编码后的数据(5303)。(根据纠错编码方式、纠错编码的编码率的设定，存在这样的情况，例如在使用LDPC码、涡轮码、卷积码等时，根据编码率进行穿刺(puncture)来实现编码率。)

交织器(5304)以被实施纠错编码后的数据(5303)及控制信号(5301)为输入，按照控制信号(5301)中所包含的交织方法的信息，进行被实施纠错编码后的数据(5303)的重排，并输出交织后的数据(5305)。

映射部(5306_1)以交织后的数据(5305)及控制信号(5301)为输入，按照控制信号(5301)中所包含的调制方式的信息来进行映射处理，并输出基带信号(5307_1)。

同样，映射部(5306_2)以交织后的数据(5305)及控制信号(5301)为输入，按照控制信号(5301)中所包含的调制方式的信息来进行映射处理，并输出基带信号(5307_2)。

信号处理部(5308)以基带信号(5307_1)、基带信号(5307_2)及控制信号(5301)为输入，根据控制信号(5301)中所包含的传输方法(在此例如指空间复用MIMO传输方式、采用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式)的信息来进行信号处理，并输出被实施信号处理后的信号z1(5309_1)及被实施信号处理后的信号z2(5309_2)。另外，在选择了仅由流s1发送的传输方式的情况下，信号处理部(5308)有时不输出被实施信号处理后的信号z2(5309_2)。另外，在图53中示出了纠错编码部为一个的结构，但不限于此，例如也可以如图3所示具备多个编码器。

图54表示图52中的OFDM方式关联处理部(5207_1和5207_2)的结构的一例，对进行与图14相同的动作的部分标注了相同的标号。重排部(5402A)以载波组#A的调制信号z1(5400_1)、载波组#B的调制信号z1(5400_2)、载波组#C的调制信号z1(5400_3)、载波组#D的调制信号z1(5400_4)、…、某个载波组的调制信号z1(5400_M)、以及控制信号(5403)为输入来进行重排，并输出被重排后的信号1405A和1405B。另外，在图47、图48、图51中，对于载波组的分配，说明了由集合后的子载波构成的示例，但不限于此，也可以利用按照时间而离散的子载波构成载波组。并且，在图47、图48、图51中，说明了载波组的载波数量不随时间而变更的示例，但不限于此，关于这一点将在后面另外说明。

图55表示如图47、图48、图51所示按照每个载波组来设定传输方式的方式下的时间－频率轴的帧结构的详细示例。在图55中，用5500表示控制信息码元，用5501表示个体控制信息码元，用5502表示数据码元，用5503表示导频码元。另外，图55(A)表示流s1的时间－频率轴的帧结构，图55(B)表示流s2的时间－频率轴的帧结构。

控制信息码元是用于传输载波组共用的控制信息的码元，由供收发机进行频率、时间同步的码元、与(子)载波的分配相关的信息等构成。并且，假设控制信息码元是在时刻＄1仅从流s1发送的。

个体控制信息码元是用于传输子载波组个体的控制信息的码元，由数据码元的传输方式/调制方式/纠错编码方式/纠错编码的编码率/纠错编码的块尺寸等信息、导频码元的插入方法的信息、导频码元的发送功率的信息等构成。假设个体控制信息码元是在时刻＄1仅从流s1发送的。

数据码元是用于传输数据(信息)的码元，如使用图47～图50说明的那样，例如是空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式中的某一种传输方式的码元。另外，在载波组#A、载波组#B、载波组#C、载波组#D中记述为数据码元存在于流s2中，但在采用仅由流s1发送的传输方式的情况下，也存在数据码元不存在于流s2中的情况。

导频码元是用于接收装置进行信道估计、即估计与式(36)的h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)相当的变动的码元。(在此，由于采用诸如OFDM那样的多载波传输方式，因而是按照每个子载波来估计与h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)相当的变动的码元。)因此，导频码元构成为例如采用PSK传输方式，在收发机中是已知的模式。另外，也可以是，接收装置使用导频码元来实施频率偏置的估计、相位偏移估计、时间同步。

图56表示用于接收图52所示的发送装置发送的调制信号的接收装置的结构的一例，对进行与图7相同的动作的部分标注了相同的标号。

在图56中，OFDM方式关联处理部(5600_X)以接收信号702_X为输入进行规定的处理，并输出被实施信号处理后的信号704_X。同样，OFDM方式关联处理部(5600_Y)以接收信号702_Y为输入进行规定的处理，并输出被实施信号处理后的信号704_Y。

图56中的控制信息解码部709以被实施信号处理后的信号704_X和被实施信号处理后的信号704_Y为输入，抽取图55中的控制信息码元及个体控制信息码元，得到在这些码元中传输的控制信息，并输出包括该信息的控制信号710。

调制信号z1的信道变动估计部705_1以被实施信号处理后的信号704_X和控制信号710为输入，进行该接收装置所需要的载波组(期望的载波组)中的信道估计，并输出信道估计信号706_1。

同样，调制信号z2的信道变动估计部705_2以被实施信号处理后的信号704_X和控制信号710为输入，进行该接收装置所需要的载波组(期望的载波组)中的信道估计，并输出信道估计信号706_2。

同样，调制信号z1的信道变动估计部705_1以被实施信号处理后的信号704_Y和控制信号710为输入，进行该接收装置所需要的载波组(期望的载波组)中的信道估计，并输出信道估计信号708_1。

同样，调制信号z2的信道变动估计部705_2以被实施信号处理后的信号704_Y和控制信号710为输入，进行该接收装置所需要的载波组(期望的载波组)中的信道估计，并输出信道估计信号708_2。

另外，信号处理部711以信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、以及控制信号710为输入，根据控制信号710中所包含的、在期望的载波组中传输的数据码元中的传输方式/调制方式/纠错编码方式/纠错编码的编码率/纠错编码的块尺寸等信息，进行解调、解码的处理，并输出接收数据712。

图57表示图56中的OFDM方式关联处理部(5600_X、5600_Y)的结构，频率变换部(5701)以接收信号(5700)为输入来进行频率变换，并输出被实施频率变换后的信号(5702)。

傅里叶变换部(5703)以被实施频率变换后的信号(5702)为输入来进行傅里叶变换，并输出被实施傅里叶变换后的信号(5704)。

如上所述，在采用诸如OFDM方式的多载波传输方式时，通过分割为多个载波组，并对每个载波组设定传输方式，能够按照每个载波组来设定接收质量及传输速度，因而能够得到可以构建灵活的系统的效果。此时，通过能够选择如在其他实施方式中叙述的那样、有规律地切换预编码矩阵的方法，针对LOS环境能够得到这样的优点，即能够得到较高的接收质量，并且能够得到较高的传输速度。另外，在本实施方式中，关于能够设定载波组的传输方式列举了“空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式”，但不限于此，此时关于空时块编码说明了图50所示的方式，但不限于此，另外使用固定的预编码矩阵的MIMO方式不限于图49所示的方式#2，只要利用固定预编码矩阵构成即可。另外，在本实施方式中，说明了发送装置的天线数量为2的情况，但不限于此，在大于2的情况下，通过使能够按照每个载波组来选择“空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式”中的任意一种传输方式，能够得到相同的效果。

图58表示与图47、图48、图51不同的载波组的分配方法。在图47、图48、图51、图55中，关于载波组的分配，说明了由集合后的子载波构成的示例，而图58的特征在于离散地偏置载波组的载波。图58表示与图47、图48、图51、图55不同的、时间－频率轴的帧结构的一例，在图58中示出了载波1～载波H、时间＄1～时刻＄K的帧结构，对与图55相同的部分标注了相同的标号。在图58的数据码元中，被记述为“A”的码元表示载波组A的码元，被记述为“B”的码元表示载波组B的码元，被记述为“C”的码元表示载波组C的码元，被记述为“D”的码元表示载波组D的码元。这样，即使在载波组沿(子)载波方向离散配置时，同样也能够实施，并且在时间轴方向上不需要始终使用同一个载波。通过进行这种配置，能够得到可以获得时间、频率分集增益的效果。

在图47、图48、图51、图58中，按照每个载波组将控制信息码元、固有控制信息码元配置在相同的时间，但也可以配置在不同的时间。另外，载波组使用的(子)载波数量也可以随时间变更。

(实施方式16)

在本实施方式中，说明与实施方式10相同的情况，即对于有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法，将N设为奇数的情况。

[数式294]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

[数式295]

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(假设式(253)的α和式(254)的α是相同的值。)

此时，根据实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6，对于式(253)来说，下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式296]

＜条件#46＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式297]

＜条件#47＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，也考虑附加下面的条件。

[数式298]

<条件#48>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

然后，如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件49>或者<条件50>。

[数式299]

＜条件#49＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式300]

＜条件#50＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件49>中，表示相位之差是2π/N弧度。另外，在<条件50>中，表示相位之差是－2π/N弧度。

并且，在设θ₁₁(0)－θ₂₁(0)＝0弧度、而且α>1时，周期N＝3时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图60(a)(b)所示。根据图60(a)(b)可知，在复数平面中，s1的接收恶化点的最小距离保持得较大，同样s2的接收恶化点的最小距离也保持得较大。并且在α<1时也是相同的状态。另外，与实施方式10的图45相比，可以认为与实施方式9相同地，在N为奇数时，在复数平面中接收恶化点之间的距离增大的可能性大于N为偶数时。但是，在N为较小的值例如N≤16以下的情况下，由于接收恶化点存在的个数较少，因而在复数平面中的接收恶化点的最小距离能够确保某种程度的长度。因此，在N≤16的情况下，即使是偶数，也有存在能够确保数据的接收质量的情况的可能性。

因此，在根据式(253)、(254)有规律地切换预编码矩阵的方式中，在N为奇数时，能够提高数据的接收质量的可能性比较大。另外，根据式(253)、(254)生成F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵对于周期2N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为2Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，2N－2，2N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)并且，在s1、s2的调制方式均是16QAM时，如果设α为式(233)，则存在能够得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的16×16＝256个信号点之间的最小距离的效果的可能性。

另外，作为与<条件#48>不同的条件，也考虑如下的条件。

[数式301]

＜条件#51＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

[数式302]

＜条件#52＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此时，通过满足<条件#46>和<条件#47>和<条件#51>和<条件#52>，在复数平面中，能够增大s1彼此的接收恶化点的距离，而且能够增大s2彼此的接收恶化点的距离，因而能够得到良好的数据的接收质量。

(实施方式17)

在本实施方式中，说明基于实施方式8的有规律地切换预编码权重的方法的具体示例。

图6是与本实施方式的加权方法(预编码(Precoding)方法)相关联的图，加权合成部600是整合了图3中的加权合成部308A和308B双方的加权合成部。如图6所示，流s1(t)和流s2(t)是相当于图3中的基带信号307A和307B、即依据于QPSK、16QAM、64QAM等调制方式的映射的基带信号同相I、正交Q成分。

并且，如图6的帧结构所示，在流s1(t)中，将码元号码u的信号表示为s1(u)，将码元号码u+1的信号表示为s1(u+1)、…。同样，在流s2(t)中，将码元号码u的信号表示为s2(u)，将码元号码u+1的信号表示为s2(u+1)、…。并且，加权合成部600以图3中的基带信号307A(s1(t))和307B(s2(t))、与加权信息相关的信息315为输入，实施依据于与加权信息相关的信息315的加权方法，并输出图3所示的加权合成后的信号309A(z1(t))和309B(z2(t))。

在码元号码8i时(i为0以上的整数)：

[数式303]

(\begin{matrix} z 1 (8 i) \\ z 2 (8 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i) \\ s 2 (8 i) \end{matrix}) - - - (255)

其中，j表示虚数单位，k＝0。

在码元号码8i+1时：

[数式304]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 1) \\ z 2 (8 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 1) \\ s 2 (8 i + 1) \end{matrix}) - - - (256)

其中，k＝1。

在码元号码8i+2时：

[数式305]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 2) \\ z 2 (8 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 2) \\ s 2 (8 i + 2) \end{matrix}) - - - (257)

其中，k＝2。

在码元号码8i+3时：

[数式306]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 3) \\ z 2 (8 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 3) \\ s 2 (8 i + 3) \end{matrix}) - - - (258)

其中，k＝3。

在码元号码8i+4时：

[数式307]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 4) \\ z 2 (8 i + 4) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 4) \\ s 2 (8 i + 4) \end{matrix}) - - - (259)

其中，k＝4。

在码元号码8i+5时：

[数式308]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 5) \\ z 2 (8 i + 5) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 5) \\ s 2 (8 i + 5) \end{matrix}) - - - (260)

其中，k＝5。

在码元号码8i+6时：

[数式309]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 6) \\ z 2 (8 i + 6) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 6) \\ s 2 (8 i + 6) \end{matrix}) - - - (261)

其中，k＝6。

在码元号码8i+7时：

[数式310]

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 7) \\ z 2 (8 i + 7) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{i π}{4}} & e^{j (\frac{k π}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 7) \\ s 2 (8 i + 7) \end{matrix}) - - - (262)

其中，k＝7。

在此是记述为码元号码，但码元号码也可以采用时刻(时间)。如在其他实施方式中说明的那样，例如在式(262)中，时刻8i+7的z1(8i+7)和z2(8i+7)是同一时刻的信号，而且z1(8i+7)和z2(8i+7)是发送装置使用同一(共用的)频率发送的。即，在将时刻T的信号设为s1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)时，能够根据某种预编码矩阵和s1(T)及s2(T)求出z1(T)和z2(T)，发送装置使用同一(共用的)频率(在同一时刻(时间))发送z1(T)和z2(T)。并且，在采用OFDM等多载波传输方式时，在将与(子)载波L及时刻T的s1、s2、z1、z2相当的信号设为s1(T，L)、s2(T，L)、z1(T，L)、z2(T，L)时，能够根据某种预编码矩阵和s1(T，L)及s2(T，L)求出z1(T，L)和z2(T，L)，发送装置使用同一(共用的)频率(在同一时刻(时间))发送z1(T，L)和z2(T，L)。

此时，作为α的合适的值有式(198)或者式(200)。并且，在式(255)～式(262)中，也可以将α的值分别设定为不同的值。即，在从式(255)～式(262)中抽取两个式子时(设为式(X)和式(Y))，式(X)的α和式(Y)的α可以是不同的值。

[数式311]

F [8 \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{i π}{4} + \frac{k π}{4 M})} & e^{j (\frac{i π}{4} + \frac{k π}{4 M} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) - - - (263)

例如，在M＝2时，如果设α<1，则k＝0时的s1的接收恶化点(○)、s2的接收恶化点(□)能够表示为如图42(a)所示。同样，k＝1时的s1的接收恶化点(○)、s2的接收恶化点(□)能够表示为如图42(b)所示。这样，如果以式(190)的预编码矩阵为基础，则接收恶化点如图42(a)所示，通过将向该式(190)的右边的矩阵的第2行的各个要素乘以e^jx得到的矩阵作为预编码矩阵(参照式(226))，能够形成使接收恶化点相对于图42(a)旋转后的接收恶化点(参照图42(b))。(其中，图42(a)和图42(b)的接收恶化点不重合。这样，即使是乘以e^jx，也可以使接收恶化点不重合。另外，也可以是，不向该式(190)的右边的矩阵的第2行的各个要素乘以e^jx，而将向该式(190)的右边的矩阵的第1行的各个要素乘以e^jx得到的矩阵作为预编码矩阵。)此时，预编码矩阵F[0]～F[15]用下式表示。

[数式312]

F [8 \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{i π}{4} + X k)} & e^{j (\frac{i π}{4} + X k + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) - - - (264)

其中，i＝0、1、2、3、4、5、6、7，k＝0、1。

这样，在M＝2时，将生成F[0]～F[15]的预编码矩阵(F[0]～F[15]的预编码矩阵可以按照任何顺序进行排列。并且，F[0]～F[15]的矩阵也可以是彼此不同的矩阵。)。并且，例如在码元号码为16i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为16i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为16i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、2、…、14、15)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

将以上内容进行总结，以式(82)～式(85)为参考，用下式表示周期N的预编码矩阵。

[数式313]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (265)

此时，周期是N，因而i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，以式(265)为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

[数式314]

F [N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i) + X_{k})} & e^{j (θ_{21} (i) + X_{k} + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (266)

于是，生成F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、2、…、N×M－2、N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。另外，将周期N×M的预编码矩阵表示为如式(266)所示，但如前面所述，也可以将周期N×M的预编码矩阵表示为如下式所示。

[数式315]

F [N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (i) + X_{k})} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + X_{k} + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (267)

另外，在式(265)和式(266)中，在设0弧度≤δ<2π弧度时，在δ＝π弧度时成为酉矩阵，在δ≠π弧度时成为非酉矩阵。在本方式中，在π/2弧度≤|δ|<π弧度的非酉矩阵时将成为一种特征结构(δ的条件与其他实施方式时相同。)，能够得到良好的数据的接收质量，但也可以是酉矩阵。

另外，在本实施方式中，作为设λ为固定值进行处理时的预编码矩阵的一例，以设定为λ＝0弧度的情况为例进行了说明，但考虑到调制方式的映射，也可以固定设定为λ＝π/2弧度、λ＝π弧度、λ＝(3π)/2弧度中的某一个值(例如，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵中，设为λ＝π弧度。)。由此，与设定为λ＝0弧度时相同地，能够实现电路规模的削减。

(实施方式18)

在本实施方式中说明基于实施方式9的有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法。

在如实施方式8所述的周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，以式(82)～式(85)为参考的为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式316]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (268)

在本实施方式中，由于采用酉矩阵，因而式(268)的预编码矩阵能够用下式表示。

[数式317]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (269)

[数式318]

＜条件#53＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式319]

＜条件#54＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件55>或者<条件56>。

[数式320]

＜条件#55＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式321]

＜条件#56＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

此时，考虑到由接收恶化点和原点形成的线段、与在实轴中Real≧0的半直线形成的相位(参照图43(a))，在α>1、α<1的任何情况下，均是在N＝4时一定产生有关s1的接收恶化点的前述相位和有关s2的接收恶化点的前述相位成为相同的值的情况。(参照图43的4301、4302和图44的4401、4402)此时，在复数平面中，接收恶化点之间的距离减小。另一方面，在N＝3时，不会产生有关s1的接收恶化点的前述相位和有关s2的接收恶化点的前述相位成为相同的值的情况。

因此，在根据式(269)有规律地切换预编码矩阵的方式中，在周期N为奇数时，能够提高数据的接收质量的可能性大。另外，根据式(269)生成F[0]～F[N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N－1]的预编码矩阵相对于周期N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，N－2，N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)并且，在s1、s2的调制方式均是16QAM时，如果使α取下式，

[数式322]

α = \frac{\sqrt{2} + 4}{\sqrt{2} + 2} - - - (270)

则存在能够得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的16×16＝256个信号点之间的最小距离的可能性。

图94表示同相I－正交Q平面中的16QAM的信号点配置的示例。图94中的信号点9400是在设发送的比特(输入比特)为b0～b3时，(b0、b1、b2、b3)＝(1、0、0、0)(该值是在图94中记述的值)时的信号点，其在同相I－正交Q平面中的坐标是(－3×g、3×g)，关于信号点9400以外的信号点，也能够从图94读取到发送的比特与信号点的关系、以及信号点在同相I－正交Q平面中的坐标。

图95表示同相I－正交Q平面中的QPSK的信号点配置的示例。图95中的信号点9500是在设发送的比特(输入比特)为b0、b1时，(b0、b1)＝(1、0)(该值是在图95中记述的值)时的信号点，其在同相I－正交Q平面中的坐标是(－1×h、1×h)，关于信号点9500以外的信号点，也能够从图95读取到发送的比特与信号点的关系、以及信号点在同相I－正交Q平面中的坐标。

另外，在设s1的调制方式为QPSK、设s2的调制方式为16QAM时，如果使α取下式，

[数式323]

α = \frac{\sqrt{2} + 3 + \sqrt{5}}{\sqrt{2} + 3 - \sqrt{5}} - - - (271)

则存在能够得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的候选信号点之间的最小距离的可能性。

另外，在16QAM的I－Q平面中的信号点配置如图94所示，在QPSK的I－Q平面中的信号点配置如图95所示。并且，在图94中的g取下式时，

[数式324]

g = \frac{z}{\sqrt{10}} - - - (272)

图94中的h取下式。

[数式325]

h = \frac{z}{\sqrt{2}} - - - (273)

作为为了周期N而准备的基于式(269)的预编码矩阵的示例，在设N＝5时，可以考虑如下所述的矩阵。

[数式326]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (274)

[数式327]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (275)

[数式328]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (276)

[数式329]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (277)

[数式330]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (278)

这样，为了减少发送装置的基于上述预编码的运算规模，在式(269)中，可以设定为θ11(i)＝0弧度、λ＝0弧度。其中，在式(269)中，λ可以是因i而异的值也可以是相同的值。即，在式(269)中，F[i＝x]中的λ和F[i＝y]中的λ(x≠y)可以是相同的值，也可以是不同的值。

关于α的设定值，以上叙述的设定值是一个有效的值，但不限于此，例如也可以如在实施方式17中说明的那样，根据矩阵F[i]的每个i的值来设定α。(即，F[i]中的α相对于i不需要始终设为固定值。)

在本实施方式中说明了时间周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者，在多载波时也能够沿频率轴进行排列)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的N个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。此时，<条件#55><条件#56>能够置换为如下所示的条件。(设周期为N。)

[数式331]

＜条件#55'＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式332]

＜条件#56'＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，在本实施方式中，作为设λ为固定值进行处理时的预编码矩阵的一例，以设定为λ＝0弧度的情况为例进行了说明，但考虑到调制方式的映射，也可以固定设定为λ＝π/2弧度、λ＝π弧度、λ＝(3π)/2弧度中任意一个值(例如，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵中，设为λ＝π弧度。)。由此，与设定为λ＝0弧度时相同地，能够实现电路规模的削减。

(实施方式19)

在本实施方式中说明基于实施方式10的有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法。

[数式333]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (279)

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

[数式334]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (280)

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

(假设式(279)中的α和式(280)中的α是相同的值。)

(也可以是α<0。)

[数式335]

＜条件#57＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式336]

<条件#58>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，也考虑附加下面的条件。

[数式337]

＜条件#59＞

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

然后，如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件60>或者<条件61>。

[数式338]

＜条件#60＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式339]

＜条件#61＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

并且，在设θ₁₁(0)－θ₂₁(0)＝0弧度、而且α>1时，N＝4时的s1的接收恶化点和s2的接收恶化点在复数平面上的配置如图43(a)(b)所示。根据图43(a)(b)可知，在复数平面中，s1的接收恶化点的最小距离保持得较大，同样s2的接收恶化点的最小距离也保持得较大。并且在α<1时也是相同的状态。另外，可以认为与实施方式9相同地，在N为奇数时，在复数平面中接收恶化点之间的距离增大的可能性大于N为偶数时。但是，在N为较小的值例如N≤16以下的情况下，由于接收恶化点存在的个数较少，因而在复数平面中的接收恶化点的最小距离能够确保某种程度的长度。因此，在N≤16的情况下，即使是偶数，也有存在能够确保数据的接收质量的情况的可能性。

因此，在根据式(279)、(280)有规律地切换预编码矩阵的方式中，在N为奇数时，能够提高数据的接收质量的可能性比较大。另外，根据式(279)、(280)生成F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵相对于周期2N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为2Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，2N－2，2N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)并且，在s1、s2的调制方式均是16QAM时，如果设α为式(270)，则存在能够得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的16×16＝256个信号点之间的最小距离的效果的可能性。

并且，在设s1的调制方式为QPSK、设s2的调制方式为16QAM时，如果设α为式(271)，则存在能够得到在某个特定的LOS环境中能够增大IQ平面中的候选信号点之间的最小距离的效果的可能性。另外，在16QAM的I－Q平面中的信号点配置如图60所示，在QPSK的I－Q平面中的信号点配置如图94所示。并且，在图60中的g为式(272)时，图94中的h为式(273)。

并且，作为与<条件#59>不同的条件，也考虑下面的条件。

[数式340]

＜条件#62＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

[数式341]

<条件#63>

此时，通过满足<条件#57>和<条件#58>和<条件#62>和<条件#63>，在复数平面中，能够增大s1彼此的接收恶化点的距离，而且能够增大s2彼此的接收恶化点的距离，因而能够得到良好的数据的接收质量。

作为为了周期2N而准备的基于式(279)、式(280)的预编码矩阵的示例，在N＝15时可以考虑如下所示的矩阵。

[数式342]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (281)

[数式343]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (282)

[数式344]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (283)

[数式345]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (284)

[数式346]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (285)

[数式347]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (286)

[数式348]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (287)

[数式349]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (288)

[数式350]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (289)

[数式351]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (290)

[数式352]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (291)

[数式353]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (292)

[数式354]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{24}{15} π} & e^{j (\frac{24}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (293)

[数式355]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (294)

[数式356]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (295)

[数式357]

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{j π} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (296)

[数式358]

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (297)

[数式359]

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (298)

[数式360]

F [i = 18] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (299)

[数式361]

F [i = 19] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (300)

[数式362]

F [i = 20] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (301)

[数式363]

F [i = 21] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (302)

[数式364]

F [i = 22] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (303)

[数式365]

F [i = 23] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (304)

[数式366]

F [i = 24] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (305)

[数式367]

F [i = 25] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (306)

[数式368]

F [i = 26] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (307)

[数式369]

F [i = 27] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{24}{15} π} & e^{j (\frac{24}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (308)

[数式370]

F [i = 28] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (309)

[数式371]

F [i = 29] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (310)

这样，为了减少发送装置进行上述预编码的运算规模，在式(279)中，可以设定为θ₁₁(i)＝0弧度、λ＝0弧度，在式(280)中，可以设定为θ₂₁(i)＝0弧度、λ＝0弧度。

但是，在式(279)、式(280)中，λ可以是因i而异的值也可以是相同的值。即，在式(279)、式(280)中，F[i＝x]中的λ和F[i＝y]中的λ(x≠y)可以是相同的值，也可以是不同的值。另外，作为另一种方法，可以在式(279)中设λ为固定的值，在式(280)中设λ为固定的值，而且将式(279)中的固定的λ值和式(280)中的固定的λ值设为不同的值。(作为另一种方法，也可以是设为式(279)中的固定的λ值和式(280)中的固定的λ值的方法。)

在本实施方式中说明了时间周期2N的预编码跳动方法用的2N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为2N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N－2]、F[2N－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者，在多载波时也能够沿频率轴进行排列)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N－2]、F[2N－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N－2]、F[2N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期2N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用2N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用2N个不同的预编码矩阵。

(实施方式20)

在本实施方式中说明基于实施方式13的有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法。

[数式372]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (311)

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

[数式373]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{{jθ}_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{{jθ}_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (312)

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(也可以是α<0。)

并且，以式(311)和式(312)为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

[数式374]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i) + X_{k})} & e^{j (θ_{21} (i) + X_{k} + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (313)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式375]

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{{jθ}_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ + Y_{k})} & α \times e^{{jθ}_{21} (i + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (314)

于是，生成F[0]～F[2×N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2×N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期2×N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为2×N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2×N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2×N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、…、2×N×M－2、2×N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(313)表示为如下式所示。

[数式376]

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{{jθ}_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ + Y_{k})} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (315)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

并且，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(314)表示为式(316)～式(318)中的任意一个式子。

[数式377]

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ + Y_{k})} & e^{j (θ_{11} (i) + Y_{k})} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{{jθ}_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (316)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式378]

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + Y_{k})} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ - δ + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (317)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式379]

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + Y_{k})} & e^{j (θ_{11} (i) + λ + Y_{k})} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ - δ)} \end{matrix}) - - - (318)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，在着眼于接收恶化点时，在式(313)～式(318)中，如果全部满足下面的条件，则能够得到良好的数据的接收质量。

[数式380]

＜条件#64＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式381]

＜余件#65＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式382]

＜条件#66＞

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，在实施方式8中，可以是满足<条件#39>和<条件#40>。

另外，在着眼于式(313)～式(318)的Xk、Yk时，如果能够满足下面的两个条件，则能够得到良好的数据的接收质量。

[数式383]

＜条件#67＞

\begin{matrix} X_{a} &NotEqual; X_{b} + 2 \times s \times π & f o r & &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，s为整数。

[数式384]

＜条件#68＞

\begin{matrix} Y_{a} &NotEqual; Y_{b} + 2 \times u \times π & f o r & &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，u为整数。

另外，在实施方式8中，可以是满足<条件#42>。另外，在式(313)和式(318)中，在设0弧度≤δ<2π弧度时，在δ＝π弧度时成为酉矩阵，在δ≠π弧度时成为非酉矩阵。在本方式中，在π/2弧度≤|δ|<π弧度的非酉矩阵时将成为一种特征结构，能够得到良好的数据的接收质量，但也可以是酉矩阵。

下面，列举本实施方式中的预编码方法的预编码矩阵的示例。作为以周期2×N×M的式(313)～式(318)为基础的预编码矩阵的示例，将N＝5、M＝2时的矩阵记述如下。

[数式385]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (319)

[数式386]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{2}{5} π)} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (320)

[数式387]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{4}{5} π)} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (321)

[数式388]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{6}{5} π)} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (322)

[数式389]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{8}{5} π)} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (323)

[数式390]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{j π} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (324)

[数式391]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (325)

[数式392]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (326)

[数式393]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (327)

[数式394]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (328)

[数式395]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (0 + π)} & e^{j (π + π)} \end{matrix}) - - - (329)

[数式396]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{2}{5} π + π)} & e^{j (\frac{2}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (330)

[数式397]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j (\frac{4}{5} π + π)} & e^{j (\frac{4}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (331)

[数式398]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{6}{5} π + π)} & e^{j (\frac{6}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (332)

[数式399]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{8}{5} π + π)} & e^{j (\frac{8}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (333)

[数式400]

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j (0 + π)} & α \times e^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (334)

[数式401]

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & α \times e^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (335)

[数式402]

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & α \times e^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (336)

[数式403]

F [i = 18] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & α \times e^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (337)

[数式404]

F [i = 19] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & α \times e^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (338)

这样，在上述示例中，为了减少发送装置进行上述预编码的运算规模，在式(313)中，可以设定为λ＝0弧度、δ＝π弧度、X1＝0弧度、X2＝π弧度，在式(314)中，可以设定为λ＝0弧度、δ＝π弧度、Y1＝0弧度、Y2＝π弧度。但是，在式(313)、式(314)中，λ可以是因i而异的值也可以是相同的值。即，在式(313)、式(314)中，F[i＝x]中的λ和F[i＝y]中的λ(x≠y)可以是相同的值，也可以是不同的值。另外，作为另一种方法，可以在式(313)中设λ为固定的值，在式(314)中设λ为固定的值，而且将式(313)中的固定的λ值和式(314)中的固定的λ值设为不同的值。(作为另一种方法，也可以是设为式(313)中的固定的λ值和式(314)中的固定的λ值的方法。)

关于α的设定值，在实施方式18中叙述的设定值是一个有效的值，但不限于此，例如也可以如在实施方式17中说明的那样，根据矩阵F[i]的每个i的值来设定α。(即，F[i]中的α相对于i不需要始终设为固定值。)

(实施方式21)

在本实施方式中，说明在实施方式18中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例。

作为为了周期N而准备的基于式(269)的预编码矩阵的示例，在N＝9时，可以考虑如下所示的矩阵。

[数式405]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (339)

[数式406]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (340)

[数式407]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (341)

[数式408]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (342)

[数式409]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (343)

[数式410]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (344)

[数式411]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (345)

[数式412]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (346)

[数式413]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (347)

另外，在上式中，尤其是存在可以将α设定为1的情况。此时，式(339)～式(347)能够表示如下。

[数式414]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (348)

[数式415]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (349)

[数式416]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (350)

[数式417]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (351)

[数式418]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (352)

[数式419]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (353)

[数式420]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (354)

[数式421]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (355)

[数式422]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (356)

作为另一个示例，作为为了周期N而准备的基于式(269)的预编码矩阵的示例，在N＝15时，可以考虑如下所示的矩阵。

[数式423]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (357)

[数式424]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (358)

[数式425]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (359)

[数式426]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (360)

[数式427]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (361)

[数式428]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (362)

[数式429]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (363)

[数式430]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (364)

[数式431]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (365)

[数式432]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (366)

[数式433]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (367)

[数式434]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (368)

[数式435]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{24}{9} π} & e^{j (\frac{24}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (369)

[数式436]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (370)

[数式437]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (371)

另外，在上式中，存在可以将α设定为1的情况。此时，式(357)～式(371)能够表示如下。

[数式438]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (372)

[数式439]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (373)

[数式440]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (374)

[数式441]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (375)

[数式442]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (376)

[数式443]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (377)

[数式444]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (378)

[数式445]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (379)

[数式446]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (380)

[数式447]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (381)

[数式448]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (382)

[数式449]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (383)

[数式450]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{24}{9} π} & e^{j (\frac{24}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (384)

[数式451]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (385)

[数式452]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (386)

关于α的设定值，在此作为一例是设定为1，但不限于此。作为α的设定值的一个应用示例，如图3等所示，由编码部对待发送的数据进行纠错编码。也可以根据在纠错编码中使用的纠错编码的编码率来变更α的值。例如可以考虑这样的方法，在编码率为1/2时将α设定为1，在编码率为2/3时将α设定为1以外的值例如α>1(或者α<1)。这样，在接收装置中无论在哪个编码率时，均有可能得到良好的数据的接收质量。(在设α为固定值时，有时也能得到良好的数据的接收质量。)

作为另一个示例，也可以如在实施方式17中说明的那样，按照矩阵F[i]的i的值来设定α。(即，F[i]中的α相对于i不需要始终设为固定值。)

(实施方式22)

在本实施方式中，说明在实施方式19中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例。

作为为了周期2N而准备的基于式(279)、式(280)的预编码矩阵的示例，在N＝9时，可以考虑如下所示的矩阵。

[数式453]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (387)

[数式454]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (388)

[数式455]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (389)

[数式456]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (390)

[数式457]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (391)

[数式458]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (392)

[数式459]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (393)

[数式460]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (394)

[数式461]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (395)

[数式462]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{j π} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (396)

[数式463]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (397)

[数式464]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (398)

[数式465]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (399)

[数式466]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (400)

[数式467]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (401)

[数式468]

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (402)

[数式469]

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (403)

[数式470]

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (404)

另外，在上式中，尤其是存在可以将α设定为1的情况。此时，式(387)～式(404)能够表示如下。

[数式471]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (405)

[数式472]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (406)

[数式473]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (407)

[数式474]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (408)

[数式475]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (409)

[数式476]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (410)

[数式477]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (411)

[数式478]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (412)

[数式479]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (413)

[数式480]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{j π} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (414)

[数式481]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (415)

[数式482]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (416)

[数式483]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (417)

[数式484]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (418)

[数式485]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (419)

[数式486]

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (420)

[数式487]

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (421)

[数式488]

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (422)

另外，对于实施方式19的式(281)～式(310)的示例，可以将α设定为1。作为α的另一个设定值，以上叙述的设定值是一个有效的值，但不限于此，例如也可以如在实施方式17中说明的那样，根据矩阵F[i]的每个i的值来设定α。(即，F[i]中的α相对于i不需要始终设为固定值。)

(实施方式23)

在实施方式9中说明了有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法，而在本实施方式中说明有规律地切换使用了与实施方式9不同的矩阵的预编码矩阵的方法。

首先，关于预编码矩阵，用下式表示作为基础的预编码矩阵F。

[数式489]

F = (\begin{matrix} A \times e^{{jμ}_{11}} & B \times e^{{jμ}_{12}} \\ C \times e^{{jμ}_{21}} & 0 \end{matrix}) - - - (423)

在式(423)中，假设A、B、C为实数，μ11、μ12、μ21为实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式490]

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (424)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，A、B、C是与i无关的固定值，μ11、μ12、μ21是与i无关的固定值。另外，在将用式(424)的形式表示的矩阵作为预编码矩阵进行处理的情况下，由于预编码矩阵的要素中的一个存在“0”，因而具有在其他实施方式中说明的接收恶化点减少的优点。

另外，关于与式(423)不同的作为基础的预编码矩阵，给出下式。

[数式491]

F = (\begin{matrix} A \times e^{{jμ}_{11}} & B \times e^{{jμ}_{12}} \\ 0 & D \times e^{{jμ}_{22}} \end{matrix}) - - - (425)

在式(425)中，假设A、B、D为实数，μ11、μ12、μ22为实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式492]

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (426)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，A、B、D是与i无关的固定值，μ11、μ12、μ22是与i无关的固定值。另外，在将用式(426)的形式表示的矩阵作为预编码矩阵进行处理的情况下，由于预编码矩阵的要素中的一个存在“0”，因而具有在其他实施方式中说明的接收恶化点减少的优点。

另外，关于与式(423)、式(425)不同的作为基础的预编码矩阵，给出下式。

[数式493]

F = (\begin{matrix} A \times e^{{jμ}_{11}} & 0 \\ C \times e^{{jμ}_{21}} & D \times e^{{jμ}_{22}} \end{matrix}) - - - (427)

在式(427)中，假设A、C、D为实数，μ11、μ21、μ22为实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式494]

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (428)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，A、C、D是与i无关的固定值，μ11、μ21、μ22是与i无关的固定值。另外，在将用式(428)的形式表示的矩阵作为预编码矩阵进行处理的情况下，由于预编码矩阵的要素中的一个存在“0”，因而具有在其他实施方式中说明的接收恶化点减少的优点。

另外，关于与式(423)、式(425)、式(427)不同的作为基础的预编码矩阵，给出下式。

[数式495]

F = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{{jμ}_{12}} \\ C \times e^{{jμ}_{21}} & D \times e^{{jμ}_{22}} \end{matrix}) - - - (429)

在式(429)中，假设B、C、D为实数，μ12、μ21、μ22为实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式496]

F [i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (430)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，B、C、D是与i无关的固定值，μ12、μ21、μ22是与i无关的固定值。另外，在将用式(430)的形式表示的矩阵作为预编码矩阵进行处理的情况下，由于预编码矩阵的要素中的一个存在“0”，因而具有在其他实施方式中说明的接收恶化点减少的优点。此时，可以进行与实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6相同的分析，因而下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式497]

＜条件#69＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式498]

＜条件#70＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件71>或者<条件72>。

[数式499]

＜条件#71＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式500]

＜条件#72＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

这样，接收装置能够在尤其是LOS环境中有效避免接收恶化点，因而能够得到数据的接收质量被改善的效果。

另外，作为上述说明的有规律地切换预备避免矩阵的预备避免方法的示例，还有将θ₁₁(i)固定为如0弧度(设为与i无关的固定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值)、并且使θ₁₁(i)和θ₂₁(i)满足上述说明的条件的方法。另外，还有不将θ₁₁(i)设为固定值，而是将θ₂₁(i)固定为如0弧度(设为与i无关的固定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值)、并且使θ₁₁(i)和θ₂₁(i)满足上述说明的条件的方法。

在本实施方式中说明了时间周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者，在多载波时也能够沿频率轴进行排列)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用2N个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的N个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。此时，<条件#69><条件#70>能够置换为如下所示的条件。(设周期为N。)

[数式501]

＜条件#73＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式502]

＜条件#74＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

(实施方式24)

在实施方式10中说明了有规律地切换使用了酉矩阵的预编码矩阵的方法，而在本实施方式中说明有规律地切换使用了与实施方式10不同的矩阵的预编码矩阵的方法。

[数式503]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (431)

此时，假设A、B、C为实数，μ₁₁、μ₁₂、μ₂₁为实数，单位用弧度表示。并且，A、B、C是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₁₂、μ₂₁是与i无关的固定值。

[数式504]

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (432)

此时，假设α、β、δ为实数，ν₁₁、ν₁₂、ν₂₂为实数，单位用弧度表示。并且，α、β、δ是与i无关的固定值，ν₁₁、ν₁₂、ν₂₂是与i无关的固定值。

用下式表示为了周期2N而准备的与式(431)、式(432)不同的预编码矩阵。

[数式505]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (433)

[数式506]

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (434)

此时，假设β、γ、δ为实数，ν₁₂、ν₂₁、ν₂₂为实数，单位用弧度表示。并且，β、γ、δ是与i无关的固定值，ν₁₂、ν₂₁、ν₂₂是与i无关的固定值。

用下式表示为了周期2N而准备的与上述不同的预编码矩阵。

[数式507]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (435)

此时，假设A、C、D为实数，μ₁₁、μ₂₁、μ₂₂为实数，单位用弧度表示。并且，A、C、D是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₂₁、μ₂₂是与i无关的固定值。

[数式508]

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (436)

用下式表示为了周期2N而准备的与上述不同的预编码矩阵。

[数式509]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (437)

[数式510]

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (438)

此时，认为与实施方式3的(数式106)的条件5和(数式107)的条件6相同地，下面的条件对于得到良好的数据的接收质量很重要。

[数式511]

＜条件#75＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式512]

＜条件#76＞

\begin{matrix} e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (ψ_{11} (y) - ψ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

然后，如在实施方式6中说明的那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件#77>或者<条件#78>。

[数式513]

＜条件#77＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ... N - 2) \end{matrix}

[数式514]

＜条件#78＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ... N - 2) \end{matrix}

同样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，设计了<条件#79>或者<条件#80>。

[数式515]

＜条件#79＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (ψ_{11} (x + 1) - ψ_{21} (x + 1))}}{e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2) \end{matrix}

[数式516]

＜条件#80＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (ψ_{11} (x + 1) - ψ_{21} (x + 1))}}{e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2) \end{matrix}

根据以上所述，由于预编码矩阵的要素中的一个存在“0”，因而具有在其他实施方式中说明的接收恶化点减少的优点。并且，接收装置能够在尤其是LOS环境中有效避免接收恶化点，因而能够得到数据的接收质量被改善的效果。

另外，作为上述说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，还有将θ₁₁(i)固定为如0弧度(设为与i无关的固定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值)、并且使θ₁₁(i)和θ₂₁(i)满足上述说明的条件的方法。另外，还有不将θ₁₁(i)设为固定值，而是将θ₂₁(i)固定为如0弧度(设为与i无关的固定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值)、并且使θ₁₁(i)和θ₂₁(i)满足上述说明的条件的方法。

同样，还有将ψ₁₁(i)固定为如0弧度(设为与i无关的固定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值)、并且使ψ₁₁(i)和ψ₂₁(i)满足上述说明的条件的方法。另外，还有不将ψ₁₁(i)设为固定值，而是将ψ₂₁(i)固定为如0弧度(设为与i无关的固定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值)、并且使ψ₁₁(i)和ψ₂₁(i)满足上述说明的条件的方法。

(实施方式25)

在本实施方式中说明这样的方法，即将实施方式17适用于实施方式23的预编码矩阵，并且增大与预编码矩阵的切换相关的周期。

根据实施方式23，在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中，用下式表示为了周期N而准备的预编码矩阵。

[数式517]

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (439)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，A、B、C是与i无关的固定值，μ11、μ12、μ21是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(439)为基础的周期N×M的预编码矩阵。

[数式518]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & 0 \end{matrix}) - - - (440)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。于是，生成F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、…、N×M－2、N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。另外，将周期N×M的预编码矩阵表示为如式(440)所示，但如前面所述，也可以将周期N×M的预编码矩阵表示为如下式所示。

[数式519]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (441)

根据实施方式23，用下式表示与上述不同的周期N的有规律地切换预编码矩阵的方法用的、为了周期N而准备的预编码矩阵。

[数式520]

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (442)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，A、B、D是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₁₂、μ₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(441)为基础的周期N×M的预编码矩阵。

[数式521]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (443)

于是，生成F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、…、N×M－2、N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。另外，将周期N×M的预编码矩阵表示为如式(443)所示，但如前面所述，也可以将周期N×M的预编码矩阵表示为如下式所示。

[数式522]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (444)

[数式523]

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (445)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，A、C、D是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₂₁、μ₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(445)为基础的周期N×M的预编码矩阵。

[数式524]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (446)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。另外，将周期N×M的预编码矩阵表示为如式(446)所示，但如前面所述，也可以将周期N×M的预编码矩阵表示为如下式所示。

[数式525]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (447)

[数式526]

F [i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (448)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。并且，B、C、D是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₂₁、μ₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(448)为基础的周期N×M的预编码矩阵。

[数式527]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (449)

在这样生成预编码矩阵后，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够容易变更接收恶化点的位置，这使得有可能提高数据的接收质量。另外，将周期N×M的预编码矩阵表示为如式(449)所示，但如前面所述，也可以将周期N×M的预编码矩阵表示为如下式所示。

[数式528]

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (450)

在本实施方式中说明了时间周期N×M的预编码跳动方法用的N×M个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N×M个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N×M－2]、F[N×M－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者，在多载波时也能够沿频率轴进行排列)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N×M－2]、F[N×M－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N×M个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N×M－2]、F[N×M－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N×M的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N×M个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N×M个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N×M更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的N×M个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。

(实施方式26)

在本实施方式中说明这样的方法，即将实施方式20适用于实施方式24的预编码矩阵，并且增大与预编码矩阵的切换相关的周期。

在周期2N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，用下式表示为了周期2N而准备的预编码矩阵。

[数式529]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (451)

此时，假设A、B、C是实数，μ₁₁、μ₁₂、μ₂₁是实数，单位用弧度表示。并且，A、B、C是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₁₂、μ₂₁是与i无关的固定值。

[数式530]

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (452)

此时，假设α、β、δ是实数，ν₁₁、ν₁₂、ν₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，α、β、δ是与i无关的固定值，ν₁₁、ν₁₂、ν₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(451)及式(452)为基础的周期2×N×M的预编码矩阵。

[数式531]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & 0 \end{matrix}) - - - (453)

此时，k＝0、1、2、…、M－2、M－1。

[数式532]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (454)

于是，生成F[0]～F[2×N×M－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2×N×M－1]的预编码矩阵可以对于周期2×N×M以任何顺序进行排列使用。)。并且，例如，在码元号码为2×N×M×i时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2×N×M×i+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2×N×M×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0、1、2、…、2×N×M－2、2×N×M－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(453)表示为如下式所示。

[数式533]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (455)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(454)表示为如下式所示。

[数式534]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (456)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

示出与上述不同的示例。在周期2N的有规律地切换预编码矩阵的方法中，用下式表示为了周期2N而准备的预编码矩阵。

[数式535]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (457)

[数式536]

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (458)

此时，假设β、γ、δ是实数，ν₁₂、ν₂₁、ν₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，β、γ、δ是与i无关的固定值，ν₁₂、ν₂₁、ν₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(457)及式(458)为基础的周期2×N×M的预编码矩阵。

[数式537]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & 0 \end{matrix}) - - - (459)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式538]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (460)

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(459)表示为如下式所示。

[数式539]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (461)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(460)表示为如下式所示。

[数式540]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (462)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式541]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (463)

此时，假设A、C、D是实数，μ₁₁、μ₂₁、μ₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，A、C、D是与i无关的固定值，μ₁₁、μ₂₁、μ₂₂是与i无关的固定值。

[数式542]

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (464)

此时，假设α、β、δ是实数，ν₁₂、ν₁₂、ν₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，α、β、δ是与i无关的固定值，ν₁₂、ν₁₂、ν₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(463)及式(464)为基础的周期2×N×M的预编码矩阵。

[数式543]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (465)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式544]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (466)

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(465)表示为如下式所示。

[数式545]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (467)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(466)表示为如下式所示。

[数式546]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (468)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式547]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (469)

[数式548]

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (470)

此时，假设β、γ、δ是实数，ν₁₂、ν₂₁、ν₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，β、γ、δ是与i无关的固定值，ν₁₂、ν₂₁、ν₂₂是与i无关的固定值。另外，用下式表示以式(469)及式(470)为基础的周期2×N×M的预编码矩阵。

[数式549]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (471)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

[数式550]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (472)

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(471)表示为如下式所示。

[数式551]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (473)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，也可以将周期2×N×M的预编码矩阵的式(472)表示为如下式所示。

[数式552]

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (474)

此时，k＝0、1、…、M－2、M－1(k是0以上M-1以下的整数)。

另外，在上述的示例中，如果着眼于接收恶化点，则下面的条件很重要。

[数式553]

＜条件#81＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式554]

＜条件#82＞

\begin{matrix} e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (ψ_{11} (y) - ψ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

[数式555]

＜条件#83＞

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式556]

＜条件#84＞

\begin{matrix} ψ_{11} (x) = ψ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} ψ_{21} (y) = ψ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

如果满足以上条件，则有能够得到良好的数据的接收质量的可能性。另外，也可以是满足如下条件。(参照实施方式24)

[数式557]

＜条件#85＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式558]

＜条件#86＞

\begin{matrix} e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (ψ_{11} (y) - ψ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, ..., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

另外，在着眼于Xk、Yk时，如果满足下面的两个条件，则有能够得到良好的数据的接收质量的可能性。

[数式559]

＜条件#87＞

\begin{matrix} X_{a} &NotEqual; X_{b} + 2 \times s \times π & f o r & &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，s为整数。

[数式560]

＜条件#88＞

\begin{matrix} Y_{a} &NotEqual; Y_{b} + 2 \times u \times π & f o r & &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，u为整数。

另外，在实施方式25中，可以是满足<条件#87>。

在本实施方式中说明了周期2N×M的预编码跳动方法用的2×N×M个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为2×N×M个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2×N×M－2]、F[2×N×M－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者，在多载波时也能够沿频率轴进行排列)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2×N×M－2]、F[2×N×M－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的2×N×M个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2×N×M－2]、F[2×N×M－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期2×N×M的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用2×N×M个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用2×N×M个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期2×N×M更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的2×N×M个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。

(实施方式A1)

在本实施方式中，详细说明如下方法，即，将截止到此所说明的有规律地切换预编码矩阵的发送方法适用于采用DVB(Digital Video Broadcasting：数字视频广播)－T2(T：Terrestrial(地面))标准规格的通信系统的方法。

图61表示DVB－T2标准规格中的广播站发送的信号的帧结构的概况。在DVB－T2标准规格中，由于采用OFDM方式，因而在时间－频率轴上构成帧。图61表示时间－频率轴中的帧结构，帧由P1信令数据(P1Signalling data，6101)、L1前置信令数据(L1Pre－Signalling data，6102)、L1后置信令数据(L1Post－Signalling data，6103)、共用PLP(common PLP)(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)构成(PLP：Physical LayerPipe：实体层管道)。(其中，将L1前置信令数据(6102)、L1后置信令数据(6103)称为P2码元。)这样，将由P1信令数据(6101)、L1前置信令数据(6102)、L1后置信令数据(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)构成的帧命名为T2帧，并作为帧结构的一个单位。

利用P1信令数据(6101)传输既是接收装置进行信号检测及频率同步(也包括频率偏置估计)用的码元、又是传输帧中的FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶转换)尺寸的信息、表示用SISO(Signal-Input Single-Output：单入单出)/MISO(Multiple-InputSingle-Output：多入单出)中的哪种方式发送调制信号的信息等。(SISO方式是发送一个调制信号的方式，MISO方式是发送多个调制信号的方法，而且使用空时块编码。)

利用L1前置信令数据(6102)传输在发送帧中使用的安全区间(safe interval)的信息、PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值均值功率比)的方法的相关信息、传输L1后置信令数据时的调制方式、纠错方式(FEC：Forward Error Correction：正向错误纠正)、纠错方式的编码率的信息、L1后置信令数据的尺寸及信息尺寸的信息、导频模式的信息、小区(频率区域)固有号码的信息、采用通常模式及扩展模式(在通常模式和扩展模式中，在数据传输中使用的子载波数量不同。)中的哪种方式的信息等。

利用L1后置信令数据(6103)传输PLP的数量的信息、与使用的频率区域相关的信息、各个PLP的固有号码的信息、在传输各个PLP时使用的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息、各个PLP发送的块数量的信息等。

共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)是用于传输数据的区域。

在图61所示的帧结构中，虽然记述为以时分方式发送P1信令数据(6101)、L1前置信令数据(6102)、L1后置信令数据(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)，但是实际上在同一时刻存在两种以上的信号。其示例如图62所示。如图62所示，有时在同一时刻存在L1前置信令数据、L1后置信令数据、共用PLP，有时在同一时刻存在PLP#1、PLP#2。即，各个信号并用时分方式及频分方式来构成帧。

图63表示在针对DVB－T2标准规格中(例如广播站)的发送装置适用截止到此所说明的有规律地切换预编码矩阵的发送方法时的、发送装置的结构的一例。PLP信号生成部6302以PLP用的发送数据6301(多个PLP用的数据)、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的各个PLP的纠错编码的信息、调制方式的信息等的信息，进行纠错编码及依据于调制方式的映射，并输出PLP的(正交)基带信号6303。

P2码元信号生成部6305以P2码元用发送数据6304、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的P2码元的纠错的信息、调制方式的信息等的信息，进行纠错编码及依据于纠调制方式的映射，并输出P2码元的(正交)基带信号6306。

控制信号生成部6308以P1码元用发送数据6307、P2码元用发送数据6304为输入，将图61中的各个码元组(P1信令数据(6101)、L1前置信令数据(6102)、L1后置信令数据(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N))的发送方法(纠错编码、纠错编码的编码率、调制方式、块长度、帧结构、包括有规律地切换预编码矩阵的发送方法在内的所选择的发送方法、导频码元插入方法、IFFT(逆快速傅立叶变换)/FFT的信息等，PAPR削减方法的信息、安全区间插入方法的信息)的信息，作为控制信号6309进行输出。帧构成部6310以PLP的基带信号6312、P2码元的基带信号6306、控制信号6309为输入，根据控制信号中所包含的帧结构的信息来实施频率、时间轴上的重排，并输出依据于帧结构的流1的(正交)基带信号6311_1、流2的(正交)基带信号6311_2。

信号处理部6312以流1的基带信号6311_1、流2的基带信号6311_2、控制信号6309为输入，输出依据于控制信号6309中所包含的发送方法的信号处理后的调制信号1(6313_1)和信号处理后的调制信号2(6313_2)。其中的特征点在于，在选择了有规律地切换预编码矩阵的发送方法作为发送方法时，信号处理部与图6、图22、图23、图26相同地有规律地切换预编码矩阵，并且进行加权合成(预编码)，被实施预编码后的信号成为信号处理后的调制信号1(6313_1)和信号处理后的调制信号2(6313_2)。

导频插入部6314_1以信号处理后的调制信号1(6313_1)、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的与导频码元的插入方法相关的信息，向信号处理后的调制信号1(6313_1)插入导频码元，并输出被插入导频码元后的调制信号6315_1。

导频插入部6314_2以信号处理后的调制信号2(6313_2)、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的与导频码元的插入方法相关的信息，向信号处理后的调制信号2(6313_2)插入导频码元，并输出被插入导频码元后的调制信号6315_2。

IFFT(逆快速傅立叶变换)部6316_1以被插入导频码元后的调制信号6315_1、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的IFFT的方法的信息来实施IFFT，并输出IFFT后的信号6317_1。

IFFT部6316_2以被插入导频码元后的调制信号6315_2、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的IFFT的方法的信息来实施IFFT，并输出IFFT后的信号6317_2。

PAPR削减部6318_1以IFFT后的信号6317_1、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的与PAPR削减相关的信息，对IFFT后的信号6317_1实施PAPR削减用的处理，并输出PAPR削减后的信号6319_1。

PAPR削减部6318_2以IFFT后的信号6317_2、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的与PAPR削减相关的信息，对IFFT后的信号6317_2实施PAPR削减用的处理，并输出PAPR削减后的信号6319_2。

安全区间插入部6320_1以PAPR削减后的信号6319_1、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的与安全区间的插入方法相关的信息，向PAPR削减后的信号6319_1插入安全区间，并输出被插入安全区间后的信号6321_1。

安全区间插入部6320_2以PAPR削减后的信号6319_2、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的与安全区间的插入方法相关的信息，向PAPR削减后的信号6319_2插入安全区间，并输出被插入安全区间后的信号6321_2。

P1码元插入部6322以被插入安全区间后的信号6321_1、被插入安全区间后的信号6321_2、P1码元用发送数据6307为输入，从P1码元用发送数据6307生成P1码元的信号，并将P1码元附加在被插入安全区间后的信号6321_1中，还将P1码元附加在被实施P1码元用处理后的信号6323_1以及被插入安全区间后的信号6321_2中，并输出被实施P1码元用处理后的信号6323_2。另外，P1码元的信号也可以被附加在被实施P1码元用处理后的信号6323_1及被实施P1码元用处理后的信号6323_2双方中，也可以被附加在任意一方中。在附加于一方中的情况下，在被附加了信号的所附加的区间中，在没有被附加的信号中，作为基带信号存在零的信号。无线处理部6324_1以被实施P1码元用处理后的信号6323_1为输入，来实施频率变换、放大等处理，并输出发送信号6325_1。并且，发送信号6325_1作为电波被从天线6326_1输出。无线处理部6324_2以被实施P1码元用处理后的信号6323_2为输入，来实施频率变换、放大等处理，并输出发送信号6325_2。并且，发送信号6325_2作为电波被从天线6326_2输出。

下面，详细说明针对DVB－T2系统适用有规律地切换预编码矩阵的方法时的广播站(基站)的发送信号的帧结构、控制信息(利用P1码元和P2码元发送的信息)的传输方法。

图64表示在发送P1码元、P2码元、共用PLP后发送多个PLP时的频率－时间轴上的帧结构的一例。在图64中，流s1在频率轴中使用子载波#1～子载波#M，同样流s2在频率轴中也使用子载波#1～子载波#M。因此，当在s1、s2双方中在同一子载波的同一时刻存在码元的情况下，两条流的码元将存在于同一频率中。另外，如在其他实施方式中说明的那样，在进行包括有规律地切换预编码矩阵的预编码的方法在内的预编码的情况下，使用预编码矩阵对s1、s2进行加权及合成，并分别从天线输出z1、z2。

如图64所示，假设区间1是使用流s1、流s2来传输PLP#1的码元组6401，并且是使用图49所示的空间复用MIMO传输方式或者预编码矩阵固定的MIMO传输方式来传输数据。

假设区间2是使用流s1来传输PLP#2的码元组6402，并且是通过发送一个调制信号来传输数据。

假设区间3是使用流s1、流s2来传输PLP#3的码元组6403，并且是使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方式来传输数据。

假设区间4是使用流s1、流s2来传输PLP#4的码元组6404，并且是使用图50所示的空时块编码来传输数据。另外，空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率方式形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

在广播站按照图64所示发送了各个PLP的情况下，接收图64所示的发送信号的接收装置需要知道各个PLP的发送方法。因此，如在前面叙述的那样，需要使用P2码元即L1后置信令数据(图61中的6103)来传输各个PLP的发送方法的信息。下面，说明此时的P1码元的构成方法及P2码元的构成方法的一例。

表3表示使用P1码元发送的控制信息的具体示例。

[表3]

在DVB－T2标准规格中，接收装置能够根据S1的控制信息(3比特的信息)判定是否采用DVB－T2标准规格、以及采用DVB－T2标准规格时所使用的发送方法。关于3比特的S1信息，在设定了“000”的情况下，待发送的调制信号将依据于“发送DVB－T2标准规格的一个调制信号”。

并且，关于3比特的S1信息，在设定了“001”的情况下，待发送的调制信号将依据于“使用了DVB－T2标准规格的空时块编码的发送”。

在DVB－T2标准规格中，“010”～“111”是为了将来而“保留(Reserve)”。在此，为了能够以与DVB－T2具有互换性的方式来适用本发明，关于3比特的S1信息，例如在设定了“010”的情况下(只要不是“000”、“001”即可)，表示待发送的调制信号将依据于DVB－T2以外的标准规格，终端的接收装置如果知道该信息是“010”，则能够知道广播站发送的调制信号依据于DVB－T2以外的标准规格。

下面，说明广播站发送的调制信号依据于DVB－T2以外的标准规格时的P2码元的构成方法的示例。在第一个示例中，说明利用了DVB－T2标准规格的P2码元的方法。

表4表示P2码元中的利用L1前置信令数据发送的控制信息的第1例。

[表4]

SISO：单入单出(发送一个调制信号，由一个天线进行接收)

SIMO：单入多出(发送一个调制信号，由多个天线进行接收)

MISO：多入单出(由多个天线发送多个调制信号，由一个天线进行接收)

MIMO：多入多出(由多个天线发送多个调制信号，由多个天线进行接收)

表4所示的2比特的信息即“PLP_MODE”是如图64所示用于将各个PLP(在图64中指PLP#1～#4)的发送方法通知终端的控制信息，PLP_MODE的信息存在于每个PLP中。即，在图64中是从广播站发送PLP#1用的PLP_MODE的信息、PLP#2用的PLP_MODE的信息、PLP#3用的PLP_MODE的信息、PLP#4用的PLP_MODE的信息…。当然，终端通过对该信息进行解调(并且也进行纠错解码)，能够识别广播站在PLP中使用的传输方式。

关于“PLP_MODE”，在设定了“00”的情况下，该PLP通过“发送一个调制信号”来传输数据。在设定了“01”的情况下，该PLP通过“发送进行了空时块编码的多个调制信号”来传输数据。在设定了“10”的情况下，该PLP使用“有规律地切换预编码矩阵的预编码方法”来传输数据。在设定了“11”的情况下，该PLP使用“预编码矩阵固定的MIMO方式或者空间复用MIMO传输方式”来传输数据。

另外，在对“PLP_MODE”设定了“01”～“11”的情况下，需要向终端传输广播站具体实施了何种处理(例如，有规律地切换预编码矩阵的方法中的具体的切换方法、所使用的空时块编码方法、被用作预编码矩阵的矩阵的结构)。下面，说明包括此时的控制信息的结构在内的、与表4不同的控制信息的构成方法。

表5是P2码元中的利用L1后置信令数据发送的与表4不同的控制信息的第2例。

[表5]

如表5所示，存在1比特的信息即“PLP_MODE”、1比特的信息即“MIMO_MODE”、2比特的信息即“MIMO_PATTERN#1”、2比特的信息即“MIMO_PATTERN#2”，这四种控制信息是如图64所示的用于将各个PLP(在图64中指PLP#1～#4)的发送方法通知终端的信息，因此这四种控制信息存在于每个PLP中。即，在图64中，从广播站发送PLP#1用的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、PLP#2用的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、PLP#3用的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、PLP#4用的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息…。当然，终端通过对该信息进行解调(并且也进行纠错解码)，能够识别广播站在PLP中使用的传输方式。

关于“PLP_MODE”，在设定了“0”的情况下，该PLP通过“发送一个调制信号”来传输数据。在设定了“1”的情况下，该PLP通过“发送进行了空时块编码的多个调制信号”、“有规律地切换预编码矩阵的预编码方法”、“预编码矩阵固定的MIMO方式”、“空间复用MIMO传输方式”中的任意一种方式来传输数据。

在“PLP_MODE”被设定为“1”的情况下，“MIMO_MODE”的信息是有效的信息，在“MIMO_MODE”被设定为“0”的情况下，不使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法来传输数据。在“MIMO_MODE”被设定为“1”的情况下，使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法来传输数据。

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“0”的情况下，“MIMO_PATTERN#1”的信息是有效的信息，在“MIMO_PATTERN#1”被设定为“00”的情况下，使用空时块编码来传输数据。在被设定为“01”的情况下，使用固定采用预编码矩阵#1进行加权合成的预编码方法来传输数据。在被设定为“10”的情况下，使用固定采用预编码矩阵#2进行加权合成的预编码方法来传输数据。(其中，预编码矩阵#1和预编码矩阵#2是不同的矩阵。)在被设定为“11”的情况下，使用空间复用MIMO传输方式来传输数据。(当然，也能够解释为选择了图49所示的方式1的预编码矩阵。)

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“1”的情况下，“MIMO_PATTERN#2”的信息是有效的信息，在“MIMO_PATTERN#2”被设定为“00”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#1的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法来传输数据。在被设定为“01”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#2的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法来传输数据。在被设定为“10”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#3的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法来传输数据。在被设定为“11”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#4的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法来传输数据。其中，预编码矩阵切换方法#1～#4是彼此不同的方法，此时，例如在假设#A和#B是不同的方法时，所谓不同的方法是指如下的方法：

·在#A使用的多个预编码矩阵和#B使用的多个预编码矩阵中，虽然包括相同的预编码矩阵，但是周期不同，

·存在虽然包含于#A中但是不包含于#B中的预编码矩阵，

·使在#A中使用的多个预编码矩阵不包含于在#B的方法中使用的预编码矩阵中。

以上说明了利用P2码元中的L1后置信令数据发送表4、表5的控制信息的情况。但是，在DVB－T2标准规格中，作为P2码元而能够发送的信息量是有限制的。因此，通过在需要用DVB－T2标准规格中的P2码元传输的信息的基础上附加表4、表5的信息，在超过了作为P2码元而能够发送的信息量的限制的情况下，可以按照图65所示设计信令PLP(6501)，来传输在DVB－T2标准规格以外的标准规格中需要的控制信息(可以是一部分，即可以通过在L1后置信令数据和信令PLP双方中进行传输)。另外，在图65中是与图61相同的帧结构，但是不限于这种帧结构，也可以如图62的L1前置信令数据等那样，将信令PLP分配给时间－频率轴中特定的时间－特定的载波的区域，即可以在时间－频率轴中任意分配信令PLP。

如上所述，通过采用如OFDM方式那样的多载波传输方式，而且既能保持与DVB－T2标准规格的互换性、又能选择有规律地切换预编码矩阵的方法，能够得到在LOS环境中即可获得较高的接收质量、又可得到较高的传输速度之优点。另外，在本实施方式中，关于能够设定载波组的传输方式，列举了“空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式”，但是不限于此，使用固定的预编码矩阵的MIMO方式不限于图49所示的方式#2，只要由固定的预编码矩阵构成即可。

另外，说明了广播站能够选择“空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式”的示例，但也可以不是能够选择这些所有发送方法的发送方法，例如，如以下所述的发送方法那样通过包含有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式，也能够得到在LOS环境中能够进行高速的数据传输、而且能够确保接收装置的接收数据质量的效果。

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式的发送方法，

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码的发送方法，

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、仅由流s1发送的传输方式的发送方法，

·能够选择有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式的发送方法，

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式的发送方法，

·能够选择有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码的发送方法，

·能够选择有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、仅由流s1发送的传输方式的发送方法。

此时，如在前面说明的那样需要设定P1码元中的S1，并且关于P2码元，作为与表4不同的控制信息的设定方法(各个PLP的传输方式的设定方法)，例如可以考虑表6。

[表6]

表6与表4的不同之处在于，在设“PLP_MODE”为“11”时是保留。这样，关于PLP的传输方式，在能够选择的传输方式是诸如上述示出的示例的情况下，根据能够选择的传输方式的数量来增大或者减小例如表4、表6的构成PLP_MODE的比特数即可。

对于表5也一样，例如在MIMO传输方式只支持有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，将不需要“MIMO_MODE”的控制信息。另外，在“MIMO_PATTER#1”中，例如既存在不支持预编码矩阵固定的MIMO方式的情况，也存在不需要“MIMO_PATTER#1”的控制信息的情况，并且在预编码矩阵固定的MIMO方式所采用的预编码矩阵不需要是多个的情况下，也可以是1比特的控制信息，而不是2比特的控制信息，另外在能够设定多个预编码矩阵的情况下，也可以是2比特以上的控制信息。

对于“MIMO_PATTER#2”同样可以认为，关于有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，在预编码矩阵的切换方法不需要是多个的情况下，也可以是1比特的控制信息，而不是2比特的控制信息，另外在能够设定多个预编码矩阵的切换方法情况下，也可以是2比特以上的控制信息。

另外，在本实施方式中说明了发送装置的天线数量为两个的情况，但不限于此，在多于两个的情况下，同样地发送控制信息即可。此时，在使用两个天线发送调制信号的基础上，为了实现使用四个天线发送调制信号，产生需要增加构成各个控制信息的比特数的情况。此时，通过P1码元发送控制信息、通过P2码元发送控制信息，这些与上述说明的情况相同。

关于广播站发送的PLP的码元组的帧结构，说明了按照图64所示以时分方式发送的方法，下面说明其变形例。

图66表示与图64不同的、在发送P1码元、P2码元、共用PLP后，流s1和流s2的码元在频率－时间轴上的配置方法的一例。在图66中，被记述为“#1”的码元表示图64中的PLP#1的码元组中的一个码元。同样，被记述为“#2”的码元表示图64中的PLP#2的码元组中的一个码元，被记述为“#3”的码元表示图64中的PLP#3的码元组中的一个码元，被记述为“#4”的码元表示图64中的PLP#4的码元组中的一个码元。并且，与图64相同地，假设PLP#1是使用图49所示的空间复用MIMO传输方式或者预编码矩阵固定的MIMO传输方式来传输数据。并且，假设PLP#2是通过发送一个调制信号来传输数据。并且，假设PLP#3是使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方式来传输数据。假设PLP#4是使用图50所示的空时块编码来传输数据。另外，在空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

另外，在图66中，当在s1、s2双方中在同一子载波的同一时刻存在码元的情况下，两条流的码元将存在于同一频率中。另外，如在其他实施方式中说明的那样，在进行包括有规律地切换预编码矩阵的预编码的方法在内的预编码的情况下，使用预编码矩阵对s1、s2进行加权及合成，并分别从天线输出z1、z2。

图66与图64的不同之处在于，如前面所述，图64表示以时分方式配置多个PLP的示例，而图66与图64不同的是并用时分及频分，使存在多个PLP。即，例如，在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元，在时刻3存在PLP#3的码元和PLP#4的码元。这样，能够对(由1时刻、1子载波构成的)每个码元分配不同的索引(#X，X＝1、2、…)的PLP的码元。

另外，在图66中简要示出了在时刻1只存在“#1”“#2”，但不限于此，在时刻1也可以存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，并且时刻1的子载波与PLP的索引的关系不限于图66所示的关系，也可以对子载波分配任何索引的PLP的码元。并且，同样地在其他时刻，也可以对子载波分配任何索引的PLP的码元。

图67表示与图64不同的、在发送P1码元、P2码元、共用PLP后，流s1和流s2的码元在频率－时间轴上的配置方法的一例。图67的特征部分在于，在T2帧中，关于PLP的传输方式，在以多个天线发送为基础的情况下，不能选择“仅由流s1发送的传输方式”。

因此，在图67中，假设PLP#1的码元组6701是利用“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”来传输数据。假设PLP#2的码元组6702是利用“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”来传输数据。假设PLP#3的码元组6703是利用“空时块编码”来传输数据。并且，假设PLP#3的码元组6703以后的T2帧内的PLP码元组是利用“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“有规律地切换预编码矩阵的预编码”、“空时块编码”中的某一种发送方法来传输数据。

图68表示与图66不同的、在发送P1码元、P2码元、共用PLP后，流s1和流s2的码元在频率－时间轴上的配置方法的一例。在图68中，被记述为“#1”的码元表示图67中的PLP#1的码元组中的一个码元。同样，被记述为“#2”的码元表示图67中的PLP#2的码元组中的一个码元，被记述为“#3”的码元表示图67中的PLP#3的码元组中的一个码元。并且，与图67相同地，假设PLP#1是使用图49所示的空间复用MIMO传输方式或者预编码矩阵固定的MIMO传输方式来传输数据。并且，假设PLP#2是使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方式来传输数据。并且，假设PLP#3是使用图50所示的空时块编码来传输数据。另外，在空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

另外，在图68中，当在s1、s2双方中在同一子载波的同一时刻存在码元的情况下，两条流的码元将存在于同一频率中。另外，如在其他实施方式中说明的那样，在进行包括有规律地切换预编码矩阵的预编码的方法在内的预编码的情况下，使用预编码矩阵对s1、s2进行加权及合成，并分别从天线输出z1、z2。

图68与图67的不同之处在于，如前面所述，图67表示以时分方式配置多个PLP的示例，而图68与图67不同是并用时分及频分，使存在多个PLP。即，例如在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元。这样，能够对(由1时刻、1子载波构成的)每个码元分配不同的索引(#X，X＝1、2、…)的PLP的码元。

另外，在图68中简要示出了在时刻1只存在“#1”“#2”，但不限于此，在时刻1也可以存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，并且时刻1的子载波与PLP的索引的关系不限于图68所示的关系，也可以对子载波分配任何索引的PLP的码元。并且，同样地在其他时刻，也可以对子载波分配任何索引的PLP的码元。另一方面，在如时刻3那样的某个时刻，也可以只分配一个PLP的码元。即，在时间－频率方式的帧方法中可以任意分配PLP的码元。

这样，在T2帧内，由于不存在使用“仅由流s1发送的传输方式”的PLP，因而能够抑制终端接收的接收信号的动态范围，能够得到可以增大获得良好的接收质量的可能性的效果。

另外，在对图68进行说明时，关于发送方法，说明了选择“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块编码”中的某一种方法的示例，然而不需要能够全部选择这些所有发送方法，例如也可以是

·能够选择“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块编码”、“使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”，

·能够选择“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块编码”，

·能够选择“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”、“使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”。

以上说明了在T2帧内存在多个PLP的情况，下面说明在T2帧内仅存在一个PLP的情况。

图69表示当在T2帧内仅存在一个PLP时的、时间－频率轴中的流s1和流s2的帧结构的一例。在图69中被记述为“控制码元”，这是指以上说明的P1码元和P2码元等码元。并且，在图69中，使用区间1发送第1T2帧，同样使用区间2发送第2T2帧，使用区间3发送第3T2帧，使用区间4发送第4T2帧。

另外，在图69中，在第1T2帧中发送PLP#1－1的码元组6801，发送方法是选择“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”。

在第2T2帧中发送PLP#2－1的码元组6802，发送方法是选择“发送一个调制信号的方法”。

在第3T2帧中发送PLP#3－1的码元组6803，发送方法是选择“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”。

在第4T2帧中发送PLP#4－1的码元组6804，发送方法是选择“空时块编码”。另外，在空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

另外，在图69中，当在s1、s2双方中在同一子载波的同一时刻存在码元的情况下，两条流的码元将存在于同一频率中。另外，如在其他实施方式中说明的那样，在进行包括有规律地切换预编码矩阵的预编码的方法在内的预编码的情况下，使用预编码矩阵对s1、s2进行加权及合成，并分别从天线输出z1、z2。

这样，通过对每个PLP考虑数据的传输速度、终端的数据接收质量来设定发送方法，能够一并实现数据的传输速度的提高和确保数据的接收质量。另外，关于P1码元、P2码元(根据情况还有信令PLP)的传输方法等的控制信息的构成方法的示例，如果能够按照上述的表3～表6所示而构成，则同样能够实施。不同之处在于，在图64等的帧结构中，由于在一个T2帧中具有多个PLP，因而需要针对多个PLP的传输方法等的控制信息，而在图69的帧结构中，由于在一个T2帧中只存在一个PLP，因而只需要针对这一个PLP的传输方法等的控制信息。

以上叙述了使用P1码元、P2码元(根据情况还有信令PLP)来传输与PLP的传输方法相关的信息的方法，下面说明不特别使用P2码元即传输与PLP的传输方法相关的信息的方法。

图70表示广播站传输数据的对象即终端应对非DVB－T2标准规格时的、时间－频率轴的帧结构。在图70中，对进行与图61所示相同的动作的部分标注了相同的标号。图70中的帧由P1信令数据(6101)、第1信令数据(7001)、第2信令数据(7002)、共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)构成(PLP：Physical LayerPipe)。这样，将由P1信令数据(6101)、第1信令数据(7001)、第2信令数据(7002)、共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)构成的帧作为一个帧的单位。

需要利用P1信令数据(6101)传输既是接收装置进行信号检测及频率同步(也包括频率偏置估计)用的码元、又是用于在此时识别是否是DVB－T2标准规格的帧的数据，例如，利用表3所示的S1传输表示是DVB－T2标准规格的信号/不是DVB－T2标准规格的信号。

可以考虑利用第1信令数据(7001)传输如下信息等的方法，例如在发送帧中使用的安全区间的信息、PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值均值功率比)的方法的相关信息、传输第2信令数据时的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息、第2信令数据的尺寸及信息尺寸的信息、导频模式的信息、小区(频率区域)固有号码的信息、采用通常模式及扩展模式中的哪种方式的信息等。此时，第1信令数据(7001)不必须传输依据于DVB－T2标准规格的数据。利用第2信令数据(7002)传输例如PLP的数量的信息、与使用的频率区域相关的信息、各个PLP的固有号码的信息、在传输各个PLP时使用的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息、各个PLP发送的块数量的信息等。

在图70所示的帧结构中，虽然记述为以时分方式发送第1信令数据(7001)、第2信令数据(7002)、L1后置信令数据(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1～#N(6105_1～6105_N)，但是实际上在同一时刻存在两种以上的信号。其示例如图71所示。如图71所示，有时在同一时刻存在第1信令数据、第2信令数据、共用PLP，有时在同一时刻存在PLP#1、PLP#2。即，各个信号并用时分及频分方式来构成帧。

图72表示在针对与DVB－T2不同的标准规格中(例如广播站)的发送装置适用截止到此所说明的有规律地切换预编码矩阵的发送方法时的、发送装置的结构的一例。在图72中，对进行与图63所示相同的动作的部分标注了相同的标号，有关其动作的说明与上述的说明相同。控制信号生成部6308以第1、第2信令数据用的发送数据7201、P1码元用发送数据6307为输入，将图70中的各个码元组的发送方法(纠错编码、纠错编码的编码率、调制方式、块长度、帧结构、包括有规律地切换预编码矩阵的发送方法在内的所选择的发送方法、导频码元插入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFT的信息等、PAPR削减方法的信息、安全区间插入方法的信息)的信息，作为控制信号6309进行输出。

控制码元信号生成部7202以第1、第2信令数据用的发送数据7201、控制信号6309为输入，根据控制信号6309中所包含的第1、第2信令数据的纠错的信息、调制方式的信息等信息，进行纠错编码以及依据于调制方式的映射，并输出第1、第2信令数据的(正交)基带信号7203。

下面，详细说明针对与DVB－T2不同的标准规格的系统适用有规律地切换预编码矩阵的方法时的广播站(基站)的发送信号的帧结构、控制信息(利用P1码元及利用第1、第2信令数据发送的信息)的传输方法。

图64表示在发送P1码元、第1及第2信令数据、共用PLP后发送多个PLP时的频率－时间轴的帧结构的一例。在图64中，流s1在频率轴中使用子载波#1～子载波#M，同样流s2在频率轴中也使用子载波#1～子载波#M。因此，当在s1、s2双方中在同一子载波的同一时刻存在码元的情况下，两条流的码元将存在于同一频率中。另外，如在其他实施方式中说明的那样，在进行包括有规律地切换预编码矩阵的预编码的方法在内的预编码的情况下，使用预编码对s1、s2进行加权及合成，并分别从天线输出z1、z2。

假设区间4是使用流s1、流s2来传输PLP#4的码元组6404，并且是使用图50所示的空时块编码来传输数据。另外，空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

在广播站按照图64所示发送各个PLP的情况下，接收图64所示的发送信号的接收装置需要知道各个PLP的发送方法。因此，如在前面叙述的那样，需要使用第1及第2信令数据来传输各个PLP的发送方法的信息。下面，说明此时的P1码元的构成方法和第1及第2信令数据的构成方法的一例。在表3中使用P1码元发送的控制信息的具体示例如表3所示。在DVB－T2标准规格中，接收装置能够根据S1的控制信息(3比特的信息)判定是否采用DVB－T2标准规格、以及采用了DVB－T2标准规格时所使用的发送方法。关于3比特的S1信息，在设定了“000”的情况下，待发送的调制信号将依据于“发送DVB－T2标准规格的一个调制信号”。

在DVB－T2标准规格中，“010”～“111”是为将来准备的“保留”。在此，为了能够以与DVB－T2具有互换性的方式来适用本发明，关于3比特的S1信息，例如在设定了“010”的情况下(只要不是“000”、“001”即可)，表示待发送的调制信号依据于DVB－T2以外的标准规格，终端的接收装置如果清楚该信息是“010”，则能够知道广播站发送的调制信号依据于DVB－T2以外的标准规格。

下面，说明广播站发送的调制信号依据于DVB－T2以外的标准规格时的第1及第2信令数据的构成方法的示例。第1及第2信令数据的控制信息的第1例如表4所示。

第1及第2信令数据的控制信息的第2例如表5所示。

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“0”的情况下，“MIMO_PATTERN#1”的信息是有效的信息，在“MIMO_PATTERN#1”被设定为“00”的情况下，使用空时块编码来传输数据。在被设定为“01”的情况下，采用固定使用预编码矩阵#1进行加权合成的预编码方法来传输数据。在被设定为“10”的情况下，采用固定使用预编码矩阵#2进行加权合成的预编码方法来传输数据。(其中，预编码矩阵#1和预编码矩阵#2是不同的矩阵。)在被设定为“11”的情况下，使用空间复用MIMO传输方式来传输数据。(当然，也能够解释为选择了图49所示的方式1的预编码矩阵。)

·存在虽然包含于#A中但是不包含于#B中的预编码矩阵，

以上说明了利用第1及第2信令数据发送表4、表5的控制信息的情况。在这种情况下，具有不需要为了传输控制信息而特意利用PLP的优点。

如上所述，通过采用如OFDM方式那样的多载波传输方式，而且既能识别DVB－T2标准规格、又能针对与DVB－T2不同的标准规格选择有规律地切换预编码矩阵的方法，能够得到在LOS环境中即可获得较高的接收质量、又可得到较高的传输速度之优点。另外，在本实施方式中，关于能够设定载波组的传输方式，列举了“空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式”，但是不限于此，使用固定的预编码矩阵的MIMO方式不限于图49所示的方式#2，只要由固定的预编码矩阵构成即可。

另外，说明了广播站能够选择“空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅由流s1发送的传输方式”的示例，但也可以是不能选择这些所有发送方法的发送方法，例如，如以下所述的发送方法那样通过包含有规律地切换预编码矩阵的MIMO方式，也能够得到在LOS环境中能够进行高速数据传输、而且能够确保接收装置的接收数据质量的效果。

此时，如在前面说明的那样需要设定P1码元中的S1，并且关于第1及第2信令数据，作为与表4不同的控制信息的设定方法(各个PLP的传输方式的设定方法)，例如可以考虑表6。

表6与表4的不同之处在于，在设“PLP_MODE”为“11”时是保留。这样，关于PLP的传输方式，在能够选择的传输方式是诸如上述示出的示例的情况下，可以根据能够选择的传输方式的数量来增大或者减小例如表4、表6的构成PLP_MODE的比特数。

另外，在本实施方式中说明了发送装置的天线数量为两个的情况，但不限于此，在多于两个的情况下，同样地发送控制信息即可。此时，在使用两个天线发送调制信号的基础上，为了实现使用四个天线发送调制信号，产生需要增加构成各个控制信息的比特数的情况。此时，通过P1码元发送控制信息、通过第1及第2信令数据发送控制信息，这些与上述说明的情况相同。

图66表示与图64不同的、在发送P1码元、第1及第2信令数据、共用PLP后，流s1和流s2的码元在频率－时间轴上的配置方法的一例。

在图66中，被记述为“#1”的码元表示图64中的PLP#1的码元组中的一个码元。同样，被记述为“#2”的码元表示图64中的PLP#2的码元组中的一个码元，被记述为“#3”的码元表示图64中的PLP#3的码元组中的一个码元，被记述为“#4”的码元表示图64中的PLP#4的码元组中的一个码元。并且，与图64相同地，假设PLP#1是使用图49所示的空间复用MIMO传输方式或者预编码矩阵固定的MIMO传输方式来传输数据。并且，假设PLP#2是通过发送一个调制信号来传输数据。并且，假设PLP#3是使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方式来传输数据。假设PLP#4是使用图50所示的空时块编码来传输数据。另外，在空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

图66与图64的不同之处在于，如前面所述，图64表示以时分方式配置多个PLP的示例，而图66与图64不同是并用时分及频分，使存在多个PLP。即，在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元，在时刻3存在PLP#3的码元和PLP#4的码元。这样，能够对(由1时刻、1子载波构成的)每个码元分配不同的索引(#X，X＝1、2、…)的PLP的码元。

图67表示与图64不同的、在发送P1码元、第1及第2信令数据、共用PLP后，流s1和流s2的码元在频率－时间轴上的配置方法的一例。图67的特征部分在于，在T2帧中，关于PLP的传输方式，在以多个天线发送为基础的情况下，不能选择“仅由流s1发送的传输方式”。

因此，在图67中，假设PLP#1的码元组6701是利用“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”来传输数据。假设PLP#2的码元组6702是利用“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”来传输数据。假设PLP#3的码元组6703是利用“空时块编码”来传输数据。并且，假设PLP#3的码元组6703以后的单位帧内的PLP码元组是利用“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块编码”中的任意一种发送方法来传输数据。

图68表示与图66不同的、在发送P1码元、第1及第2信令数据、共用PLP后，流s1和流s2的码元在频率－时间轴上的配置方法的一例。

在图68中，被记述为“#1”的码元表示图67中的PLP#1的码元组中的一个码元。同样，被记述为“#2”的码元表示图67中的PLP#2的码元组中的一个码元，被记述为“#3”的码元表示图67中的PLP#3的码元组中的一个码元。并且，与图67相同地，假设PLP#1是使用图49所示的空间复用MIMO传输方式或者预编码矩阵固定的MIMO传输方式来传输数据。并且，假设PLP#2是使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方式来传输数据。并且，假设PLP#3是使用图50所示的空时块编码来传输数据。另外，在空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

图68与图67的不同之处在于，如前面所述，图67表示以时分方式配置多个PLP的示例，而图68与图67不同的是并用时分及频分，使存在多个PLP。即，例如在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元。这样，能够对(由1时刻、1子载波构成的)每个码元分配不同的索引(#X，X＝1、2、…)的PLP的码元。

另外，在图68中简要示出了在时刻1只存在“#1”“#2”，但不限于此，在时刻1也可以存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，并且时刻1的子载波与PLP的索引的关系不限于图68所示的关系，也可以对子载波分配任何索引的PLP的码元。并且，同样地在其他时刻，也可以对子载波分配任何索引的PLP的码元。另一方面，在如时刻3那样的某个时刻，也可以只分配一个PLP的码元。即，在时间－频率的帧方法中可以任意分配PLP的码元。

这样，在单位帧内，由于不存在使用“仅由流s1发送的传输方式”的PLP，因而能够抑制终端接收的接收信号的动态范围，能够得到可以增大获得良好的接收质量的可能性的效果。

另外，在对图68进行说明时，关于发送方法，说明了选择“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块编码”中的任意一种方法的示例，然而不需要能够全部选择这些发送方法，例如也可以是

以上说明了在单位帧内存在多个PLP的情况，下面说明在单位帧内仅存在一个PLP的情况。

图69表示当在单位帧内仅存在一个PLP时的、时间－频率轴上的流s1和流s2的帧结构的一例。

在图69中被记述为“控制码元”，这是指以上说明的P1码元和第1及第2信令数据等码元。并且，在图69中，使用区间1发送第1单位帧，同样使用区间2发送第2单位帧，使用区间3发送第3单位帧，使用区间4发送第4单位帧。

另外，在图69中，在第1单位帧中发送PLP#1－1的码元组6801，发送方法是选择“空间复用MIMO传输方式或者使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”。

在第2单位帧中发送PLP#2－1的码元组6802，发送方法是选择“发送一个调制信号的方法”。

在第3单位帧中发送PLP#3－1的码元组6803，发送方法是选择“有规律地切换预编码矩阵的预编码方式”。

在第4单位帧中发送PLP#4－1的码元组6804，发送方法是选择“空时块编码”。另外，在空时块编码中的码元的配置不限于时间方向，也可以配置于频率轴方向，还可以适当配置于以时间－频率形成的码元组中。并且，空时块编码不限于在图50中说明的方法。

这样，通过对每个PLP考虑数据的传输速度、终端的数据接收质量来设定发送方法，能够一并实现数据的传输速度的提高和确保数据的接收质量。另外，关于P1码元、第1及第2信令数据的传输方法等的控制信息的构成方法的示例，如果能够按照上述的表3～表6所示而构成，则同样能够实施。不同之处在于，在图64等的帧结构中，由于在一个单位帧中具有多个PLP，因而需要针对多个PLP的传输方法等的控制信息，而在图69的帧结构中，由于在一个单位帧中只存在一个PLP，因而只需要针对这一个PLP的传输方法等的控制信息。

在本实施方式中，叙述了将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法适用于采用DVB标准规格的系统时的适用方法。此时，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，是如在实施方式1～实施方式16中示出的方法。但是，关于有规律地切换预编码矩阵的方法，不限于在实施方式1～实施方式16中示出的方法，只要是如下所示的方式则同样能够实施本实施方式，即准备多个预编码矩阵，从所准备的多个预编码矩阵中按照每个时隙来选择一个预编码矩阵，并且进行预编码，同时按照每个时隙来有规律地切换所使用的预编码矩阵。

另外，在本实施方式中对控制信息赋予了特殊的称谓方式，但是称谓方式不会对本发明产生影响。

(实施方式A2)

在本实施方式中，详细说明将采用了有规律地切换预编码矩阵的方法应用于到实施方式A1中说明的采用DVB－T2标准规格的通信系统时的接收方法及接收装置的结构。

图73表示在图63所示的广播站的发送装置采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的、终端的接收装置的结构的一例，对进行与图7、图56所示相同的动作的部分标注了相同的标号。

在图73中，P1码元检测及解码部7301接收广播站发送的信号，以信号处理后的信号704_X、704_Y为输入来检测P1码元，由此在进行信号检测、时间频率同步的同时，(通过进行解调及纠错解码)得到P1码元中所包含的控制信息，并输出P1码元控制信息7302。OFDM方式关联处理部5600_X、及5600_Y以P1码元控制信息7302为输入，并根据该信息来变更OFDM方式用的信号处理方法。(如在实施方式A1中记载的那样，因为广播站发送的信号的传输方法的信息包含于P1码元中。)

P2码元(有时也包括信令PLP)解调部7303以信号处理后的信号704_X、704_Y以及P1码元控制信息7302为输入，并根据P1码元控制信息进行信号处理，还进行解调(包括纠错解码)，并输出P2码元控制信息7304。

控制信息生成部7305以P1码元控制信息7302及P2码元控制信息7304为输入，将(与接收动作相关的)控制信息打包作为控制信号7306输出。并且，控制信号7306被输入给图73所示的各个部分。

信号处理部711以信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y及控制信号7306为输入，根据控制信号7306中所包含的为了传输各个PLP而使用的传输方式/调制方式/纠错编码方式/纠错编码的编码率/纠错编码的块尺寸等信息，进行解调及解码的处理并输出接收数据712。

此时，为了传输PLP，在采用空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的某一种传输方式的情况下，信号处理部711可以使用(数式41)的式(41)、(数式153)的式(143)的关系式进行解调处理。另外，信道矩阵(H)能够从信道变动估计部(705_1、705_2、707_1、707_2)的输出结果得到，预编码矩阵(F或者W)根据所采用的传输方式，该矩阵的结构不同。尤其是在采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，需要每次切换所使用的预编码矩阵并进行解调。另外，在采用空时块编码时，也使用信道估计值、接收(基带)信号进行解调。

图74表示图72所示的广播站的发送装置采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的、终端的接收装置的结构的一例，对进行与图7、图56、图73所示相同的动作的部分标注了相同的标号。

图74的接收装置与图73的接收装置的不同之处在于，图73的接收装置接收DVB－T2标准规格及除此以外的标准规格的信号，并能够得到数据，而图74的接收装置仅接收DVB－T2标准规格以外的信号，并能够得到数据。在图74中，P1码元检测及解码部7301接收广播站发送的信号，以信号处理后的信号704_X、704_Y为输入来检测P1码元，由此在进行信号检测、时间频率同步的同时，(通过进行解调及纠错解码)得到P1码元中所包含的控制信息，并输出P1码元控制信息7302。OFDM方式关联处理部5600_X、及5600_Y以P1码元控制信息7302为输入，并根据该信息来变更OFDM方式用的信号处理方法。(如在实施方式A1中记载的那样，因为广播站发送的信号的传输方法的信息包含于P1码元中。)

第1及第2信令数据解调部7401以信号处理后的信号704_X、704_Y以及P1码元控制信息7302为输入，并根据P1码元控制信息进行信号处理，还进行解调(包括纠错解码)，并输出第1及第2信令数据控制信息7402。

控制信息生成部7305以P1码元控制信息7302及第1及第2信令数据控制信息7402为输入，将(与接收动作相关的)控制信息打包作为控制信号7306输出。并且，控制信号7306被输入给图73所示的各个部分。

此时，为了传输PLP，在采用空间复用MIMO传输方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的某一种传输方式的情况下，信号处理部711使用(数式41)的式(41)、(数式153)的式(143)的关系式进行解调处理即可。另外，信道矩阵(H)能够从信道变动估计部(705_1、705_2、707_1、707_2)的输出结果得到，预编码矩阵(F或者W)根据所采用的传输方式，该矩阵的结构不同。尤其是在采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，需要每次切换所使用的预编码矩阵并进行解调。另外，在采用空时块编码时，也使用信道估计值、接收(基带)信号进行解调。

图75表示既对应DVB－T2标准规格、而且也对应DVB－T2以外的标准规格的终端的接收装置的结构，对进行与图7、图56、图73所示相同的动作的部分标注了相同的标号。

图75的接收装置与图73、图74的接收装置的不同之处在于，图75的接收装置具备P2码元或者第1及第2信令数据解调部7501，以便能够对DVB－T2标准规格及除此以外的标准规格的信号双方进行解调。

第1及第2信令数据解调部7501以信号处理后的信号704_X、704_Y以及P1码元控制信息7302为输入，并根据P1码元控制信息判定所接收到的信号是对应DVB－T2标准规格的信号、还是对应除此以外的标准规格的信号(例如，能够根据表3进行判定)，并进行信号处理，还进行解调(包括纠错解码)，并输出包括接收信号对应的标准规格是哪种标准规格的信息的控制信息7502。关于除此以外的部分是进行与图73、图74所示相同的动作。

如上所述，通过采用如本实施方式所述的接收装置的结构，能够接收由在实施方式A1中记载的广播站的发送装置发送的信号，并实施恰当的信号处理，由此能够得到接收质量较高的数据。尤其是在接收到有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的信号时，能够在LOS环境中一并实现数据的传输效率的提高和数据接收质量的提高。

另外，在本实施方式中说明了与在实施方式A1中叙述的广播站的发送方法对应的接收装置的结构，因而是说明了接收天线数量为两根时的接收装置的结构，但是接收装置的天线数量不限于两根，在三根以上时同样也能够实施，此时由于分集增益提高，因而能够提高数据的接收质量。并且，在将广播站的发送装置的发送天线数量设为三根以上、将发送调制信号数量设为三个以上时，通过增加终端的接收装置的接收天线数量，同样能够实施。此时，关于发送方法，优选采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

另外，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，是如在实施方式1～实施方式16中示出的方法。但是，关于有规律地切换预编码矩阵的方法，不限于在实施方式1～实施方式16中示出的方法，只要是如下所示的方式则同样能够实施本实施方式，即准备多个预编码矩阵，从所准备的多个预编码矩阵中按照每个时隙来选择一个预编码矩阵，并且进行预编码，并按照每个时隙来有规律地切换所使用的预编码矩阵。

(实施方式A3)

在如实施方式A1记载的依据于DVB－T2标准规格的、采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的系统中，存在利用L1前置信令来指定导频的插入模式的控制信息。在本实施方式中，说明在利用L1前置信令来变更导频插入模式时的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的适用方法。

图76、图77表示在采用从多个天线使用同一频带发送多个调制信号的发送方法时的、DVB－T2标准规格的频率－时间轴上的帧结构的一例。在图76、图77中，横轴表示频率即载波号码，纵轴表示时间，(A)表示截止到此所说明的实施方式中的调制信号z1的帧结构，(B)表示截止到此所说明的实施方式中的调制信号z2的帧结构。关于载波号码是赋予“f0、f1、f2、…”这样的索引，关于时间是赋予“t1、t2、t3、…”这样的索引。并且，在图76、图77中，同一载波号码、同一时间的码元表示存在于同一频率、同一时刻的码元。

图76、图77是表示DVB－T2标准规格的导频码元的插入位置的示例。(在DVB－T2标准规格中，在使用多个天线发送多个调制信号的情况下，与导频的插入位置相关的方法有8种，图76、图77表示其中的两种。)在图76、图77中记述了导频用的码元、数据传输用的码元这两种类型的码元。如在其他实施方式中说明的那样，在采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、或者使用预编码矩阵固定的预编码方法时，调制信号z1的数据传输用的码元是将流s1和流s2进行加权合成后的码元，并且调制信号z2的数据传输用的码元也是将流s1和流s2进行加权合成后的码元。在采用空时块编码、空间复用MIMO传输方式的情况下，调制信号z1的数据传输用的码元是流s1和流s2中任意一种码元，并且调制信号z2的数据传输用的码元也是流s1和流s2中的某一种码元。在图76、图77中，对导频用的码元赋予了“PP1”或者“PP2”的某一种索引，“PP1”或者“PP2”是不同的构成方法的导频码元。如在前面叙述的那样，在DVB－T2标准规格中，广播站能够指定8种导频插入方法(导频码元在帧中的插入频次不同)中的某一种插入方法，图76、图77表示前述8种中的两种导频插入方法。另外，广播站从8种方法中选择的导频插入方法的相关信息，作为在实施方式A1中叙述的P2码元中的L1前置信令数据被传输给作为发送对象的终端。

下面，说明与导频插入方法相应的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的适用方法。作为示例，将在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中所准备的多个不同的预编码矩阵F设为10种，将预编码矩阵表示为F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、F[4]、F[5]、F[6]、F[7]、F[8]、F[9]。在图76所示的频率－时间轴上的帧结构中，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的进行了预编码矩阵的分配时的状况如图78所示，在图77所示的频率－时间轴上的帧结构中，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的进行了预编码矩阵的分配时的状况如图79所示。例如，在图78的(A)的调制信号z1的帧结构、(B)的调制信号z2的帧结构的任一种结构中，均是在f1、t1的码元中记述了“#1”，这意味着使用F[1]的预编码矩阵对f1、t1的码元进行预编码。因此，在图78、图79中，在对载波fx(x＝0、1、2、…)、ty(y＝1、2、3、…)的码元记述了“#Z”的情况下，这意味着使用F[Z]的预编码矩阵对fx、ty的码元进行预编码。

当然，在图78、图79的频率－时间轴的帧结构中，导频码元的插入方法(插入间隔)不同。并且，不将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法应用于导频码元。因此，在图78、图79中，即使是均适用了同一周期(作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而准备的不同的预编码矩阵的数量)的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，根据图78、图79可知，在图78、图79中，产生即使是同一载波、同一时间的码元，所分配的预编码矩阵也不同的情况。例如，图78的f5、t2的码元被表示为“#7”，在F[7]中利用预编码矩阵进行预编码。另一方面，图79的f5、t2的码元被表示为“#8”，在F[8]中利用预编码矩阵进行预编码。

因此，广播站利用L1前置信令数据来发送表示导频模式(导频插入方法)的控制信息，表示该导频模式的控制信息在示出导频插入方法的同时，在根据表4或者表5的控制信息而选择了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法作为广播站发送PLP的传输方法的情况下，也可以示出有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的分配方法。因此，接收广播站发送的调制信号的终端的接收装置通过获得L1前置信令数据中的表示导频模式的控制信息，能够知道有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的分配方法。(此时，是以根据表4或者表5的控制信息而选择了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法作为广播站发送PLP的传输方法为前提。)另外，在此使用L1前置信令数据进行了说明，然而在不存在P2码元的图70所示的帧结构中，表示导频模式、以及有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的分配方法的控制信息，是存在于第1及第2信令数据中的。

下面说明另一个示例。例如，在如表2所示指定调制方式的同时、确定在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵的情况下，能够认为与上述的说明相同地，通过仅传输P2码元的、导频模式的控制信息和PLP的传输方法的控制信息和调制方式的控制信息，终端的接收装置通过获得这些控制信息，能够估计出有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的(在频率－时间轴上的)分配方法。同样，在如表1B所示指定调制方式及纠错编码的方法的同时、确定在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵的情况下，通过仅传输P2码元的、导频模式的控制信息和PLP的传输方法的控制信息和调制方式的控制信息和纠错编码的方法，终端的接收装置通过获得这些控制信息，能够估计出有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的(在频率－时间轴上的)分配方法。

但是，在与表1B、表2不同的以下情况下，即，在即使确定调制方式也能够选择两种以上的不同的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的任意一种预编码方法的情况下(例如，能够从周期不同的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中进行选择、或者能够从预编码矩阵自身不同的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中进行选择)、或者、在即使确定调制方式/纠错方式也能够选择两种以上的不同的有规律地切换预编码矩阵的方法中的任意一种方法的情况下、或者在即使确定纠错方式也从两种以上的不同的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中进行选择的情况下，将按照表5所示来传输有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵切换方法，此外也可以传输有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的(在频率－时间轴上的)分配方法的相关信息。

此时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的(在频率－时间轴上的)分配方法的相关信息所相关的控制信息的结构示例如表7所示。

[表7]

例如，假设广播站的发送装置选择了图76作为导频的插入模式、而且选择了方法A作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。此时，广播站的发送装置能够选择图78、图80所示的任意一种方法作为预编码矩阵的(在频率－时间轴上的)分配方法。例如，假设在广播站的发送装置选择了图78时，将表7的“MATRIX_FRAME_ARREANGEMENT”设定为“00”，在选择了图80时，将表7的“MATRIX_FRAME_ARREANGEMENT”设定为“01”。并且，终端的接收装置通过获得表7的控制信息，能够知道预编码矩阵的(在频率－时间轴上的)分配方法。另外，表7的控制信息能够通过P2码元进行传输，也能够通过第1及第2信令数据进行传输。

如上所述，通过实现基于导频插入方法的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵的分配方法，而且将该分配方法的信息可靠地传输给发送对象，能够得到作为发送对象的终端的接收装置能够一并实现数据的传输效率的提高、和数据的接收质量的提高的效果。

另外，在本实施方式中说明将广播站的发送信号数量设为2的情况，然而在将广播站的发送装置的发送天线数量设为3根以上、将发送调制信号数量设为3以上时，同样也能够实施。并且，对于有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，是如在实施方式1～实施方式16中示出的方法。但是，关于有规律地切换预编码矩阵的方法，不限于在实施方式1～实施方式16中示出的方法，只要是如下所示的方式则同样能够实施本实施方式，即准备多个预编码矩阵，从所准备的多个预编码矩阵中按照每个时隙来选择一个预编码矩阵，并且进行预编码，同时按照每个时隙来有规律地切换所使用的预编码矩阵。

(实施方式A4)

在本实施方式中，说明在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中用于提高数据的接收质量的重复(repetition)方法。

采用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的发送装置的结构是如图3、图4、图13、图40、图53所示的结构，然而在本实施方式中，说明重复使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的应用示例。

图81表示重复适用时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的信号处理部的结构的一例。图81相当于在图53中说明的信号处理部5308。

图81的基带信号8101_1相当于图53的基带信号5307_1，是映射后的基带信号，并成为流s1的基带信号。同样，图81的基带信号8101_2相当于图53的基带信号部5307_2，是映射后的基带信号，并成为流s2的基带信号。

信号处理部(复制部)8102_1以基带信号8101_1、控制信号8104为输入，根据控制信号8104中所包含的重复次数的信息进行基带信号的复制。例如，在控制信号8104中所包含的重复次数的信息表示重复4次的情况下，并且基带信号8101_1沿时间轴形成为s11、s12、s13、s14、…的信号时，信号处理部(复制部)8102_1将各个信号复制4次并输出。因此，信号处理部(复制部)8102_1的输出即重复后的基带信号8103_1沿时间轴以s11、s11、s11、s11的方式输出4个s11，然后以s12、s12、s12、s12的方式输出4个s12，然后输出s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、…。

信号处理部(复制部)8102_2以基带信号8101_2、控制信号8104为输入，根据控制信号8104中所包含的重复次数的信息进行基带信号的复制。例如，在控制信号8104中所包含的重复次数的信息表示重复4次的情况下，并且基带信号8101_2沿时间轴形成为s21、s22、s23、s24、…的信号时，信号处理部(复制部)8102_2将各个信号复制4次并输出。因此，信号处理部(复制部)8102_2的输出即重复后的基带信号8103_2沿时间轴以s21、s21、s21、s21的方式输出4个s21，然后以s22、s22、s22、s22的方式输出4个s22，然后输出s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、…。

加权合成部(预编码运算部)8105以重复后的基带信号8103_1、8103_2、控制信号8104为输入，对根据控制信号8104中所包含的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的信息实施了预编码的、即重复后的基带信号8103_1、8103_2进行加权合成，并输出被实施预编码后的基带信号8106_1(在此表示为z1(i)。)、被实施预编码后的基带信号8106_2(在此表示为z2(i)。)(其中，i表示(时间或者频率的)顺序)。将重复后的基带信号8103_1、8103_2分别设为y1(i)、y2(i)，将预编码矩阵设为F(i)，此时下面的关系成立。

[数式561]

在此，在将为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而准备的N(N为2以上的整数)个预编码矩阵设为F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、…、F[N－1]时，在式(475)中，假设预编码矩阵F[i]采用F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、…、F[N－1]中的某一个矩阵。

在此，例如在i为0、1、2、3时，假设y1(i)是4个复制基带信号s11、s11、s11、s11，y2(i)是4个复制基带信号s21、s21、s21、s21。此时，重要的是下面的条件成立。

[数式562]

在中，F(α)≠F(β)成立。

(其中，α、β＝0、1、2、3，且α≠β)

对以上条件进行一般化考虑。设重复次数为K次，在i为g₀、g₁、g₂、…、g_k－1(即g_j，j为0到K－1的整数)时，假设y1(i)取s11。此时，重要的是下面的条件成立。

[数式563]

在中，F(α)≠F(β)成立。

(其中，α、β＝g_j(j为0到K－1的整数)，且α≠β)

同样，设重复次数为K次，在i为h₀、h₁、h₂、…、h_k－1(即h_j，j为0到K－1的整数)时，假设y2(i)取s21。此时，重要的是下面的条件成立。

[数式564]

在中，F(α)≠F(β)成立。

(其中，α、β＝h_j(j为0到K－1的整数)，且α≠β)

此时，g_j＝h_j可以成立也可以不成立。这样，对通过重复而产生的同一条流使用不同的预编码矩阵并进行传输，由此能够得到数据的接收质量提高的效果。

另外，在本实施方式中说明了将广播站的发送信号数量设为2的情况，然而在将广播站的发送装置的发送天线数量设为3根以上、将发送调制信号数量设为3以上时，同样也能够实施。在设发送信号数量为Q、设重复次数为K时，在i为g₀、g₁、g₂、…、g_k－1(即g_j，j为0到K－1的整数)时，假设yb(i)为sb1(b为0到Q的整数)。此时，重要的是下面的条件成立。

[数式565]

在中，F(α)≠F(β)成立。

(其中，α、β＝g_j(j为0到K－1的整数)，且α≠β)

其中，假设F(i)是发送信号数量为Q时的预编码矩阵。

下面，使用图82说明与图81不同的实施例。在图82中对进行与图81相同的动作的部分标注了相同的标号。图82与图81的不同之处在于，以从不同的天线发送同一个数据的方式进行数据的重排。

图82的基带信号8101_1相当于图53的基带信号部5307_1，是映射后的基带信号，并成为流s1的基带信号。同样，图81的基带信号8101_2相当于图53的基带信号5307_2，是映射后的基带信号，并成为流s2的基带信号。

重排部8201以重复后的基带信号8103_1、重复后的基带信号8103_2、控制信号8104为输入，根据控制信号8104中所包含的重复方法的信息进行数据的重排，并输出被重排后的基带信号8202_1和8202_2。例如，假设重复后的基带信号8103_1沿时间轴以s11、s11、s11、s11的方式由4个s11构成，同样，重复后的基带信号8103_2沿时间轴以s21、s21、s21、s21的方式由4个s21构成。在图82中，将s11作为式(475)中的y1(i)、y2(i)双方进行输出，同样，将s21作为式(475)中的y1(i)、y2(i)双方进行输出。因此，对(s12、s13、…)实施与s11相同的重排，并且也对(s22、s23、…)实施与s21相同的重排。因此，重排后的基带信号8202_1形成为s11、s21、s11、s21、s12、s22、s12、s22、s13、s23、s13、s23、…，这相当于式(475)中的y1(i)。另外，s11、s21的顺序(在此是设为s11、s21、s11、s21)不限于此，可以是任何顺序，同样，对于s12、s22及s13、s23，其顺序均可以是任何顺序。并且，重排后的基带信号8202_2形成为s21、s11、s21、s11、s22、s12、s22、s12、s23、s13、s23、s13、…，这相当于式(475)中的y2(i)。另外，s11、s21的顺序(在此是设为s21、s11、s21、s11)不限于此，可以是任何顺序，同样对于s12、s22及s13、s23，其顺序均可以是任何顺序。

加权合成部(预编码运算部)8105以重排后的基带信号8202_1、8202_2、控制信号8104为输入，对根据控制信号8104中所包含的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的信息实施了预编码的、即重排后的基带信号8202_1、8202_2进行加权合成，并输出被实施预编码后的基带信号8106_1(在此表示为z1(i)。)、被实施预编码后的基带信号8106_2(在此表示为z2(i)。)(其中，i表示(时间或者频率的)顺序)

将重排后的基带信号8202_1、8202_2分别按照前面所述设为y1(i)y2(i)，将预编码矩阵设为F(i)，则式(475)所示的关系成立。

以上将重复次数设为4次进行了说明，但不限于此。另外，与使用图81进行说明时相同地，针对图82所示的结构，在数式304～数式307的条件成立时，能够得到较高的接收质量。

接收装置的结构是如图7、图56所示的结构，利用式(144)和式(475)的关系成立，在信号处理部中进行通过各个(s11、s12、s13、s14、…)发送的比特的调制，并进行通过各个(s21、s22、s23、s24、…)发送的比特的解调。另外，各个比特可以计算为对数似然比，也可以作为硬判定值而获得。另外，例如s11被进行K次重复，通过利用该重复，能够得到可靠性较高的、通过s1发送的比特的估计值。对于(s12、s13、…)和(s21、s22、s23、…)，同样能够得到可靠性较高的所发送的比特的估计值。

在本实施方式中，说明了在进行了重复时采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的方法。此时，当存在通过进行重复来发送数据的时隙和不进行重复即发送数据的时隙双方时，不进行重复即发送数据的时隙的通信方式可以采用包括有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、预编码矩阵固定的预编码方法中的任意一种传输方式。即，对于进行了重复的时隙应用本实施方式的发送方法，这对于在接收装置中得到较高的数据接收质量很重要。

另外，在实施方式A1～实施方式A3中说明的与DVB标准规格相关联的系统中，需要使P2码元、第1及第2信令数据比PLP更能确保接收质量，因而作为传输P2码元、第1及第2信令数据的方式，如果采用在本实施方式中说明的适用了重复的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，则接收装置对控制信息的接收质量提高，因而对于使系统稳定工作很重要。

另外，在本实施方式中，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，是如在实施方式1～实施方式16中示出的方法。但是，关于有规律地切换预编码矩阵的方法，不限于在实施方式1～实施方式16中示出的方法，只要是如下所示的方式则同样能够实施本实施方式，即准备多个预编码矩阵，从所准备的多个预编码矩阵中按照每个时隙来选择一个预编码矩阵，并且进行预编码，同时按照每个时隙来有规律地切换所使用的预编码矩阵。

(实施方式A5)

在本实施方式中，说明通过对在实施方式A1中说明的发送方法执行共同放大来发送调制信号的方法。

图83表示发送装置的结构的一例，对进行与图52相同的动作的部分标注了相同的标号。

图83的调制信号生成部#1～#M(5201_1～5201_M)用于从输入信号(输入数据)生成图63或者图72所示的P1码元用处理后的信号6323_1和6323_2，并输出调制信号z1(5202_1～5202_M)和调制信号z2(5203_1～5203_M)。

图83的无线处理部8301_1以调制信号z1(5202_1～5202_M)为输入，进行频率变换等信号处理并进行放大，并输出调制信号8302_1，调制信号8302_1作为电波被从天线8303_1输出。

同样，无线处理部8301_2以调制信号z1(5203_1～5203_M)为输入，进行频率变换等信号处理并进行放大，并输出调制信号8302_3，调制信号8302_2作为电波被从天线8303_2输出。

如上所述，关于实施方式A1的发送方法，也可以采用对不同的频带的调制信号一次性地频率变换并放大的发送方法。

(实施方式B1)

下面，说明在上述各个实施方式中示出的发送方法及接收方法的应用示例、和采用该发送方法及接收方法的系统的结构示例。

图84是包括执行在上述实施方式中示出的发送方法及接收方法的装置在内的系统的结构示例的图。在上述各个实施方式中示出的发送方法及接收方法是在数字广播用系统8400中实施的，数字广播用系统8400包括如图84所示的广播站、电视机(TV)8411、DVD录制器8412、STB(Set Top Box：机顶盒)8413、计算机8420、车载的电视机8441及移动电话8430等各种接收机。具体地讲，广播站8401使用在上述各个实施方式中示出的发送方法，在规定的传输频带中发送影像数据或声音数据等被复用后的复用数据。

从广播站8401发送的信号经由内置于各个接收机中的、或者被设置在外部并与该接收机连接的天线(例如天线8560、8440)被接收。各个接收机使用在上述各个实施方式中示出的接收方法，对在天线中接收到的信号进行解调，并取得复用数据。由此，数字广播用系统8400能够得到在上述各个实施方式中说明的本申请发明的效果。

在此，对于复用数据中所包含的影像数据，例如使用依据于MPEG(Motion PictureExperts Group：运动图象专家组)2、MPEG4－AVC(Advanced Video Coding：高级视频编码)、VC－1等标准规格的动态图像编码方法进行编码。另外，对于复用数据中所包含的声音数据，例如使用杜比－AC(Audio Coding：音频编码)－3、Dolby Digital Plus(杜比数字+)、MLP(Meridian Lossless Packing：无损压缩)、DTS(Digital Theater Systems：数字影院系统)、DTS－HD、线性PCM(Pulse Coding Modulation：脉冲编码调制)等声音编码方法进行编码。

图85是表示执行在上述各个实施方式中说明的接收方法的接收机8500的结构的一例的图。如图85所示，作为接收机8500的一种结构的一例，可以考虑用一个LSI(或者芯片组)构成调制解调器部分、用另一个LSI(或者芯片组)构成编解码器部分的构成方法。图85所示的接收机8500相当于图84所示的电视机(TV)8411、DVD录制器8412、STB(Set Top Box：机顶盒)8413、计算机8420、车载的电视机8441及移动电话8430等具备的结构。接收机8500具有：调谐器8501，将由天线8560接收到的高频信号变换为基带信号；解调部8502，对被实施频率变换后的基带信号进行解调，并取得复用数据。通过在解调部8502中执行在上述各个实施方式中说明的接收方法，能够得到在上述各个实施方式中说明的本申请发明的效果。

另外，接收机8500具有：流输入输出部8520，从由解调部8502得到的复用数据中将影像数据和声音数据分离；信号处理部8504，使用与被分离后的影像数据对应的动态图像解码方法，将影像数据解码成为影像信号，并使用与被分离后的声音数据对应的声音解码方法，将声音数据解码成为声音信号；输出被解码后的声音信号的扬声器等声音输出部8506；显示被解码后的影像信号的显示器等影像显示部8507。

例如，用户使用遥控器(远距离控制器)8550向操作输入部8510发送所选台的频道(所选台的(电视)节目、所选台的声音广播)的信息。然后，接收机8500对由天线8560接收到的接收信号中与所选台的频道相当的信号进行解调、纠错解码等处理，并得到接收数据。此时，接收机8500通过获得包括与所选台的频道相当的信号中所含有的传输方法(在上述实施方式中叙述的传输方式、调制方式、纠错方式等)(关于传输方法是如在实施方式A1～实施方式A4中叙述的被记载于图5、图41的方法)的信息在内的控制码元的信息，并且正确设定接收动作、解调方法、纠错解码等的方法，能够得到由广播站(基站)发送的数据码元中所包含的数据。以上说明了用户利用遥控器8550选择频道的示例，然而在使用接收机8500具有的选台键来选择频道时，也是进行与上述相同的动作。

根据上述的结构，用户能够视听接收机8500利用在上述各个实施方式中示出的接收方法而接收到的节目。

另外，本实施方式的接收机8500具有记录部(驱动)8508，记录部8508用于在磁盘、光盘、非易失性半导体存储器等记录介质中记录这样的数据：通过由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据(根据情况，有时不对由解调部8502进行解调而得到的信号进行纠错解码。另外，有时接收机8500还在纠错解码后进行其他的信号处理。这一点对于以后采取相同表述的部分也一样)中所包含的数据、或者与该数据相当的数据(例如通过将数据压缩而得到的数据)、或将动态图像和声音进行加工而得到的数据。其中，光盘是指例如DVD(Digital Versatile Disc：数字多功能光盘)或BD(Blu-ray Disc：蓝光光盘)等、使用激光光束来进行信息的存储和读出的记录介质。磁盘是指例如FD(Floppy Disc：软盘)(注册商标)或硬盘(Hard Disc)等、通过使用磁通将磁性体磁化来存储信息的记录介质。关于非易失性半导体存储器，例如可以列举闪存或强电介质存储器(Ferroelectric RandomAccess Memory)等由半导体元件构成的记录介质、使用闪存的SD卡或Flash SSD(SolidState Drive：固态硬盘)等。另外，在此列举的记录介质的类型毕竟仅是其中一例，当然也可以使用上述的记录介质以外的记录介质进行记录。

根据上述的结构，用户能够记录并保存接收机8500利用在上述各个实施方式中示出的接收方法而接收到的节目，并且能够在节目播出时刻以后的任意时间读出所记录的数据并进行视听。

另外，在上述的说明中，接收机8500利用记录部8508记录由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据，但也可以抽取复用数据中所包含的数据中的一部分数据进行记录。例如，在由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中包含影像数据或声音数据以外的数据广播服务的内容等的情况下，记录部8508也可以记录从由解调部8502进行解调后的复用数据中抽取影像数据或声音数据并进行复用得到的新的复用数据。另外，记录部8508也可以记录仅将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的影像数据及声音数据中任意一方进行复用得到的新的复用数据。并且，记录部8508也可以记录以上叙述的复用数据中所包含的数据广播服务的内容。

另外，当在本发明中说明的接收机8500被安装于电视机、记录装置(例如DVD录制器、Blu-ray录制器、HDD录制器、SD卡等)、移动电话中的情况下，当由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中包含用于修正为了使电视机或记录装置进行工作而使用的软件的缺陷(bug)的数据、或用于修正防止个人信息或所记录的数据的流出的软件的缺陷(bug)的数据时，也可以通过安装这些数据来修正电视机或记录介质的软件的缺陷。并且，当在数据中包含用于修正接收机8500的软件的缺陷(bug)的数据的情况下，也能够利用该数据来修正接收机8500的缺陷。由此，能够使安装有接收机8500的电视机、记录装置、移动电话更稳定地工作。

其中，从由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的多个数据中抽取一部分数据进行复用的处理，例如由流输入输出部8503执行。具体地讲，流输入输出部8503按照来自未图示的CPU等控制部的指示，将由解调部8502进行解调后的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等多种数据，从分离后的数据中仅抽取所指定的数据进行复用，并生成新的复用数据。另外，关于从分离后的数据中抽取哪种数据，例如可以由用户确定，也可以预先按照记录介质的每种类型而确定。

根据上述的结构，接收机8500能够仅抽取在视听记录的节目时所需要的数据进行记录，因而能够削减记录的数据的数据尺寸。

并且，在上述的说明中，记录部8508记录由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据，但也可以将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的影像数据，变换为使数据尺寸或者位速率比该影像数据低的、利用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法进行编码得到的影像数据，然后记录将变换后的影像数据进行复用得到的新的复用数据。此时，对原始的影像数据实施的动态图像编码方法和对变换后的影像数据实施的动态图像编码方法可以依据于彼此不同的标准规格，也可以依据于相同的标准规格，并且仅使在编码时使用的参数不同。同样，记录部8508将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的声音数据，变换为使数据尺寸或者位速率比该声音数据低的、利用与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法进行编码得到的声音数据，然后记录将变换后的声音数据进行复用得到的新的复用数据。

其中，将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的影像数据或声音数据变换为数据尺寸或者位速率不同的影像数据或声音数据的处理，例如由流输入输出部8503及信号处理部8504执行。具体地讲，流输入输出部8503按照来自CPU等控制部的指示，将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等多种数据。信号处理部8504按照来自控制部的指示，进行将分离后的影像数据变换为利用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法进行编码得到的影像数据的处理、以及将分离后的声音数据变换为利用与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法进行编码得到的声音数据的处理。流输入输出部8503按照来自控制部的指示，将变换后的影像数据和变换后的声音数据进行复用，并生成新的复用数据。另外，信号处理部8504按照来自控制部的指示，可以仅对影像数据和声音数据中任意一方进行变换处理，也可以对双方进行变换处理。并且，变换后的影像数据和声音数据的数据尺寸或者位速率可以由用户确定，也可以预先按照记录介质的每种类型而确定。

根据上述的结构，接收机8500能够根据在记录介质中可以记录的数据尺寸或记录部8508进行数据的记录或者读出的速度，变更影像数据或声音数据的数据尺寸或者位速率进行记录。由此，在能够记录于记录介质中的数据尺寸小于由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据的数据尺寸的情况下、或者记录部进行数据的记录或者读出的速度低于由解调部8502进行解调后的复用数据的位速率的情况下，记录部也能够记录节目，因而用户能够在节目广播时刻以后的任意时间读出所记录的数据进行视听。

另外，接收机8500具有流输出IF(Interface：接口)8509，用于通过通信介质8530向外部设备发送由解调部8502进行解调后的复用数据。作为流输出IF 8509的一例，可以列举通过无线介质(相当于通信介质8530)将复用数据发送给外部设备的无线通信装置，该复用数据是使用依据于Wi－Fi(注册商标)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等无线通信标准规格的无线通信方法进行了调制的数据。另外，流输出IF 8509也可以是通过与该流输出IF 8509连接的有线传输路径(相当于通信介质8530)将复用数据发送给外部设备的有线通信装置，该复用数据是使用依据于以太网(注册商标)或USB(Universal Serial Bus：通用串行总线)、PLC(Power Line Communication：电力线通信)、HDMI(High－Definition MultimediaInterface：高清晰度多媒体接口)等有线通信标准规格的通信方法进行了调制的数据。

根据上述的结构，用户能够在外部设备中利用接收机8500采用在上述各个实施方式中示出的接收方法接收到的复用数据。此处所讲的复用数据的利用，包括用户使用外部设备实时地视听复用数据、用外部设备具有的记录部记录复用数据、从外部设备向另一个外部设备发送复用数据等。

另外，在上述的说明中，接收机8500的流输出IF 8509输出由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据，但也可以是抽取复用数据中所包含的数据中的一部分数据进行输出。例如，在由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中包含影像数据或声音数据以外的数据广播服务的内容等的情况下，流输出IF 8509也可以输出从由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中抽取影像数据或声音数据进行复用得到的新的复用数据。并且，流输出IF 8509也可以仅输出将由解调部8502进行解调后的复用数据中所包含的影像数据和声音数据中任意一方进行复用得到的新的复用数据。

其中，从由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的多个数据中抽取一部分数据进行复用的处理，例如由流输入输出部8503执行。具体地讲，流输入输出部8503按照来自未图示的CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)等控制部的指示，将由解调部8502进行解调后的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等多种数据，从分离后的数据中仅抽取所指定的数据进行复用，并生成新的复用数据。另外，关于从分离后的数据中抽取哪种数据，例如可以由用户确定，也可以预先按照流输出IF8509的每种类型而确定。

根据上述的结构，接收机8500能够仅抽取外部设备所需要的数据进行输出，因而能够削减由于输出复用数据而消耗的通信频带。

另外，在上述的说明中，流输出IF 8509记录由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据，但也可以将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的影像数据，变换为使数据尺寸或者位速率比该影像数据低的、利用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法进行编码得到的影像数据，然后输出将变换后的影像数据进行复用得到的新的复用数据。此时，对原始的影像数据实施的动态图像编码方法和对变换后的影像数据实施的动态图像编码方法可以依据于彼此不同的标准规格，也可以依据于相同的标准规格，而仅使在编码时使用的参数不同。同样，流输出IF 8509将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的声音数据，变换为利用与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法进行编码得到的声音数据，以使数据尺寸或者位速率比该声音数据低，然后输出将变换后的声音数据进行复用得到的新的复用数据。

其中，将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据中所包含的影像数据或声音数据变换为数据尺寸或者位速率不同的影像数据或声音数据的处理，例如由流输入输出部8503及信号处理部8504执行。具体地讲，流输入输出部8503按照来自控制部的指示，将由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等多种数据。信号处理部8504按照来自控制部的指示，进行将分离后的影像数据变换为利用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法进行编码得到的影像数据的处理、以及将分离后的声音数据变换为利用与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法进行编码得到的声音数据的处理。流输入输出部8503按照来自控制部的指示，将变换后的影像数据和变换后的声音数据进行复用，并生成新的复用数据。另外，信号处理部8504按照来自控制部的指示，可以仅对影像数据和声音数据中任意一方进行变换处理，也可以对双方进行变换处理。并且，变换后的影像数据和声音数据的数据尺寸或者位速率可以由用户确定，也可以预先按照流输出IF 8509的每种类型而确定。

根据上述的结构，接收机8500能够根据与外部设备之间的通信速度，变更影像数据或声音数据的位速率进行输出。由此，在与外部设备之间的通信速度低于由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据的位速率的情况下，也能够从流输出IF向外部设备输出新的复用数据，因而用户能够在其他通信装置中利用新的复用数据。

另外，接收机8500具有AV(Audio and Visual)输出IF(Interface：接口)8511，用于通过外部的通信介质向外部设备输出由信号处理部8504进行解码后的影像信号和声音信号。作为AV输出IF 8511的一例，可以列举通过无线介质将影像信号和声音信号发送给外部设备的无线通信装置，该影像信号和声音信号是使用依据于Wi－Fi(注册商标)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等无线通信标准规格的无线通信方法进行了调制的信号。另外，流输出IF 8509也可以是通过与该流输出IF 8509连接的有线传输路径将影像信号和声音信号发送给外部设备的有线通信装置，该影像信号和声音信号是使用依据于以太网或USB、PLC、HDMI等有线通信标准规格的通信方法进行了调制的信号。另外，流输出IF 8509也可以是连接将影像信号和声音信号直接以模拟信号方式输出的线缆的端子。

根据上述的结构，用户能够在外部设备中利用由信号处理部8504进行解码后的影像信号和声音信号。

另外，接收机8500具有受理用户操作的输入的操作输入部8510。接收机8500根据按照用户的操作而输入操作输入部8510的控制信号，进行电源的接通/断开的切换、接收频道的切换、有无字幕显示或显示的语言的切换、从语言输出部8506输出的音量的变更等各种动作的切换、或能够接收的频道的设定等设定变更。

另外，接收机8500也可以具有显示天线电平(level)的功能，以便示出该接收机8500正在接收中的信号的接收质量。其中，所谓天线电平是表示根据如下信息计算出的接收质量的指标：例如接收机8500接收到的信号的RSSI(Received Signal StrengthIndication、Received Signal Strength Indicatior、接收信号强度指标)、接收电场强度、C/N(Carrier-to-noise powr ratio：载波噪声功率比)、BER(Bit Error Rate：误码率)、包错误率、帧错误率、信道状态信息(Channel State Information)等，天线电平是表示信号电平、信号的优劣的信号。在这种情况下，解调部8502具有测定所接收到的信号的RSSI、接收电场强度、C/N、BER、包错误率、帧错误率、信道状态信息等的接收质量测定部，接收机8500按照用户的操作，以用户能够识别的形式在影像显示部8507显示天线电平(表示信号电平、信号的优劣的信号)。天线电平(表示信号电平、信号的优劣的信号)的显示形式可以是显示与RSSI、接收电场强度、C/N、BER、包错误率、帧错误率、信道状态信息等对应的数值的形式，也可以是根据RSSI、接收电场强度、C/N、BER、包错误率、帧错误率、信道状态信息等而显示不同的图像的形式。另外，接收机8500也可以显示针对利用在上述各个实施方式中示出的接收方法而接收并被分离的多个流s1、s2、…而分别求出的多个天线电平(表示信号电平、信号的优劣的信号)，还可以显示从多个流s1、s2、…求出的一个天线电平(表示信号电平、信号的优劣的信号)。并且，在使用分层传输方式来发送构成节目的影像数据或声音数据的情况下，也可以按照每个层来显示信号的电平(表示信号的优劣的信号)。

根据上述的结构，用户能够根据数值或者从视觉上掌握利用在上述各个实施方式中示出的接收方法进行接收时的天线电平(表示信号电平、信号的优劣的信号)。

另外，在上述的说明中，以接收机8500具有声音输出部8506、影像显示部8507、记录部8508、流输出IF 8509及AV输出IF 8511的情况为例进行了说明，但是不需要全部具备这些构成要素。只要接收机8500具有上述构成要素中至少任意一个构成要素，用户即可利用由解调部8502进行解调及纠错解码而得到的复用数据，因而各个接收机可以根据其用途而任意地组合上述的构成要素。

(复用数据)

下面，详细说明复用数据的构造的一例。在广播中使用的数据构造通常是MPEG2－传输流(TS)，在此以MPEG2－TS为例进行说明。但是，利用在上述各个实施方式中示出的发送方法及接收方法传输的复用数据的数据构造不限于MPEG2－TS，当然在采用其他任何数据构造时，也能够得到在上述各个实施方式中说明的效果。

图86是表示复用数据的结构的一例的图。如图86所示，复用数据是通过将构成当前在各个服务中提供的节目(programme或者其一部分即event(事件))的要素例如视频流、音频流、演示图形流(PG)、交织图形流(IG)等基本流中的一个以上的基本流进行复用而得到的。在利用复用数据而提供的节目是电影的情况下，视频流表示电影的主影像和副影像，音频流表示电影的主要声音部分和与该主要声音混合的次要声音，演示图形流表示电影的字幕。其中，所谓主影像表示被显示于画面中的通常的影像，所谓副影像是指在主影像中以较小的画面显示的影像(例如，表示电影的梗概的文本数据的影像等)。另外，交织图形流表示通过在画面上配置GUI部件而生成的对话画面。

复用数据中所包含的各个流能够利用分配给各个流的识别符即PID进行识别。例如，对在电影的影像中使用的视频流分配0x1011、对音频流分配0x1100～0x111F、对演示图形流分配0x1200～0x121F、对交织图形流分配0x1400～0x141F，对在电影的副影像中使用的视频流分配0x1B00～0x1B1F，对在与主声音混合的副声音中使用的音频流分配0x1A00～0x1A1F。

图87是示意地表示复用数据被如何复用的一例的图。首先，将由多个视频流构成的视频流8701、和由多个音频流构成的音频流8704分别变换为PES包列8702和8705，再变换为TS包8703和8706。同样，将演示图形流8711和交织图形流8714的数据分别变换为PES包列8712和8715，再变换为TS包8713和8716。复用数据8717是通过在一条流中复用这些TS包(8703、8706、8713、8716)而构成的。

图88更详细地表示视频流被如何存储在PES包列中。图88中的第1段表示视频流的视频帧列。第2段表示PES包列。如图88中的箭头yy1、yy2、yy3、yy4所示，对每个图片分割出视频流中的多个视频演示单元(Video Presentation Unit)即I图片、B图片、P图片，并存储在PES包的有效载荷中。各个PES包具有PES标题，在PES标题中存储图片的显示时刻即PTS(Presentation Time-Stamp：演示时间戳)或图片的解码时刻即DTS(Decoding Time-Stamp：解码时间戳)。

图89表示最终被写入到复用数据中的TS包的形式。TS包是由具有识别流的PID等信息的4字节的TS标题、和存储数据的184字节的TS有效载荷构成的188字节固定长度的包，上述PES包在被分割后被存储在TS有效载荷中。在BD－ROM中，TS包在被赋予4字节的TP_Extra_Header并构成192字节的源包，并被写入到复用数据中。在TP_Extra_Header中记述有ATS(Arrival_Time_Stamp)等信息。ATS表示该TS包向解码器的PID滤波器的转发开始时刻。在复用数据中按照图89的下段所示来排列源包，从复用数据的前头起递增的号码被称为SPN(源包号码)。

另外，在复用数据所包含的TS包中，除了视频流、音频流、演示图形流等各个流之外，还有PAT(Program Association Table：节目关联表)、PMT(Program Map Table：节目图表)、PCR(Program Clock Reference：节目时钟参考)等。PAT表示在复用数据中使用的PMT的PID是哪个，PAT自身的PID被登记为0。PMT具有在复用数据中所包含的影像/声音/字幕等各个流的PID和对应于各个PID的流的属性信息(帧速率、纵横比等)，并且具有与复用数据相关的各种描述符。在描述符中具有表示许可/不许可复制复用数据的复制控制信息等。PCR具有与该PCR包被转发给解码器的ATS对应的STC时间的信息，以便获取ATS的时间轴即ATC(Arrival Time Clock：到达时钟)和PTS/DTS的时间轴即(System Time Clock：系统时钟)的同步。

图90是详细说明PMT的数据构造的图。在PMT的前头配置有记述了该PMT中所包含的数据的长度等的PMT标题。在其之后配置有多个与复用数据相关的描述符。上述复制控制信息等被记述为描述符。在描述符之后配置有多个与复用数据中所包含的各个流相关的流信息。流信息由用于识别流的压缩编解码等的流类型、流的PID、记述有流的属性信息(帧速率、纵横比等)的流描述符构成。流描述符的数量对应于复用数据中所存在的流的数量。

在记录于记录介质等中的情况下，上述复用数据与复用数据信息文件一起被记录。

图91是表示该复用数据文件信息的结构的图。复用数据信息文件如图91所示是复用数据的管理信息，是与复用数据一对一对应的，由复用数据信息、流属性信息和表项图(entry map)构成。

复用数据信息如图91所示由系统速率、再现开始时刻、再现结束时刻构成。系统速率表示复用数据向后述的系统目标解码器的PID滤波器的最大转发速率。复用数据中所包含的ATS的间隔被设定为系统速率以下。再现开始时刻是指复用数据的前头的视频流的PTS，将向复用数据的尾端的视频流的PTS加上1帧量的再现间隔后设定为再现结束时刻。

图92是表示复用数据文件信息中所包含的流属性信息的结构的图。流属性信息如图92所示，按照每个PID来登记有关复用数据中所包含的各个流的属性信息。根据每个视频流、音频流、演示图形流、交织图形流，属性信息具有不同的信息。视频流属性信息包括该视频流是由何种压缩编解码器被压缩的、构成视频流的各个图片数据的析像度是多少、纵横比是多少、帧速率是多少等信息。音频流属性信息包括该音频流是由何种压缩编解码器被压缩的、该音频流中所包含的信道数量是多少、对应于哪种语言、采样频率是多少等信息。这些信息在播放器进行再现之前的解码器的初始化等时使用。

在本实施方式中是采用上述复用数据中包含于PMT中的流类型。并且，当在记录介质中记录有复用数据的情况下，采用复用数据信息中所包含的视频流属性信息。具体地讲，在上述各个实施方式中示出的动态图像编码方法或者装置中具有这样的步骤或者单元：即针对包含于PMT中的流类型或者视频流属性信息，设定表示是利用在上述各个实施方式中示出的动态图像编码方法或者装置而生成的影像数据的固有信息。根据这种结构，能够识别利用在上述各个实施方式中示出的动态图像编码方法或者装置而生成的影像数据、和依据于其他标准规格的影像数据。

图93表示影像声音输出装置9300的结构的一例，该装置9300包括接收从广播站(基站)发送的影像及声音的数据或者包括数据广播用的数据的调制信号的接收装置9304。另外，接收装置9304的结构相当于图85中的接收装置8500。在影像声音输出装置9300中安装有例如OS(Operating System：操作系统)，并且安装有用于连接因特网的通信装置9306(例如无线LAN(Local Area Network：局域网)或以太网用的通信装置)。由此，在显示影像的部分9301中能够同时显示影像及声音的数据或者数据广播用的数据中的影像9302、及在因特网上提供的超文本(World Wide Web(万维网：WWW))9303。并且，通过操作遥控器(可以是移动电话或键盘)9307，能够选择数据广播用的数据中的影像9302、在因特网上提供的超文本9303任意一方，并变更动作。例如，当选择了在因特网上提供的超文本9303的情况下，通过操作遥控器能够变更所显示的WWW的站点。另外，在选择了影像及声音的数据或者数据广播用的数据中的影像9302的情况下，能够利用遥控器9307发送所选台的频道(所选台的(电视)节目、所选台的声音广播)的信息。然后，IF 9305取得用遥控器发送的信息，接收装置9304对与所选台的频道相当的信号进行解调及纠错解码等处理，并得到接收数据。此时，接收装置9304通过得到包括与所选台的频道相当的信号中所包含的传输方法(该传输方法是指在实施方式A1～实施方式A4中叙述的、并且被记载于图5、图41中的传输方法)的信息在内的控制码元的信息，并且正确设定接收动作、解调方法、纠错解码等的方法，能够得到由广播站(基站)发送的数据码元中所包含的数据。以上说明了用户利用遥控器9307选台频道的示例，而在利用影像声音输出装置9300具有的选台键来选台频道时，也进行与上述相同的动作。

另外，也可以使用因特网来操作影像声音输出装置9300。例如，从连接因特网的另一个终端向影像声音输出装置9300进行录制(存储)的预约。(因此，影像声音输出装置9300具有如图85所示的记录部8508。)并且，通过在开始录制之前选台频道，接收装置9304对与所选台的频道相当的信号进行解调及纠错解码等处理，并得到接收数据。此时，接收装置9304通过得到包括与所选台的频道相当的信号中所包含的传输方法(在上述实施方式中叙述的传输方式、调制方式、纠错方式等)(该传输方法是指在实施方式A1～实施方式A4中叙述的、并且被记载于图5、图41中的传输方法)的信息在内的控制码元的信息，并且正确设定接收动作、解调方法、纠错解码等的方法，能够得到由广播站(基站)发送的数据码元中所包含的数据。

(实施方式C1)

在实施方式2中说明了有规律地切换预编码矩阵的预编码方式，而此时在本实施方式中作为考虑了接收恶化点的预编码矩阵的设定方法，说明(例1)(例2)。在本实施方式中说明将实施方式2的(例1)(例2)一般化的情况。

在有规律地切换预编码矩阵的方法中，用下式表示为了周期N而准备的预编码矩阵。

[数式566]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (# 1)

在本实施方式中，使用酉矩阵，用下式表示式(#1)的预编码矩阵。

[数式567]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 2)

(考虑到发送装置、接收装置中的映射的简化，也可以设为λ＝0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度，也可以设为这三个值中的任意一个固定值。)在实施方式2中特意设为α＝1进行处理，式(#2)能够表示如下。

[数式568]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 3)

如实施方式2那样，为了将接收恶化点在复数平面上配置成为相对于相位呈均匀分布，在式(#1)或者式(#2)中赋予了<条件#101>或者<条件#102>。

[数式569]

＜条件#101＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式570]

＜条件#102＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

尤其是在将θ₁₁(i)设为与i无关的固定值的情况下，能够赋予<条件#103>或者<条件#104>。

[数式571]

＜条件#103＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{21} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{21} (x)}} = e^{j (\frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式572]

＜条件#104＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{21} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{21} (x)}} e^{j (- \frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

同样，在将θ₂₁(i)设为与i无关的固定值的情况下，能够赋予<条件#105>或者<条件#106>。

[数式573]

＜条件#105＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{11} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{11} (x)}} e^{j (\frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式574]

＜条件#106＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{11} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{11} (x)}} e^{j (- \frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

下面，列举在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中使用了以上叙述的酉矩阵的预编码矩阵的示例。基于式(#2)的为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#2)中，设λ为0弧度，设θ₁₁(i)为0弧度。)

[数式575]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + π)} \end{matrix}) - - - (# 10)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)(假设α>0。)，并满足<条件#103>或者<条件#104>。并且，例如可以对θ₂₁(i＝0)设定如0弧度那样的任意一个值。

作为与上述不同的另一种示例，在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#2)中，设λ为π弧度，设θ₁₁(i)为0弧度。)

[数式576]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j π} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{{jθ}_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (# 9)

作为与上述不同的另一种示例，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#2)中，设λ为0弧度，设θ₂₁(i)为0弧度。)

[数式577]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i))} \\ α \times e^{j θ} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (# 12)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)(假设α>0。)，并满足<条件#105>或者<条件#106>。并且，例如可以对θ₁₁(i＝0)设定如0弧度那样的任意一个值。

作为与上述不同的另一种示例，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#2)中，设λ为π弧度，设θ₂₁(i)为0弧度。)

[数式578]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + π)} \\ α \times e^{j θ} & e^{j θ} \end{matrix}) - - - (# 13)

在实施方式2的示例中进行考虑，作为另一种示例，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#3)中，设λ为0弧度，设θ₁₁(i)为0弧度。)

[数式579]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j θ} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + π)} \end{matrix}) - - - (# 14)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)，并满足<条件#103>或者<条件#104>。并且，例如可以对θ₂₁(i＝0)设定如0弧度那样的任意一个值。

作为与上述不同的另一种示例，在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#3)中，设λ为π弧度，设θ₁₁(i)为0弧度。)

[数式580]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j π} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{{jθ}_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (# 15)

作为与上述不同的另一种示例，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#3)中，设λ为0弧度，设θ₂₁(i)为0弧度。)

[数式581]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i))} \\ e^{j θ} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (# 16)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)，并满足<条件#105>或者<条件#106>。并且，例如可以对θ₁₁(i＝0)设定如0弧度那样的任意一个值。

作为与上述不同的另一种示例，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。(在式(#3)中，设λ为π弧度，设θ₂₁(i)为0弧度。)

[数式582]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + π)} \\ α \times e^{j θ} & e^{j θ} \end{matrix}) - - - (# 17)

与在实施方式9中说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法进行比较，本实施方式的预编码方法即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。为了进一步提高上述的效果，例如也可以是如图4所示具有一个编码器、并且具有分配编码数据的结构的发送装置，以及与其对应的接收装置。

另外，作为上述示例中的α的一个优选示例，示出了如实施方式18所述的方法，但不限于此。

在本实施方式中说明了时间周期N的预编码跳动(hopping)方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者频率轴)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的N个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。

(实施方式C2)

说明与实施方式C1及融合了实施方式9的实施方式C1不同的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，即在实施方式9中利用设周期为奇数的情况来实现实施方式C1的方法。

在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中，用下式表示为了周期N而准备的预编码矩阵。

[数式583]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (# 18)

[数式584]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 19)

(考虑到发送装置、接收装置中的映射的简化，也可以设为λ＝0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度，也可以设为这三个值中的任意一个固定值。)在特意设为α＝1进行处理时，式(#19)能够表示如下。

[数式585]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11}} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 20)

关于本实施方式中的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵能够表示为上述的形式，然而本实施方式的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的特征在于，周期N为奇数，即能够表示为N＝2n+1。并且，为了实现周期N＝2n+1而准备的不同的预编码矩阵(另外，关于不同的预编码将在后面进行说明。)是n+1个。并且，n+1个不同的预编码矩阵中n个预编码矩阵在1周期内分别被使用两次、1个预编码在1周期内被使用一次，由此实现周期N＝2n+1。下面，详细说明此时的预编码矩阵。

将为了实现按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所需要的n+1个不同的预编码矩阵设为F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n](i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数))。此时，将基于式(#19)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]表示如下。

[数式586]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11}} & α \times e^{j (θ_{11} + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1} + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 21)

其中，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#21)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。为了进一步提高上述的效果，例如也可以是如图4所示具有一个编码器、并且具有分配编码数据的结构的发送装置、另外与其对应的接收装置。

另外，在特意设为λ＝0弧度、θ₁₁＝0弧度的情况下，上式能够表示如下。

[数式587]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1} + π)} \end{matrix}) - - - (# 22)

其中，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#22)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。并且，在设为λ＝π弧度、θ₁₁＝0弧度的情况下，上式能够表示如下。

[数式588]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j π} \\ α \times e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} \end{matrix}) - - - (# 23)

其中，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#23)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

另外，在按照式(#19)和式(#20)的关系所示设为α＝1时，式(#21)能够表示如下。

[数式589]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11}} & e^{j (θ_{11} + λ)} \\ e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1} + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 24)

其中，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#24)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

同样，当在式(#22)中设为α＝1时能够表示如下。

[数式590]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j θ} \\ e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1} + π)} \end{matrix}) - - - (# 25)

其中，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#25)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

同样，当在式(#23)中设为α＝1时能够表示如下。

[数式591]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j π} \\ e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} \end{matrix}) - - - (# 26)

其中，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#26)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

在本实施方式中，关于周期N＝2n+1的预编码跳动方法(按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵的预编码方法)用的预编码矩阵W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]构成)，是在单载波传输方式时沿时间轴(或者频率轴)方向按照W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将预编码矩阵W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N＝2n+1的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]。

另外，在周期H(H为比上述的有规律地切换预编码矩阵的方式中的周期N＝2n+1更大的自然数)的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式中的n+1个不同的预编码矩阵，则得到良好的接收质量的可能性增大。

(实施方式C3)

在本实施方式中详细说明这样的情况，即在使用如非专利文献12～非专利文献15所示的QC(Quasi Cyclic)LDPC(low－density parity－check：低密度奇偶校验)码(其中，也可以是非QC－LDPC码的LDPC(块)码)、LDPC码与BCH码(Bose－Chaudhuri－Hocquenghemcode)的连接码等块码、Turbo码等块码时、特别是使用在实施方式16～实施方式26、实施方式C1中叙述的有规律地切换预编码矩阵的方法时的情况。在此，作为一例，说明发送s1、s2这两条流时的示例。其中，在使用块码进行编码时，在不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数(此时，其中也可以包含如下面记述的控制信息等)一致。在使用块码进行编码时，在需要控制信息等(例如，CRC(cyclic redundancycheck)、传输参数等)时，构成编码后的块的比特数有时是构成块码的比特数与控制信息等的比特数之和。

图97是表示在使用块码时一个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图97例如是表示如图4的发送装置所示发送s1、s2这两条流，而且发送装置具有一个编码器时的“在使用块码时一个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。(此时，传输方式可以采用单载波传输，也可以采用如OFDM那样的多载波传输。)

如图97所示，假设构成块码中的一个编码后的块的比特数是6000比特。为了发送这6000比特，在调制方式是QPSK时需要3000码元，在调制方式是16QAM时需要1500码元，在调制方式是64QAM时需要1000码元。

并且，在图4的发送装置中是同时发送两条流，因而在调制方式是QPSK时，关于前述的3000码元，是对s1分配1500码元、对s2分配1500码元，为了发送经由s1发送的1500码元和经由s2发送的1500码元，需要1500时隙(在此命名为“时隙(slot)”。)。

同样可以理解为，在调制方式是16QAM时，为了发送构成一个编码后的块的所有比特需要750时隙，在调制方式是64QAM时，为了发送构成一个编码后的块的所有比特需要500时隙。

下面，说明在有规律地切换预编码矩阵的方法中按照上述定义的时隙与预编码矩阵的关系。

在此，将为了有规律地切换预编码矩阵的方法而准备的预编码矩阵的数量设为5。即，假设为了图4的发送装置的加权合成部而准备5个不同的预编码矩阵(加权合成部按照各个时隙从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，并进行预编码。)。将这5个不同的预编码矩阵表示为F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、F[4]。

在调制方式是QPSK时，在用于发送构成一个编码后的块的比特数6000比特的以上叙述的1500时隙中，使用预编码矩阵F[0]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要300时隙。这是因为如果使用的预编码矩阵有偏向性，将成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收质量。

同样，在调制方式是16QAM时，在用于发送构成一个编码后的块的比特数6000比特的以上叙述的750时隙中，使用预编码矩阵F[0]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要150时隙。

同样，在调制方式是64QAM时，在用于发送构成一个编码后的块的比特数6000比特的以上叙述的500时隙中，使用预编码矩阵F[0]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要100时隙。

如上所述，在有规律地切换预编码矩阵的方式中，在将不同的预编码矩阵设为N个(将N个不同的预编码矩阵表示为F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1])时，在全部发送构成一个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的时隙数设为K₀、将使用预编码矩阵F[1]的时隙数设为K₁、将使用预编码矩阵F[i]的时隙数设为K_i(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵F[N－1]的时隙数设为K_N－1，此时可以设为如下条件。

<条件#107>

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N－1，即K_a＝K_b，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)。

并且，在通信系统支持多个调制方式、并从支持的调制方式中进行选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，<条件#107>成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，通常1码元能够发送的比特数根据各个调制方式而不同(根据情况也有可能相同)，根据情况有时也存在不能满足<条件#107>的调制方式。在这种情况下，可以是满足取代<条件#107>的如下条件。

<条件#108>

K_a与K_b之差为0或者1，即|K_a－K_b|为0或者1，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)。

图98是表示在使用块码时两个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图。图98是表示如图3的发送装置及图13的发送装置所示发送s1、s2这两条流，而且发送装置具有两个编码器时的“在使用块码时一个编码后的块所需要的码元数、时隙数的变化的图”。(此时，传输方式可以采用单载波传输，也可以采用如OFDM那样的多载波传输。)

如图98所示，假设构成块码中的一个编码后的块的比特数是6000比特。为了发送这6000比特，在调制方式是QPSK时需要3000码元，在调制方式是16QAM时需要1500码元，在调制方式是64QAM时需要1000码元。

并且，在图3的发送装置及图13的发送装置中是同时发送两条流，并且存在两个编码器，因而是在两条流中发送不同的编码块。因此，在调制方式是QPSK时，利用s1、s2在同一区间内发送两个编码块，例如利用s1发送第一编码后的块，利用s2发送第二编码块，因而发送第一及第二编码后的块需要3000时隙。

同样可以理解为，在调制方式是16QAM时，为了发送构成两个编码后的块的所有比特需要1500时隙，在调制方式是64QAM时，为了发送构成两个编码后的块的所有比特需要1000时隙。

在此，将为了有规律地切换预编码矩阵的方法而准备的预编码矩阵的数量设为5。即，假设为了图3的发送装置及图13的发送装置的加权合成部而准备5个不同的预编码矩阵(加权合成部按照各个时隙从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，并进行预编码。)。将这5个不同的预编码矩阵表示为F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、F[4]。

在调制方式是QPSK时，在用于发送构成两个编码后的块的比特数6000×2比特的以上叙述的3000时隙中，使用预编码矩阵F[0]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要600时隙。这是因为如果使用的预编码矩阵有偏向性，将成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收质量。

并且，为了发送第一编码块，可以设为使用预编码矩阵F[0]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要600次，并且，为了发送第二编码块，可以设为使用预编码矩阵F[0]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要600次，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要600次。

同样，在调制方式是16QAM时，在用于发送构成两个编码后的块的比特数6000×2比特的以上叙述的1500时隙中，使用预编码矩阵F[0]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要300时隙。

并且，为了发送第一编码块，可以设为使用预编码矩阵F[0]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要300次，并且，为了发送第二编码块，可以设为使用预编码矩阵F[0]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要300次，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要300次。

同样，在调制方式是64QAM时，在用于发送构成两个编码后的块的比特数6000×2比特的以上叙述的1000时隙中，使用预编码矩阵F[0]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要200时隙。

并且，为了发送第一编码块，可以设为使用预编码矩阵F[0]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要200次，并且，为了发送第二编码块，可以设为使用预编码矩阵F[0]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[1]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[2]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[3]的时隙需要200次，使用预编码矩阵F[4]的时隙需要200次。

如上所述，在有规律地切换预编码矩阵的方式中，在将不同的预编码矩阵设为N个(将N个不同的预编码矩阵表示为F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1])时，在全部发送构成两个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的时隙数设为K₀、将使用预编码矩阵F[1]的时隙数设为K₁、将使用预编码矩阵F[i]的时隙数设为K_i(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵F[N－1]的时隙数设为K_N－1，此时可以设为如下条件：

<条件#109>

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N－1，即K_a＝K_b，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)，在全部发送构成第一编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的次数设为K_0，1、将使用预编码矩阵F[1]的次数设为K_1，1、将使用预编码矩阵F[i]的次数设为K_i，1(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵F[N－1]的时隙数设为K_N－1，1，此时为：

<条件#110>

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_N－1，1，即K_a，1＝K_b，1，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)，在全部发送构成第二编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的次数设为K_0，2、将使用预编码矩阵F[1]的次数设为K_1，2、将使用预编码矩阵F[i]的次数设为K_i，2(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵F[N－1]的次数设为K_N－1，2，此时为：

<条件#111>

K_0，2＝K_1，2＝…＝K_i，2＝…＝K_N－1，2，即K_a，2＝K_b，2，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)。

并且，在通信系统支持多个调制方式、并从支持的调制方式中进行选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，<条件#109><条件#110><条件#111>成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，通常1码元能够发送的比特数根据各个调制方式而不同(根据情况也有可能相同)，根据情况有时也存在不能满足<条件#109><条件#110><条件#111>的调制方式。在这种情况下，可以是满足取代<条件#109><条件#110><条件#111>的如下条件。

<条件#112>

<条件#113>

K_a，1与K_b，1之差为0或者1，即|K_a，1－K_b，1|为0或者1，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)。

<条件#114>

K_a，2与K_b，2之差为0或者1，即|K_a，2－K_b，2|为0或者1，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)。

如上所述，通过形成编码后的块与预编码矩阵的关系，为了传输编码块而使用的预编码矩阵不再具有偏向性，因而在接收装置中能够得到数据的接收质量提高的效果。

在本实施方式中，在有规律地切换预编码矩阵的方法中，需要周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，也有沿频率轴方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行排列的方法，但不限于此，关于在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，也可以与实施方式1相同地，通过沿时间轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于时间周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。此时，如果满足在本实施方式中叙述的条件，则接收装置能够得到良好的数据接收质量的可能性增大。

另外，如在实施方式15中说明地，也存在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送一条流而有规律地切换预编码矩阵的方法的模式，发送装置(广播站、基站)也可以从这些模式中选择任意一种发送方法。此时，在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送一条流而有规律地切换预编码矩阵的方法的模式中，也可以在选择了有规律地切换预编码矩阵的方法的(子)载波组中实施本实施方式。

(实施方式C4)

在本实施方式中详细说明这样的情况，即在使用如非专利文献12～非专利文献15所示的QC(Quasi Cyclic)LDPC(low－density parity－check：低密度奇偶校验)码(此时，也可以是非QC－LDPC码的LDPC(块)码)、LDPC码与BCH码(Bose－Chaudhuri－Hocquenghemcode)的连接码等块码、Turbo码等块码时、特别是使用在实施方式C2中叙述的有规律地切换预编码矩阵的方法时的情况。在此，作为一例，说明发送s1、s2这两条流时的示例。其中，在使用块码进行编码时，在不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数(此时，其中也可以包含如下面记述的控制信息等)一致。在使用块码进行编码时，在需要控制信息等(例如，CRC(cyclic redundancy check)、传输参数等)时，构成编码后的块的比特数有时是构成块码的比特数与控制信息等的比特数之和。

在此，假设将用于实现在实施方式C2中按照周期5有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的5个预编码矩阵表示为W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(发送装置的加权合成部按照各个时隙从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，并进行预编码。)。

在调制方式是QPSK时，在用于发送构成一个编码后的块的比特数6000比特的以上叙述的1500时隙中，使用预编码矩阵W[0]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要300时隙。这是因为如果使用的预编码矩阵有偏向性，将成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收质量。

同样，在调制方式是16QAM时，在用于发送构成一个编码后的块的比特数6000比特的以上叙述的750时隙中，使用预编码矩阵W[0]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要150时隙，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要150时隙。

同样，在调制方式是64QAM时，在用于发送构成一个编码后的块的比特数6000比特的以上叙述的500时隙中，使用预编码矩阵W[0]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要100时隙，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要100时隙。

如上所述，在实施方式C2的有规律地切换预编码矩阵的方式中，在将用于实现周期N＝2n+1的预编码矩阵设为W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]构成。(参照实施方式C2))时，在全部发送构成一个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的时隙数设为K₀、将使用预编码矩阵W[1]的时隙数设为K₁、将使用预编码矩阵W[i]的时隙数设为K_i(i＝0、1、2、…、2n－1、2n(i是0以上2n以下的整数))、将使用预编码矩阵W[2n]的时隙数设为K_2n，此时可以设为如下条件。

<条件#115>

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_2n，即K_a＝K_b，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)。

在实施方式C2的有规律地切换预编码矩阵的方式中，在用于实现周期N＝2n+1的不同的F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]中，在全部发送构成一个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的时隙数设为G₀、将使用预编码矩阵F[1]的时隙数设为G₁、将使用预编码矩阵F[i]的时隙数设为G_i(i＝0、1、2、…、n－1、n)、将使用预编码矩阵F[n]的时隙数设为G_n，此时<条件#115>能够表示如下。

<条件#116>

2×G₀＝G₁＝…＝G_i＝…＝G_n，即2×G₀＝G_a，(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))。

并且，在通信系统支持多个调制方式、并从支持的调制方式中进行选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，<条件#115>(<条件#116>)成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，通常1码元能够发送的比特数根据各个调制方式而不同(根据情况也有可能相同)，根据情况有时也存在不能满足<条件#115>(<条件#116>)的调制方式。在这种情况下，可以是满足取代<条件#115>的如下条件。

<条件#117>

K_a与K_b之差为0或者1，即|K_a－K_b|为0或者1，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)。

将<条件#117>变为其他的表述方式，得到如下条件。

<条件#118>

G_a与G_b之差为0或者1或者2，即|G_a－G_b|为0或者1或者2，(其中，a、b＝1、2、…、n－1、n(a、b为1～n的整数)，且a≠b)

以及，2×G₀与G_a之差为0或者1或者2，即|2×G₀－G_a|为0或者1或者2，

(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))。

在调制方式是QPSK时，在用于发送构成两个编码后的块的比特数6000×2比特的以上叙述的3000时隙中，使用预编码矩阵W[0]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要600时隙，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要600时隙。这是因为如果使用的预编码矩阵有偏向性，将成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收质量。

并且，为了发送第一编码块，可以设为使用预编码矩阵W[0]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要600次，并且，为了发送第二编码块，可以设为使用预编码矩阵W[0]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要600次，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要600次。

同样，在调制方式是16QAM时，在用于发送构成两个编码后的块的比特数6000×2比特的以上叙述的1500时隙中，使用预编码矩阵W[0]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要300时隙，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要300时隙。

并且，为了发送第一编码块，可以设为使用预编码矩阵W[0]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要300次，并且，为了发送第二编码块，可以设为使用预编码矩阵W[0]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要300次，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要300次。

同样，在调制方式是64QAM时，在用于发送构成两个编码后的块的比特数6000×2比特的以上叙述的1000时隙中，使用预编码矩阵W[0]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要200时隙，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要200时隙。

并且，为了发送第一编码块，可以设为使用预编码矩阵W[0]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要200次，并且，为了发送第二编码块，可以设为使用预编码矩阵W[0]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[1]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[2]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[3]的时隙需要200次，使用预编码矩阵W[4]的时隙需要200次。

如上所述，在实施方式C2的有规律地切换预编码矩阵的方式中，在将用于实现周期N＝2n+1的预编码矩阵设为W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]构成。(参照实施方式C2))时，在全部发送构成两个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的时隙数设为K₀、将使用预编码矩阵W[1]的时隙数设为K₁、将使用预编码矩阵W[i]的时隙数设为K_i(i＝0、1、2、…、2n－1、2n(i是0以上2n以下的整数))、将使用预编码矩阵W[2n]的时隙数设为K_2n，此时可以设为如下条件：

<条件#119>

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_2n，即K_a＝K_b，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)，在全部发送构成第一编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的次数设为K_0，1、将使用预编码矩阵W[1]的次数设为K_1，1、将使用预编码矩阵W[i]的次数设为K_i，1(i＝0、1、2、…、2n－1、2n(i是0以上2n以下的整数))、将使用预编码矩阵W[2n]的次数设为K_2n，1，此时为：

<条件#120>

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_2n，1，即K_a，1＝K_b，1，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)，在全部发送构成第二编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的次数设为K_0，2、将使用预编码矩阵W[1]的次数设为K_1，2、将使用预编码矩阵W[i]的次数设为K_i，2(i＝0、1、2、…、2n－1、2n(i是0以上2n以下的整数))、将使用预编码矩阵W[2n]的次数设为K_2n，2，此时为：

<条件#121>

K_0，2＝K_1，2＝…＝K_i，2＝…＝K_2n，2，即K_a，2＝K_b，2，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)。

在实施方式C2的有规律地切换预编码矩阵的方式中，在用于实现周期N＝2n+1的不同的F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]中，在全部发送构成两个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的时隙数设为G₀、将使用预编码矩阵F[1]的时隙数设为G₁、将使用预编码矩阵F[i]的时隙数设为G_i(i＝0、1、2、…、n－1、n)、将使用预编码矩阵F[n]的时隙数设为G_n，此时<条件#119>能够表示如下。

<条件#122>

2×G₀＝G₁＝…＝G_i＝…＝G_n，即2×G₀＝G_a，(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))，在全部发送构成第一编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的次数设为G_0，1、将使用预编码矩阵F[1]的次数设为K_1，1、将使用预编码矩阵F[i]的次数设为G_i，1(i＝0、1、2、…、n－1、n)、将使用预编码矩阵F[n]的次数设为G_n，1，此时为：

<条件#123>

2×G_0，1＝G_1，1＝…＝G_i，1＝…＝G_n，1，即2×G_0，1＝G_a，1，(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))，在全部发送构成第二编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵F[0]的次数设为G_0，2、将使用预编码矩阵F[1]的次数设为G_1，2、将使用预编码矩阵F[i]的次数设为G_i，2(i＝0、1、2、…、n－1、n)、将使用预编码矩阵F[n]的次数设为G_n，2，此时为：

<条件#124>

2×G_0，2＝G_1，2＝…＝G_i，2＝…＝G_n，2，即2×G_0，2＝G_a，2，(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))。

并且，在通信系统支持多个调制方式、并从支持的调制方式中进行选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，<条件#119><条件#120><条件#121>(<条件#122><条件#123><条件#124>)成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，通常1码元能够发送的比特数根据各个调制方式而不同(根据情况也有可能相同)，根据情况有时也存在不能满足<条件#119><条件#120><条件#121>(<条件#122><条件#123><条件#124>)的调制方式。在这种情况下，可以是满足取代<条件#119><条件#120><条件#121>的如下条件。

<条件#125>

<条件#126>

K_a，1与K_b，1之差为0或者1，即|K_a，1－K_b，1|为0或者1，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)。

<条件#127>

K_a，2与K_b，2之差为0或者1，即|K_a，2－K_b，2|为0或者1，(其中，a、b＝0、1、2、…、2n－1、2n(a、b为0～2n的整数)，且a≠b)。

将<条件#125><条件#126><条件#127>变为其他的表述方式，得到如下条件。

<条件#128>

G_a与G_b之差为0或者1或者2，即|G_a－G_b|为0或者1或者2，(其中，a、b＝1、2、…、n－1、n(a、b为1～n的整数)，且a≠b)，

(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))。

<条件#129>

G_a，1与G_b，1之差为0或者1或者2，即|G_a，1－G_b，1|为0或者1或者2，(其中，a、b＝1、2、…、n－1、n(a、b为1～n的整数)，且a≠b)，

以及，2×G_0，1与G_a，1之差为0或者1或者2，即|2×G_0，1－G_a，1|为0或者1或者2，(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))。

<条件#130>

G_a，2与G_b，2之差为0或者1或者2，即|G_a，2－G_b，2|为0或者1或者2，(其中，a、b＝1、2、…、n－1、n(a、b为1～n的整数)，且a≠b)，

以及，2×G_0，2与G_a，2之差为0或者1或者2，即|2×G_0，2－G_a，2|为0或者1或者2，

(其中，a＝1、2、…、n－1、n(a为1～n的整数))。

在本实施方式中，关于在实施方式C2中叙述的周期N＝2n+1的预编码跳动方法(按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵的预编码方法)用的预编码矩阵W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]构成)，是在单载波传输方式时沿时间轴(或者频率轴)方向按照W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将预编码矩阵W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N＝2n+1的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]。此时，如果满足在本实施方式中叙述的条件，则接收装置能够得到良好的数据接收质量的可能性增大。

(实施方式C5)

在本实施方式中说明这样的情况，即在使用如非专利文献12～非专利文献15所示的QC(Quasi Cyclic)LDPC(low－density parity－check：低密度奇偶校验)码(此时，也可以是非QC－LDPC码的LDPC(块)码)、LDPC码与BCH码(Bose－Chaudhuri－Hocquenghemcode)的连接码等块码、Turbo码等块码时、将实施方式C3、实施方式C4一般化的情况。在此，作为一例，说明发送s1、s2这两条流时的示例。其中，在使用块码进行编码时，在不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数(此时，其中也可以包含如下面记述的控制信息等)一致。在使用块码进行编码时，在需要控制信息等(例如，CRC(cyclicredundancy check)、传输参数等)时，构成编码后的块的比特数有时是构成块码的比特数与控制信息等的比特数之和。

在此，将按照周期5有规律地切换预编码矩阵的预编码方法用的预编码矩阵设为W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。此时，在W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]中只要包含至少两个以上的不同的预编码矩阵即可(也可以是在W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]中包含相同的预编码矩阵。)。假设在图4的发送装置的加权合成部中使用W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(加权合成部按照各个时隙从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，并进行预编码。)。

如上所述，假设将按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方式中的预编码矩阵表示为W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]。此时，假设W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]由至少两个以上的不同的预编码矩阵构成。(也可以是，在W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]中包含相同的预编码矩阵。)在全部发送构成一个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的时隙数设为K₀、将使用预编码矩阵W[1]的时隙数设为K₁、将使用预编码矩阵W[i]的时隙数设为K_i(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵W[N－1]的时隙数设为K_N－1，此时可以设为如下条件。

<条件#131>

并且，在通信系统支持多个调制方式、并从支持的调制方式中进行选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，<条件#94>成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，通常1码元能够发送的比特数根据各个调制方式而不同(根据情况也有可能相同)，根据情况有时也存在不能满足<条件#131>的调制方式。在这种情况下，可以是满足取代<条件#131>的如下条件。

<条件#132>

在此，将按照周期5有规律地切换预编码矩阵的预编码方法用的预编码矩阵表示为W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。此时，在W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]中只要包含至少两个以上的不同的预编码矩阵即可(也可以是，在W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]中包含相同的预编码矩阵。)。假设图3的发送装置及图13的发送装置的加权合成部使用W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(加权合成部按照各个时隙从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，并进行预编码。)。

如上所述，假设将按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方式中的预编码矩阵表示为W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]。此时，假设W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]由至少两个以上的不同的预编码矩阵构成。(也可以是，在W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]中包含相同的预编码矩阵。)在全部发送构成两个编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的时隙数设为K₀、将使用预编码矩阵W[1]的时隙数设为K₁、将使用预编码矩阵W[i]的时隙数设为K_i(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵W[N－1]的时隙数设为K_N－1，此时可以设为如下条件：

<条件#133>

K₀＝K₁＝…＝K_i＝…＝K_N－1，即K_a＝K_b，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)，在全部发送构成第一编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的次数设为K_0，1、将使用预编码矩阵W[1]的次数设为K_1，1、将使用预编码矩阵W[i]的次数设为K_i，1(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵W[N－1]的次数设为K_N－1，1，此时为：

<条件#134>

K_0，1＝K_1，1＝…＝K_i，1＝…＝K_N－1，1，即K_a，1＝K_b，1，(其中，a、b＝0、1、2、…、N－1(a、b为0～N－1的整数)，且a≠b)，在全部发送构成第二编码后的块的比特时，将使用预编码矩阵W[0]的次数设为K_0，2、将使用预编码矩阵W[1]的次数设为K_1，2、将使用预编码矩阵W[i]的次数设为K_i，2(i＝0、1、2、…、N－1(i是0以上N-1以下的整数))、将使用预编码矩阵W[N－1]的次数设为K_N－1，2，此时为：

<条件#135>

并且，在通信系统支持多个调制方式、并从支持的调制方式中进行选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，<条件#133><条件#134><条件#135>成立即可。

但是，在支持多个调制方式的情况下，通常1码元能够发送的比特数根据各个调制方式而不同(根据情况也有可能相同)，根据情况有时也存在不能满足<条件#133><条件#134><条件#135>的调制方式。在这种情况下，可以是满足取代<条件#133><条件#134><条件#135>的如下条件。

<条件#136>

<条件#137>

<条件#138>

在本实施方式中，在有规律地切换预编码矩阵的方法中，准备了周期N的预编码跳动方法用的N个预编码矩阵W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]，也有沿频率轴方向按照W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]的顺序进行排列的方法，但不限于此，对于在本实施方式中生成的N个预编码矩阵W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N－2]、W[N－1]，也能够与实施方式1相同地，通过沿时间轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个预编码矩阵。此时，如果满足在本实施方式中叙述的条件，则接收装置能够得到良好的数据接收质量的可能性增大。

另外，也存在如如在实施方式15中说明的空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送一条流而有规律地切换预编码矩阵的方法的模式，发送装置(广播站、基站)也可以从这些模式中选择任意一种发送方法。此时，在空间复用MIMO传输方式、预编码矩阵固定的MIMO传输方式、空时块编码方式、仅发送一条流而有规律地切换预编码矩阵的方法的模式中，也可以在选择了有规律地切换预编码矩阵的方法的(子)载波组中实施本实施方式。

(其他补充)

在本说明书中，可以理解为具有发送装置的是例如广播站、基站、接入点、终端、移动电话(mobile phone)等通信/广播设备，此时可以理解为具有接收装置的是电视机、收音机、终端、个人电脑、移动电话、接入点、基站等通信设备。另外，也可以理解为本发明中的发送装置、接收装置是具有通信功能的设备，该设备能够通过某种接口(例如USB)与电视机、收音机、个人电脑、移动电话等用于执行应用的装置连接。

导频码元例如可以是在收发机中使用PSK调制进行调制后的已知的码元(或者，接收机通过获取同步，接收机能够知道发送设备发送的码元)，接收机使用该码元进行频率同步、时间同步、(各个调制信号的)信道估计(CSI(Channel State Information)的估计)、信号的检测等。

另外，控制信息用的码元是用于实现(应用等的)数据以外的通信的、用于传输需要传输给通信对象的信息(例如在通信中使用的调制方式/纠错编码方式/纠错编码方式的编码率、上位层的设定信息等)的码元。

在本说明书中使用了“预编码”“预编码权重”“预编码矩阵”等用语，但称谓自身可以是任何称谓(例如，也可以称为码书(codebook))，在本发明中重要的是该信号处理自身。

另外，在本说明书中，说明了接收装置采用ML运算、APP、Max-logAPP、ZF、MMSE等，其结果是得到发送装置发送的数据的各个比特的软判定结果(对数似然、对数似然比)或硬判定结果(“0”或者“1”)，但也可以将这些总称为检波、解调、检测、估计、分离。

针对两条流中的基带信号s1(i)、s2(i)(其中，i表示(时间或者频率(载波)的)顺序)，在执行有规律地切换预编码矩阵的预编码而生成的、被实施预编码后的基带信号z1(i)、z2(i)中，将被实施预编码后的基带信号z1(i)的同相I成分设为I1(i)、将正交成分设为Q1(i)，将被实施预编码后的基带信号z2(i)的同相I成分设为I2(i)、将正交成分设为Q2(i)。此时，进行基带成分的替换，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I1(i)、将正交成分设为Q2(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I2(i)、将正交成分设为Q1(i)，在同一时刻使用同一频率从发送天线1发送与替换后的基带信号r1(i)相当的调制信号，从发送天线2发送与替换后的基带信号r2(i)相当的调制信号，即，可以以如此方式在同一时刻使用同一频率从不同的天线发送与替换后的基带信号r1(i)相当的调制信号和与替换后的基带信号r2(i)相当的调制信号。并且，也可以是，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i)、将正交成分设为Q₂(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为I₂(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i)、将正交成分设为Q₁(i)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i)、将正交成分设为I₁(i)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i)、将正交成分设为I₂(i)。

另外，以上说明了对两条流的信号进行预编码，并替换被实施预编码后的信号的同相成分和正交成分，但不限于此，也可以对多于两条流的信号进行预编码，并替换被实施预编码后的信号的同相成分和正交成分。

另外，在上述的示例中说明了同一时刻(同一频率((子)载波))的基带信号的替换，但也可以不替换同一时刻的基带信号。

作为示例，能够记述如下：

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I₁(i+v)、将正交成分设为Q₂(i+w)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I₂(i+w)、将正交成分设为Q₁(i+v)，

·将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为Q₂(i+w)、将正交成分设为I₁(i+v)，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为Q₁(i+v)、将正交成分设为I₂(i+w)。

图96是用于对说明以上的记述的图。如图96所示，在被实施预编码后的基带信号z1(i)、z2(i)中，将被实施预编码后的基带信号z1(i)的同相I成分设为I₁(i)、将正交成分设为Q₁(i)，将被实施预编码后的基带信号z2(i)的同相I成分设为I₂(i)、将正交成分设为Q₂(i)。并且，将替换后的基带信号r1(i)的同相成分设为I_r1(i)，将正交成分设为Q_r1(i)，将替换后的基带信号r2(i)的同相成分设为I_r2(i)，将正交成分设为Q_r2(i)，此时，替换后的基带信号r1(i)的同相成分I_r1(i)和正交成分Q_r1(i)、替换后的基带信号r2(i)的同相成分I_r2(i)和正交成分Q_r2(i)，能够用以上说明的任意一种方式表示。另外，在该示例中，说明了同一时刻(同一频率((子)载波))的被实施预编码后的基带信号的替换，但是也可以是如上所述的不同时刻(不同的频率((子)载波))的被实施预编码后的基带信号的替换。

另外，按照在同一时刻使用同一频率从发送天线1发送与替换后的基带信号r1(i)相当的调制信号、从发送天线2发送与替换后的基带信号r2(i)相当的调制信号的方式，在同一时刻使用同一频率从不同的发送天线发送与替换后的基带信号r1(i)相当的调制信号和与替换后的基带信号r2(i)相当的调制信号。

发送装置的发送天线、接收装置的接收天线均是附图中记述的一个天线，但也可以由多个天线构成。

在本说明书中，表示全称量词(universal quantifier)，表示存在量词(existential quantifier)。

另外，在本说明书中，将复数平面中的例如偏角那样的相位的单位设为“弧度(radian)”。

如果利用复数平面，则能够以极形式来进行基于复数的极坐标的显示。在使复数z＝a+jb(a、b均是实数，j是虚数单位)对应于复数平面上的点(a，b)时，如果该点能够用极坐标表示为[r、θ]，

a＝r×cosθ

b＝r×sinθ

则下式成立，

[数式592]

r = \sqrt{a^{2} + b^{2}}

r是z的绝对值(r＝|z|)，θ是偏角(argument)。并且，z＝a+jb可以表示为re^jθ。

在本说明书中，基带信号s1、s2、z1、z2是复数信号，关于复数信号，在设同相信号为I、正交信号为Q时，所述复数信号表示为I+jθ(j是虚数单位)。此时，I可以是零，θ可以是零。

图59表示采用了在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的方法的广播系统的一例。在图59中，影像编码部5901以影像为输入来进行影像编码，并输出被实施影像编码后的数据5902。声音编码部5903以声音为输入来进行声音编码，并输出被实施声音编码后的数据5904。数据编码部5905以数据为输入来进行数据的编码(例如数据压缩)，并输出被实施数据编码后的数据5906。将以上要素统称为信息源编码部5900。

发送部5907以被实施影像编码后的数据5902、被实施声音编码后的数据5904、被实施数据编码后的数据5906为输入，将这些数据中的任意一种数据或者这些数据全部作为发送数据，并实施纠错编码、调制、预编码等处理(例如，图3所示的发送装置的信号处理)，输出发送信号5908_1～5908_N。并且，发送信号5908_1～5908_N作为电波分别从天线5909_1～5909_N输出。

接收部5912以由天线5910_1～5910_M接收到的接收信号5911_1～5911_M为输入，并实施频率变换、预编码的解码、对数似然比计算、纠错解码等处理(例如，图7所示的接收装置的处理)，输出接收数据5913、5915、5917。信息源解码部5919以数据5913、5915、5917为输入、影像解码部5914以数据5913为输入，来进行影像用的解码并输出影像信号，影像被显示于电视机、显示器中。并且，声音解码部5916以接收数据5915为输入来进行声音用的解码，并输出声音信号，从扬声器输出声音。并且，数据解码部5918以接收数据5917为输入来进行数据用的解码，并输出数据的信息。

另外，在进行本发明的说明的实施方式中，如前面说明的那样，在如OFDM方式那样的多载波传输方式中，发送装置保有的编码器的数量可以是几个。因此，例如，当然也能够将如图4所示发送装置具有一个编码器来分配输出的方法应用于如OFDM方式那样的多载波传输方式。此时，可以将图4中的无线部310A、310B置换为图13所示的OFDM方式关联处理部1310A、1310B。此时，关于OFDM方式关联处理部的说明如实施方式1所示。

关于在实施方式A1～实施方式A5以及实施方式1中叙述的码元的配置方法，即使是与在本说明书中叙述的“切换不同的预编码矩阵的方法”不同的使用多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施。并且，同样也能够应用于其他实施方式。另外，下面对不同的多个预编码矩阵进行补充说明。

假设用F[0]、F[1]、F[2]、…F[N－3]、F[N－2]、F[N－1]表示为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而准备的N个预编码。此时，假设以上所述的“不同的多个预编码矩阵”满足下面的两个条件(条件*1和条件*2)。

[数式593]

条件*1

\begin{matrix} F [x] &NotEqual; F [y] & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0, 1, 2, ..., N - 3, N - 2, N - 1; x &NotEqual; y) \end{matrix}

“(x为0～N－1的整数，y为0～N－1的整数，且x≠y)并且，针对满足前述条件的所有x和所有y，假设F[x]≠F[y]成立”。

[数式594]

条件*2

F[x]＝k×F[y]

针对x为0～N－1的整数、y为0～N－1的整数、且x≠y时的所有x和所有y，不存在满足上式的实数或者复数k。

另外，以2×2矩阵为例进行补充。将2×2的矩阵R、S表示如下。

[数式595]

R = (\begin{matrix} a & b \\ c & d \end{matrix})

[数式596]

S = (\begin{matrix} e & f \\ g & h \end{matrix})

并且表示如下：a＝Ae^jδ11、b＝Be^jδ12、c＝Ce^jδ21、d＝De^jδ22、以及e＝Ee^jγ11、f＝Fe^j ^γ12、g＝Ge^jγ21、h＝He^jγ22。其中，A、B、C、D、E、F、G、H是0以上的实数，δ₁₁、δ₁₂、δ₂₁、δ₂₂、γ₁₁、γ₁₂、γ₂₁、γ₂₂的单位用弧度表示。此时，R≠S是指在(1)a≠e、(2)b≠f、(3)c≠g、(4)d≠h时，(1)(2)(3)(4)中至少一个成立。

另外，作为预编码矩阵，也可以采用在矩阵R中a、b、c、d中任意一个为“零”的矩阵。即，也可以是，(1)a为零，b、c、d不为零，(2)b为零，a、c、d不为零，(3)c为零，a、b、d不为零，(4)d为零，a、b、c不为零。

另外，关于在本发明的说明中示出的系统示例，公开了从两个天线发送两个调制信号，并由两个天线接收各个调制信号的MIMO方式的通信系统，然而本发明当然也能够应用于MISO(Multiple Input Single Output：多入单出)方式的通信系统。在MISO方式中，发送装置采用有规律地切换多个预编码矩阵的预编码方法，这一点与前面的说明相同。另一方面，接收装置构成为不具有图7所示结构中的天线701_Y、无线部703_Y、调制信号z1的信道变动估计部707_1、调制信号z2的信道变动估计部707_2，但即使是在这种情况下，通过执行在本说明书中示出的处理，也能够估计出发送装置发送的数据。另外，能够由一个天线接收在同一频带、同一时间所发送的多个信号并进行解码，这属于公知事项(也可以在一个天线的接收中实施ML运算等(Max-log APP等)处理。)，在本发明中，只要在图7的信号处理部711中进行考虑到在发送侧使用的有规律地切换的预编码方法来进行的解调(检波)即可。

另外，也可以是，例如预先将执行上述通信方法的程序存储在ROM(Read OnlyMemory：只读存储器)中，并由CPU(Central Processor Unit)执行该程序来工作。

另外，也可以是，将执行上述通信方法的程序存储在计算机可读的存储介质中，将在存储介质中存储的程序记录在计算机的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)中，使计算机按照该程序进行工作。

另外，上述各个实施方式等的各个构成要素可以典型地实现为集成电路即LSI(Large Scale Integration：大规模集成电路)。它们可以形成为独立的单片(单芯片)，也可以形成为包含各个实施方式的全部构成要素或者一部分构成要素的单片。在此是设为LSI，但根据集成度的不同，有时也称为IC(Integrated Circuit：集成电路)、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI。并且，集成电路化的方法不限于LSI，也可以利用专用电路或通用处理器实现。也可以采用在制作LSI后能够编程的可现场编程门阵列(FPGA：FieldProgrammable Gate Array)、能够重构架LSI内部的电路单元的连接和设定的可配置处理器(reconfigurable processor)。

另外，如果利用半导体技术的发展或派生的其他技术替换LSI的集成电路化的技术问世，当然也可以使用该技术进行功能单元的集成化。还存在适用生物技术等的可能性。

关于在实施方式A1～实施方式A5以及实施方式1中叙述的码元的配置方法，即使是与在本说明书中叙述的“切换不同的预编码矩阵的方法”不同的使用多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施。并且，同样也能够应用于其他实施方式。另外，所谓“不同的多个预编码矩阵”可以参照上述的说明。

以上记述了“关于在实施方式A1～实施方式A5以及实施方式1中叙述的码元的配置方法，即使是与在本说明书中叙述的“切换不同的预编码矩阵的方法”不同的使用多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施”，但是作为“使用不同的多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法”，也可以是准备上述的N个不同的预编码矩阵，并使用这N个不同的预编码矩阵的、周期H(H是大于N的自然数)的预编码矩阵切换方法。(作为一例，有如实施方式C2的方法。)

另外，关于在实施方式1中叙述的码元的配置方法，即使是使用在实施方式C1～实施方式C5中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施。同样，作为在实施方式A1～实施方式A5中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，即使是使用在实施方式C1～实施方式C5中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施。

(实施方式D1)

在此详细说明这样的方法，即在使用如非专利文献12～非专利文献15所示的QC(Quasi Cyclic)LDPC(low－density parity－check：低密度奇偶校验)码(也可以是非QC－LDPC码的LDPC码)、LDPC码与BCH码(Bose－Chaudhuri－Hocquenghemcode)的连接码、采用咬尾(tail-biting)的Turbo码或者使用Duo－Binary Turbo Code等块码时的、有规律地切换预编码矩阵的方法。另外，无论是有规律地切换预编码矩阵的方法、有规律地切换用复数表述的预编码矩阵的方法、下面说明的有规律地切换用实数表述的预编码矩阵的方法中的哪种方法，均能够实施本实施方式。

在此，作为一例，说明发送s1、s2这两条流时的示例。其中，在使用块码进行编码时，在不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数(此时，其中也可以包含如下面记述的控制信息等)一致。在使用块码进行编码时，在需要控制信息等(例如，CRC(cyclic redundancy check)、传输参数等)时，构成编码后的块的比特数有时是构成块码的比特数与控制信息等的比特数之和。

在本实施方式中说明这样的方法，即对于图4所示的发送装置，在使图4的发送装置应对如OFDM方式那样的多载波方式的情况下，在使用在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方式时的预编码矩阵的初始化方法。

下面，说明发送装置按照如图99所示的帧结构来发送调制信号的情况。图99(a)表示调制信号z1(由天线312A发送)在时间及频率轴上的帧结构。另外，图99(b)表示调制信号z2(由天线312B发送)在时间及频率轴上的帧结构。此时，假设调制信号z1使用的频率(频带)和调制信号z2使用的频率(频带)相同，并且在同一时刻存在调制信号z1、调制信号z2。

如图99(a)所示，假设发送装置在区间A中发送前置码(控制码元)，并且是用于向通信对象传输控制信息的码元，尤其在此时还包含用于传输第一、第二编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B中发送第一编码块。发送装置在区间C中发送第二编码块。

假设发送装置在区间D中发送前置码(控制码元)，并且是用于向通信对象传输控制信息的码元，尤其在此时还包含用于传输第三、第四、…、编码块的调制方式的信息。发送装置在区间E中发送第三编码块。发送装置在区间F中发送第四编码块。

如图99(b)所示，假设发送装置在区间A中发送前置码(控制码元)，并且是用于向通信对象传输控制信息的码元，尤其在此时还包含用于传输第一、第二编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B中发送第一编码块。发送装置在区间C中发送第二编码块。

图100示出了在如图97所示传输编码块时，尤其是在第一编码块中调制方式采用16RAM时使用的时隙数，为了传输第一编码块需要750时隙。

同样，示出了在第二编码块中调制方式采用QPSK时使用的时隙数，为了传输第一编码块需要1500时隙。

图101示出了在如图97所示传输编码块时，尤其是在第三编码块中调制方式采用QPSK时使用的时隙数，为了传输第三编码块需要1500时隙。

并且，如在本说明书中说明的那样，说明针对调制信号z1即经由天线312A发送的调制信号不进行相位变更，针对调制信号z2即经由天线312B发送的调制信号进行相位变更的情况。此时，在图100、图101中示出了有规律地切换预编码矩阵的方法。

首先，作为前提，为了有规律地切换预编码矩阵而准备7个预编码矩阵，将这7个预编码矩阵命名为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。并且，假设预编码矩阵是有规律而且有周期性地使用的预编码矩阵。即，假设预编码矩阵按照#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、…这样的规律、而且是周期性地进行变更。

如图100所示，首先，在第一块编码块中存在750时隙，在从#0开始使用预编码矩阵时，按照#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、…#4、#5、#6、#0的顺序，第750个时隙是使用#0而结束。

然后，对第二编码块的各个时隙适用预编码矩阵。在本说明书中假设是适用于多载波通信及广播的情况，因而可以认为某个接收终端不需要第一编码块而仅抽取第二编码块。在这种情况下，假设为了发送第一编码块的最后的时隙是使用了预编码矩阵#0，这样为了发送第二编码块而最初使用预编码矩阵#1。于是，

(a)所述终端监视第一编码块是如何被发送的，即监视在发送第一编码块的最后时隙时预编码矩阵是哪种模式，并估计出在第二编码块的最初的时隙中使用的预编码矩阵，

(b)还可以考虑不执行(a)的下述方法，即发送装置传输在第二编码块的最初的时隙中使用的预编码矩阵的信息。在(a)的情况下，终端需要监视第一编码块的传输，因而导致功耗增大，在(b)的情况下，将导致数据的传输效率的降低。

因此，如上所述的预编码矩阵的分配还有改善余地。为此，提出将为了传输各个编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵固定的方法。因此，如图100所示，为了传输第二编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵，与为了传输第一编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵相同，均设为#0。

同样，如图101所示，为了传输第三编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵不是设为#3，而是设为与为了传输第一及第二编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵相同的#0。

通过进行以上设定，能够得到可以抑制在(a)(b)中产生的问题的效果。

另外，在本实施方式中叙述了按照每个编码块将预编码矩阵初始化的方法，即将在各个编码块的最初的时隙中使用的预编码矩阵固定为#0的方法，但是作为其他方法，也能够按照帧单位来进行。例如，在用于传输前置码或控制码元传输后的信息的码元中，也可以将在最初的时隙中使用的预编码矩阵固定为#0。

例如，在图99中可以解释为帧是从前置码开始的，在第1帧中，最初的编码块成为第一编码块，在第2帧中，最初的编码块成为第三编码块，如以上使用图100、图101说明的情况，将成为上述的“按照帧单位在最初的时隙中使用的预编码矩阵被固定(为#0)”的示例。

下面，说明适用于采用DVB－T2标准规格的广播系统的情况。关于采用DVB－T2标准规格的广播系统的帧结构，是如在实施方式A1～实施方式A3中说明的那种帧结构。如使用图61、图70在实施方式A1～实施方式A3中说明的那样，经由P1码元、P2码元、控制码元组，各个PLP的传输方法(例如发送一个调制信号的发送方法、使用空时块编码的发送方法、使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的发送方法)、以及所使用的调制方式信息被传输给终端。此时，终端在仅切取作为信息所需要的PLP，并进行解调(包括信号分离、信号检波)、纠错解码时，终端的功耗较少。因此，与使用图99～图101说明的情况相同地，关于传输方法提出了将在使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而传输的PLP的最初的时隙中使用的预编码矩阵固定(为#0)的方法。

例如，假设广播站按照如图61或图70所示的帧结构来发送各个码元。此时，作为一例，图102表示广播站使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法发送PLP(为避免混淆，将#1变更为$1)$1和PLP$K时的、频率－时间轴上的帧结构。

另外，作为前提，在下面的说明中，作为一例，在采用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，准备了7个预编码矩阵，将这7个预编码矩阵命名为#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。并且，假设预编码矩阵是有规律而且有周期性地使用的预编码矩阵。即，假设预编码矩阵按照#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、…这样的规律、而且是周期性地进行变更。

如图102所示，关于PLP$1存在这样的时隙(码元)(参照图102)，即将时刻T、载波3(图102中的10201)设为时隙的开头，将时刻T+4、载波4设为时隙的最后(图102中的10202)。

即，对于PLP$1而言，时刻T、载波3是第1个时隙，第2个时隙是时刻T、载波4，第3个时隙是时刻T、载波5，…，第7个时隙是时刻T+1、载波1，第8个时隙是时刻T+1、载波2，第9个时隙是时刻T+1、载波3，…，第14个时隙是时刻T+1、载波8，第15个时隙是时刻T+2、载波0，…。

另外，关于PLP$K存在这样的时隙(码元)(参照图102)，即将时刻S、载波4(图102中的10203)设为时隙的开头，将时刻S+8、载波4设为时隙的最后(图102中的10204)。

即，对于PLP$K而言，时刻S、载波4是第1个时隙，第2个时隙是时刻S、载波5，第3个时隙是时刻S、载波6，…，第5个时隙是时刻S、载波8，第9个时隙是时刻S+1、载波1，第10个时隙是时刻S+1、载波2，…，第16个时隙是时刻S+1、载波8，第17个时隙是时刻S+2、载波0，…。

另外，包括各个PLP的开头的时隙(码元)的信息和最后时隙(码元)的信息在内的各个PLP使用的时隙的信息，经由P1码元、P2码元、控制码元组等控制码元进行传输。

此时，与使用图99～图101说明的情况相同地，假设PLP$1的开头的时隙即时刻T、载波3(图2中的10201)的时隙，使用预编码矩阵#0进行预编码。同样，与在PLP$K－1的最后时隙即时刻S、载波3(图2中的10205)的时隙中使用的预编码矩阵的号码无关，假设PLP$K的开头的时隙即时刻S、载波4(图2中的10203)的时隙，使用预编码矩阵#0进行预编码。

另外，假设使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法发送的其他PLP开头的时隙，使用预编码矩阵#0进行预编码。

通过进行以上设定，能够得到可以抑制以上叙述的(a)及(b)的问题的效果。

当然，接收装置从包含于P1码元、P2码元、控制码元组等控制码元中的各个PLP使用的时隙的信息中，抽取必要的PLP进行解调(包括信号分离、信号检波)，并进行纠错解码。另外，接收装置预先得知有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的规则，根据(在有多个规则时，通过发送装置传输所使用的规则的信息，接收装置得到该信息来知道所使用的规则)各个PLP的开头的时隙的号码，将预编码矩阵的切换规则的定时相加，由此能够进行信息码元的解调(包括信号分离、信号检波)。

下面，说明广播站(基站)按照如图103所示的帧结构(将由图103的码元组构成的帧称为主帧)来发送调制信号的情况。在图103中，对与图61相同地进行动作的部分标注相同的标号。特征点在于，在主帧中分离为发送一个调制信号的子帧和发送多个调制信号的子帧，以便在(终端的)接收装置中容易调整接收信号的增益控制。另外，所谓“发送一个调制信号”，包括从一个天线发送一个调制信号的情况、和生成多个相同的调制信号并从多个不同的天线发送这多个信号的情况。

在图103中，由PLP#1(6105_1)～PLP#N(6105_N)构成发送一个调制信号的子帧10300，子帧10300仅由PLP构成，并且不存在经由多个调制信号进行发送的PLP。另外，由PLP$1(10302_1)～PLP$M(10302_M)构成发送多个调制信号的子帧10301，子帧10301仅由PLP构成，并且不存在发送一个调制信号的PLP。

此时，与前面说明的情况相同地，当在子帧10301中使用上述说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，假设PLP(PLP$1(10302_1)～PLP$M(10302_M))的开头的时隙使用预编码矩阵#0进行预编码(称为预编码矩阵的初始化)。此时，在PLP$1(10302_1)～PLP$M(10302_M)中，使用其他发送方法的PLP与上述说明的预编码矩阵的初始化无关，该其他发送方法例如是指如在实施方式A1～实施方式A3中说明的使用固定的预编码方法的发送方法、使用空间复用MIMO传输方式的发送方法、使用空时块编码的发送方法中的任意一种方法。

另外，如图104所示，假设PLP$1是第X主帧的发送多个调制信号的子帧的最初的PLP，PLP$1’是第Y主帧的发送多个调制信号的子帧的最初的PLP。并且，假设PLP$1、PLP$1’均使用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。另外，在图104中，对与图102相同的部分标注相同的标号。

此时，假设第X主帧的发送多个调制信号的子帧的最初的PLP即PLP$1的开头的时隙(图104中的10201(时刻T、载波3的时隙))，使用预编码矩阵#0进行预编码。

同样，假设第Y主帧的发送多个调制信号的子帧的最初的PLP即PLP$1’的开头的时隙(图104中的10401(时刻T’、载波7的时隙))，使用预编码矩阵#0进行预编码。

如上所述，特征点在于，在各个主帧中，在发送多个调制信号的子帧的最初的PLP的最初的时隙中，使用预编码矩阵#0进行预编码。

这种设定对于抑制以上叙述的(a)及(b)的问题也很重要。

另外，本实施方式说明了如图97所示，按照图4的发送装置那样发送s1、s2这两条流，而且发送装置具有一个编码器的示例，但是在如图98所示，按照图3的发送装置那样发送s1、s2这两条流，而且发送装置具有两个编码器的情况下，也能够适用在本实施方式中说明的预编码矩阵的初始化。

(其他补充二)

另外，在上述的各个实施方式中，用复数来表述加权合成部在进行预编码时使用的预编码矩阵，但也能够用实数表述预编码矩阵。(“称为用实数表述的预编码矩阵”。)

即，例如将两个映射后的(所使用的调制方式的)基带信号设为s1(i)、s2(i)(其中，i表示时间或者频率)，将通过预编码得到的两个预编码后的基带信号设为z1(i)、z2(i)。并且，将映射后的(所使用的调制方式的)基带信号s1(i)的同相成分设为I_s1(i)、将正交成分设为Q_s1(i)，将映射后的(所使用的调制方式的)基带信号s2(i)的同相成分设为I_s2(i)、将正交成分设为Q_s2(i)，将预编码后的基带信号z1(i)的同相成分设为I_z1(i)、将正交成分设为Q_z1(i)，将预编码后的基带信号z2(i)的同相成分设为I_z2(i)、将正交成分设为Q_z2(i)，在使用由实数构成的预编码矩阵(用实数表述的预编码矩阵)H_r时，下面的关系式成立。

[数式597]

(\begin{matrix} I_{z 1} (i) \\ Q_{z 1} (i) \\ I_{z 2} (i) \\ Q_{z 2} (i) \end{matrix}) = H_{r} (\begin{matrix} I_{s 1} (i) \\ Q_{s 1} (i) \\ I_{s 2} (i) \\ Q_{s 2} (i) \end{matrix})

此时，由实数构成的预编码矩阵H_r能够表示如下。

[数式598]

H_{r} = (\begin{matrix} a_{11} & a_{12} & a_{13} & a_{14} \\ a_{21} & a_{22} & a_{23} & a_{24} \\ a_{31} & a_{32} & a_{33} & a_{34} \\ a_{41} & a_{42} & a_{43} & a_{44} \end{matrix})

此时，a₁₁、a₁₂、a₁₃、a₁₄、a₂₁、a₂₂、a₂₃、a₂₄、a₃₁、a₃₂、a₃₃、a₃₄、a₄₁、a₄₂、a₄₃、a₄₄是实数。但是，{a₁₁＝0且a₁₂＝0且a₁₃＝0且a₁₄＝0}不成立，{a₂₁＝0且a₂₂＝0且a₂₃＝0且a₂₄＝0}不成立，{a₃₁＝0且a₃₂＝0且a₃₃＝0且a₃₄＝0}不成立，{a₄₁＝0且a₄₂＝0且a₄₃＝0且a₄₄＝0}不成立。并且，{a₁₁＝0且a₂₁＝0且a₃₁＝0且a₄₁＝0}不成立，{a₁₂＝0且a₂₂＝0且a₃₂＝0且a₄₂＝0}不成立，{a₁₃＝0且a₂₃＝0且a₃₃＝0且a₄₃＝0}不成立，{a₁₄＝0且a₂₄＝0且a₃₄＝0且a₄₄＝0}不成立。

关于在实施方式A1～实施方式A5、实施方式7以及实施方式1中叙述的码元的配置方法等本发明的预编码方法的应用例中的、使用“切换不同的预编码矩阵的方法”，即使是在上述说明的“用实数表述的预编码方法”中使用不同的用实数表述的多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，当然同样也能够实施，而且本发明的预编码矩阵切换的有效性与使用不同的用实数表述的多个预编码矩阵时相同。另外，所谓“不同的多个预编码矩阵”可以参照上述的说明。

以上记述了“关于在实施方式A1～实施方式A5、实施方式7以及实施方式1中叙述的码元的配置方法等本发明的预编码方法的应用例中的、使用“切换不同的预编码矩阵的方法”，即使是在上述说明的“用实数表述的预编码方法”中使用不同的用实数表述的多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，当然同样也能够实施。”，但是作为“使用不同的用实数表述的多个预编码矩阵来有规律地切换预编码矩阵的预编码方法”，也可以是准备N个不同的(用实数表述的)预编码矩阵，并使用这N个不同的用实数表述的预编码矩阵的、周期H(H是大于N的自然数)的预编码切换方法。(作为一例，有如实施方式C2的方法。)

另外，关于在实施方式1中叙述的码元的配置方法，即使是使用在实施方式C1～实施方式C5中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施。同样，作为实施方式A1～实施方式A5中的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，即使是使用在实施方式C1～实施方式C5中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，同样也能够实施。

(实施方式F1)

在实施方式1－26及实施方式C1－C5中说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，也能够适用于被映射到I－Q平面中的任意的基带信号s1和s2。因此，在实施方式1－26及实施方式C1－C5中没有详细说明基带信号s1和s2。另一方面，例如在对从被实施纠错编码后的数据生成的基带信号s1和s2适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，通过控制s1和s2的平均功率，存在能够得到更加良好的接收质量的可能性。在本实施方式中，说明在对从被实施纠错编码后的数据生成的基带信号s1和s2适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的、s1和s2的平均功率的设定方法。

作为一例，假设s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM进行说明。

s1的调制方式是QPSK，因而s1每码元传输2比特。将该传输的2比特命名为b0、b1。s2的调制方式是16QAM，因而s2每码元传输4比特。将该传输的4比特命名为b2、b3、b4、b5。并且，发送装置在由s1的1码元和s2的1码元构成的1时隙即每时隙来传输b0、b1、b2、b3、b4、b5这6比特。

例如，在I－Q平面中的16QAM的信号点配置的一例即图94中，(b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、0)被映射为(I、Q)＝(3×g、3×g)，(b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、1)被映射为(I、Q)＝(3×g、1×g)，(b2、b3、b4、b5)＝(0、0、1、0)被映射为(I、Q)＝(1×g、3×g)，(b2、b3、b4、b5)＝(0、0、1、1)被映射为(I、Q)＝(1×g、1×g)，(b2、b3、b4、b5)＝(0、1、0、0)被映射为(I、Q)＝(3×g、－3×g)，…，(b2、b3、b4、b5)＝(1、1、1、0)被映射为(I、Q)＝(－1×g、－3×g)，(b2、b3、b4、b5)＝(1、1、1、1)被映射为(I、Q)＝(－1×g、－1×g)。

并且，在I－Q平面中的QPSK的信号点配置的一例即图95中，(b0、b1)＝(0、0)被映射为(I、Q)＝(1×h、1×h)，(b0、b1)＝(0、1)被映射为(I、Q)＝(1×h、－1×h)，(b0、b1)＝(1、0)被映射为(I、Q)＝(－1×h、1×h)，(b0、b1)＝(1、1)被映射为(I、Q)＝(－1×h、－1×h)。

在此，假设是s1的平均功率(平均值)和s2的平均功率(平均值)相同的情况，即h用式(273)表示、g用式(272)表示的情况。图105表示在接收装置求出了对数似然比时、上述说明的b0～b5的对数似然比的绝对值。

在图105中，10500表示b0的对数似然比的绝对值，10501表示b1的对数似然比的绝对值，10502表示b2的对数似然比的绝对值，10503表示b3的对数似然比的绝对值，10504表示b4的对数似然比的绝对值，10505表示b5的对数似然比的绝对值。此时，将按照QPSK传输的b0和b1的对数似然比的绝对值、与按照16QAM传输的b2～b5的对数似然比的绝对值进行比较，b0和b1的对数似然比的绝对值大于b2～b5的对数似然比的绝对值，即b0和b1在接收装置中的可靠性高于b2～b5在接收装置中的可靠性。这是因为当在图95中将h设为如式(273)所示的情况下，QPSK的I－Q平面中的信号点的最小欧几里得距离用下式表示。

[数式599]

\sqrt{2} z ... (476)

而在图94中在将g设为如式(272)所示的情况下，16QAM的I－Q平面中的信号点的最小欧几里得距离用下式表示。

[数式600]

\frac{2}{\sqrt{10}} z ... (477)

在接收装置在该状况下进行了纠错解码(例如，在通信系统使用LDPC码时进行sum－product解码等可靠性传播解码)的情况下，由于“b0和b1的对数似然比的绝对值大于b2～b5的对数似然比的绝对值”这种可靠性的差异，而受到b2～b5的对数似然比的绝对值的影响，并产生接收装置的数据接收质量恶化的问题。

为了克服这种问题，可以如图106所示，与图105相比“减小b0和b1的对数似然比的绝对值与b2～b5的对数似然比的绝对值之差”。

说明“使s1的平均功率和s2的平均功率不同”的情况。在图107、图108中示出了与功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)以及加权合成(预编码)部相关联的信号处理部的结构的示例。另外，在图107中，对与图3、图6相同地进行动作的部分标注了相同的标号。另外，在图108中，对与图3、图6、图107相同地进行动作的部分标注了相同的标号。

(例1)

首先，使用图107说明动作的一例。另外，s1(t)表示调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图95所示，h如式(273)所示。另外，s2(t)表示调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。另外，t表示时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部(10701B)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(10702B)。另外，u为实数，且u>1.0。将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t](沿时间轴t来切换预编码矩阵，因而能够表示为t的函数)，此时下式成立。

[数式601]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} e^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (478)

因此，将QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比设定为1：u²。由此，处于能够得到图106所示的对数似然比的绝对值的接收状态，因而能够提高接收装置的数据接收质量。

例如，关于QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比即1：u²，如果将u设定为

[数式602]

u = \sqrt{5} ... (479)

则能够使QPSK的I－Q平面中的信号点的最小欧几里得距离与16QAM的I－Q平面中的信号点的最小欧几里得距离相等，存在能够得到良好的接收质量的可能性。

但是，使两种不同的调制方式的I－Q平面中的信号点的最小欧几里得距离相等的条件，不过是设定QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比的方法的一例。例如，根据在纠错编码中使用的纠错编码的码长或编码率等其他条件，有时将功率变更用的值u的值设定为与使两种不同的调制方式的I－Q平面中的信号点的最小欧几里得距离相等的值不同的值(较大的值或较小的值)，更有可能得到良好的接收质量。

另外，考虑增大在接收时得到的候选信号点的最小距离的情况，例如作为一例来考虑设定为下式的方法，

[数式603]

u = \sqrt{2} ... (480)

但是能够根据系统所要求的要求条件进行适当设定。过去，发送功率控制通常是根据来自通信对象的反馈信息来进行发送功率的控制。在本实施方式中，在控制发送功率时与来自通信对象的反馈信息无关，这是本发明的特征，对于这一点进行详细说明。

以上叙述了“根据控制信号(10700)设定功率变更用的值u”，下面详细说明用于进一步提高接收装置的数据接收质量的、根据控制信号(10700)设定功率变更用的值u的情况。

(例1－1)

说明在发送装置支持多个块长(构成编码后的一个块的比特数，也被称为码长)的纠错编码的情况下，根据对在生成s1和s2时使用的数据实施的纠错编码的块长来设定s1和s2的平均功率(平均值)的方法。

纠错编码例如是进行了咬尾的Turbo码或者双二进制Turbo码、以及LDPC码那样的块码，在许多通信系统或者广播系统中支持多个块长。被实施了从所支持的多个块长中选择的块长的纠错编码的编码后数据被分配给两个系统。被分配给两个系统的编码后的数据分别被按照s1的调制方式和s2的调制方式进行调制，并生成基带信号(映射后的信号)s1(t)和s2(t)。

控制信号(10700)是表示所选择的上述纠错编码的块长的信号，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)设定功率变更用的值u。

例1－1的特征在于，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)表示的所选择的块长设定功率变更用的值u。

在此，假设将与块长X对应的功率变更用的值记述为u_LX的形式。

例如，在对块长选择了1000的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_L1000，在对块长选择了1500的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_L1500，在对块长选择了3000的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_L3000。此时，例如通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000分别设为不同的值，在各个码长时能够得到较高的纠错能力。但是，根据设定的码长，也存在即使变更功率变更用的值也不能得到效果的情况。此时，即使变更码长，也不需要变更功率变更用的值。(例如，有时u_L1000＝u_L1500。重要的是在(u_L1000、u_L1500、u_L3000)中存在两个以上的值。)以上说明了3个码长的示例，但不限于此，重要的是当在发送装置中能够设定两个以上的码长时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值，在设定了码长时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更。

(例1－2)

说明在发送装置支持多个编码率的纠错编码的情况下，根据对在生成s1和s2时使用的数据实施的纠错编码的编码率来设定s1和s2的平均功率(平均值)的方法。

纠错编码例如是进行了咬尾的Turbo码或者双二进制Turbo码、以及LDPC码那样的块码，在许多通信系统或者广播系统中支持多个编码率。被实施了从所支持的多个编码率中选择的编码率的纠错编码的编码后数据被分配给两个系统。被分配给两个系统的编码后的数据分别被按照s1的调制方式和s2的调制方式进行调制，并生成基带信号(映射后的信号)s1(t)和s2(t)。

控制信号(10700)是表示所选择的上述纠错编码的编码率的信号，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)设定功率变更用的值u。

例1－2的特征在于，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)表示的所选择的编码率设定功率变更用的值u。

在此，假设将与编码率rx对应的功率变更用的值记述为u_rX的形式。

例如，在对编码率选择了r1的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r1，在对编码率选择了r2的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r2，在对编码率选择了r3的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r3。此时，例如通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，在各个编码率时能够得到较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率，也存在即使变更功率变更用的值也不能得到效果的情况。此时，即使变更编码率，也不需要变更功率变更用的值。(例如，有时u_r1＝u_r2。重要的是在(u_r1、u_r2、u_r3)中存在两个以上的值。)另外，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错编码是LDPC码时，可以认为编码率分别是1/2、1/3、3/4。

以上说明了3个编码率的示例，但不限于此，重要的是当在发送装置中能够设定两个以上的编码率时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值，在设定了编码率时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更。

(例1－3)

接收装置为了得到更好的数据接收质量，实施以下处理很重要。

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，根据对在生成s1和s2时使用的调制方式来设定s1和s2的平均功率(平均值)的方法。

在此，作为示例，说明将s1的调制方式固定为QPSK，根据控制信号将s2的调制方式从16QAM变更为64QAM(或者，能够设定16QAM、64QAM中任意一方)的情况。另外，在将s2(t)的调制方式设为64QAM时，假设s2(t)的映射方法如图109所示，k如下式所示。

[数式604]

k = \frac{z}{\sqrt{42}} ... (481)

如果这样进行映射，在QPSK时针对图95设h为式(273)，在16QAM时针对图94设g为式(272)，两者平均功率(平均值)相同。并且，对于64QAM的映射，根据6比特的输入来确定I、Q的值，关于这一点，能够与对QPSK、16QAM的映射的说明相同地进行实施。

即，例如，在I－Q平面中的64QAM的信号点配置的一例即图109中，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、0、0、0)被映射为(I、Q)＝(7×k、7×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、0、0、1)被映射为(I、Q)＝(7×k、5×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、0、1、0)被映射为(I、Q)＝(5×k、7×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、0、1、1)被映射为(I、Q)＝(5×k、5×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(0、0、0、1、0、0)被映射为(I、Q)＝(7×k、1×k)，…，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(1、1、1、1、1、0)被映射为(I、Q)＝(－3×k、－1×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)＝(1、1、1、1、1、1)被映射为(I、Q)＝(－3×k、－3×k)。

在图107中，假设在s2的调制方式为16QAM时，功率变更部10701B设定为u＝u₁₆，在s2的调制方式为64QAM时设定为u＝u₆₄。此时，根据最小欧几里得距离的关系，如果设为u₁₆<u₆₄，无论s2的调制方式是16QAM、64QAM中的哪种方式，接收装置均能够得到较高的数据接收质量。

另外，在上述的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为QPSK”，但也可以“将s2的调制方式固定为QPSK”。此时，对于固定的调制方式(此处指QPSK)不进行功率变更，对于能够设定的多个调制方式(此处指16QAM、64QAM)进行功率变更。即，在这种情况下，发送装置不是如图107所示的结构，而是构成为从图107所示的结构中去除功率变更部10701B，在s1(t)侧设置功率变更部。此时，在对s2设定固定的调制方式(此处指QPSK)时，下面的关系式成立。

[数式605]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ue}^{j θ} & 0 \\ 0 & e^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} u & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (482)

此时，在“将s2的调制方式固定为QPSK，将s1的调制方式从16QAM变更为64QAM(设定为16QAM、64QAM中的任意一种方式)”时，设为u₁₆<u₆₄即可。(另外，在16QAM时，为了变更功率而相乘的值是u₁₆，在64QAM时，为了变更功率而相乘的值是u₆₄，在QPSK时不进行功率变更。)

另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(QPSK、16QAM)或者(16QAM、QPSK)或者(QPSK、64QAM)或者(64QAM、QPSK)中的任意一种组合时，设为满足关系u₁₆<u₆₄即可。

下面，说明将上述的内容一般化的情况。

假设s1的调制方式固定，并且是I－Q平面中的信号点的数量为c个的调制方式C。关于s2的调制方式，假设能够设定I－Q平面中的信号点的数量为a个的调制方式A和I－Q平面中的信号点的数量为b个的调制方式B(a>b>c)中的任意一种调制方式。(此时，假设调制方式A的s2时刻的平均功率值(平均值)与调制方式B的s2时刻的平均功率值(平均值)相同。)此时，关于s2的调制方式，在设定了调制方式A时，将需要设定的功率变更用的值设为u_a。另外，关于s2的调制方式，在设定了调制方式B时，将需要设定的功率变更用的值设为u_b。此时，如果设为u_b<u_a，则接收装置能够得到较高的数据接收质量。

可以认为对于固定的调制方式(此处指调制方式C)不进行功率变更，对于多个能够设定的调制方式(此处指调制方式A和调制方式B)进行功率变更。此时，在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B(设定为调制方式A、调制方式B中的任意一种调制方式)”时，设为u_b<u_a即可。另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(调制方式C、调制方式A)或者(调制方式A、调制方式C)或者(调制方式C、调制方式B)或者(调制方式B、调制方式C)中的任意一种组合时，设为满足关系u_b<u_a即可。

(例2)

使用图107说明与例1不同的动作的示例。另外，s1(t)表示调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图109所示，k如式(481)所示。另外，s2(t)表示调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。另外，t表示时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部(10701B)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(10702B)。另外，u为实数，且u<1.0。将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t]，此时下式成立。

[数式606]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} e^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (483)

因此，将64QAM的平均功率与16QAM的平均功率之比设定为1：u²。由此，处于如图106所示的接收状态，因而能够提高接收装置的数据接收质量。

过去，发送功率控制通常是根据来自通信对象的反馈信息来进行发送功率的控制。在本实施方式中，在控制发送功率时与来自通信对象的反馈信息无关，这是本发明的特征，对于这一点进行详细说明。

(例2－1)

本发明的特征在于，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)表示的所选择的块长设定功率变更用的值u。在此，假设将与块长X对应的功率变更用的值记述为u_LX的形式。

(例2－2)

本发明的特征在于，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)表示的所选择的编码率设定功率变更用的值u。在此，假设将与编码率rx对应的功率变更用的值记述为u_rX的形式。

例如，在对编码率选择了r1的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r1，在对编码率选择了r2的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r2，在对编码率选择了r3的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r3。此时，例如通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，在各个编码率时能够得到较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率，也存在即使变更功率变更用的值也不能得到效果的情况。此时，即使变更编码率，也不需要变更功率变更用的值。(例如，有时u_r1＝u_r2。重要的是在(u_r1、u_r2、u_r3)中存在两个以上的值。)

另外，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错编码是LDPC码时，可以认为编码率分别是1/2、1/3、3/4。以上说明了3个编码率的示例，但不限于此，重要的是当在发送装置中能够设定两个以上的编码率时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值，在设定了编码率时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更。

(例2－3)

在此，作为示例，说明将s1的调制方式固定为64QAM，根据控制信号将s2的调制方式从16QAM变更为QPSK(或者，能够设定16QAM、QPSK中任意一方)的情况。

在将s1的调制方式设为64QAM时，s1(t)的映射方法如图109所示，在图109中k如式(481)所示。在将s2的调制方式设为16QAM时，s2(t)的映射方法如图94所示，在图94中g如式(272)所示，并且在将s2的调制方式设为QPSK时，假设s2(t)的映射方法如图95所示，在图95中h如式(273)所示。

如果这样进行映射，在16QAM时和QPSK时平均功率相同。

在图107中，假设在s2的调制方式为16QAM时，功率变更部10701B设定为u＝u₁₆，在s2的调制方式为QPSK时设定为u＝u₄。此时，根据最小欧几里得距离的关系，如果设为u₄<u₁₆，无论s2的调制方式是16QAM、QPSK中的哪种方式，接收装置均能够得到较高的数据接收质量。

另外，在上述的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为64QAM”，但在“将s2的调制方式固定为64QAM，将s1的调制方式从16QAM变更为QPSK(设定为16QAM、QPSK中任意一方)”时，设为u₄<u₁₆即可(可以理解为与例1－3的说明相同。)。(另外，在16QAM时，为了变更功率而相乘的值是u₁₆，在QPSK时，为了变更功率而相乘的值是u₄，在64QAM时不进行功率变更。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(64QAM、16QAM)或者(16QAM、64QAM)或者(QPSK、64QAM)或者(QPSK、64QAM)中的任意一种组合时，设为满足关系u₄<u₁₆即可。

下面，说明将上述的内容一般化的情况。假设s1的调制方式固定，并且是I－Q平面中的信号点的数量为c个的调制方式C。关于s2的调制方式，假设能够设定I－Q平面中的信号点的数量为a个的调制方式A和I－Q平面中的信号点的数量为b个的调制方式B(c>b>a)中的任意一种调制方式。(此时，假设调制方式A的s2时刻的平均功率值(平均值)与调制方式B的s2时刻的平均功率值(平均值)相同。)

此时，关于s2的调制方式，在设定了调制方式A时，将需要设定的功率变更用的值设为u_a。另外，关于s2的调制方式，在设定了调制方式B时，将需要设定的功率变更用的值设为u_b。此时，如果设为u_a<u_b，则接收装置能够得到较高的数据接收质量。

可以认为对于固定的调制方式(此处指调制方式C)不进行功率变更，对于多个能够设定的调制方式(此处指调制方式A和调制方式B)进行功率变更。此时，在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B(设定为调制方式A、调制方式B中任意一方)”时，设为u_a<u_b即可。另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(调制方式C、调制方式A)或者(调制方式A、调制方式C)或者(调制方式C、调制方式B)或者(调制方式B、调制方式C)中的任意一种组合时，设为满足关系u_a<u_b即可。

(例3)

使用图107说明与例1不同的动作的示例。另外，s1(t)表示调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。另外，s2(t)表示调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图109所示，k如式(481)所示。另外，t表示时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部(10701B)以调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(10702B)。另外，u为实数，且u>1.0。将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t]，此时下式成立。

[数式607]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} e^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (484)

因此，将16QAM的平均功率与64QAM的平均功率之比设定为1：u²。由此，处于如图106所示的接收状态，因而能够提高接收装置的数据接收质量。

(例3－1)

(例3－2)

(例3－3)

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，根据对在生成s1和s2时使用的调制方式设定s1和s2的平均功率(平均值)的方法。

在此，作为示例，说明将s1的调制方式固定为16QAM，根据控制信号将s2的调制方式从64QAM变更为QPSK(或者，能够设定64QAM、QPSK中任意一方)的情况。

在将s1的调制方式设为16QAM时，s2(t)的映射方法如图94所示，在图94中g如式(272)所示。在将s2的调制方式设为64QAM时，s1(t)的映射方法如图109所示，在图109中k如式(481)所示，并且在将s2的调制方式设为QPSK时，s2(t)的映射方法如图95所示，在图95中h如式(273)所示。

如果这样进行映射，在16QAM时和QPSK时平均功率相同。

在图107中，假设在s2的调制方式为64QAM时设定为u＝u₆₄，在s2的调制方式为QPSK时设定为u＝u₄。此时，根据最小欧几里得距离的关系，如果设为u₄<u₆₄，无论s2的调制方式是16QAM、64QAM中的哪种方式，接收装置均能够得到较高的数据接收质量。

另外，在上述的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为16QAM”，但在“将s2的调制方式固定为16QAM，将s1的调制方式从64QAM变更为QPSK(设定为64QAM、QPSK中任意一方)”时，设为u₄<u₆₄即可(可以理解为与例1－3的说明相同。)。(另外，在64QAM时，为了变更功率而相乘的值是u₆₄，在QPSK时，为了变更功率而相乘的值是u₄，在16QAM时不进行功率变更。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(16QAM、64QAM)或者(64QAM、16QAM)或者(16QAM、QPSK)或者(QPSK、16QAM)中的任意一种组合时，设为满足关系u₄<u₆₄即可。

下面，说明将上述的内容一般化的情况。

假设s1的调制方式固定，并且是I－Q平面中的信号点的数量为c个的调制方式C。关于s2的调制方式，假设能够设定I－Q平面中的信号点的数量为a个的调制方式A和I－Q平面中的信号点的数量为b个的调制方式B(c>b>a)中的任意一种调制方式。(此时，假设调制方式A的s2时刻的平均功率值(平均值)与调制方式B的s2时刻的平均功率值(平均值)相同。)

(例4)

以上叙述了变更s1、s2中一方的功率的情况，在此说明变更s1、s2双方的功率的情况。

使用图108说明动作的一例。另外，s1(t)表示调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图95所示，h如式(273)所示。另外，s2(t)表示调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。另外，t表示时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部(10701A)以调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)307A、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为v时，输出使调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号(10702A)。

功率变更部(10701B)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(10702B)。另外，设u＝v×w(w>1.0)。

将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t]，此时下式(485)成立。

[数式608]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & v \times w \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (485)

因此，将QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比设定为v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²。由此，处于如图106所示的接收状态，因而能够提高接收装置的数据接收质量。

另外，考虑到式(479)、式(480)，可以认为有效的示例是QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比为v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²＝1：5、或者QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比为v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²＝1：2，但是能够根据系统所要求的要求条件进行适当设定。

以上叙述了“根据控制信号(10700)设定功率变更用的值v、u”，下面详细说明用于进一步提高接收装置的数据接收质量的、根据控制信号(10700)设定功率变更用的值v、u的情况。

(例4－1)

控制信号(10700)是表示所选择的上述纠错编码的块长的信号，功率变更部(10701A)根据控制信号(10700)设定功率变更用的值v。同样，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)设定功率变更用的值u。

本发明的特征在于，功率变更部(10701A、10701B)根据控制信号(10700)表示的所选择的块长设定功率变更用的值v、u。在此，假设将与块长X对应的功率变更用的值分别记述为v_LX、u_LX的形式。

例如，在对块长选择了1000的情况下，功率变更部(10701A)设定功率变更用的值v_L1000，在对块长选择了1500的情况下，功率变更部(10701A)设定功率变更用的值v_L1500，在对块长选择了3000的情况下，功率变更部(10701A)设定功率变更用的值v_L3000。

另一方面，在对块长选择了1000的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_L1000，在对块长选择了1500的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_L1500，在对块长选择了3000的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_L3000。

此时，例如通过将v_L1000、v_L1500、v_L3000分别设为不同的值，在各个码长时能够得到较高的纠错能力。同样，通过将u_L1000、u_L1500、u_L3000分别设为不同的值，在各个码长时能够得到较高的纠错能力。但是，根据设定的码长，也存在即使变更功率变更用的值也不能得到效果的情况。此时，即使变更码长，也不需要变更功率变更用的值。(例如，有时u_L1000＝u_L1500，并且有时v_L1000＝v_L1500。重要的是在(v_L1000、v_L1500、v_L3000)中存在两个以上的值。并且，在(u_L1000、u_L1500、u_L3000)中存在两个以上的值。)另外，如上所述，v_LX和u_LX被设定为满足平均功率值之比即1：w²。

以上说明了3个码长的示例，但不限于此，一个重要点是当在发送装置中能够设定两个以上的码长时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值u_LX，在设定了码长时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值u_LX中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更，另一个重要点是当在发送装置中能够设定两个以上的码长时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值v_LX，在设定了码长时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值v_LX中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更。

(例4－2)

控制信号(10700)是表示所选择的上述纠错编码的编码率的信号，功率变更部(10701A)根据控制信号(10700)设定功率变更用的值v。并且，功率变更部(10701B)根据控制信号(10700)设定功率变更用的值u。

本发明的特征在于，功率变更部(10701A、10701B)根据控制信号(10700)表示的所选择的编码率设定功率变更用的值v、u。在此，假设将与编码率rx对应的功率变更用的值分别记述为v_rx、u_rx的形式。

例如，在对编码率选择了r1的情况下，功率变更部(10701A)设定功率变更用的值v_r1，在对编码率选择了r2的情况下，功率变更部(10701A)设定功率变更用的值v_r2，在对编码率选择了r3的情况下，功率变更部(10701A)设定功率变更用的值v_r3。

另外，在对编码率选择了r1的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r1，在对编码率选择了r2的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r2，在对编码率选择了r3的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r3。

此时，例如通过将v_r1、v_r2、v_r3分别设为不同的值，在各个编码率时能够得到较高的纠错能力。同样，通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，在各个编码率时能够得到较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率，也存在即使变更功率变更用的值也不能得到效果的情况。此时，即使变更编码率，也不需要变更功率变更用的值。(例如，有时v_r1＝v_r2，并且有时u_r1＝u_r2。重要的是在(v_r1、v_r2、v_r3)的组合中存在两个以上的值。并且，在(u_r1、u_r2、u_r3)的组合中存在两个以上的值。)另外，如上所述，v_rx和u_rx被设定为满足平均功率值之比即1：w²。

另外，作为上述r1、r2、r3的一例，在纠错编码是LDPC码时，可以认为编码率分别是1/2、2/3、3/4。

以上说明了3个编码率的示例，但不限于此，一个重要点是当在发送装置中能够设定两个以上的编码率时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值u_rx，在设定了编码率时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值u_rx中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更，另一个重要点是当在发送装置中能够设定两个以上的编码率时，存在两个以上能够设定的功率变更用的值v_rx，在设定了编码率时，发送装置能够从多个能够设定的功率变更用的值v_rx中选择某一个功率变更用的值，并进行功率变更。

(例4－3)

在此，作为示例，说明将s1的调制方式固定为QPSK，根据控制信号将s2的调制方式从16QAM变更为64QAM(或者，能够设定16QAM、64QAM中任意一方)的情况。在将s1的调制方式设为QPSK时，s1(t)的映射方法如图95所示，在图95中h如式(273)所示。在将s2的调制方式设为16QAM时，s2(t)的映射方法如图94所示，在图94中g如式(272)所示，并且在将s2(t)的调制方式设为64QAM时，s2(t)的映射方法如图109所示，在图109中k如式(481)所示。

在图108中，假设在设s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，设定为v＝α、u＝α×w₁₆。此时，QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比为v²：u²＝α²：α²×w₁₆ ²＝1：w₁₆ ²。

并且，在图108中，假设在设s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为64QAM时，设定为v＝β、u＝β×w₆₄。此时，QPSK的平均功率与64QAM的平均功率之比为v：u＝β²：β²×w₆₄ ²＝1：w₆₄ ²。此时，根据最小欧几里得距离的关系，如果设为1.0<w₁₆<w₆₄，无论s2的调制方式是16QAM、64QAM中的哪种方式，接收装置均能够得到较高的数据接收质量。

另外，在上述的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为QPSK”，但也可以“将s2的调制方式固定为QPSK”。此时，对于固定的调制方式(此处指QPSK)不进行功率变更，对于多个能够设定的调制方式(此处指16QAM、64QAM)进行功率变更。此时，在对s2设定固定的调制方式(此处指QPSK)时，下面的关系式(486)成立。

[数式609]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ue}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ve}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} u & 0 \\ 0 & v \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v \times w & 0 \\ 0 & v \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (486)

此时，在“将s2的调制方式固定为QPSK，将s1的调制方式从16QAM变更为64QAM(设定为16QAM、64QAM中任意一方)”时，设为1.0<w₁₆<w₆₄即可。(另外，在16QAM时，为了变更功率而相乘的值是u＝α×w₁₆，在64QAM时，为了变更功率而相乘的值是u＝β×w₆₄，而关于QPSK时的功率变更用的值，在多个能够设定的调制方式是16QAM时v＝α，在多个能够设定的调制方式是64QAM时v＝β。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(QPSK、16QAM)或者(16QAM、QPSK)或者(QPSK、64QAM)或者(64QAM、QPSK)中的任意一种组合时，设为满足关系1.0<w₁₆<w₆₄即可。

下面，说明将上述的内容一般化的情况。

在使一般化的情况下，假设s1的调制方式固定，并且是I－Q平面中的信号点的数量为c个的调制方式C。关于s2的调制方式，假设能够设定I－Q平面中的信号点的数量为a个的调制方式A和I－Q平面中的信号点的数量为b个的调制方式B(a>b>c)中的任意一种调制方式。此时，将s1的调制方式是调制方式C时的平均功率、与对s2的调制方式设定了调制方式A时的平均功率之比设为1：w_a ²。将s1的调制方式是调制方式C时的平均功率、与对s2的调制方式设定了调制方式B时的平均功率之比设为1：w_b ²。此时，如果设为w_b<w_a，则接收装置能够得到较高的数据接收质量。

因此，在上述的示例中说明了“将s1的调制方式固定为调制方式C”，但在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B(设定为调制方式A、调制方式B中任意一方)”时，关于平均功率设为w_b<w_a即可。(此时，在与上述情况相同地将调制方式C的平均功率设为1的情况下，调制方式A的平均功率是w_a ²，调制方式B的平均功率是w_b ²。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(调制方式C、调制方式A)或者(调制方式A、调制方式C)或者(调制方式C、调制方式B)或者(调制方式B、调制方式C)中的任意一种组合时，关于平均功率设为满足关系w_b<w_a即可。

(例5)

使用图108说明与例4不同的动作的示例。另外，s1(t)表示调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图109所示，k如式(481)所示。另外，s2(t)表示调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。另外，t表示时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部(10701A)以调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)307A、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为v时，输出使调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号(10702A)。

功率变更部(10701B)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(10702B)。并且，设为u＝v×w(w<1.0)。

将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t]，此时上述的式(86)成立。

因此，将64QAM的平均功率与16QAM的平均功率之比设定为v²：u²＝v²：v²×w²＝1：w²。由此，处于如图106所示的接收状态，因而能够提高接收装置的数据接收质量。

(例5－1)

(例5－2)

并且，在对编码率选择了r1的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r1，在对编码率选择了r2的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r2，在对编码率选择了r3的情况下，功率变更部(10701B)设定功率变更用的值u_r3。

此时，例如通过将v_r1、v_r2、v_r3分别设为不同的值，在各个编码率时能够得到较高的纠错能力。同样，通过将u_r1、u_r2、u_r3分别设为不同的值，在各个编码率时能够得到较高的纠错能力。但是，根据设定的编码率，也存在即使变更功率变更用的值也不能得到效果的情况。此时，即使变更编码率，也不需要变更功率变更用的值。(例如，有时v_r1＝v_r2，并且有时u_r1＝u_r2。重要的是在(v_r1、v_r2、v_r3)中存在两个以上的值。并且，在(u_r1、u_r2、u_r3)中存在两个以上的值。)另外，如上所述，v_rx和u_rx被设定为满足平均功率值之比即1：w²。

(例5－3)

说明在发送装置支持多个调制方式的情况下，根据在生成s1和s2时使用的调制方式设定s1和s2的平均功率(平均值)的方法。

在此，作为示例，说明将s1的调制方式固定为64QAM，根据控制信号将s2的调制方式从16QAM变更为QPSK(或者，能够设定16QAM、QPSK中任意一方)的情况。在将s1的调制方式设为64QAM时，s1(t)的映射方法如图109所示，在图109中k如式(481)所示。在将s2的调制方式设为16QAM时，s2(t)的映射方法如图94所示，在图94中g如式(272)所示，并且在将s2的调制方式设为QPSK时，s2(t)的映射方法如图95所示，在图95中h如式(273)所示。

在图108中，假设在设s1的调制方式为64QAM、s2的调制方式为16QAM时，设定为v＝α、u＝α×w₁₆。此时，64QAM的平均功率与16QAM的平均功率之比为v²：u²＝α²：α²×w₁₆ ²＝1：w₁₆ ²。

并且，在图108中，假设在设s1的调制方式为64QAM、s2的调制方式为QPSK时，设定为v＝β、u＝β×w₄。此时，64QAM的平均功率与QPSK的平均功率之比为v²：u²＝β²：β²×w₄ ²＝1：w₄ ²。此时，根据最小欧几里得距离的关系，如果设为w₄<w₁₆<1.0，无论s2的调制方式是16QAM、QPSK中哪种方式，接收装置均能够得到较高的数据接收质量。

另外，在上述的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为64QAM”，但在“将s2的调制方式固定为64QAM，将s1的调制方式从16QAM变更为QPSK(设定为16QAM、QPSK中任意一方)”时，设为w₄<w₁₆<1.0即可。(可以理解为与例4－3的说明相同。)。(另外，在16QAM时，为了变更功率而相乘的值是u＝α×w₁₆，在QPSK时，为了变更功率而相乘的值是u＝β×w₄，而关于64QAM时的功率变更用的值，在多个能够设定的调制方式是16QAM时v＝α，在多个能够设定的调制方式QPSK是时v＝β。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(64QAM、16QAM)或者(16QAM、64QAM)或者(64QAM、QPSK)或者(QPSK、64QAM)中的任意一种组合时，设为满足关系w₄<w₁₆<1.0即可。

下面，说明将上述的内容一般化的情况。

在使一般化的情况下，假设s1的调制方式固定、并且是I－Q平面中的信号点的数量为c个的调制方式C。关于s2的调制方式，假设能够设定I－Q平面中的信号点的数量为a个的调制方式A和I－Q平面中的信号点的数量为b个的调制方式B(c>b>a)中的任意一种调制方式。此时，将s1的调制方式是调制方式C时的平均功率、与对s2的调制方式设定了调制方式A时的平均功率之比设为1：w_a ²。将s1的调制方式是调制方式C时的平均功率、与对s2的调制方式设定了调制方式B时的平均功率之比设为1：w_b ²。此时，如果设为w_a<w_b，则接收装置能够得到较高的数据接收质量。

因此，在上述的示例中说明了“将s1的调制方式固定为调制方式C”，但在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B(设定为调制方式A、调制方式B中任意一方)”时，关于平均功率设为w_a<w_b即可。(此时，在与上述情况相同地将调制方式C的平均功率设为1的情况下，调制方式A的平均功率是w_a ²，调制方式B的平均功率是w_b ²。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(调制方式C、调制方式A)或者(调制方式A、调制方式C)或者(调制方式C、调制方式B)或者(调制方式B、调制方式C)中的任意一种组合时，关于平均功率设为满足关系w_a<w_b即可。

(例6)

使用图108说明与例4不同的动作的示例。另外，s1(t)表示调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。另外，s2(t)表示调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图109所示，k如式(481)所示。另外，t表示时间，在本实施方式中，以时间轴方向为例进行说明。

功率变更部(10701A)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307A、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为v时，输出将调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307A乘以v倍后的信号(10702A)。

功率变更部(10701B)以调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式64QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(10702B)。并且，设为u＝v×w(w<1.0)。

(例6－1)

(例6－2)

(例6－3)

在此，作为示例，说明将s1的调制方式固定为16QAM，根据控制信号将s2的调制方式从64QAM变更为QPSK(或者，能够设定16QAM、QPSK中任意一方)的情况。在将s1的调制方式设为16QAM时，s1(t)的映射方法如图94所示，在图94中g如式(272)所示。在将s2的调制方式设为64QAM时，s2(t)的映射方法如图109所示，在图109中k如式(481)所示，并且在将s2的调制方式设为QPSK时，s2(t)的映射方法如图95所示，在图95中h如式(273)所示。

在图108中，假设在设s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为64QAM时，设定为v＝α、u＝α×w₆₄。此时，64QAM的平均功率与16QAM的平均功率之比为v²：u²＝α²：α²×w₆₄ ²＝1：w₆₄ ²。

并且，在图108中，假设在设s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为QPSK时，设定为v＝β、u＝β×w₄。此时，64QAM的平均功率与QPSK的平均功率之比为v²：u²＝β²：β²×w₄ ²＝1：w₄ ²。此时，根据最小欧几里得距离的关系，如果设为w₄<w₁₆，无论s2的调制方式是64QAM、QPSK中哪种方式，接收装置均能够得到较高的数据接收质量。

另外，在上述的说明中，说明了“将s1的调制方式固定为16QAM”，但在“将s2的调制方式固定为16QAM，将s1的调制方式从64QAM变更为QPSK(设定为16QAM、QPSK中任意一方)”时，设为w₄<w₆₄即可。(可以理解为与例4－3的说明相同。)。(另外，在16QAM时，为了变更功率而相乘的值是u＝α×w₁₆，在QPSK时，为了变更功率而相乘的值是u＝β×w₄，而关于64QAM时的功率变更用的值，在多个能够设定的调制方式是16QAM时v＝α，在多个能够设定的调制方式QPSK是时v＝β。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(16QAM、64QAM)或者(64QAM、16QAM)或者(16QAM、QPSK)或者(QPSK、16QAM)中的任意一种组合时，设为满足关系w₄<w₆₄即可。

下面，说明将上述的内容一般化的情况。

在使一般化的情况下，假设s1的调制方式固定，并且是I－Q平面中的信号点的数量为c个的调制方式C。关于s2的调制方式，假设能够设定I－Q平面中的信号点的数量为a个的调制方式A和I－Q平面中的信号点的数量为b个的调制方式B(c>b>a)中的任意一种调制方式。此时，将s1的调制方式是调制方式C时的平均功率、与对s2的调制方式设定了调制方式A时的平均功率之比设为1：w_a ²。将s1的调制方式是调制方式C时的平均功率、与对s2的调制方式设定了调制方式B时的平均功率之比设为1：w_b ²。此时，如果设为w_a<w_b，则接收装置能够得到较高的数据接收质量。

因此，说明了“将s1的调制方式固定为调制方式C”，但在“将s2的调制方式固定为调制方式C，将s1的调制方式从调制方式A变更为调制方式B(设定为调制方式A、调制方式B中任意一方)”时，关于平均功率设为w_a<w_b即可。(此时，在与上述情况相同地将调制方式C的平均功率设为1的情况下，调制方式A的平均功率是w_a ²，调制方式B的平均功率是w_b ²。)另外，在能够对(s1的调制方式、s2的调制方式)的组合设定(调制方式C、调制方式A)或者(调制方式A、调制方式C)或者(调制方式C、调制方式B)或者(调制方式B、调制方式C)中的任意一种组合时，关于平均功率设为满足关系w_a<w_b即可。

(关于功率)

在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式10”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”在内的本说明书中，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所使用的预编码矩阵的式子中，在设定为α＝1时，如上所述，即使是“在s1的调制方式和s2的调制方式不同时，使s1的平均功率(平均值)和s2的平均功率(平均值)不同”时，通过使z1的平均功率和z2的平均功率相同，不会导致发送装置具备的发送功率放大器的PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值功率对平均功率比)增大，因而能够得到减小发送装置的功耗的效果。例如，可以将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所使用的预编码矩阵设定为实施方式C1的式(#3)、式(#14)、式(#15)、式(#16)、实施方式C2的式(#20)、式(#24)、式(#25)、式(#26)。并且，例如在将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所使用的预编码矩阵一般化地表示为如实施方式18的式(268)、式(269)、实施方式C1的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、实施方式C2的式(#18)、式(#19)、式(#21)、式(#22)、式(#23)时，设为α＝1即可，关于这一点对于其他实施方式也一样。(另外，周期不限于奇数。)

但是，即使是α≠1，也存在对PAPR的影响较小的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所使用的预编码矩阵。例如，在使用实施方式19的式(279)、式(280)表示的预编码矩阵、来实现有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时，即使是α≠1，对PAPR的影响也比较小。(另外，关于与实施方式19相关联的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，在实施方式10中也有说明。并且，在实施方式13、实施方式20中，即使是α≠1，对PAPR的影响也比较小。)

(接收装置)

在例1、例2、例3的情况下，能够根据图5导出下述的关系。

[数式610]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} e^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (487)

并且，如在例1、例2、例3中说明的那样，也存在成为如下所述的关系的情况。

[数式611]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ue}^{j θ} & 0 \\ 0 & e^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} u & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (488)

接收装置使用上述的关系进行解调(检波)(估计发送装置发送的比特)(可以与在实施方式1、实施方式A1～A5等中的说明相同地进行实施)。

在例4、例5、例6的情况下，能够根据图5导出下述的关系。

[数式612]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & v \times w \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (489)

并且，如在例4、例5、例6中说明的那样，也存在成为如下所述的关系的情况。

[数式613]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ue}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ve}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} u & 0 \\ 0 & v \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v \times w & 0 \\ 0 & v \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (490)

关于功率变更与映射的关系：

并且，如在例1、例2、例3中说明的那样，特别是，存在如式(487)所示图3、图4中的映射部306B输出u×s2(t)的情况，也可以省略功率变更部。在这种情况下，对映射后的信号s1(t)和映射后的信号u×s2(t)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

并且，如在例1、例2、例3中说明的那样，特别是，存在如式(488)所示图3、图4中的映射部306A输出u×s1(t)的情况，也可以省略功率变更部。在这种情况下，对映射后的信号u×s1(t)和映射后的信号s2(t)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

并且，在例4、例5、例6的情况下，特别是，存在如式(489)所示图3、图4中的映射部306A输出v×s1(t)、映射部306B输出u×s2(t)的情况，均可以省略功率变更部。在这种情况下，对映射后的信号v×s1(t)和映射后的信号u×s2(t)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

并且，在例4、例5、例6的情况下，特别是，存在如式(490)所示图3、图4中的映射部306A输出u×s1(t)、映射部306B输出v×s2(t)的情况，均可以省略功率变更部。在这种情况下，对映射后的信号u×s1(t)和映射后的信号v×s2(t)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

即，本实施方式中的F[t]是有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵，即F[t]可以理解为以依据于实施方式C1的式(#3)、式(#14)、式(#15)、式(#16)、实施方式C2的式(#20)、式(#24)、式(#25)、式(#26)的任意一种预编码矩阵为例的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。并且，例如F[t]可以理解为以依据于实施方式18的式(268)、式(269)、实施方式C1的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、实施方式C2的式(#18)、式(#19)、式(#21)、式(#22)、式(#23)的任意一种预编码矩阵为例的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。(另外，周期不限于奇数。)

并且，F[t]也可以是使用实施方式19的用式(279)、式(280)表示的预编码矩阵的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。(另外，关于与实施方式19相关联的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，在实施方式10、实施方式13、实施方式20中也有说明，F[t]也可以是在实施方式10、实施方式13、实施方式20中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。)

另外，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时，F[t]是按照时间t而使用的预编码矩阵。接收装置利用上述示出的r1(t)、r2(t)和s1(t)、s2(t)的关系进行解调(检波)(可以与在实施方式1、实施方式A1～A5等中的说明相同地进行实施)。但是，在上述示出的式子中，噪音成分、频率偏置、信道估计误差等失真成分没有出现在式子中，以包含这些成分的形式进行解调(检波)。另外，关于发送装置为了进行功率变更而使用的u、v的值，是由发送装置发送与u、v相关的信息、或者发送所使用的发送模式(发送方法、调制方式、纠错方式等)的信息，接收装置通过得到该信息，能够得知发送装置使用的u、v的值，由此导出上述示出的关系式并进行解调(检波)。

在本实施方式中，以沿时间轴方向切换预编码矩阵的情况为例进行了说明，然而与其他实施方式的说明相同地，在采用诸如OFDM方式的多载波传输的情况下，即使是沿频率轴方向切换预编码矩阵，同样也能够实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f(频率((子)载波))。

因此，在沿时间轴方向切换预编码矩阵的情况下，在z1(t)、z2(t)中，同一时间的z1(t)、z2(t)是从不同的天线使用同一频率发送的。并且，在沿频率轴方向切换预编码矩阵的情况下，在z1(f)、z2(f)中，同一频率(同一子载波)的z1(f)、z2(f)是从不同的天线使用同一时间发送的。

并且，对于沿时间－频率轴方向切换预编码矩阵的情况，如在其他实施方式中叙述的那样，同样也能够实施。另外，本实施方式中的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，不限于在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。并且，在对将预编码矩阵固定的方式(即，预编码矩阵F(t)不是t(或者f)的函数的方式)适用本实施方式的s1(t)的平均功率及s2(t)的平均功率的设定时，也能够在接收装置中得到数据的接收质量改善的效果。

(实施方式G1)

在本实施方式中说明这样的情况，即在上述的生成s1和s2时使用的调制方式不同的情况下，组合利用使s1和s2的平均功率不同的设定方法、以及在实施方式18中说明的有规律地切换使用了基于实施方式9的酉矩阵的预编码矩阵的预编码方法。如在实施方式8中说明的那样，在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，以式(82)～式(85)为参考的、为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式614]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (268)

在本实施方式中使用酉矩阵，因而式(268)的预编码矩阵能够用下式表示。

[数式615]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (269)

[数式616]

＜条件#53＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式617]

＜条件#54＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，根据式(269)将生成F[0]～F[N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[N－1]的预编码矩阵相对于周期N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，N－2，N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

[数式618]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j θ} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (274)

[数式619]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (275)

[数式620]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (276)

[数式621]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (277)

[数式622]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (278)

这样，为了减少发送装置的基于上述预编码的运算规模，在式(269)中，可以设定为θ₁₁(i)＝0弧度、λ＝0弧度。其中，在式(269)中，λ可以是因i而异的值也可以是相同的值。即，在式(269)中，F[i＝x]中的λ和F[i＝y]中的λ(x≠y)可以是相同的值，也可以是不同的值。

[数式623]

＜条件#55'＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式624]

＜条件#56'＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

下面，针对以实施方式18为例的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法(详细情况记述在实施方式F1中。)。

“s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法”，能够适用于在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的全部预编码方法。此时重要的是：

·在纠错编码例如使用进行了咬尾的Turbo码或者双二进制Turbo码、以及LDPC码那样的块码，并支持多个块长(构成一个块的比特数)(码长)，而且发送装置选择所述多个块长中的任意一个块长并进行选择块长的纠错编码的情况下，根据选择的块长，在s1的调制方式和s2的调制方式不同时，切换s1和s2的平均功率(平均值)的设定方法。

·在纠错编码支持多个编码率，并且发送装置选择所述多个编码率中的任意一个编码率并进行选择编码率的纠错编码的情况下，根据选择的编码率，在s1的调制方式和s2的调制方式不同时，切换s1和s2的平均功率(平均值)的设定方法。

·在s1的调制方式和s2的调制方式不同时，支持S2用的能够选择的多个调制方式，按照发送装置在生成s2时使用的调制方式，切换s1和s2的平均功率(平均值)的设定方法。

·在s1的调制方式和s2的调制方式不同时，支持s1用的能够选择的多个调制方式，按照发送装置在生成s1时使用的调制方式，切换s1和s2的平均功率(平均值)的设定方法。

另外，在本实施方式中说明的“s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法”，不仅能够适用于在本说明书中示出的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，而且只要是有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，则均能够适用。

在本实施方式中以沿时间轴方向切换预编码矩阵的情况为例进行了说明，然而与其他实施方式的说明相同地，在采用诸如OFDM方式的多载波传输的情况下，即使是沿频率轴方向切换预编码矩阵，同样也能够实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f(频率((子)载波))。并且，对于沿时间－频率轴方向切换预编码矩阵的情况，同样也能够实施。

(实施方式G2)

在本实施方式中说明这样的情况，即在上述的生成s1和s2时使用的调制方式不同的情况下，组合利用使s1和s2的平均功率不同的设定方法、以及在实施方式19中说明的有规律地切换使用了基于实施方式10的酉矩阵的预编码矩阵的预编码方法。

在按照周期2N有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期2N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式625]

在i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)时：

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (279)

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。

[数式626]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (280)

假设α>0，而且是(与i无关的)固定值。(假设式(279)的α和式(280)的α是相同的值。)(也可以是α<0。)

[数式627]

＜条件#57＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

[数式628]

＜条件#58＞

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & f o r & &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，也可以考虑附加下面的条件。

[数式629]

＜条件#59＞

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

而且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & f o r & &ForAll; y (y = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，根据式(279)、式(280)将生成F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵(F[0]～F[2N－1]的预编码矩阵相对于周期2N可以按照任何顺序进行排列使用。)。并且，例如在码元号码为2Ni时使用F[0]进行预编码，在码元号码为2Ni+1时使用F[1]进行预编码，…，在码元号码为2N×i+h时使用F[h]进行预编码(h＝0，1，2，…，2N－2，2N－1)。(其中，如在前面的实施方式中说明的那样，不必须有规律地切换预编码矩阵。)

作为为了周期2N而准备的基于式(279)、式(280)的预编码矩阵的示例，在设N＝15时，可以考虑如下所述的矩阵。

[数式630]

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j θ} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (281)

[数式631]

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (282)

[数式632]

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (283)

[数式633]

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (284)

[数式634]

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (285)

[数式635]

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (286)

[数式636]

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (287)

[数式637]

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (288)

[数式638]

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (289)

[数式639]

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (290)

[数式640]

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (291)

[数式641]

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (292)

[数式642]

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{24}{15} π} & e^{j (\frac{24}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (293)

[数式643]

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (294)

[数式644]

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (295)

[数式645]

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j θ} & e^{j π} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (296)

[数式646]

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (297)

[数式647]

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (298)

[数式648]

F [i = 18] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (299)

[数式649]

F [i = 19] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (300)

[数式650]

F [i = 20] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (301)

[数式651]

F [i = 21] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (302)

[数式652]

F [i = 22] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (303)

[数式653]

F [i = 23] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (304)

[数式654]

F [i = 24] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (305)

[数式655]

F [i = 25] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (306)

[数式656]

F [i = 26] = \frac{1}{\sqrt{a^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (307)

[数式657]

F [i = 27] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{24}{15} π} & e^{j (\frac{24}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (308)

[数式658]

F [i = 28] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (309)

[数式659]

F [i = 29] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \\ e^{j θ} & α \times e^{j θ} \end{matrix}) - - - (310)

这样，为了减少发送装置的基于上述预编码的运算规模，在式(279)中，可以设定为θ₁₁(i)＝0弧度、λ＝0弧度，在式(280)中，可以设定为θ₂₁(i)＝0弧度、λ＝0弧度。

其中，在式(279)、式(280)中，λ可以是因i而异的值也可以是相同的值。即，在式(279)、式(280)中，F[i＝x]中的λ和F[i＝y]中的λ(x≠y)可以是相同的值，也可以是不同的值。另外，作为其他方法，也可以是，在式(279)中将λ设为固定的值，在式(280)中将λ设为固定的值，而且将式(279)中的固定的λ的值和式(280)中的固定的λ的值设为不同的值。(作为其他方法，也可以是设为式(279)中的固定的λ的值和式(280)中的固定的λ的值的方法。)

下面，针对以实施方式19为例的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法(详细情况记述在实施方式F1中。)。

(实施方式G3)

在本实施方式中说明这样的情况，即在上述的生成s1和s2时使用的调制方式不同的情况下，将使s1和s2的平均功率不同的设定方法适用于实施方式C1。该实施方式C1是适用于将实施方式2的(例1)(例2)一般化的情况时的方式。

在按照周期N有规律地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

[数式660]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (# 1)

[数式661]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 2)

[数式662]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 3)

[数式663]

＜条件#101＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} e^{j (\frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式664]

＜条件#102＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} e^{j (- \frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式665]

＜条件#103＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{21} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{21} (x)}} e^{j (\frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式666]

＜条件#104＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{21} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{21} (x)}} e^{j (- \frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式667]

＜条件#105＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{11} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{11} (x)}} e^{j (\frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式668]

＜条件#106＞

\begin{matrix} \frac{e^{{jθ}_{11} (x + 1)}}{e^{{jθ}_{11} (x)}} e^{j (- \frac{π}{N})} & f o r & &ForAll; x (x = 0, 1, 2, ..., N - 2) \end{matrix}

[数式669]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + π)} \end{matrix}) - - - (# 10)

[数式670]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j π} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{{jθ}_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (# 9)

[数式671]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i))} \\ α \times e^{j θ} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (# 12)

[数式672]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + π)} \\ α \times e^{j θ} & e^{j θ} \end{matrix}) - - - (# 13)

[数式673]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j θ} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + π)} \end{matrix}) - - - (# 14)

[数式674]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j π} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{{jθ}_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (# 15)

[数式675]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i))} \\ e^{j θ} & e^{j π} \end{matrix}) - - - (# 16)

[数式676]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + π)} \\ α \times e^{j θ} & e^{j θ} \end{matrix}) - - - (# 17)

在本实施方式中说明了时间周期N的预编码跳动方法用的N个不同的预编码矩阵的构成方法。此时，作为N个不同的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]，并且是在单载波传输方式时沿时间轴(或者频率轴)方向按照F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N－2]、F[N－1]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用N个不同的预编码矩阵时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用N个不同的预编码矩阵。

下面，针对以实施方式C1为例的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法(详细情况记述在实施方式F1中。)。

“s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法”，能够适用于在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的全部预编码方法。此时重要的是，

(实施方式G4)

在本实施方式中说明这样的情况，即在上述的生成s1和s2时使用的调制方式不同的情况下，将使s1和s2的平均功率不同的设定方法适用于实施方式C2的情况。实施方式C2是与实施方式C1和融合了实施方式9的实施方式C1不同的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，即在实施方式9中利用设周期为奇数的情况来实现实施方式C1的方法。

[数式677]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (# I 8)

[数式678]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 19)

(考虑到发送装置、接收装置中的映射的简化，也可以设为λ＝0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度，也可以设为这三个值中的任意一个固定值。)特意设为α＝1进行处理，式(#19)能够表示如下。

[数式679]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 20)

关于本实施方式中的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵能够表示为上述的形式，然而本实施方式的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的特征在于，周期N为奇数，即能够表示为N＝2n+1。并且，为了实现周期N＝2n+1而准备的不同的预编码矩阵(另外，关于不同的预编码将在后面进行说明。)是n+1个。并且，n+1个不同的预编码矩阵中n个预编码矩阵在1周期内分别被使用两次、一个预编码被使用一次，由此实现周期N＝2n+1。下面，详细说明此时的预编码矩阵。

[数式680]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11}} & α \times e^{j (θ_{11} + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1} + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 21)

此时，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#21)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。为了进一步提高上述的效果，例如也可以是如图4所示具有一个编码器、并且具有分配编码数据的结构的发送装置，以及与其对应的接收装置。

另外，特别是，在设为λ＝0弧度、θ₁₁＝0弧度的情况下，上式能够表示如下。

[数式681]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j θ} \\ α \times e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1} + π)} \end{matrix}) - - - (# 22)

此时，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#22)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

并且，在设为λ＝π弧度、θ₁₁＝0弧度的情况下，能够表示如下。

[数式682]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ} & α \times e^{j π} \\ α \times e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} \end{matrix}) - - - (# 23)

此时，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#23)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

[数式683]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11}} & e^{j (θ_{11} + λ)} \\ e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (θ_{11} + \frac{2 i π}{2 n + 1} + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 24)

此时，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#24)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

同样，当在式(#22)中设为α＝1时能够表示如下。

[数式684]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j θ} \\ e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1} + π)} \end{matrix}) - - - (# 25)

此时，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#25)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

同样，当在式(#23)中设为α＝1时能够表示如下。

[数式685]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ} & e^{j π} \\ e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 i π}{2 n + 1})} \end{matrix}) - - - (# 26)

此时，i＝0，1，2，…，n－2，n－1，n(i是0以上n以下的整数)。在式(#26)的n+1个不同的预编码矩阵F[0]、F[1]、…、F[i]、…、F[n－1]、F[n]中，F[0]使用一次，F[1]～F[n]分别使用两次(F[1]使用两次、F[2]使用两次、…、F[n－1]使用两次、F[n]使用两次)，由此按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵，这种预编码方法与在实施方式9中设周期为奇数时有规律地切换预编码矩阵的预编码方法相同地，接收装置能够得到良好的数据接收质量。此时，即使是实施方式9的周期的大致一半的周期时，也存在能够得到较高的数据接收质量的可能性，能够减少需准备的预编码矩阵，因而能够得到削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

在本实施方式中，关于周期N＝2n+1的预编码跳动方法(按照周期N＝2n+1有规律地切换预编码矩阵的预编码方法)用的预编码矩阵W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n](此时，W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n－1]、F[n]构成)，在单载波传输方式时沿时间轴(或者频率轴)方向按照W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]的顺序进行了排列，但不限于此，也能够将预编码矩阵W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]适用于OFDM传输方式等多载波传输方式。关于这种情况时的适用方法，与实施方式1相同地，通过沿频率轴、频率－时间轴来配置码元，能够变更预编码权重。另外，关于周期N＝2n+1的预编码跳动方法进行了说明，但是在随机地使用W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]时，也能够得到相同的效果，即不必须以具有有规律的周期的方式采用W[0]、W[1]、…、W[2n－1]、W[2n]。

下面，针对以实施方式C2为例的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明s1的调制方式和s2的调制方式不同时的s1和s2的平均功率的设定方法(详细情况记述在实施方式F1中。)。

(实施方式H1)

在本实施方式1中，作为一例说明在发送被实施了QPSK的映射的调制信号和被实施了16QAM的映射的调制信号的情况下，设定成为使被实施了QPSK的映射的调制信号的平均功率和被实施了16QAM的映射的调制信号的平均功率不同的、与实施方式F1不同的方法。

如在实施方式F1中说明的那样，假设s1的调制信号的调制方式为QPSK、s2的调制信号的调制方式为16QAM(或者，s1的调制信号的调制方式为16QAM、s2的调制信号的调制方式为QPSK)，在设定为使被实施了QPSK的映射的调制信号的平均功率和被实施了16QAM的映射的调制信号的平均功率不同的情况下，有时将产生这样的问题，即根据发送装置使用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，发送装置具备的发送功率放大器的PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值功率对平均功率比)增大，发送装置的功耗增大。

具体地讲，在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”在内的本说明书中，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所使用的预编码矩阵的式子中，如果设定为α≠1，将会使z1的平均功率和z2的平均功率不同，有时会对发送装置具备的发送功率放大器的PAPR产生影响、并导致发送装置的功耗增大的问题(但是，如上所述，即使是α≠1时，也存在对PAPR的影响比较小的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法)。

在本实施方式中说明这样的预编码方法，即在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”在内的本说明书中，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法所使用的预编码矩阵的式子中，即使是α≠1时对PAPR的影响也比较小的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

在本实施方式中，作为一例，说明s1、s2的调制方式为QPSK、16QAM中任意一方时的情况。

首先，对QPSK的映射以及16QAM的映射进行说明。另外，假设本实施方式中的s1、s2是基于下面说明的QPSK的映射或者16QAM的映射中任意一种映射的信号。

首先，使用图94说明16QAM的映射。图94表示同相I－正交Q平面中的16QAM的信号点配置的示例。图94中的信号点9400在设发送的比特(输入比特)为b0～b3时，例如发送的比特为(b0、b1、b2、b3)＝(1、0、0、0)(该值是在图94中记述的值)时，其在同相I－正交Q平面中的坐标是(I、Q)＝(－3×g、3×g)，该I、Q的值表示映射后的信号。另外，在发送的比特即(b0、b1、b2、b3)是其他的值时，根据(b0、b1、b2、b3)，从图94中确定(I、Q)的集，I、Q的值表示映射后的信号(s1和s2)。

然后，使用图95说明QPSK的映射。图95表示同相I－正交Q平面中的QPSK的信号点配置的示例。图95中的信号点9500在设发送的比特(输入比特)为b0、b1时，例如发送的比特为(b0、b1)＝(1、0)(该值是在图95中记述的值)时，其在同相I－正交Q平面中的坐标是(I、Q)＝(－1×h、1×h)，该I、Q的值表示映射后的信号。另外，在发送的比特即(b0、b1)是其他的值时，根据(b0、b1)，从图95中确定(I、Q)的集，I、Q的值表示映射后的信号(s1和s2)。

另外，在s1、s2的调制方式是QPSK、16QAM中任意一方时，为了使QPSK的平均功率和16QAM的平均功率相同，使h如式(273)所示、g如式(272)所示。

在使用图108所示的与预编码相关联的信号处理部时，调制方式、功率变更值、预编码矩阵在时间轴(或者频率轴、时间及频率轴)上的变更方法的示例，如图110、图111所示。

在图110的示例中，将在时间t＝0～t＝11中的各个时间设定的调制方式、功率变更值、预编码矩阵表示为表的形式。另外，在z1(t)、z2(t)中，同一时间的z1(t)、z2(t)是从不同的天线使用同一频率发送的。在图110中是按照时间轴进行记述的，然而在使用如OFDM方式的多载波传输方式时，也可以不沿时间轴方向来切换各种方法，而是沿频率(子载波)轴方向来切换各种方法。因此，如图110所示，可以认为只要将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1、…即可。(f表示频率(子载波)，f0、f1、…表示使用的频率(子载波)。)此时，在z1(f)、z2(f)中，同一频率(子载波)的z1(f)、z2(f)是从不同的天线使用同一时间发送的。)

如图110所示，在调制方式是QPSK时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对QPSK的调制信号乘以a(a为实数)。并且，在调制方式是16QAM时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对16QAM的调制信号乘以b(b为实数)。

在图110中，作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]这三种矩阵，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的切换周期是3。(按照t0～t2、t3～t5、…的方式形成周期。)

并且，s1(t)的调制方式是在t0～t2时为QPSK、在t3～t5时为16QAM、…，s2(t)的调制方式是在t0～t2时为16QAM、在t3～t5时为QPSK、…。因此，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合是(QPSK、16QAM)或者(16QAM、QPSK)。

此时，重要的是“在以F[0]进行预编码时的(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种，同样，在以F[1]进行预编码时的(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种，并且同样，在以F[2]进行预编码时的(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种。”。

并且，功率变更部(10701A)在s1(t)的调制方式是QPSK时，向s1(t)乘以a并输出a×s1(t)，在s1(t)的调制方式是16QAM时，向s1(t)乘以b并输出b×s1(t)。

功率变更部(10701B)在s2(t)的调制方式是QPSK时，向s2(t)乘以a并输出a×s2(t)，在s2(t)的调制方式是16QAM时，向s2(t)乘以b并输出b×s2(t)。

另外，关于设定为使被实施了QPSK的映射的调制信号的平均功率和被实施了16QAM的映射的调制信号的平均功率不同的方法，如在实施方式F1中说明的那样。

因此，考虑到(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合，如图110所示，考虑了预编码矩阵和调制方式切换时的周期为6＝3×2(3：作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的数量，2：在各个预编码矩阵中，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种。)。

如上所述，通过使(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，而且使在作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的各个预编码矩阵中，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种，即使在设定为QPSK的平均功率和16QAM的平均功率不同时，也能够减小对发送装置具备的发送功率放大器的PAPR产生的影响，能够减小对发送装置的功耗产生的影响，并且如在本说明书中说明的那样，能够得到可以改善在LOS环境中的接收装置的数据接收质量的效果。

另外，在上述的说明中，说明了(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情况，但不限于此，也可以是，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等，即只要准备不同的两种调制方式、并且设定为使s1(t)的调制方式和s2(t)的调制方式不同，则同样能够实施。

图111将在时间t＝0～t＝11中的各个时间设定的调制方式、功率变更值、预编码矩阵表示为表的形式。另外，在z1(t)、z2(t)中，同一时间的z1(t)、z2(t)是从不同的天线使用同一频率发送的。(在图111中是按照时间轴进行记述的，然而在使用如OFDM方式的多载波传输方式时，也可以不沿时间轴方向来切换各种方法，而是沿频率(子载波)轴方向来切换各种方法。因此，如图111所示，可以认为只要将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1、…即可。(f表示频率(子载波)，f0、f1、…表示使用的频率(子载波)。)此时，在z1(f)、z2(f)中，同一频率(子载波)的z1(f)、z2(f)是从不同的天线使用同一时间发送的。)另外，图111是满足在图110中说明的要件的、与图110不同的示例。

如图111所示，在调制方式是QPSK时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对QPSK的调制信号乘以a(a为实数)。并且，在调制方式是16QAM时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对16QAM的调制信号乘以b(b为实数)。

在图111中，作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]这三种矩阵，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的切换周期是3。(按照t0～t2、t3～t5、…的方式形成周期。)

并且，s1(t)的调制方式是在时间轴中交替地设定QPSK和16QAM，这一点对于s2(t)也一样。并且，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合是(QPSK、16QAM)或者(16QAM、QPSK)。

因此，考虑到(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合，如图111所示，考虑了预编码矩阵和调制方式切换时的周期为6＝3×2(3：作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的数量，2：在各个预编码矩阵中，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种。)。

另外，在各个时间(各个频率)设定的调制方式、功率变更值、预编码矩阵的关系，不限于图110、图111所示的关系。

将以上说明进行汇总，以下事项比较重要。

进行这样的设定：使(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)，使调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同。

并且，功率变更部(10701A)在s1(t)的调制方式是调制方式A时，向s1(t)乘以a并输出a×s1(t)，在s1(t)的调制方式是调制方式B时，向s1(t)乘以b并输出b×s1(t)。同样，功率变更部(10701B)在s2(t)的调制方式是调制方式A时，向s2(t)乘以a并输出a×s2(t)，在s2(t)的调制方式调制方式B是时，向s2(t)乘以b并输出b×s2(t)。

并且，作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵，假设存在F[0]、F[1]、…、F[N－2]、F[[N－1](即，在F[k]中k为0以上且N－1以下)。并且，在F[k]中，假设(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种。(此时，可以设为“对于所有的k，在F[k]中，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种”，并且可以设为“在F[k]中，存在(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种的k”。)

如上所述，通过使(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合为(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)，而且使在作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的各个预编码矩阵中，(s1(t)的调制方式、s2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种，即使在设定为调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同时，也能够减小对发送装置具备的发送功率放大器的PAPR产生的影响，能够减小对发送装置的功耗产生的影响，并且如在本说明书中说明的那样，能够得到可以改善在LOS环境中的接收装置的数据接收质量的效果。

下面，说明与上述相关联的s1(t)、s2(t)的生成方法。如图3、图4所示，s1(t)由映射部306A生成，s2(t)由映射部306B生成。因此，在上述的示例中，按照图110、图111所示，映射部306A、307B执行进行QPSK的映射的情况和进行16QAM的映射的情况的切换。

另外，在图3、图4中是分别设置用于生成s1(t)的映射部和用于生成s2(t)的映射部，但不限于此，例如，如图112所示，映射部(11202)以数字数据(11201)为输入，例如按照图110、图111所示生成s1(t)、s2(t)，并将s1(t)作为映射后的信号307A进行输出，将s2(t)作为映射后的信号307B进行输出。

图113表示与图108、图112不同的加权合成部(预编码部)周边的结构的一例。在图113中，对进行与图3、图107相同的动作的部分标注相同的标号。另外，图114将针对图113在时间t＝0～t＝11中的各个时间设定的调制方式、功率变更值、预编码矩阵表示为表的形式。另外，在z1(t)、z2(t)中，同一时间的z1(t)、z2(t)是从不同的天线使用同一频率发送的。(在图114中是按照时间轴进行记述的，然而在使用如OFDM方式的多载波传输方式时，也可以不沿时间轴方向来切换各种方法，而是沿频率(子载波)轴方向来切换各种方法。因此，如图114所示，可以认为只要将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1、…即可。(f表示频率(子载波)，f0、f1、…表示使用的频率(子载波)。)此时，在z1(f)、z2(f)中，同一频率(同一子载波)的z1(f)、z2(f)是从不同的天线使用同一时间发送的。)

如图114所示，在调制方式是QPSK时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对QPSK的调制信号乘以a(a为实数)。并且，在调制方式是16QAM时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对16QAM的调制信号乘以b(b为实数)。

在图114中，作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]这三种矩阵，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的切换周期是3。(按照t0～t2、t3～t5、…的方式形成周期。)

并且，s1(t)的调制方式被固定为QPSK，s2(t)的调制方式被固定为16QAM。并且，图113中的信号替换部(11301)以映射后的信号307A、307B及控制信号(10700)为输入，根据控制信号(10700)对映射后的信号307A、307B进行替换(也存在不进行替换的情况)，并输出替换后的信号(11302A：Ω1(t)，以及替换后的信号(11302B：Ω2(t))。

此时，重要的是“在对F[0]进行预编码时的(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种，同样，在对F[1]进行预编码时的(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种，并且同样，在对F[2]进行预编码时的(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种。”。

并且，功率变更部(10701A)在Ω1(t)的调制方式是QPSK时，向Ω1(t)乘以a并输出a×Ω1(t)，在Ω1(t)的调制方式是16QAM时，向Ω1(t)乘以b并输出b×Ω1(t)。

功率变更部(10701B)在Ω2(t)的调制方式是QPSK时，向Ω2(t)乘以a并输出a×Ω2(t)，在Ω2(t)的调制方式是16QAM时，向Ω2(t)乘以b并输出b×Ω2(t)。

因此，考虑到(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合，如图114所示，考虑了预编码矩阵和调制方式切换时的周期为6＝3×2(3：作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的数量，2：在各个预编码矩阵中，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种。)。

如上所述，通过使(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合为(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，而且使在作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的各个预编码矩阵中，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种，即使在设定为QPSK的平均功率和16QAM的平均功率不同时，也能够减小对发送装置具备的发送功率放大器的PAPR产生的影响，能够减小对发送装置的功耗产生的影响，并且如在本说明书中说明的那样，能够得到可以改善在LOS环境中的接收装置的数据接收质量的效果。

另外，在上述的说明中，说明了(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合为(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情况，但不限于此，也可以是，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合为(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合为(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合为(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合为(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等，即只要准备不同的两种调制方式、并且设定为使Ω1(t)的调制方式和Ω2(t)的调制方式不同，则同样能够实施。

图115将针对图113在时间t＝0～t＝11中的各个时间设定的调制方式、功率变更值、预编码矩阵表示为表的形式，而且是与图114不同的表。另外，在z1(t)、z2(t)中，同一时间的z1(t)、z2(t)是从不同的天线使用同一频率发送的。(在图115中是按照时间轴进行记述的，然而在使用如OFDM方式的多载波传输方式时，也可以不沿时间轴方向来切换各种方法，而是沿频率(子载波)轴方向来切换各种方法。因此，如图115所示，可以认为只要将t＝0置换为f＝f0，将t＝1置换为f＝f1、…即可。(f表示频率(子载波)，f0、f1、…表示使用的频率(子载波)。)此时，在z1(f)、z2(f)中，同一频率(同一子载波)的z1(f)、z2(f)是从不同的天线使用同一时间发送的。)

如图115所示，在调制方式是QPSK时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对QPSK的调制信号乘以a(a为实数)。并且，在调制方式是16QAM时，在功率变更部(此处是称为功率变更部，但也可以称为振幅变更部、加权部。)中对16QAM的调制信号乘以b(b为实数)。

在图115中，作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵是准备了F[0]、F[1]、F[2]这三种矩阵，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的切换周期是3。(按照t0～t2、t3～t5、…的方式形成周期。)

因此，考虑到(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合，如图115所示，考虑了预编码矩阵和调制方式切换时的周期为6＝3×2(3：作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的数量，2：在各个预编码矩阵中，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)这两种。)。

并且，在各个时间(各个频率)设定的调制方式、功率变更值、预编码矩阵的关系，不限于图114、图115所示的关系。

将以上说明进行汇总，以下事项比较重要。

进行这样的设定：使(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合存在(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)，使调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同。

并且，功率变更部(10701A)在Ω1(t)的调制方式是调制方式A时，向Ω1(t)乘以a并输出a×Ω1(t)，在Ω1(t)的调制方式是调制方式B时，向Ω1(t)乘以b并输出b×Ω1(t)。同样，功率变更部(10701B)在Ω2(t)的调制方式是调制方式A时，向Ω2(t)乘以a并输出a×Ω2(t)，在Ω2(t)的调制方式调制方式B是时，向Ω2(t)乘以b并输出b×Ω2(t)。

并且，作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵，假设存在F[0]、F[1]、…、F[N－2]、F[[N－1](即，在F[k]中k为0以上且N－1以下)。并且，在F[k]中，假设(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种。(此时，可以设为“对于所有的k，在F[k]中，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种”，并且可以设为“在F[k]中，存在(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种的k”。)

如上所述，通过使(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合存在(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)，而且使在作为在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵而准备的预编码矩阵的各个预编码矩阵中，(Ω1(t)的调制方式、Ω2(t)的调制方式)的组合有(调制方式A、调制方式B)、(调制方式B、调制方式A)这两种，即使在设定为调制方式A的平均功率和调制方式B的平均功率不同时，也能够减小对发送装置具备的发送功率放大器的PAPR产生的影响，能够减小对发送装置的功耗产生的影响，并且如在本说明书中说明的那样，能够得到可以改善在LOS环境中的接收装置的数据接收质量的效果。

下面，说明接收装置的动作。关于接收装置的动作，如在实施方式1、实施方式A1～A5等中说明的那样，例如接收装置的结构如图7、图8、图9、图56、图73、图74、图75所示。

根据图5所示的关系，接收信号r1(t)、r12(t)在使用信道变动值h₁₁(t)、h₁₂(t)、h₂₁(t)、h₂₂(t)时，在如图110、图111、图114、图115所示由发送装置发送了调制信号的情况下，下述的两个式子中的任意一个式子所示的关系成立。

[数式686]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} a & 0 \\ 0 & b \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} - - - (H 1)

[数式687]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} b & 0 \\ 0 & a \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} - - - (H 2)

另外，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时，F[t]是按照时间t而使用的预编码矩阵。接收装置利用上述示出的两个式子所示的关系进行解调(检波)(可以与在实施方式1、实施方式A1～A5等中的说明相同地进行实施)。但是，在上述两个式子中，噪音成分、频率偏置、信道估计误差等失真成分没有出现在式子中，以包含这些成分的形式进行解调(检波)。另外，关于发送装置为了进行功率变更而使用的u、v的值，是由发送装置发送与u、v相关的信息、或者发送所使用的发送模式(发送方法、调制方式、纠错方式等)的信息，接收装置通过得到该信息，能够得知发送装置使用的u、v的值，由此导出上述两个式子所示的关系式并进行解调(检波)。

在本实施方式中，以沿时间轴方向切换预编码矩阵的情况为例进行了说明，然而与其他实施方式的说明相同地，在采用诸如OFDM方式的多载波传输的情况下，即使是沿频率轴方向切换预编码矩阵，同样也能够实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f(频率((子)载波))。并且，在沿时间－频率轴方向切换预编码矩阵的情况下，同样也能够实施。另外，本实施方式中的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，不限于在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，并且即使将本实施方式适用于将预编码矩阵固定的方式时，也能够得到对PAPR的影响较小的效果。

(实施方式H2)

在本实施方式中说明这样的预编码方法，即在广播(或者通信)系统支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情况、以及支持s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况下，能够削减电路规模的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

首先，说明在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

作为在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的示例，假设适用在实施方式9、实施方式10、实施方式18、实施方式19等中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。(但是，有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，不限于在实施方式9、实施方式10、实施方式18、实施方式19所述的方法。)例如，在如实施方式8及实施方式18叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，用于周期N的预编码矩阵(F[i])能够用下式表示。

[数式688]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (H 3)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。另外，关于θ₁₁(i)、θ₂₁、α、λ、δ，与实施方式8、实施方式18的说明相同(另外，一个优选的示例是满足在实施方式8、实施方式18中叙述的θ₁₁(i)、θ₂₁、α、λ、δ的条件。)。并且，尤其是用于周期N的预编码矩阵使用酉矩阵。因此，用于周期N的预编码矩阵(F[i])能够用下式表示。

[数式689]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (H 4)

下面，说明s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵采用式(H4)的示例。另外，在本实施方式中以式(H4)为例进行说明，但作为具体的示例，也可以是使用在实施方式C1中记述的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)中任意一个式子的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。另外，还可以是利用实施方式19所示的式(279)、式(280)双方定义的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

首先，图116表示本实施方式中的、支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情况、以及s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况的加权合成部(预编码部)周边的结构。在图116中，对于进行与图3、图6、图107相同的动作的部分标注相同的标号，并在此省略说明。

图116中的基带信号替换部11601以预编码后的信号309A(z1(t))、预编码后的信号309B(z2(t))及控制信号(10700)为输入，在控制信号(10700)表示“不进行信号的替换”的情况下，输出预编码后的信号309A(z1(t))作为信号11602A(z1’(t))，并输出预编码后的信号309B(z2(t))作为信号11602B(z2’(t))。

并且，在控制信号(10700)表示“进行信号的替换”的情况下，

在时间2k时(k为整数)，基带信号替换部11601输出预编码后的信号309A(z1(2k))作为信号11602A(z1’(2k))，并输出预编码后的信号309B(z2(2k))作为信号11602B(z2’(2k))，

在时间2k+1时(k为整数)，基带信号替换部11601输出预编码后的信号309B(z2(2k+1))作为信号11602A(z1’(2k+1))，并输出预编码后的信号309A(z1(2k+1))作为信号11602B(z2’(2k+1))，

并且，在时间2k时(k为整数)，基带信号替换部11601输出预编码后的信号309B(z2(2k))作为信号11602A(z1’(2k))，并输出预编码后的信号309A(z1(2k))作为信号11602B(z2’(2k))，

在时间2k+1时(k为整数)，基带信号替换部11601输出预编码后的信号309A(z1(2k+1))作为信号11602A(z1’(2k+1))，并输出预编码后的信号309B(z2(2k+1))作为信号11602B(z2’(2k+1))。(但是，上述的信号的替换仅是一例，并不局限于此，重要的是在成为“进行信号的替换”时进行信号的替换。)

另外，这是实施方式H1的变形例，并且这种信号替换是针对进行了预编码的码元进行的，不适用于其他被插入的码元例如导频码元或用于传输不进行预编码的信息的码元(例如控制信息码元)。并且，以上说明了在沿时间轴方向适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况，但不限于此，在沿频率轴或者沿时间－频率轴适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，同样也能够适用本实施方式，并且关于信号替换以上是按照时间轴方法进行了说明，但也可以沿频率轴或者沿时间－频率轴进行信号替换。

下面，说明s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的图116中的各个部分的动作。

s1(t)及s2(t)是调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。

功率变更部(10701A)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307A、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为v时，输出使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号(功率变更后的信号：10702A)。

功率变更部(10701B)以调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为u时，输出使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号(功率变更后的信号：10702B)。

此时，假设v＝u＝Ω，v²：u²＝1：1。由此，接收装置能够得到较高的数据的接收质量。

加权合成部600以功率变更后的信号10702A(使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号)和功率变更后的信号10702B(使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号)、与加权合成方法相关的信息315为输入，根据与加权合成方法相关的信息315的信息，进行依据于有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码，并输出预编码后的信号309A(z1(t))和预编码后的信号309B(z2(t))。此时，在将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设F[t]时，下述的关系式成立。

[数式690]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} Ω & 0 \\ 0 & Ω \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} - - - (H 5)

在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵F[t]用式(H4)表示时，如实施方式18所示，作为α，式(270)是适合的值。在α用式(270)表示时，z1(t)、z2(t)均是如图117所示与I－Q平面中的256个点中的任意一个信号点相当的基带信号。另外，图117仅是一例，有时也存在以原点为中心使相位旋转的形式的256个点的信号点配置。

由于s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM，因而被实施加权合成后的信号即z1(t)、z2(t)分别以16QAM传输4比特、以16QAM传输4比特，合计被传输8比特，因而成为如图117所示的256个点的信号点，但是此时信号点的最小欧几里得距离较大，因而在接收装置中能够得到更好的数据的接收质量。

基带信号替换部11601以预编码后的信号309A(z1(t))及预编码后的信号309B(z2(t))、控制信号10700为输入，由于s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM，因而控制信号10700表示“不进行信号的替换”，因此输出预编码后的信号309A(z1(t))作为信号11602A(z1’(t))，并输出预编码后的信号309B(z2(t))作为信号11602B(z2’(t))。

下面，说明s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的图116中的各个部分的动作。

s1(t)是调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图95所示，h如式(273)所示。s2(t)是调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)，映射方法如图94所示，g如式(272)所示。

功率变更部(10701A)以调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)307A、控制信号(10700)为输入，在根据控制信号(10700)将所设定的功率变更用的值设为v时，输出使调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号(功率变更后的信号：10702A)。

此时，在实施方式H1中示出的优选的示例是，“QPSK的平均功率与16QAM的平均功率之比为v²：u²＝1：5”。(由此，接收装置能够得到较高的数据的接收质量。)下面，说明此时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

加权合成部600以功率变更后的信号10702A(使调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号)和功率变更后的信号10702B(使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号)、与加权合成方法相关的信息315为输入，根据与加权合成方法相关的信息315的信息，进行依据于有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码，并输出预编码后的信号309A(z1(t))和预编码后的信号309B(z2(t))。此时，在将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设F[t]时，下述的关系式成立。

[数式691]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & \sqrt{5} v \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} - - - (H 6)

在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵F[t]用式(H4)表示时，如实施方式18所示，与s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时相同地，作为α，式(270)是适合的值。关于其理由说明如下。

图118表示上述发送状态下的16QAM的I－Q平面中的16个点的信号点与QPSK的I－Q平面中的4个点的信号点的位置关系，○表示16QAM的信号点，●表示QPSK的信号点。根据图118可知，形成为16QAM的16个信号点中的4个信号点与QPSK的4个信号点重合的状态。在这种状况下，适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的预编码矩阵F[t]用式(H4)表示，在α取式(270)的情况下，(z1(t))、(z2(t))分别是与针对s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的图117中的256个点的信号点抽取了64个点的信号点相当的基带信号。另外，图117仅是一例，有时也存在以原点为中心使相位旋转的形式的256个点的信号点配置。

由于s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM，因而被实施加权合成后的信号即z1(t)、z2(t)分别以QPSK传输2比特、以16QAM传输4比特，合计被传输6比特，因而成为64个点的信号点，但是此时是成为如以上说明的64个点的信号点，因而信号点的最小欧几里得距离较大，所以在接收装置中能够得到更好的数据的接收质量。

基带信号替换部11601以预编码后的信号309A(z1(t))及预编码后的信号309B(z2(t))、控制信号10700为输入，由于s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM，因而控制信号10700表示“进行信号的替换”，

因此在时间2k时(k为整数)，基带信号替换部11601输出预编码后的信号309A(z1(2k))作为信号11602A(z1’(2k))，并输出预编码后的信号309B(z2(2k))作为信号11602B(z2’(2k))，

在时间2k+1时(k为整数)，基带信号替换部11601输出预编码后的信号309A(z1(2k+1))作为信号11602A(z1’(2k+1))，并输出预编码后的信号309B(z2(2k+1))作为信号11602B(z2’(2k+1))。

另外，在以上的说明中，假设是在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时进行信号替换。这样，如在实施方式F1中说明的那样，由于能够削减PAPR，因而能够得到可以抑制发送装置的功耗的效果。另外，在不将发送装置的功耗作为问题的情况下，也可以与s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时相同地不进行信号的替换。

另外，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，设为v²：u²＝1：5是优选的示例，因而以此时的情况为例进行了说明，然而在v²<u²的条件下，如果将s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法，则存在在两种情况下能够得到良好的接收质量的情况。因此，不限于v²：u²＝1：5。

如上所述，通过将s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法，能够削减发送装置的电路规模，并且接收装置根据式(H5)和(H6)的信号替换方法进行解调，但是如上所述由于共用信号点，因而用于求出接收候选信号点的运算部能够共用，因此在接收装置中能够得到削减电路规模的效果。

另外，在本实施方式中，以式(H4)所示的有规律地切换的预编码矩阵的预编码方法为例进行了说明，但是有规律地切换预编码矩阵的预编码方法不限于此。关于作为本发明的要点的内容记述如下。

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM以及s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况下，将在两种情况下使用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法。

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时，满足条件v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，满足条件v²<u²。

另外，作为在接收装置中能够得到良好的接收质量的优选示例记述如下：

例1(满足以下两项)：

·在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时，满足条件v²＝u²，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，满足条件v²：u²＝1：5。

·无论在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM、以及s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的哪种情况下，均是使用相同的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

例2(满足以下两项)：

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM以及s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况下，将在两种情况下使用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法，并用式(H4)表示。另外，在本实施方式中，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明了用式(H4)表示的方法，但也可以是使用在实施方式C1中记述的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)中任意一个式子的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。并且，还可以是使用在实施方式19中示出的式(279)、式(280)双方定义的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。(详细情况记述在实施方式9、实施方式10、实施方式18、实施方式19等中。)

例3(满足以下两项)：

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM以及s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况下，将在两种情况下使用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法，并用式(H4)表示，α用式(270)表示。另外，在本实施方式中，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明了用式(H4)表示的方法，但也可以是使用在实施方式C1中记述的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)中任意一个式子的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。并且，还可以是使用在实施方式19中示出的式(279)、式(280)双方定义的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法(详细情况记述在实施方式9、实施方式10、实施方式18、实施方式19等中。)，无论在哪种情况下，α均用式(270)表示。

例4(满足以下两项)：

另外，本实施方式说明了调制方式为QPSK及16QAM时的示例，但不限于此。因此，如果将本实施方式进行扩展，则能够考虑如下情况。假设有调制方式A和调制方式B，将调制方式A的I－Q平面中的信号点数量设为a、将调制方式B的I－Q平面中的信号点数量设为b，且a<b。此时，关于本发明的要点能够记述如下。

满足以下两项：

·在支持s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B以及s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B的情况下，将在两种情况下使用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法。

·在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B时，满足条件v²＝u²，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时，满足条件v²<u²。

此时，可以实施使用图116说明的基带信号替换，也可以不实施。但是，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B的情况下，考虑到PAPR的影响，实施以上说明的基带信号替换比较好。

或者，满足以下两项：

·在支持s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B以及s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B的情况下，将在两种情况下使用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法设为相同方法，并用式(H4)表示。另外，在本实施方式中，作为有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明了用式(H4)表示的方法，但也可以是使用在实施方式C1中记述的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)中任意一个式子的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。并且，还可以是使用在实施方式19中示出的式(279)、式(280)双方定义的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。(详细情况记述在实施方式9、实施方式10、实施方式18、实施方式19等中。)。

关于调制方式A和调制方式B的组合，可以列举(调制方式A、调制方式B)为(QPSK、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)等。

在本实施方式中，以沿时间轴方向切换预编码矩阵的情况为例进行了说明，然而与其他实施方式的说明相同地，在采用诸如OFDM方式的多载波传输的情况下，即使是沿频率轴方向切换预编码矩阵，同样也能够实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f(频率((子)载波))。并且，对于沿时间－频率轴方向切换预编码矩阵的情况，同样也能够实施。另外，本实施方式中的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，不限于在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

并且，接收装置在本实施方式中的两种调制方式的设定模式时，均能够使用在实施方式F1中叙述的接收方法进行解调、检波。

(实施方式H3)

在本实施方式中作为在广播(或者通信)系统支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM的情况下、以及支持s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况下，能够削减电路规模的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，说明与实施方式H2不同的这样的预编码方法。

作为在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，假设适用在实施方式8及实施方式18等中叙述的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。因此，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，由于用于周期N的预编码矩阵(F[i])能够用下式表示。

[数式692]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (H 7)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数)。另外，关于θ₁₁(i)、θ₂₁、α、λ、δ，与实施方式8、实施方式18的说明相同(另外，一个优选的示例是满足在实施方式8、实施方式18中叙述的θ₁₁(i)、θ₂₁、α、λ、δ的条件。)。并且，尤其是用于周期N的预编码矩阵使用酉矩阵。因此，用于周期N的预编码矩阵(F[i])能够用下式表示(i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N-1以下的整数))。

[数式693]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (H 8)

本实施方式中的、支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时、以及支持s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的加权合成部(预编码部)周边的结构，按照图108、图112所示构成。(关于图108、图112的动作，在其他实施方式中进行说明)。

下面，说明s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的s1(t)、s2(t)。

下面，说明图108、图112中的各个部分的动作。

加权合成部600以功率变更后的信号10702A(使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号)和功率变更后的信号10702B(使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号)、与加权合成方法相关的信息315为输入，根据与加权合成方法相关的信息315的信息，进行依据于有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码，并输出预编码后的信号309A(z1(t))和预编码后的信号309B(z2(t))。此时，在将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t]时，下述的关系式成立。

[数式694]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} Ω & 0 \\ 0 & Ω \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} - - - (H 9)

在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的预编码矩阵F[t]用式(H8)表示时，如实施方式18所示，作为α，式(270)是适合的值。在α用式(270)表示时，z1(t)、z2(t)均是如图117所示与I－Q平面中的256个点中的任意一个信号点相当的基带信号。另外，图117仅是一例，有时也存在以原点为中心使相位旋转的形式的256个点的信号点配置。

由于s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM，因而被实施加权合成后的信号即z1(t)、z2(t)分别以16QAM传输4比特、以16QAM传输4比特，合计被传输8比特，因而成为如图117所示的256个点的信号点，但是此时由于信号点的最小欧几里得距离较大，因而在接收装置中能够得到更好的数据的接收质量。

下面，说明s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的s1(t)、s2(t)。

下面，说明图108、图112中的各个部分的动作。

作为在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的、有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，假设是在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时使用的式(H8)所示的N个预编码矩阵的基础上，还追加了下述的N个预编码矩阵的、按照周期2N有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。

[数式695]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (H 10)

此时，i＝N，N+1，N+2，…，2N－2，2N－1(i是N以上2N-1以下的整数)。(另外，一个优选的示例是满足在实施方式10、实施方式19中叙述的θ₁₁(i)、θ₂₁、α、λ、δ的条件。)。

再次进行记述，“作为在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而使用的、按照周期2N有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵，用式(H8)及式(H10)表示。并且，式(H8)表示作为在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而使用的、按照周期N有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵。因此，作为在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而使用的周期N且有规律的预编码矩阵，也在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中使用。”

加权合成部600以功率变更后的信号10702A(使调制方式QPSK的基带信号(映射后的信号)307A成为v倍(乘以v)后的信号)和功率变更后的信号10702B(使调制方式16QAM的基带信号(映射后的信号)307B成为u倍(乘以u)后的信号)、与加权合成方法相关的信息315为输入，根据与加权合成方法相关的信息315的信息，进行依据于有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码，并输出预编码后的信号309A(z1(t))和预编码后的信号309B(z2(t))。此时，在将有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵设为F[t]时，下述的关系式成立。

[数式696]

\begin{matrix} (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \\ = F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & \sqrt{5} v \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) \end{matrix} - - - (H 11)

在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的预编码矩阵F[t]用式(H8)及式(H10)表示时，如实施方式18所示，与s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时相同地，作为α，式(270)是适合的值。关于其理由说明如下。

图118表示上述发送状态下的16QAM的I－Q平面中的16个点的信号点与QPSK的I－Q平面中的4个点的信号点的位置关系，○表示16QAM的信号点，●表示QPSK的信号点。根据图118可知，形成为16QAM的16个信号点中的4个信号点与QPSK的4个信号点重合的状态。在这种状况下，适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的预编码矩阵F[t]用式(H8)及式(H10)表示，在α取式(270)的情况下，(z1(t))、(z2(t))分别是与针对s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的图117中的256个点的信号点抽取了64个点的信号点相当的基带信号。另外，图117仅是一例，有时也存在以原点为中心使相位旋转的形式的256个点的信号点配置。

由于s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM，因而被实施加权合成后的信号即z1(t)、z2(t)是以QPSK传输2比特、以16QAM传输4比特，合计被传输6比特，因而成为64个点的信号点，但是此时由于是成为如以上说明的64个点的信号点，因而信号点的最小欧几里得距离较大，所以在接收装置中能够得到更好的数据的接收质量。

此时，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时，优选的示例是设为v²：u²＝1：5，因而以此时的情况为例进行说明，然而v²<u²在的条件下，假设在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换的预编码矩阵的预编码方法如式(H8)和式(H10)所示，假设在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换的预编码矩阵的预编码方法如式(H8)所示，也存在在这两种情况下能够得到良好的接收质量的情况。因此，不限于v²：u²＝1：5。

并且，如在实施方式F1中叙述的那样，在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时，如果使用如以上说明的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，虽然v²<u²，但是z1(t)的平均功率(平均值)和z2(t)的平均功率(平均值)相同，因而能够削减PAPR，所以能够得到可以抑制发送装置的功耗的效果。

并且，通过在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，将使用的预编码矩阵的一部分共用，能够削减发送装置的电路规模，并且接收装置根据式(H8)及/或(H10)进行解调，但是如上所述由于共用信号点，因而用于求出接收候选信号点的运算部能够共用，因此在接收装置中能够得到削减电路规模的效果。

另外，在本实施方式中，以(H8)及/或(H10)所示的有规律地切换的预编码矩阵的预编码方法为例进行了说明，但是有规律地切换预编码矩阵的预编码方法不限于此。

关于作为本发明的要点的内容记述如下。

·在支持s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM以及s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM的情况下，在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、和s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，将使用的预编码矩阵的一部分共用。

另外，作为在接收装置中能够得到良好的接收质量的示例记述如下：

例1(满足以下两项)：

例2(满足以下两项)：

·作为在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)及式(H10)所示，作为在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)所示。

例3(满足以下两项)：

例4(满足以下两项)：

·作为在s1的调制方式为QPSK、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)及式(H10)所示，作为在s1的调制方式为16QAM、s2的调制方式为16QAM时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)所示。并且，式(H8)和式(H10)中的α用式(270)表示。

例5(满足以下两项)：

满足以下两项：

·在支持s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B以及s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B的情况下，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法、和s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，将使用的预编码矩阵的一部分共用。

或者，满足以下两项：

·作为在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)及式(H10)所示，作为在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)所示。

作为调制方式A和调制方式B的组合的示例，可以列举(调制方式A、调制方式B)为(QPSK、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)等。

另外，在有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中，在不共用预编码矩阵、且满足以下条件的情况下，存在不优先削减发送装置的电路规模，而使在接收装置中能够得到更高的数据的接收质量的可能性。

·作为在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)及式(H10)所示，作为在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，如式(H8)所示。其中，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的式(H8)及式(H10)所示的预编码矩阵的α的值、与在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的式(H8)所示的预编码矩阵的α的值不同。

·在s1的调制方式为调制方式B、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的周期为N，在s1的调制方式为调制方式A、s2的调制方式为调制方式B时的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法的周期为2N。

此时，作为调制方式A和调制方式B的组合的示例，可以列举(调制方式A、调制方式B)为(QPSK、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)等。

(实施方式I1)

在本实施方式中，作为与实施方式F1不同的、使s1的调制信号的调制方式与s2的调制方式不同的调制方式，对向PAPR的影响较少的规则性地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明。

以后，作为一例，对在将实施了QPSK的映射的调制信号和实施了16QAM的映射的调制信号发送的情况下、使实施了QPSK的映射的调制信号的平均功率与实施了16QAM的映射的调制信号的平均功率不同时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明。

如在实施方式F1中说明那样，使s1的调制信号的调制方式为QPSK、使s2的调制信号的调制方式为16QAM(或者，使s1的调制信号的调制方式为16QAM、使s2的调制信号的调制方式为QPSK)，在设定为使实施了QPSK的映射的调制信号的平均功率与实施了16QAM的映射的调制信号的平均功率不同的情况下，根据发送装置使用的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，有发送装置具备的发送功率放大器的PAPR(Peak－to－Average Power Ratio)(峰值功率对平均功率比)变大、发送装置的消耗功率变大的问题的情况。

对于该问题，在实施方式F1中叙述了，在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”的本说明书中，在用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的式子中设定为α＝1。

在本实施方式中，说明当在用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵中设为α＝1时将接收装置中的数据的接收品质改善的方法的一例。

这里，作为用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵，在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”的本说明书中，在用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的式子中，使用设定为α＝1的预编码矩阵。

例如，可以将在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵设定为实施方式C1的式(#3)、式(#14)、式(#15)、式(#16)、实施方式C2的式(#20)、式(#24)、式(#25)、式(#26)。此外，例如在将在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵如实施方式18的式(268)、式(269)、实施方式C1的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、实施方式C2的式(#18)、式(#19)、式(#21)、式(#22)、式(#23)那样一般化表示的情况下，只要设为α＝1就可以(另外，周期并不限定于奇数)。

图119表示本实施方式的加权合成部(预编码部)周边的结构，对于与图3、图107同样动作的部分赋予相同的标号。在说明图119自身之前，对映射后的信号307A及307B进行说明。

在图119中，假设作为映射后的信号307A的s1(t)的调制方式是QSPK，作为映射后的信号307B的s2(t)的调制方式是16QAM。以下，对QPSK的映射及16QAM的映射方法进行说明。

使用图95对QPSK的映射进行说明。图95表示同相I－正交Q平面中的QPSK的信号点配置的示例。图95的信号点9500如果设发送的比特(输入比特)为b0、b1，则例如当发送的比特是(b0、b1)＝(1，0)(该值是在图95中记载的值)时，同相I－正交Q平面中的坐标是(I，Q)＝(－1×h、1×h)，该I、Q的值为映射后的信号307A(s1(t))。另外，当发送的比特(b0、b1)为其他值时，基于(b0、b1)，根据图95决定(I，Q)的组，I、Q的值为映射后的信号307A(s1(t))。

接着，使用图94对16QAM的映射进行说明。图94表示同相I－正交Q平面中的16QAM的信号点配置的示例。图94的信号点9400如果设发送的比特(输入比特)为b0～b3，则例如当发送的比特为(b0，b1，b2，b3)＝(1，0，0，0)(该值是在图94中记载的值)时，同相I－正交Q平面中的坐标是(I，Q)＝(－3×g，3×g)，该I、Q的值为映射后的信号307B(s2(t))。另外，当发送的比特(b0，b1，b2，b3)为其他值时，也基于(b0，b1，b2，b3)，根据图94决定(I，Q)的组，I、Q的值成为映射后的信号307B(s2(t))。

另外，这里为了使QPSK的平均功率与16QAM的平均功率相等，h为式(273)，g为式(272)。

在图119中，相位变更部(11901)以映射后的调制信号307A(s1(t)：调制方式QPSK)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对映射后的调制信号307A实施相位变更，将相位变更后的信号(11902A)输出。此时，如果将相位变更值表示为e^jθs，则相位变更后的信号(11902A)被表示为s1(t)×e^jθs(θ_s的单位为弧度)。

功率变更部(10701A)以相位变更后的信号(11902A)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对相位变更后的信号(11902A)进行功率的变更，将功率变更后的信号(10702A)输出。此时，如果设用于功率变更的值为v，则将功率变更后的信号(10702A)表示为s1(t)×e^jθs×v(v为比0大的实数。0弧度≦θ_s<2π弧度)。

功率变更部(10701B)以映射后的调制信号307B(s2(t)：调制方式16QAM)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对映射后的调制信号307B进行功率的变更，将功率变更后的信号(10702B)输出。此时，如果设用于功率变更的值为u，则将功率变更后的信号(10702B)表示为s2(t)×u(u为比0大的实数)。

加权合成部600基于关于加权方法的信息315，对输入信号实施基于以在本说明书中记载的方法为例的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码，将预编码后的信号309A、309B输出。

图120表示图119中的相位变更部(11901)对映射后的QPSK的信号307A进行了相位变更时的、同相I－正交Q平面中的发送比特(b0，b1)与信号点的关系，4点的○(白圈)是相位变更前的信号点，4点的●(黑圈)是相位变更后的信号点，同相I－正交Q平面中的坐标是图120所示那样的。

如图120所示，在同相I－正交Q平面中，如果设通过由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₄，则θ_s＝θ₄成立。但是，由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₄<2π弧度。此外，由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

同样，如果设通过由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₄，则θ_s＝θ₄成立。但是，设由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₄<2π弧度。此外，由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

并且，当(b0，b1)＝(1，0)、(1，1)时，关于上述也是同样的。

图121表示与图119不同的加权合成部(预编码部)周边的结构，对于与图3、图107同样动作的部分赋予相同标号。首先，对映射后的信号307A及307B进行说明。

假设作为映射后的信号307A的s1(t)的调制方式是QSPK，作为映射后的信号307B的s2(t)的调制方式是16QAM。以下，对QPSK的映射及16QAM的映射方法进行说明。

使用图95对QPSK的映射进行说明。图95表示同相I－正交Q平面中的QPSK的信号点配置的示例。图95的信号点9500如果设发送的比特(输入比特)为b0、b1，则例如当发送的比特是(b0，b1)＝(1，0)(该值是图95中记载的值)时，同相I－正交Q平面中的坐标是(I，Q)＝(－1×h，1×h)，该I、Q的值为映射后的信号307A(s1(t))。另外，当发送的比特(b0，b1)为其他值时，也基于(b0，b1)，根据图95决定(I，Q)的组，I、Q的值为映射后的信号307A(s1(t))。

接着，使用图94对16QAM的映射进行说明。图94表示同相I－正交Q平面中的16QAM的信号点配置的示例。图94的信号点9400如果设发送的比特(输入比特)为b0～b3，则例如当发送的比特为(b0，b1，b2，b3)＝(1，0，0，0)(该值是在图94中记载的值)时，同相I－正交Q平面中的坐标是(I，Q)＝(－3×g，3×g)，该I、Q的值为映射后的信号307B(s2(t))。另外，当发送的比特(b0，b1，b2，b3)为其他值时，也基于(b0，b1，b2，b3)，根据图94决定(I，Q)的组，I、Q的值为映射后的信号307B(s2(t))。

另外，这里，为了使QPSK的平均功率与16QAM的平均功率相等，h为式(273)，g为式(272)。

功率变更部(10701A)以映射后的信号307A(s1(t)(调制方式QPSK))、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对映射后的信号307A(s1(t))进行功率的变更，将功率变更后的信号(10702A)输出。此时，如果设用于功率变更的值为v，则将功率变更后的信号(10702A)表示为s1(t)×v(v为比0大的实数)。

相位变更部(12101)以功率变更后的信号(10702A)(s1(t)×v：调制方式QPSK)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对功率变更后的信号(10702A)实施相位变更，将相位变更后的信号(12102A)输出。此时，如果将相位变更值表示为e^jθs，则将相位变更后的信号(12102A)表示为s1(t)×v×e^jθs(θ_s的单位为弧度，为0弧度≦θ_s<2π弧度)。

图122表示图121中的相位变更部(12101)对功率变更后的信号(10702A)(s1(t)×v：调制方式QPSK)进行了相位变更时的同相I－正交Q平面中的发送比特(b0，b1)与信号点的关系，4点的○(白圈)是相位变更前的信号点，4点的●(黑圈)是相位变更后的信号点，同相I－正交Q平面中的坐标为图122所示那样。

如图122所示，在同相I－正交Q平面中，如果设通过由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₄，则θ_s＝θ₄成立。但是，由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₄<2π弧度。此外，通过由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1)＝(0，0)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

同样，如果通过由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₄，则θ_s＝θ₄成立。但是，由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₄<2π弧度。此外，通过由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1)＝(0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

并且，在(b0，b1)＝(1，0)、(1，1)时，关于上述也是同样的。另外，图120和图122的信号点的I－Q平面中的坐标不同。

接着，对当作为映射后的信号307A的s1(t)的调制方式为QSPK、作为映射后的信号307B的s2(t)的调制方式为16QAM时、图119的相位变更部11901和图121的相位变更部12101的相位变更的给出方式、即θ₄的设定方法进行说明。

在上述图119、图121的说明那样的动作时，如在上述中叙述那样，为了对于QPSK的调制信号的功率变更乘以的值是v，为了对于16QAM的调制信号的功率变更而乘以的值是u。在实施方式F1中，对为了使I－Q平面中的QPSK的最小欧几里德距离与I－Q平面中的16QAM的最小欧几里德距离相等而设为v²：u²＝1：5的方法进行了叙述。以后，作为一例，对设为v²：u²＝1：5时的θ₄的设定方法进行说明。

此时，如果作为在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵、使用在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式10”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”的本说明书中在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵的式中设定为α＝1的预编码矩阵，则在设定为θ₄＝0弧度、π/2弧度、π弧度或(3×π)/2弧度的情况下，z1(t)、z2(t)都在图123那样的I－Q平面中为与25点的某个信号点对应的基带信号。

z1(t)、z2(t)都是将调制方式为QPSK的信号与16QAM的信号加权合成的信号，所以如果考虑用QPSK传送2比特、用16QAM传送4比特的共计6比特，则在信号点不重叠的情况下，存在64点的信号点，但在图123中，由于信号点重叠，所以简并为25点。

z1(t)、z2(t)如图5所示被从不同的天线发送，但此时考虑由发送天线两条中的某一方发送的信号在终端的接收装置中不传播那样的状况。此时，如果用图123那样的I－Q平面中的信号点状况发送，则在发送的共计6比特中，存在对数似然比的绝对值为0的比特(由于信号点从64点简并为25点)。

于是，在接收装置中，有虽然进行纠错解码但不进行纠错的情况，在接收装置中数据的接收品质较差。为了解决该问题，需要z1(t)、z2(t)都在I－Q平面中存在64(＝2⁶)点、z1(t)、z2(t)都为与64点某个的信号点对应的基带信号。

所以，在将θ₄设定为π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度的某个的情况下，z1(t)、z2(t)都为在图124那样的I－Q平面中与64点的某个信号点对应的基带信号。

另外，如果一般化，则将θ₄设定为π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度或(5×π)/6+n×π弧度的某个(n为整数)。

如果这样，则在使z1(t)的平均功率(平均值及z2(t)的平均功率(平均值)为一定的条件下，在I－Q平面中，64点的信号点中的最小欧几里德距离为最大。

因而，如果将θ₄设定为上述所示那样的值，则在由某一方发送的信号在接收装置中不传播那样的状况中，能够进行64点的信号点的区别的可能性也变高，所以能够得到较高的数据的接收品质的可能性变高。另外，在上述说明中，作为一例，以v²：u²＝1：5时为例进行了说明，但在由某一方发送的信号在接收装置中不传播那样的状况中，能够得到较高的数据的接收品质的可能性较高，但在其他电波传输环境中为v²<u²、而不是v²：u²＝1：5时那样能够得到较高的数据的接收品质的可能性有时较高。因而，在考虑到多个电波传输环境的情况下，满足v²<u²，将θ₄设定为π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度(将θ₄设定为π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度、(5×π)/6+n×π弧度的某个(n为整数))的某个时，能够在多个电波传输环境中得到较高的数据的接收品质的可能性较高。但是，除了使θ₄为0弧度、3π/2弧度，π弧度，(3π)/2弧度的4个值以外，还有可能存在能够得到良好的数据的接收品质的值。

此外，在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式10”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”的本说明书中，在用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的式子中，设定为α≠1，满足v²<u²，除了使θ₄为0弧度、3π/2弧度，π弧度，(3π)/2弧度的4个值以外，有可能存在能够得到良好的数据的接收品质的值。

在上述中，叙述了对QPSK的调制信号进行相位变更的情况，但也可以对16QAM的调制信号进行相位变更。以后，说明对16QAM的调制信号进行相位变更的情况。

图125表示本实施方式的加权合成部(预编码部)周边的结构，对于与图3、图107同样动作的部分赋予相同的标号。

在图125中，假设作为映射后的信号307A的s1(t)的调制方式是QSPK，作为映射后的信号307B的s2(t)的调制方式是16QAM。关于此时的s1(t)、s2(t)，与图119的说明时是同样的，所以省略说明。

在图125中，相位变更部(11901)以映射后的调制信号307B(s2(t)：调制方式16QAM)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对映射后的调制信号307B实施相位变更，将相位变更后的信号(11902B)输出。此时，如果将相位变更值表示为e^jθs，则将相位变更后的信号(11902B)表示为s2(t)×e^jθs(θ_s的单位为弧度)。

功率变更部(10701A)以映射后的调制信号(307A)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对映射后的调制信号(307A)进行功率的变更，将功率变更后的信号(10702A)输出。此时，如果设用于功率变更的值为v，则将功率变更后的信号(10702A)表示为s1(t)×v(v为比0大的实数)。

功率变更部(10701B)以相位变更后的信号(11902B)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对相位变更后的信号(11902B)进行功率的变更，将功率变更后的信号(10702B)输出。此时，如果设用于功率变更的值为u，则将功率变更后的信号(10702B)表示为s2(t)×e^jθs×u(u为比0大的实数。0弧度≦θ_s<2π弧度)。

图126表示图125中的相位变更部(11901)对映射后的16QAM的信号307B进行了相位变更时的、同相I－正交Q平面中的发送比特(b0，b1，b2，b3)与信号点的关系，16点的○(白圈)是相位变更前的信号点，16点的●(黑圈)是相位变更后的信号点，同相I－正交Q平面中的坐标是图126所示那样的。

如图126所示，在同相I－正交Q平面中，如果设通过由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₁₆，则θ_s＝θ₁₆成立。其中，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₁₆<2π弧度。此外，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

同样，如果设通过由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₁₆，则θ_s＝θ₁₆成立。其中，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₁₆<2π弧度。此外，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

并且，当(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，1，0)～(1，1，1，1)时，关于上述是同样的。

图127表示与图125不同的加权合成部(预编码部)周边的结构，对于与图3、图107同样动作的部分赋予相同的标号。关于映射后的信号307A及307B与上述是同样的，所以省略说明。

相位变更部(12101)以功率变更后的信号(10702B)(s2(t)×u：调制方式16QAM)、控制信号(10700)为输入，基于控制信号(10700)对功率变更后的信号(10702B)实施相位变更，将相位变更后的信号(12102B)输出。此时，如果将相位变更值表示为e^jθs，则将相位变更后的信号(12102B)表示为s2(t)×u×e^jθs(θ_s的单位为弧度，为0弧度≦θ_s<2π弧度)。

图128表示图125中的相位变更部(12101)对功率变更后的信号(10702B)(s2(t)×u：调制方式16QAM)进行了相位变更时的、同相I－正交Q平面中的发送比特(b0，b1，b2，b3)与信号点的关系，16点的○(白圈)是相位变更前的信号点，16点的●(黑圈)是相位变更后的信号点，同相I－正交Q平面中的坐标是图128所示那样的。

如图128所示，在同相I－正交Q平面中，如果设通过由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₁₆，则θ_s＝θ₁₆成立。其中，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₁₆<2π弧度。此外，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，0)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度相等。

同样，如果设通过由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段和由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段形成的相位为θ₁₆，则θ_s＝θ₁₆成立。但是，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段为基准的线段，为0弧度≦θ₁₆<2π弧度。此外，由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更前的信号点和原点形成的线段的长度与由(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，0，1)的相位变更后的信号点和原点形成的线段的长度相等。

并且，在(b0，b1，b2，b3)＝(0，0，1，0)～(1，1，1，1)时，关于上述也是同样的。另外，图126和图128相比，信号点的I－Q平面中的坐标不同。

接着，当作为映射后的信号307A的s1(t)的调制方式为QSPK、作为映射后的信号307B的s2(t)的调制方式为16QAM时，对图125的相位变更部11901和图127的相位变更部12101的相位变更的给出方式，即θ₁₆的设定方法进行说明。

在上述图125、图127的说明那样的动作时，如在上述中叙述那样，为了对于QPSK的调制信号的功率变更而乘以的值是v，为了对于16QAM的调制信号的功率变更而乘以的值是u。在实施方式F1中，对于为了使I－Q平面中的QPSK的最小欧几里德距离与I－Q平面中的16QAM的最小欧几里德距离相等、设为v²：u²＝1：5的方法进行了叙述。以后，作为一例，对设为v²：u²＝1：5时的θ₁₆的设定方法进行说明。

此时，作为在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵，如果使用在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式10”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”的本说明书中、在用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的式子中设定为α＝1的预编码矩阵，则在设定为θ₁₆＝0弧度、π/2弧度、π弧度或(3×π)/2弧度的情况下，z1(t)、z2(t)都在图123那样的I－Q平面中为与25点的某个信号点对应的基带信号。

z1(t)、z2(t)都是将调制方式为QPSK的信号与16QAM的信号加权合成后的信号，所以如果考虑用QPSK传送2比特、用16QAM传送4比特的共计6比特，则在信号点不重叠的情况下，存在64点的信号点，而在图123中，由于信号点重叠，所以简并为25点。

z1(t)、z2(t)如图5那样被从不同的天线发送，而此时，考虑由发送天线两条中的某一方发送的信号在终端的接收装置中没有传播那样的状况。此时，如果以图123那样的I－Q平面中的信号点状况发送，则在发送的共计6比特中，存在对数似然比的绝对值为0的比特(由于信号点从64点简并为25点)。

于是，在接收装置中，有虽然进行纠错解码但没有进行纠错的情况，在接收装置中，数据的接收品质变差。为了解决该问题，需要z1(t)、z2(t)都在I－Q平面中存在64(＝2⁶)点，z1(t)、z2(t)都为与64点的某个信号点对应的基带信号。

所以，在将θ₁₆设定为π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度的某个的情况下，z1(t)、z2(t)都在图124那样的I－Q平面中为与64点的某个信号点对应的基带信号。

另外，如果一般化，则成为将θ₄设定为π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度或(5×π)/6+n×π弧度的某个(n为整数)。

如果这样，则在使z1(t)的平均功率(平均值及z2(t)的平均功率(平均值)为一定的条件下，在I－Q平面中，64点的信号点的最小欧几里德距离为最大。

因而，如果将θ₁₆设定为上述所示那样的值，则即使在由某一方发送的信号在接收装置中没有传播那样的状况中，能够进行64点的信号点的区别的可能性也有可能变高，所以能够得到较高的数据的接收品质的可能性变高。另外，在上述说明中，作为一例，以v²：u²＝1：5时为例进行了说明，但在由某一方发送的信号在接收装置中没有传播那样的状况中，能够得到较高的数据的接收品质的可能性较高，但在其他电波传输环境中，是v²<u²，但不是v²：u²＝1：5时能够得到较高的数据的接收品质的可能性有时较高。因而，在考虑到多个电波传输环境的情况下，满足v²<u²，将θ₁₆设定为π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度、(11×π)/6弧度(将θ₄设定为π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度、(5×π)/6+n×π弧度的某个(n为整数))的某个时，在多个电波传输环境中能够得到较高的数据的接收品质的可能性较高。其中，除了使θ₁₆为0弧度、3π/2弧度，π弧度，(3π)/2弧度的4个值以外，有可能存在能够得到良好的数据的接收品质的值。

此外，在包括“实施方式8”、“实施方式9”、“实施方式10”、“实施方式18”、“实施方式19”、“实施方式C1”、“实施方式C2”的本说明书中，在用在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的式子中，设定为α≠1，满足v²<u²，除了使θ₁₆为0弧度、3π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度的4个值以外，有可能存在能够得到良好的数据的接收品质的值。

接着，对本实施方式的接收装置的动作进行说明。

当采用了在上述中说明的图119、图121的规则地切换预编码矩阵的预编码方法时，根据图5能够导出以下的关系。

[数式697]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z_{1} (t) \\ z_{2} (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ s} \times s_{1} (t) \\ s_{2} (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ s} \times s_{1} (t) \\ s_{2} (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (# I 1)

当应用了在上述中说明的、图125、图127的规则地切换预编码矩阵的预编码方法时，能够根据图5导出以下的关系。

[数式698]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z_{1} (t) \\ z_{2} (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} {ve}^{j θ} & 0 \\ 0 & {ue}^{j θ} \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (t) \\ e^{j θ s} \times s_{2} (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} v & 0 \\ 0 & u \end{matrix}) (\begin{matrix} s_{1} (t) \\ e^{j θ s} \times s_{2} (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (# I 2)

另外，F[t]是采用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时、在时间t中使用的预编码矩阵。接收装置利用在上述中表示的r1(t)、r2(t)与s1(t)、s2(t)的关系进行解调(检波)(只要与在实施方式1、实施方式A1到A5等中说明同样实施就可以)。其中，在上述表示的式子中，不将噪声成分、频率偏置、信道推测误差等的失真成分表示在式子中，以包含它们的形式进行解调(检波)。另外，关于发送装置为了进行功率变更而使用的u、v的值，发送装置发送关于它们的信息，或发送使用的发送模式(发送方法、调制方式、纠错方式等)的信息，接收装置通过得到该信息，能够知道发送装置使用的u、v的值，由此，导出上述表示的关系式，进行解调(检波)。

在本实施方式中，以在时间轴方向上切换预编码矩阵的情况为例进行了说明，但与其他实施方式的说明同样，关于在使用OFDM方式那样的多载波传送的情况下在频率轴方向上切换预编码矩阵的情况，也同样能够实施。此时，将在本实施方式中使用的t置换为f(频率((子)载波))。

由此，在时间轴方向上切换预编码矩阵的情况下，在z1(t)、z2(t)中，将相同时间的z1(t)、z2(t)从不同的天线使用相同频率发送。并且，在频率轴方向上切换预编码矩阵的情况下，在z1(f)、z2(f)中，将相同频率(相同子载波)的z1(f)、z2(f)从同的天线使用相同时间发送。

此外，关于在时间－频率轴方向上切换预编码矩阵的情况，如在其他实施方式中叙述那样，也能够同样实施。另外，本实施方式的规则地切换预编码矩阵的预编码方法并不限定于在本说明书中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法。并且，如果对将预编码矩阵固定的方式(因而，预编码矩阵F(t)不是t(或f)的函数的方式)采用对本实施方式的s1(t)的平均功率及s2(t)的平均功率的设定及映射的信号进行相位变更的方式，在接收装置中也有可能能够得到数据的接收品质改善的效果。

另外，在本实施方式中，在图119、图125中记载了相位变更部，但在图119、图125中，也可以不设置相位变更，而由图3、图4、图13、图40等表示的映射部将相位变更后实施后的映射后的信号输出。关于这一点，是在实施方式1中记载那样的。

在设本实施方式的用于预编码跳跃方法(规则地切换预编码矩阵的预编码方法)的周期为N时，作为N个不同的预编码矩阵，准备F[0]，F[1]，F[2]，…，F[N－2]，F[N－1]，而在单载波传送方式时，在时间轴方向上以F[0]，F[1]，F[2]，…，F[N－2]，F[N－1]的顺序排列，但并不一定限定于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F[0]，F[1]，F[2]，…，F[N－2]，F[N－1]应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率－时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，如果随机地使用N个不同的预编码矩阵也能够得到同样的效果，即并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以便具有规则性的周期。

(实施方式I2)

在实施方式F1、实施方式I1中，对设s1的调制方式、s2的调制方式分别为QPSK、16QAM(或16QAM、QPSK)时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行了说明。在本实施方式中，作为成为与将s1的调制方式、s2的调制方式分别设为QPSK、16QAM时同样的数据传送速度的情况，对将s1、s2的两者的调制方式设为8QAM(8Quadrature AmplitudeModulation)时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明。

本实施方式是应用在实施方式9、实施方式18中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的实施方式。在本实施方式中，在实施方式9、实施方式18的说明中，将s1的调制方式设为8QAM、将s2的调制方式设为8QAM。在图129中表示同相I－正交Q平面中的8QAM的信号点配置。在图129中，在将平均发送功率设定为z的情况下，图129中的u的值由下式给出。

[数式699]

u = z \times \sqrt{\frac{2}{3}} ... (# I 3)

另外，在当QPSK时将平均功率设定为z的情况下使用的系数被表示在式(273)中，在当16QAM时将平均功率设定为z的情况下使用的系数被表示在式(272)中，在当64QAM时将平均功率设定为z的情况下使用的系数被表示在式(481)中，发送装置作为调制方式能够选择QPSK、16QAM、64QAM、8QAM，为了使8QAM的平均功率与QPSK、16QAM、64QAM的平均功率相同，式(#I3)为重要的值。

在图129中，当发送的为3比特的b0、b1、b2是“b0b1b2”＝“000”时，作为信号点而选择12901，与信号点12901对应的I、Q(I＝1×u，Q＝1×u)为8QAM的同相成分(I)、正交成分(Q)。在“b0b1b2为“001”到“111”时也同样，生成8QAM的同相成分(I)、正交成分(Q)。

接着，对s1的调制方式为8QAM、s2的调制方式为8QAM时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明(另外，关于本实施方式中的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，在实施方式9、实施方式18中进行了叙述)。

在实施方式8中所述那样周期N(N是自然数)的规则地切换预编码矩阵的方法中，将以式(82)～式(85)为参考的、为了周期N准备的预编码矩阵F[i](i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N－1以下的整数))用下式表示。

[数式700]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) ... (# I 4)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N－1以下的整数)。(假设α>0)。在本实施方式中，由于酉矩阵，所以式(#I4)的预编码矩阵可以用下式表示。

[数式701]

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) ... (# I 5)

此时，i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N－1以下的整数)。(假设α>0)。如在实施方式18中叙述那样，为了得到良好的数据的接收品质，优选的是满足<条件#53><条件#54><条件#55><条件#56>(并不一定需要满足全部)。

接着，当将规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵如式(#I5)那样表示时，对适当的α的值的一例进行说明。

如在实施方式I1中说明那样，表示为在预编码后得到的预编码后的信号z1(t)、z2(t)(t：时间)。此时，z1(t)、z2(t)是相同频率(相同(子)载波)的信号，被从不同的天线发送(另外，这里作为一例而以时间轴的信号为例说明，但如在实施方式I1中说明那样，也可以是z1(f)、z2(f)(f是(子)载波)。此时，z1(f)、z2(f)是相同时间的信号，被从不同的天线发送)。

z1(t)、z2(t)都是将调制方式为8QAM的信号与8QAM的信号加权合成后的信号，所以如果考虑用8QAM传送3比特、用两个系统传送共计6比特，则在信号点不重叠的情况下，存在64点的信号点。

图130表示在式(#I5)中设为作为适当的α的值的一例的α＝3/2(或2/3)时的预编码后的信号z1(t)、z2(t)的同相I－正交Q平面中的信号点的一例。如图130所示，如果设为α＝3/2(或2/3)，则邻接的信号点的信号点的距离相等的情况较多，由此，64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中。

这里，考虑z1(t)、z2(t)如图5那样被从不同的天线发送、但此时由发送天线两条中的某一方发送的信号在终端的接收装置中没有传播那样的状况。在图130中，不发生在实施方式I1中说明那样的信号点的简并，此外，64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中，所以在接收装置中进行检波及纠错解码的结果是，能够得到能够得到较高的数据的接收品质的效果。

接着，对与图129不同的信号点配置的8QAM进行说明。假设采用在实施方式9、实施方式18中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，设s1的调制方式为8QAM，s2的调制方式为8QAM。在图131中，表示与图129不同的同相I－正交Q平面中的8QAM的信号点配置。在图131中，在将平均发送功率设定为z的情况下，图131中的v的值被用下式给出。

[数式702]

v = z \times \frac{2}{\sqrt{11}} ... (# I 6)

另外，在当QPSK时将平均功率设定为z的情况下使用的系数表示在式(273)中，在当16QAM时将平均功率设定为z的情况下使用的系数表示在式(272)中，在当64QAM时将平均功率设定为z的情况下使用的系数表示在式(481)中，发送装置作为调制方式能够选择QPSK、16QAM、64QAM、8QAM，为了使8QAM的平均功率与QPSK、16QAM、64QAM的平均功率相同，式(#I6)为重要的值。

在图131中，当发送的为3比特的b0、b1、b2是“b0b1b2”＝“000”时，作为信号点而选择13101，与信号点13101对应的I、Q(I＝2×v，Q＝2×v)为8QAM的同相成分(I)、正交成分(Q)。在“b0b1b2为“001”到“111”时也同样，生成8QAM的同相成分(I)、正交成分(Q)。

接着，对s1的调制方式为8QAM、s2的调制方式为8QAM时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明(另外，关于本实施方式的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，在实施方式9、实施方式18中进行了叙述)。

在如实施方式8所述那样周期N(N是自然数)的规则性地切换预编码矩阵的方法中，将以式(82)～式(85)为参考的、为了周期N准备的预编码矩阵F[i](i＝0，1，2，…，N－2，N－1(i是0以上N－1以下的整数))如上述那样用式(#I4)表示。

在本实施方式中，由于处理酉矩阵，所以式(#I4)的预编码矩阵可以用式(#I5)表示。

如在实施方式18中叙述那样，为了得到良好的数据的接收品质，优选的是满足<条件#53><条件#54><条件#55><条件#56>(并不一定需要满足全部)。

接着，当规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵如式(#I5)那样表示时，对适当的α的值的一例进行说明。

如在实施方式I1中说明那样，表示为在预编码后得到的预编码后的信号z1(t)、z2(t)(t：时间)。此时，z1(t)、z2(t)是相同频率(相同(子)载波)的信号，被从不同的天线发送(另外，这里作为一例而以时间轴的信号为例进行说明，但如在实施方式I1中说明那样，也可以是z1(f)、z2(f)(f是(子)载波)。此时，z1(f)、z2(f)是相同时间的信号，被从不同的天线发送)。

z1(t)、z2(t)都是将调制方式为8QAM的信号和8QAM的信号加权合成后的信号，所以如果考虑用8QAM传送3比特、用两个系统传送共计6比特，则在信号点不重叠的情况下，存在64点的信号点。

图132表示在式(#I5)中设为作为适当的α的值的一例的α＝3/2(或2/3)时的预编码后的信号z1(t)、z2(t)的同相I－正交Q平面中的信号点的一例。如图132所示，如果设为α＝3/2(或2/3)，则邻接的信号点的信号点的距离相等的情况较多，由此，64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中。

这里，z1(t)、z2(t)如图5那样被从不同的天线发送，但此时考虑由发送天线两根中的某一方发送的信号在终端的接收装置中没有传播那样的状况。在图132中，不发生在实施方式I1中说明那样的信号点的简并，此外，由于64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中，所以在接收装置中进行检波及纠错解码的结果是，能够得到能得到较高的数据的接收品质的效果。

接着，对本实施方式的接收装置的动作进行说明。

当采用了在上述中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法时，能够根据图5导出以下的关系。

[数式703]

\begin{matrix} (\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z_{1} (t) \\ z_{2} (t) \end{matrix}) \\ = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) F [t] (\begin{matrix} s_{1} (t) \\ s_{2} (t) \end{matrix}) \end{matrix} ... (# I 7)

另外，F[t]是当采用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时在时间t中使用的预编码矩阵。接收装置利用在上述中表示的r1(t)、r2(t)与s1(t)、s2(t)的关系进行解调(检波)(只要与在实施方式1、实施方式A1至A5等中说明同样地实施就可以)。但是，在上述中表示的式子中，噪声成分、频率偏置、信道推测误差等的失真成分没有表示在式子中，而以包含它们的形式进行解调(检波)。

因而，基于接收信号、信道推测值、预编码矩阵进行解调(检波)。另外，检波的结果得到的是硬值(“0”“1”的结果)、软值(对数似然或对数似然比)哪种都可以，基于检波得到的结果进行纠错解码。

由此，在时间轴方向上切换预编码矩阵的情况下，在z1(t)、z2(t)中，将相同时间的z1(t)、z2(t)从不同的天线使用相同频率发送。并且，在频率轴方向上切换预编码矩阵的情况下，在z1(f)、z2(f)中，将相同频率(相同子载波)的z1(f)、z2(f)从同的天线使用相同时间发送。此外，关于在时间－频率轴方向上切换预编码矩阵的情况下，也如在其他实施方式中叙述那样能够同样地实施。

即，也可以如在实施方式1、实施方式5、实施方式15等记载那样(参照图14、图23、图54)，对预编码后的信号z1(t)、z2(t)(或z1(f)、z2(f)，或z1(t，f)、z2(t，f))(例如以码元单位)进行重新排列。

(实施方式I3)

在本实施方式中，关于将s1、s2的两者的调制方式设为8QAM(8QuadratureAmplitude Modulation)时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，对与实施方式I2不同的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明。

假设本实施方式采用在实施方式10、实施方式19中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法。在本实施方式中，在实施方式10、实施方式19的说明中，设s1的调制方式为8QAM、s2的调制方式为8QAM。在图129中，表示同相I－正交Q平面中的8QAM的信号点配置。在图129中，在将平均发送功率设定为z的情况下，图129中的u的值由式(#I3)给出。另外，关于8QAM的同相成分(I)、正交成分(Q)的生成方法，与实施方式I2是同样的。

另外，在当QPSK时将平均功率设定为z的情况下使用的系数表示在式(273)中，在当16QAM时将平均功率设定为z的情况下使用的系数表示在式(272)中，在当64QAM时将平均功率设定为z的情况下使用的系数表示在式(481)中，发送装置作为调制方式能够选择QPSK、16QAM、64QAM、8QAM，为了使8QAM的平均功率与QPSK、16QAM、64QAM的平均功率相同，式(#I3)为重要的值。

接着，对s1的调制方式为8QAM、s2的调制方式为8QAM时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法进行说明(另外，关于本实施方式的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，在实施方式10、实施方式19中进行了叙述)。

如在实施方式10中叙述那样，将为了周期2N准备的预编码矩阵F[i](i＝0、1，2，…，2N－2，2N－1(i是0以上2N－1以下的整数))用下式表示。

[数式704]

i＝0、1，2，…，N－2，N－1时：

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) ... (# I 8)

设α>0，(不论i如何都)是固定值。

[数式705]

i＝0、1，2，…，2N－2，2N－1时：

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) ... (# I 9)

设α>0，(不论i如何都)是固定值。(设式(#I8)的α和式(#I9)的α是相同的值)(也可以是α<0)。

如在实施方式19中叙述那样，为了得到良好的数据的接收品质，优选的是满足<条件#57><条件#58><条件#59><条件#60><条件#61><条件#62><条件#63>(并不需要必定满足全部)。

接着，当规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵如式(#I8)、式(#I9)那样表示时，对适当的α的值的一例进行说明。

如在实施方式I1、实施方式I2中说明那样，表示为在预编码后得到的预编码后的信号z1(t)、z2(t)(t：时间)。此时，z1(t)、z2(t)是相同频率(相同(子)载波)的信号，被从不同的天线发送(另外，这里作为一例而以时间轴的信号为例说明，但如在实施方式I1中说明那样，也可以是z1(f)、z2(f)(f是(子)载波)。此时，z1(f)、z2(f)是相同时间的信号，被从不同的天线发送)。

图130是表示在式(#I8)、式(#I9)中设为作为适当的α的值的一例的α＝3/2(或2/3)时的预编码后的信号z1(t)、z2(t)的同相I－正交Q平面中的信号点的一例。如图130所示，如果设为α＝3/2(或2/3)，则邻接的信号点的信号点的距离相等的情况较多，由此，64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中。

这里，z1(t)、z2(t)如图5那样被从不同的天线发送，而此时，考虑在由发送天线两条中的某一方发送的信号在终端的接收装置中没有传播那样的状况。在图130中，不发生在实施方式I1中说明那样的信号点的简并，此外，由于64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中，所以在接收装置中进行检波及纠错解码的结果是，能够得到能够得到较高的数据的接收品质的效果。

接着，对与图129不同的信号点配置的8QAM进行说明。假设采用在实施方式10、实施方式19中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，设s1的调制方式为8QAM、s2的调制方式为8QAM。在图131中，表示与图129不同的同相I－正交Q平面中的8QAM的信号点配置。在图131中，在将平均发送功率设定为z的情况下，图131中的v的值由式(#I6)给出。另外，关于8QAM的同相成分(I)、正交成分(Q)的生成方法，与实施方式I2是同样的。

如在实施方式10中叙述那样，在周期2N(N是自然数)的规则性地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期2N准备的预编码矩阵F[i](i＝0、1，2，…，2N－2，2N－1如式(#I8)、式(#I9)那样表示。

接着，对于在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵如式(#I8)、式(#I9)那样表示时为适当的α的值的一例进行说明。

图132是表示在式(#I8)、式(#I9)中设为作为适当的α的值的一例的α＝3/2(或2/3)时的预编码后的信号z1(t)、z2(t)的同相I－正交Q平面中的信号点的一例。如图130所示，如果设为α＝3/2(或2/3)，则邻接的信号点的信号点的距离相等的情况较多，由此，64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中。

这里，z1(t)、z2(t)如图5那样被从不同的天线发送，而此时，考虑在由发送天线两条中的某一方发送的信号在终端的接收装置中没有传播那样的状况。在图132中，不发生在实施方式I1中说明那样的信号点的简并，此外，由于64点的信号点被密集地配置在同相I－正交Q平面中，所以在接收装置中进行检波及纠错解码的结果是，能够得到能够得到较高的数据的接收品质的效果。

接着，对本实施方式的接收装置的动作进行说明。

当采用了在上述中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法时，能够根据图5导出式(#I7)以下的关系。另外，F[t]是当采用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时在时间t使用的预编码矩阵。接收装置利用在上述中表示的r1(t)、r2(t)和s1(t)、s2(t)的关系进行解调(检波)(只要与在实施方式1、实施方式A1至A5等中说明同样实施就可以)。但是，在上述中表示的式子中，噪声成分、频率偏置、信道推测误差等的失真成分没有表示在式中，以包含它们的形式进行解调(检波)。

因而，成为基于接收信号、信道推测值、预编码矩阵进行解调(检波)。另外，检波的结果得到的是硬值(“0”“1”的结果)软值(对数似然或对数似然比)哪个都可以，成为基于检波得到的结果进行纠错解码。

由此，在将预编码矩阵在时间轴方向上切换的情况下，在z1(t)、z2(t)中，相同时间的z1(t)、z2(t)被从不同的天线使用相同频率发送。并且，在将预编码矩阵在频率轴方向上切换的情况下，在z1(f)、z2(f)中，相同频率(同一子载波)的z1(f)、z2(f)被从不同的天线使用相同时间发送。此外，关于在时间－频率轴方向上切换预编码矩阵的情况，与在其他实施方式中叙述那样，同样能够实施。

在设本实施方式的用于预编码跳跃方法(规则地切换预编码矩阵的预编码方法)的周期为2N时，作为2N个不同的预编码矩阵，准备F[0]，F[1]，F[2]，…，F[2N－2]，F[2N－1]，而在单载波传送方式时，在时间轴方向上以F[0]，F[1]，F[2]，…，F[2N－2]，F[2N－1]的顺序排列，但并不一定限定于此，也能够将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F[0]，F[1]，F[2]，…，F[2N－2]，F[2N－1]应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率－时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，如果随机地使用2N个不同的预编码矩阵也能够得到同样的效果，即并不一定需要使用2N个不同的预编码矩阵以便具有规则性的周期。

即，如在实施方式1、实施方式5、实施方式15等中记载那样(参照图14、图23、图54)，也可以对预编码后的信号z1(t)、z2(t)(或z1(f)、z2(f)，或z1(t，f)、z2(t，f))(例如以码元单位)进行重新排列。

在本说明书中，以BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM等的调制方式为例进行了说明，但调制方式并不限定于此，也可以使用PAM(Pulse Amplitude Modulation)，此外，I－Q平面中的两个、4个、8个、16个、64个、128个、256个、1024个等的信号点的配置方法(具有两个、4个、8个、16个、64个、128个、256个、1024个等的信号点的调制方式)并不限定于在本说明书中表示的方法(例如，QPSK的信号点配置、16QAM的信号点配置等)。因而，基于多个位将同相成分和正交成分输出的功能成为映射部中的功能，然后，实施规则地切换预编码矩阵的预编码方法成为本发明的一个有效的功能。

(关于循环Q延迟)

对在本说明书中记述的循环Q延迟的适用进行说明。在非专利文献10中记述了循环Q延迟(Cyclic Q Delay)的概况。下面，说明使用了循环Q延迟时的s1、s2的生成方法的具体示例。

图133表示调制方式为16QAM时的同相I－正交Q平面中的信号点的配置的一例。在设输入比特为b0、b1、b2、b3时，b0b1b2b3成为0000～1111这种值中的任意一个值，例如，在用0000表示b0b1b2b3时，选择图133中的信号点13301，将基于13301的同相成分的值设为基带信号的同相成分，将基于13301的正交成分的值设为基带信号的正交成分。在b0b1b2b3是其他的值时，同样生成基带信号的同相成分和正交成分。

图134表示信号生成部的结构的一例，该信号生成部从适用了循环Q延迟时的(二进制)数据生成调制信号s1(t)(t：时间)(或者，s1(f)，f：频率)及s2(t)(t：时间)(或者，s2(f)，f：频率)。

映射部13402以数据13401和控制信号13406为输入，在基于控制信号13406的调制方式例如选择了16QAM作为调制方式的情况下，按照图133所示的规则进行映射，并输出映射后的基带信号的同相成分13403_A和正交成分13603_B。另外，调制方式不限于16QAM，在其他调制方式时同样也能够实施。

此时，假设用b01、b11、b21、b31表示与图133中的b0、b1、b2、b3对应的时刻1的数据。映射部13402对于时刻1的数据，根据b01、b11、b21、b31输出时刻1的基带信号的同相成分I1和正交成分Q1。同样，映射部13402输出时刻2的基带信号的同相成分I2和正交成分Q2，…。

存储及信号替换部13404以基带信号的同相成分13403_A和正交成分13603_B、控制信号13406为输入，根据控制信号13406来存储基带信号的同相成分13403_A和正交成分13403_B，并进行信号的重组，并且输出调制信号s1(t)(13405_A)和调制信号s2(t)(13405_B)。另外，关于调制信号s1(t)、s2(t)的生成方法，将在下面进行详细说明。

如在说明书中记述的那样，对调制信号s1(t)、s2(t)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。此时，如在说明书中示出的那样，可以在任意一个阶段实施相位变更、功率变更、信号替换等信号处理。并且，通过对调制信号s1(t)、s2(t)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而得到的调制信号r1(t)和r2(t)，在同一(共同)时间使用同一频带被发送。

另外，以上按照时间轴t进行了说明，但在使用OFDM等多载波传输方式时，也可以将s1(t)、s2(t)理解为s1(f)、s2(f)(f：(子)载波)。此时，通过对调制信号s1(f)、s2(f)适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法而得到的调制信号r1(f)和r2(f)，在同一(共同)时间被发送(当然，r1(f)、r2(f)是同一频带的信号。)。并且，如在说明书中示出的那样，也可以将s1(t)、s2(t)理解为s1(t，f)、s2(t，f)。

下面，说明调制信号s1(t)、s2(t)的生成方法。图135是在使用了循环Q延迟时的s1(t)、s2(t)的生成方法的第一例。

图135(a)表示在图134的映射部13402得到的基带信号的同相成分和正交成分。如图135(a)所示，并且如在图134中对映射部13402进行的说明所示，映射部13402按照时刻1的基带信号的同相成分I1和正交成分Q1、时刻2的基带信号的同相成分I2和正交成分Q2、时刻3的基带信号的同相成分I3和正交成分Q3、…的顺序，输出基带信号的同相成分和正交成分。

图135(b)表示在图134中的存储及信号替换部13404进行了信号替换时的基带信号的同相成分和正交成分的组合的示例。在图135(b)中，将时刻1和时刻2、时刻3和时刻4、时刻5和时刻6、即时刻2i+1和时刻2i+2(i为0以上的整数)作为组合，在组合内的例如时刻1和时刻2进行基带信号的正交成分的替换。

因此，基带信号的同相成分没有被进行信号的替换，因而时刻1的基带信号的同相成分为I1、时刻2的基带信号的同相成分为I2、时刻3的基带信号的同相成分为I3、…。

并且，基带信号的正交成分在组合内进行了信号的替换，因而时刻1的基带信号的同相成分为Q2、时刻2的基带信号的正交成分为Q1、时刻3的基带信号的正交成分为Q4、时刻4的基带信号的正交成分为Q3、…。

图135(c)表示在适用了有规律地切换预编码矩阵的预编码方法时的、实施预编码之前的调制信号s1(t)、s2(t)的结构的一例。例如，如图135(c)所示，将如图135(b)所示生成的基带信号交替地分配给s1(t)、s2(t)。因此，s1(t)的第1时隙为(I1、Q2)，s2(t)的第1时隙为(I2、Q1)。s1(t)的第2时隙为(I3、Q4)，s2(t)的第2时隙为(I4、Q3)、…。

另外，图135是以时间轴方向为例进行了说明，但对于频率轴方向同样也能够实施(如上述说明的那样)。此时，记述为s1(f)、s2(f)。

并且，针对第N时隙的s1(t)和第N时隙的s2(t)执行有规律地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码，得到第N时隙的预编码后的信号r1(t)、r2(t)。关于这一点可参照本说明书中的说明。

图136表示用于得到图135所示的第N时隙的s1(t)、s2(t)的与图134不同的构成方法。映射部13602以数据13601、控制信号13604为输入，根据依据于控制信号13604的调制方式进行考虑了例如图135所示的替换的映射，并生成映射后的信号(基带信号的同相成分和正交成分)，从映射后的信号生成调制信号s1(t)(13603_A)和调制信号s2(t)(13603_B)并进行输出。另外，如图135(c)所示，调制信号s1(t)(13603_A)与图134中的调制信号13405_A相同，并且调制信号s2(t)(13603_B)与图134中的调制信号13405_B相同。因此，调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙为(I1、Q2)，调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙为(I2、Q1)，调制信号s1(t)(13603_A)的第2时隙为(I3、Q4)，调制信号s2(t)(13603_B)的第2时隙为(I4、Q3)，…。

作为补充，对图136中的映射部13602生成调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙(I1、Q2)、调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙(I2、Q1)的方法进行说明。

在图136中，13601表示数据，将时刻1的数据设为b01、b11、b21、b31，将时刻2的数据设为b02、b12、b22、b32。图136中的映射部13602从b01、b11、b21、b31和b02、b12、b22、b32生成以上说明的I1、Q1、I2、Q2。并且，图136中的映射部13602能够从I1、Q1、I2、Q2生成调制信号s1(t)、s2(t)。

图137表示用于得到图135所示的第N时隙的s1(t)、s2(t)的与图134、图136不同的构成方法。映射部13701_A以数据13601、控制信号13604为输入，根据依据于控制信号13604的调制方式进行考虑了例如图135所示的替换的映射，并生成映射后的信号(基带信号的同相成分和正交成分)，从映射后的信号生成调制信号s1(t)(13603_A)并进行输出。映射部13701_B以数据13601、控制信号13604为输入，根据依据于控制信号13604的调制方式进行考虑了例如图135所示的替换的映射，并生成映射后的信号(基带信号的同相成分和正交成分)，从映射后的信号生成调制信号s2(t)(13603_B)并进行输出。

另外，作为映射部13701_A的输入的数据13601和作为映射部13701_B的输入的数据13601当然是相同的数据。并且，如图135(c)所示，调制信号s1(t)(13603_A)与图134中的调制信号13405_A相同，并且调制信号s2(t)(13603_B)与图134中的调制信号13405_B相同。

因此，调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙为(I1、Q2)，调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙为(I2、Q1)，调制信号s1(t)(13603_A)的第2时隙为(I3、Q4)，调制信号s2(t)(13603_B)的第2时隙为(I4、Q3)，…。

作为补充，对图137中的映射部13701_A生成调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙(I1、Q2)的方法进行说明。在图137中，13601表示数据，将时刻1的数据设为b01、b11、b21、b31，将时刻2的数据设为b02、b12、b22、b32。图137中的映射部13701_A从b01、b11、b21、b31和b02、b12、b22、b32生成以上说明的I1、Q2。并且，图137中的映射部13701_A能够从I1、Q2生成调制信号s1(t)。

对图137中的映射部13701_B生成调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙(I2、Q1)的方法进行说明。在图137中，13601表示数据，将时刻1的数据设为b01、b11、b21、b31，将时刻2的数据设为b02、b12、b22、b32。图137中的映射部13701_B从b01、b11、b21、b31和b02、b12、b22、b32生成以上说明的I2、Q1。并且，图137中的映射部13701_B能够从I2、Q1生成调制信号s2(t)。

接着，图138表示与图135不同的、在使用了循环Q延迟时的s1(t)、s2(t)的生成方法的第二例。另外，在图138中，对与图135相同的部分(基带信号的同相成分和正交成分)标注相同的标号。

图138(a)表示在图134的映射部13402得到的基带信号的同相成分和正交成分。图138(a)与图135(a)相同，因而省略说明。

图138(b)表示在进行信号替换之前的s1(t)、s2(t)的基带信号的同相成分和正交成分的结构，在图138(b)中，时刻2i+1的基带信号被分配给s1(t)，时刻2i+2的基带信号被分配给s2(t)(i为0以上的整数)。

图138(c)表示在图134中的存储及信号替换部13404进行了信号替换时的基带信号的同相成分和正交成分的组合的示例。图138(c)的特征(与图135的不同之处)在于，在s1(t)内进行信号替换，以及在s2(t)内进行信号替换。

因此，在图138(c)中，相对于图138(b)，在s1(t)中进行Q1和Q3的替换，并进行Q5和Q7的替换，以后进行相同的替换。并且，在图138(c)中，相对于图138(b)，在s2(t)中进行Q2和Q4的替换，并进行Q6和Q8的替换，以后进行相同的替换。

因此，s1(t)的第1时隙的基带信号的同相成分为I1、正交成分为Q3，s2(t)的第1时隙的基带信号的同相成分为I2、正交成分为Q4。并且，s1(t)的第2时隙的基带信号的同相成分为I3、正交成分为Q1，s2(t)的第2时隙的基带信号的同相成分为I4、正交成分为Q2。第3、第4时隙可以表示为如图138(c)所示，对于以后的时隙也一样。

图139表示用于得到图138所示的第N时隙的s1(t)、s2(t)的与图134不同的构成方法。映射部13602以数据13601、控制信号13604为输入，根据依据于控制信号13604的调制方式进行考虑了例如图138所示的替换的映射，并生成映射后的信号(基带信号的同相成分和正交成分)，从映射后的信号生成调制信号s1(t)(13603_A)和调制信号s2(t)(13603_B)并进行输出。另外，如图138(c)所示，调制信号s1(t)(13603_A)与图134中的调制信号13405_A相同，并且调制信号s2(t)(13603_B)与图134中的调制信号13405_B相同。因此，调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙为(I1、Q3)，调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙为(I2、Q4)，调制信号s1(t)(13603_A)的第2时隙为(I3、Q1)，调制信号s2(t)(13603_B)的第2时隙为(I4、Q2)，…。

作为补充，对图139中的映射部13602生成调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙(I1、Q3)、调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙(I2、Q4)、调制信号s1(t)(13603_A)的第2时隙(I3、Q1)、调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙(I4、Q2)的方法进行说明。

在图139中，13601表示数据，将时刻1的数据设为b01、b11、b21、b31，将时刻2的数据设为b02、b12、b22、b32，将时刻3的数据设为b03、b13、b23、b33，将时刻4的数据设为b04、b14、b24、b34。图139中的映射部13602从b01、b11、b21、b31和b02、b12、b22、b32和b03、b13、b23、b33和b04、b14、b24、b34生成以上说明的I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4。并且，图139中的映射部13602能够从I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4生成调制信号s1(t)、s2(t)。

图140表示用于得到图138所示的第N时隙的s1(t)、s2(t)的与图134、图139不同的构成方法。分配部14001以数据13601、控制信号13604为输入，根据控制信号13604来分配数据，并输出第1数据14002_A和第2数据14002_B。映射部13701_A以第1数据14002_A、控制信号13604为输入，根据依据于控制信号13604的调制方式进行考虑了例如图138所示的替换的映射，并生成映射后的信号(基带信号的同相成分和正交成分)，从映射后的信号生成调制信号s1(t)(13603_A)并进行输出。映射部13701_B以第2数据14002_B、控制信号13604为输入，根据依据于控制信号13604的调制方式进行考虑了例如图138所示的替换的映射，并生成映射后的信号(基带信号的同相成分和正交成分)，从映射后的信号生成调制信号s2(t)(13603_B)并进行输出。

调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙为(I1、Q3)，调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙为(I2、Q4)，调制信号s1(t)(13603_A)的第2时隙为(I3、Q1)，调制信号s2(t)(13603_B)的第2时隙为(I4、Q2)，…。

作为补充，对图140中的映射部13701_A生成调制信号s1(t)(13603_A)的第1时隙(I1、Q3)和第2时隙(I3、Q1)的方法进行说明。在图140中，13601表示数据，将时刻1的数据设为b01、b11、b21、b31，将时刻2的数据设为b02、b12、b22、b32，将时刻3的数据设为b03、b13、b23、b33，将时刻4的数据设为b04、b14、b24、b34。分配部14001将时刻1的数据即b01、b11、b21、b31和时刻3的数据即b03、b13、b23、b33作为第1数据14002_A进行输出，将时刻2的数据即b02、b12、b22、b32和时刻4的数据即b04、b14、b24、b34作为第2数据802_B进行输出。图140中的映射部13701_A从b01、b11、b21、b31和b03、b13、b23、b33生成第1时隙(I1、Q3)和第2时隙(I3、Q1)。从第3时隙起进行相同的操作。

对图140中的映射部13701_B生成调制信号s2(t)(13603_B)的第1时隙(I2、Q4)和第2时隙(I4、Q2)的方法进行说明。图140中的映射部13701_B从时刻2的数据即b02、b12、b22、b32和时刻4的数据即b04、b14、b24、b34生成第1时隙(I2、Q4)和第2时隙(I4、Q2)。从第3时隙起进行相同的操作。

以上对两个循环Q延迟的方法进行了说明，如图135所示，当在时隙内进行了信号替换的情况下，在接收装置的解调(检波)部中能够抑制候选信号点的数量，因而具有能够减少运算规模(电路规模)的优点。另一方面，如图138所示，当在s1(t)的信号内、s2(t)的信号内进行了信号替换的情况下，虽然在接收装置的解调(检波)部中候选信号点的数量增多，但是能够得到时间分集增益(在沿频率轴进行了替换的情况下，得到频率分集增益)，具有数据的接收质量有可能进一步提高的优点。

另外，在上述的说明中，以调制方式为16QAM时为例进行了说明，但不限于此，对于QPSK、8QAM、32QAM、64QAM、128QAM、256QAM等调制方式，同样也能够实施。

另外，循环Q延迟的方法不限于上述的两种方法。例如，在上述的两个示例中，分别对基带信号的正交成分进行了替换，但也可以替换同相成分。并且，在两个时刻进行替换(例如，在时刻1和时刻2对基带信号的正交成分进行替换)，但也可以在多个时刻进行基带信号的同相成分或者(也可以是“以及“)正交成分的信号的替换。因此，在如图135(a)所示产生基带信号的同相成分和正交成分并进行了循环Q延迟的情况下，“存在将时刻i的循环Q延迟后的基带信号的同相成分表示为Ii、将时刻i的循环Q延迟后的基带信号的正交成分表示为Qj(i≠j)的码元”，或者“存在将时刻i的循环Q延迟后的基带信号的同相成分表示为Ij、将时刻i的循环Q延迟后的基带信号的正交成分表示为Qi(i≠j)的码元”，或者“存在将时刻i的循环Q延迟后的基带信号的同相成分表示为Ij、将时刻i的循环Q延迟后的基带信号的正交成分表示为Qk(i≠j、i≠k、j≠k)的码元”。

并且，对通过实施以上叙述的循环Q延迟而得到的调制信号s1(t)(或者s1(f)、或者s1(t、f))、调制信号s2(t)(或者s2(f)、或者s2(t、f))，适用有规律地切换预编码矩阵的预编码方法。(此时，如在说明书中示出的那样，可以在任意一个阶段实施相位变更、功率变更、信号替换等信号处理。)此时，作为对通过实施循环Q延迟而得到的调制信号所适用的有规律地切换预编码矩阵的预编码方法，也能够适用在本说明书中说明的有规律地切换预编码矩阵的全部预编码方法。

<实施方式M>

在本实施方式中，例如如在本说明书中记载那样，对广播站将通过使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法得到的多个调制信号从多个天线(使用相同频带、在相同时刻)发送、接收广播站发送的多个调制信号时的向家庭内的信号的引入方法的示例进行说明(另外，预编码矩阵是在本说明书中记载的哪种预编码矩阵都可以，此外，在使用与本说明书不同的预编码矩阵的情况下，也能够实施本实施方式的向家庭内的信号的引入方法。除此以外，在本说明书中，对使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法的发送方法进行了说明，但在本实施方式中说明的向家庭内的信号的引入方法对于不规则地切换预编码矩阵而实施预编码的情况及不实施预编码的情况也能够实施)。

图141所示的接收系统14101由中继装置14102和家庭内的电视机14103、14105构成，特别是，中继装置14102为用来接收广播站对多个住宅发送的调制信号并进行分发的装置。另外，这里作为一例而以电视机为例进行说明，但并不限定于电视机，只要是需要信息的终端就同样能够实施。

中继装置14102具备接收广播波(广播站发送的多个调制信号)的功能，中继装置14102的特征是，具有向电视机14103通过1条电缆14104传送接收到的信号的功能、和向电视机14105通过两条电缆14106a、14106b传送接收到的信号的功能的两者。

另外，中继装置14102例如有为了因高层建筑等的影响而电波接收较困难的住宅密集地而建在高层建筑的房顶上等的设置方法，由此，在各住宅中，对于广播站发送的调制信号能够得到良好的接收品质。并且，由于在各住宅中能够得到广播站使用相同频率发送的多个调制信号，所以能够得到数据的传送速度提高的效果。

关于如在本说明书中说明那样当广播站将相同频带的多个调制信号使用不同的天线发送时中继装置接收上述多个调制信号、使用1条信号线向家庭(住宅)中继时的详细的动作，使用图142进行说明。

接着，使用图142，对用1条信号向家庭内引入的情况下的详细情况进行说明。

如图142所示，中继装置14102使用两条天线#1、天线#2接收广播波(广播站发送的多个调制信号)。

频率变换部14211将由天线#1接收到的接收信号向中间频率#1变换(将该信号称作中间频率#1的信号)。

频率变换部14212将由天线#2接收到的接收信号向中间频率#2(频带与中间频率#1不同)变换(将该信号称作中间频率#2的信号)。

并且，加法器14213将中间频率#1的信号与中间频率#2的信号相加。因而，通过进行频率划分，将由天线#1接收到的接收信号和由天线#2接收到的接收信号传送。

在电视机14103中，由分路器14223将来自1条信号线的信号分路为两条。

并且，频率变换部14221进行关于中间频率#1的频率变换，得到基带信号#1。因而，基带信号#1为相当于由天线#1接收到的接收信号的信号。

此外，频率变换部14222进行关于中间频率#2的频率变换，得到基带信号#2。因而，基带信号#2为相当于由天线#2接收到的接收信号的信号。

另外，在向家庭内的引入中使用的中间频率#1及#2既可以使用在中继装置及电视机之间预先决定的频带，也可以将关于中继装置14102使用的中间频率#1及#2的信息对电视机14103使用某种通信媒体发送。此外，电视机14103也可以对中继装置14102将想要使用的中间频率#1及#2使用某种通信媒体发送(指示)。

MIMO检波部14224进行MLD(最大似然检测，Maximum Likelihood Detection)等的MIMO用的检波，得到各比特的对数似然比(关于这一点，是在其他实施方式中说明那样的)。(这里，称作MIMO检波部，但检波的信号处理为与一般周知的MIMO检波部同样的动作，所以称作MIMO检波部。但是，向家庭内的引入的传送方法与一般的MIMO系统不同，将由天线#1接收到的接收信号和由天线#2接收到的接收信号使用频率划分方式传送。以后，关于这样的情况也称作MIMO检波部，但只要考虑作“检波部”就可以)。

另外，如在本说明书中记载那样，在广播站将通过进行预编码并进行相位变更得到的多个调制信号从多个天线发送的情况下，如在其他实施方式中说明那样，MIMO检波部14224反映预编码、相位变更而进行检波，例如将各比特的对数似然比输出。

接着，使用图143对用两条信号向家庭内引入的情况下的例子(方法1～方法2)进行说明。

(方法1：用中间频率引入)

方法1如图143所示，将由天线#1接收到的接收信号变换为中间频率#1的信号，将由天线#2接收到的接收信号变换为中间频率#2的信号，将中间频率#1的信号和中间频率#2的信号用不同的信号线(14106a及1506b)向家庭内的电视机14105引入。在此情况下，中间频率#1和中间频率#2既可以是相同的频率，也可以是不同的频率。

(方法2：用RF频率引入)

方法2是中继装置将由天线#1接收到的接收信号及由天线#2接收到的接收信号都以接收到的频率(RF频率)的原样向家庭内引入的方法。即，如图144所示，在中继装置14102中，由天线#1接收到的接收信号及由天线#2接收到的接收信号分别经由不具有频率变换功能的中继部14411、14412，并且经过电缆(信号线)14106a、电缆(信号线)14106b。因而，由天线#1接收到的接收信号及由天线#2接收到的接收信号被以RF频率的原状向家庭内的电视机14105引入。另外，也可以在中继部14411、14412中进行波形整形(频带限制、噪声除去等)。

另外，在向家庭内的信号引入方法中，也可以考虑判断在电视机侧中继的接收信号是利用中间频率还是使用RF频率、根据使用的频率适当切换动作的结构。

如图145所示，电视机14501具备判断部14531。判断部14531通过监视接收到的接收信号电平，判断接收信号是使用中间频率还是使用RF频率。

如果判断为使用中间频率，则判断部14531通过控制信号14532向频率变换部14221指示进行关于中间频率#1的频率变换，向频率变换部14222指示进行关于中间频率#2的频率变换。

如果判断为使用RF频率，则判断部14531通过控制信号14532向频率变换部14221、14222指示进行关于RF频率的频率变换。

并且，频率变换后的信号被MIMO检波部14224自动地检波。

另外，也可以不是通过判断部14531的自动判断，而通过电视机14501具备的交换机(例如，开关，switch)进行关于向家庭内的引入方式的设定(“使信号线为1条还是使信号线为多条”、“使用RF频率还是使用中间频率”等)。

使用图141到图145，对在广播站将相同频带的多个调制信号使用多个天线发送时经由中继装置向家庭内引入信号线的方法进行了说明，但如在本说明书中说明那样，可以考虑以下情况：广播站适当切换“将相同频带的多个调制信号使用多个天线发送的发送方法”和“将一个调制信号使用一个天线(或多个天线)发送的发送方法”，或者进行频率划分，例如在频带A中使用“将相同频带的多个调制信号使用多个天线发送的发送方法”，在频带B中如“将一个调制信号使用一个天线(或多个天线)发送的发送方法”那样将调制信号发送。

在广播站适当切换“将相同频带的多个调制信号使用多个天线发送的发送方法”和“将一个调制信号使用一个天线(或多个天线)发送的发送方法”的情况下，在使用“将相同频带的多个调制信号使用多个天线发送的发送方法”的情况下，如在上述中说明那样，通过向家庭内“用1条信号线或用多条信号线”引入的方法的某种，电视机能够得到广播站发送的数据。

并且，在使用“将一个调制信号使用一个天线(或多个天线)发送的发送方法”的情况下，同样通过向家庭内“用1条信号线或用多条信号线”引入的方法的某种，电视机能够得到广播站发送的数据。另外，在使信号线为1条的情况下，在图142中也可以用天线#1、天线#2两者接收信号(此时，电视机14105的MIMO检波部14224如果进行最大比合成，则能够得到较高的数据的接收品质)。此外，也可以仅将用一个天线接收到的接收信号向家庭内传送。此时，加法器14213不进行加法的动作，使一方的信号原样通过(此时，电视机14105的MIMO检波部14224不进行用于MIMO的检波，而发送一个调制信号，进行接收时的一般的检波(解调))。

此外，在进行频率划分、例如在频带A中使用“将相同频带的多个调制信号使用多个天线发送的发送方法”、在频带B中如“将一个调制信号使用一个天线(或多个天线)发送的发送方法”那样发送调制信号的情况下，电视机按照每个频带进行在上述中叙述那样的检波(解调)。即，在电视机将频带A的调制信号解调的情况下，进行使用图142到图145说明那样的检波(解调)。并且，在将频带B的调制信号解调的情况下，进行在上述中说明的、“将一个调制信号使用一个天线(或多个天线)发送的发送方法”时的检波(解调)。此外，如果存在频带A、b以外的频带，也同样能够实施。

另外，在图141的中继系统中，作为一例而表示多个住宅使用共用的天线时的中继系统。因而，将由天线接收到的接收信号对多个住宅分发，但作为别的实施方法，也可以是各住宅单独拥有相当于图141的中继系统。此时，在图141中，表示经由中继器装置配线达到各住宅那样的形象图，但当各住宅单独拥有中继系统时，仅向该住宅配线。并且，配线的条数既可以是1条也可以是多条。

在图146中表示对图141的中继系统附加了新的结构的中继装置。

中继装置14610以由用来接收地面(terrestrial)数字电视广播的电波的天线14600_1接收到的接收信号14601_1、由用来接收地面(terrestrial)数字电视广播的电波的天线14600_2接收到的接收信号14601_2、由用来接收卫星广播的电波的BS(Broadcasting Satellite)(用的)天线14600_3接收到的接收信号14601_3为输入，将合成信号14608输出。中继装置14610包括滤波器14603、多调制信号存在用频率变换部14604和合成部14607而构成。

与由天线14601_1及天线14601_2接收的接收信号(14601_1、14601_2)对应的广播站发送的调制信号可以示意地如图147(a)那样表示。另外，在图147(a)、图147(b)中，横轴是频率，意味着在四边形的部分的频带中存在发送信号。

在图147(a)中，在信道1(CH_1)所在的频带中，由于在相同的频带中不存在其他发送信号，所以意味着发送地面波的电波的广播站仅将(一个)信道1(CH_1)的调制信号从天线发送。同样，在信道L(CH_L)所在的频带中，由于在相同的频带中不发送其他发送信号，所以意味着发送地面波的电波的广播站仅将(一个)信道L(CH_L)的调制信号从天线发送。

另一方面，在图147(a)中，在信道K(CH_K)所在的频带中，在相同的频带中存在两个调制信号(因而，在图147(a)，在相同频带中存在两个四边形。记述为流(Stream)1、流(Stream)2)。此时，流1的调制信号及流2的调制信号分别被从不同的天线在相同时间发送。另外，流1及流2如在前面也叙述那样，既可以是通过实施预编码及相位变更得到的调制信号，也可以是仅进行预编码而得到的调制信号，也可以是不进行预编码而得到的调制信号。同样，在信道M(CH_M)所在的频带中，在相同的频带中存在两个调制信号(因而，在图147(a)中，在相同频带存在两个四边形。记述为流(Stream)1、流(Stream)2)。此时，流1的调制信号及流2的调制信号分别被从不同的天线在相同时间发送。另外，流1及流2如在前面也叙述那样，既可以是通过实施预编码及相位变更得到的调制信号，也可以是仅进行预编码而得到的调制信号，也可以是不进行预编码而得到的调制信号。

此外，与由bS天线14600_3接收到的接收信号14601_3对应的广播站(卫星)发送的调制信号可以示意地如图147(b)那样表示。

在图147(b)中，在bS信道1(CH1)所在的频带中，由于在相同的频带中不存在其他发送信号，所以意味着发送卫星广播的电波的广播站仅将(一个)信道1(CH1)的调制信号从天线发送。同样，在bS信道2(CH2)所在的频带中，由于在相同的频带中不存在其他发送信号，所以意味着发送卫星广播的电波的广播站仅将(一个)信道L(CH2)的调制信号从天线发送。

另外，图147(a)和图147(b)表示相同频带的频率分配。

在图146中，作为例子而记载了地面波(terrestrial)的广播站发送的调制信号和BS发送的调制信号，但并不限定于此，也可以存在CS(communications satellite)发送的调制信号，也可以存在其他不同的广播系统发送的调制信号。此时，在图146中，存在用来接收各广播系统发送的调制信号的接收部。

受理了接收信号14601_1的滤波器14603将接收信号14601_1中包含的“多个调制信号所在的频带的信号”切取，将滤波后的信号14605输出。

例如，如果接收信号14601_1的频率分配是图147(a)，则滤波器14603如图148(b)所示，将除去了信道K和信道M的频带的信号的信号14605输出。

多调制信号存在用频率变换部14604在本实施方式中具有在上述中作为中继装置(14102等)说明的装置的功能。具体而言，检测由广播站在相同频带中将多个调制信号使用不同的天线在相同时间发送的频带的信号，对检测出的信号进行频率变换。即，多调制信号存在用频率变换部14604进行变换，以使“多个调制信号所在的频带的信号”存在于两个不同的频带中。

例如，多调制信号存在用频率变换部14604具备图142所示的结构，多调制信号存在用频率变换部14604为将由两个天线接收到的接收信号中的“多个调制信号所在的频带的信号”变换为两个中间频率、其结果是变换为与原来的频带不同的频带的结构。

图146的多调制信号存在用频率变换部14604以接收信号14601_1为输入，如图149所示，提取多个调制信号(多个流)所在的频带，即信道K(CH_K)14901及信道M(CH_M)14902的信号，将该两个频带的调制信号分别变换为不同的频带。因而，信道K(CH_K)14901的信号如图149(b)那样被变换为频带14903的信号，此外，信道M(CH_M)14902的信号如图149(b)那样被变换为频带14904的信号。

除此以外，图146的多调制信号存在用频率变换部14604以接收信号14601_2为输入，如图149所示，提取多个调制信号(多个流)所在的频带，即信道K(CH_K)14901及信道M(CH_M)14902的信号，将这两个频带的调制信号分别向不同的频带变换。因而，信道K(CH_K)14901的信号如图149(b)那样被变换为频带14905的信号，此外，信道M(CH_M)14902的信号如图149(b)那样被变换为频带14906的信号。

并且，图146的多调制信号存在用频率变换部14604输出图149的(b)所示的包含4个频带的成分的信号。

另外，在图149中，图149(a)和图149(b)的横轴是频率，图149(a)和图149(b)表示相同频带的频率分配。假设图149(a)表示的信号的所在的频带与图149(b)的信号所在的频带不重叠。

图146的合成部14607以滤波器14603输出的信号(14605)、多调制信号存在用频率变换部14604输出的信号(14606)、从bS天线14600_3输入的信号(14601_3)为输入，进行频率轴上的合成。因而，图146的合成部14607得到具有图151的频率成分的信号(14608)并输出。电视机14609以该信号(14608)为输入。因而，通过将1条信号线引入，能够以较高的数据的接收品质视听电视机。

接着，作为另一例，多调制信号存在用频率变换部14604具备图142所示的结构，对多调制信号存在用频率变换部14604使由两个天线接收到的接收信号中的“多个调制信号所在的频带的信号”成为原样的频带和1个中间频带的方法进行说明。

图146的多调制信号存在用频率变换部14604以接收信号14601_1为输入，如图150所示，提取多个调制信号(多个流)所在的频带，即信道K(CH_K)15001及信道M(CH_M)15002的信号，将这两个频带的调制信号分别向不同的频带变换。因而，信道K(CH_K)15001的信号如图150(b)那样被变换为频带15003的信号，此外，信道M(CH_M)15002的信号如图150(b)那样被变换为频带15004的信号。

除此以外，图146的多调制信号存在用频率变换部14604以接收信号14601_2为输入，如图150所示，提取多个调制信号(多个流)所在的频带，即信道K(CH_K)15001及信道M(CH_M)15002的信号，分别配置到与原来的频带相同的频带中。因而，信道K(CH_K)15001的信号如图150(b)那样成为频带15005的信号，此外，信道M(CH_M)15002的信号如图150(b)那样成为频带15006的信号。

并且，图146的多调制信号存在用频率变换部14604输出图150(b)所示的包含4个频带的成分的信号。

另外，在图150中，图150(a)和图150(b)的横轴是频率，图150(a)和图150(b)表示相同频带的频率分配。15001和15005是相同的频带，此外，15002和15006为相同的频带。

图146的合成部14607以滤波器14603输出的信号(14605)、多调制信号存在用频率变换部14604输出的信号(14606)、和从bS天线14600_3输入的信号(14601_3)为输入，进行频率轴上的合成。因而，图146的合成部14607得到具有图152的频率成分的信号(14608)并输出。电视机14609以该信号(14608)为输入。因而，通过引入1条信号线，能够以较高的数据的接收品质对电视机进行视听。

因而，通过对频率轴中的使用广播站发送的信号当中的多个调制信号用多个天线(使用相同频带在相同时刻)发送的发送方法的频带，进行在上述中记载的向家庭内的信号线的引入，有电视机(终端)能够得到较高的数据的接收品质、并且能够使家庭内的信号线的配线变少的优点。此时，如上述那样，不存在广播站使用将1个调制信号用1条以上的天线发送的发送方法的频带。

另外，在本实施方式中，如图141(图153(a))所示，将中继装置说明了例如配置在集合住宅的房顶等上的例子。但是，中继装置的配置位置并不限定于此，如上述那样，例如如图153(b)所示，在向各家庭的电视机等引入信号的情况下，也可以是对每1个住宅配置1个的结构。或者，如图153(c)所示，在有线电视厂商接收广播波(广播站发送的多个调制信号)、将接收到的广播波用有线(电缆)方式向各家庭等再分发的情况下，也可以作为电缆厂商的中继系统的一部分使用。

即，在本实施方式中表示的图142、图143、图144、图145，图146各自的中继装置既可以如图153(a)那样配置在集合住宅的房顶等上，在如图153(b)所示那样向各家庭的电视机等引入信号的情况下，也可以对每1个住宅配置1个，在如图153(c)所示那样有线电视厂商接收广播波(广播站发送的多个调制信号)、将接收到的广播波用有线(电缆)方式向各家庭等再分发的情况下，也可以作为电缆厂商的中继系统的一部分使用。

<实施方式N>

在本实施方式中，如在本说明书中记载的实施方式中表示那样，对接收使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法从多个天线以相同频带同时发送的多个调制信号、用有线电视(有线)再分发的系统进行说明(另外，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵的切换模式是在本说明书中记载的预编码矩阵的切换模式的哪种都可以，此外，在使用与本说明书不同的预编码矩阵的切换模式的情况下也能够实施本实施方式。除此以外，在本说明书中，对使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法的情况进行了说明，而在本实施方式中说明的方法对于不使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法的情况也能够实施)。

有线电视厂商拥有接收以无线方式发送的广播波的电波的装置，也有向广播波难以到达的例如各家庭以有线方式将数据(例如，动态图像、声音、数据信息等)再分发，广义地讲有提供因特网的连接服务、电话线路的连接服务的情况。

在广播站将多个调制信号(以相同频带在相同时间)用多个天线发送的情况下，有在该有线电视厂商中发生问题的情况。以下对该问题进行说明。

假设广播站预先设定了用来发送各广播波的发送频率。在图154中横轴是频率，如图154所示，假设广播站在某个信道(在图154的情况下是CH_K)中将多个调制信号(以相同频带在相同时间)用多个天线发送。另外，在CH_K的流1(Stream1)和流2(Stream2)中包含不同的数据，根据流1(Stream1)和流2(Stream2)生成多个调制信号。

此时，广播站向有线电视厂商以无线方式将信道K(CH_K)的多个调制信号(以相同频带在相同时间)使用多个天线发送。因而，有线电视厂商如在本说明书中记载的实施方式所示那样，对于信道K(CH_K)的频带，接收广播站使用多个天线同时发送的信号，并进行解调、解码。

但是，如图154所示，在信道K(CH_K)中，将多个调制信号(在图154的情况下是两个)发送，所以在将它们原样以直通(pass through)方式分发给电缆(1条有线)的情况下，在电缆的端部的各家庭中，信道K(CH_K)中包含的数据的数据的接收品质较大地劣化。

所以，也可以考虑如在上述实施方式M中表示那样，有线电视厂商对信道K(CH_K)的多个接收信号分别进行频率变换，变换为2个以上的不同的频带，将合成后的信号发送，但是有其他频带被别的信道或卫星广播信道等占用而难以使用的情况。

所以，在本实施方式中，公开了即使是频率变换困难的情况、也将广播站发送的以相同频带在相同时间发送的多个调制信号以有线方式再分发的方法。

在图155中表示有线电视厂商的中继装置的结构。这里，表示2×2MIMO的通信系统的情况，即广播站将两个调制信号以相同频带在相同时间发送、中继装置使用两个天线接收的情况。

有线电视厂商的中继装置具备接收部15502和分发用数据生成部15504。

由天线15500_1及天线15500_2接收到的接收信号(15500_1、15500_2)如在本说明书中记载那样，在接收部15502中被实施预编码的逆变换处理及/或恢复相位的处理等，接收部15502得到数据信号rs1(15403_1)和数据信号rs2(15403_2)，向分发用数据生成部15404输出。此外，接收部15502将关于在接收到的信号的解调、解码中使用的信号处理方法的信息及关于用于广播站发送调制信号的发送方法的信息，作为关于信号处理方法的信息15503_3向分发用数据生成部15504输出。

另外，在图155中，表示了接收部15502用数据信号rs1(15403_1)和数据信号rs2(15403_2)的两系统将数据输出的情况，但并不限定于此(这里是一例)，例如也可以将数据用1个系统输出。

具体而言，接收部15502具备由在本说明书中记载的图7所示的无线部703_X、703_Y、调制信号z1的信道变动推测部705_1、调制信号z2的信道变动推测部705_2、调制信号Z1的信道变动推测部707_1、调制信号Z2的信道变动推测部707_2、控制信息解码部709、信号处理部711构成的结构。图155所示的天线15500_1及15500_2分别对应于图7所示的天线701_X及701_Y。但是，在本实施方式中，信号处理部711与实施方式1的图8所示的信号处理部不同，具备图156所示的结构。

如图156所示，有关本实施方式的接收部15502具备的信号处理部由INNER MIMO检波部803、存储部815、对数似然计算部15602A、对数似然计算部15602B、硬判断部15604A、硬判断部15604B和系数生成部15601构成。

在图156中，对于与图8共用的部分赋予相同的标号，这里省略其说明。

对数似然计算部15602A与图8所示的对数似然计算部805A同样计算对数似然，将对数似然信号15603A向硬判断部15604A输出。

同样，对数似然计算部15602B与图8所示的对数似然计算部805B同样计算对数似然，将对数似然信号15603B向硬判断部15604B输出。

硬判断部15604A对对数似然信号15603A进行硬判断，得到其比特值，将其作为数据信号rs1(15503_1)向分发用数据生成部15504输出。

同样，硬判断部15604B对对数似然信号15603B进行硬判断，得到其比特值，将其作为数据信号rs2(15503_2)向分发用数据生成部15504输出。

系数生成部15601除了与系数生成部819同样生成系数并向INNERMIMO检波部803输出以外，从广播站(发送装置)通知的关于发送方法的信息(用来确定变更所使用的固定的预编码矩阵及相位的情况下的相位变更模式的信息或调制方式等)的信号818，提取有关在两个信号中使用的至少是调制方式的信息，将关于包含有关该调制方式的信息的信号处理方法的信息的信号15503_3向分发用数据生成部15504输出。

根据以上的说明可知，接收部15502进行到求出对数似然而进行硬判断为止的解调，但在该一例中不执行到纠错。

另外，在图156中，采取具备对数似然计算部、硬判断部的结构，但INNER MIMO检波部803也可以不进行软判断而进行硬判断，在此情况下，不需要具备对数似然计算部、硬判断部。此外，不需要将硬判断的结果设为rs1、rs2，将各比特的软判断的结果设为rs1、rs2。

图155的分发用数据生成部15504以数据信号rs1(15503_1)、数据信号rs2(15503_2)和关于信号处理方法的信息15503_3为输入，生成分发信号15505，向合同方的各家庭等分发。

从这里，对于图155的分发用数据生成部15504生成分发信号15505的方法使用图157～图159详细地说明。

图157是表示分发用数据生成部15504的结构的框图。如图157所示，分发用数据生成部15504由结合部15701、调制部15703和分发部15705构成。

结合部15701以数据信号rs1(15503_1)、数据信号rs2(15503_2)、关于信号处理方法的信息及关于广播站在调制信号的发送中使用的发送方法的信息(15503_3)为输入，将通过关于信号处理方法的信息及关于广播站在发送调制信号中使用的发送方法的信息决定的数据信号rs1和数据信号rs2汇总，将数据结合信号15702向调制部15703输出。另外，在图157中，记载为数据信号rs1(15503_1)和数据信号rs2(15503_2)，但如在上述中叙述那样，可以考虑在图156中将rs1和rs2集合而用1个系统将数据输出的结构。在此情况下，图157中的结合部15701能够去除。

调制部15703以数据结合信号15702、关于信号处理方法的信息及关于广播站在发送调制信号中使用的发送方法的信息15503_3为输入，进行按照所设定的调制方式的映射，生成调制信号15704并输出。关于调制方式的设定方法的详细情况在后面叙述。

分发部15705以调制信号15704和关于信号处理方法的信息及在广播站发送调制信号中使用的发送方法15503_3为输入，作为调制信号15704和各家庭的电视接收机等中的用于解调、解码的控制信息，将除了在调制信号15704中使用的调制方式的信息以外还包括表示纠错编码的信息(码的信息，纠错编码的编码率等)的控制信息的分发信号15505向合同方的各家庭等经由电缆(有线)分发。

使用图158及图159说明图157的结合部15701及调制部15703中的处理的详细情况。

图158是作为向分发用数据生成部15504的输入的数据信号rs1和数据信号rs2的概念图。在图158中，在横轴取时间轴，图158的四边形分别表示在各时间中必须一次分发的数据块。作为纠错码，既可以使用组织代码，也可以使用非组织代码。该数据块由纠错编码后的数据构成。

这里假设在发送数据信号rs1及数据信号rs2中使用的调制方式都是16QAM。换言之，设为了发送图154的信道K(CH_K)的流1(Stream1)而使用的调制方式为16QAM，为了发送流2(Stream2)而使用的调制方式为16QAM。

在此情况下，由于构成数据信号rs1的1个码元的比特数是4比特，构成数据信号rs2的1个码元的比特数为4比特，所以图158所示的各数据块(rs1_1、rs1_2、rs1_3、rs1_4、rs2_1、rs2_2、rs2_3、rs2_4)分别是指4bit的数据。

如图158所示，数据rs1_1及数据rs2_1是在时刻t1被解调的数据，数据rs1_2及数据rs2_2是在时刻t2被解调的数据，数据rs1_3及数据rs2_3是在时刻t3被解调的数据，数据rs1_4及数据rs2_4是在时刻t4被解调的数据。

另外，图158所示的数据rs1_1、rs1_2都具有如果在相同的定时被向各家庭等分发则广播站发送的数据达到电视机(终端)的延迟较小的优点。同样，优选的是将数据rs1_2、rs2_2也在相同的定时分发，将数据rs1_3、rs2_3也在相同的定时分发，将数据rs1_4、rs2_4也在相同的定时分发。

因此，图155的分发用数据生成部15504根据从接收部15502受理的数据信号rs1和数据信号rs2执行处理，以便能够将在相同的定时发送的数据(码元)集合为一个、用一个码元发送。

即，如图159所示，用将rs1_1的1个码元和rs2_1的1个码元合并后的数据构成一个数据码元。具体而言，在假设将rs1_1通过硬判断判断为是“0000”的4bit的数据、将rs1_2判断为是“1111”的4bit的数据的情况下，图158所示的rs1_1+rs2_1为“00001111”的数据。将该8bit的数据作为一个数据码元。同样，将合并了rs1_2的1个码元和rs2_2的1个码元后的数据rs1_2+rs2_2作为一个数据码元，将合并了rs1_3的1个码元和rs2_3的1个码元的数据rs1_3+rs2_3作为一个数据码元，将合并了rs1_4的1个码元和rs2_4的1个码元的数据rs1_4+rs2_4作为一个数据码元。另外，图159表示在横轴中取时间轴、应将一个四边形一次发送的数据码元。此外，在图159中，为了方便而用“+”的标记表现，但图159中的“+”并不意味着加法。在图159中，“+”意味着做成单纯地将两个数据排列的形式的数据。

数据rs1_1+rs2_1、rs1_2+rs2_2、rs1_3+rs2_3、rs1_4+rs2_4分别是8bit的数据，同时是必须向各家庭分发的数据。但是，数据信号rs1、rs2分别在发送中使用的调制方式是16QAM，但在16QAM中不能将8bit的数据同时一起传送。

所以，调制部15703将所输入的数据结合信号15702用能够一次发送8bit的数据的调制方式、即256QAM调制。即，调制部15703用从关于信号处理的信息15503_3取得在两个数据信号的发送中使用的调制方式的信息，将对所得到的两个调制方式各自的星座点数进行乘法运算而得到的值作为星座点数的调制方式来调制。并且，调制部15703将用新的调制方式(在这里的说明中是256QAM)调制而得到的调制信号15704向分发部15705输出。

另外，在从广播站发送的调制信号是1个的情况下，接收部15502及分发用数据生成部15504原样用直通方式将接收到的信号原样向电缆(有线)分发(这里，用进行硬判断、再次进行调制的方法进行说明，但并不限定于此，例如也可以将接收到的信号自身放大并发送)。

在图155中，由电缆(有线)分发的分发信号15505被图160所示的电视接收机16000接收。图160所示的电视接收机16000具备与图85所示的接收机8500大致同样的结构，对于具备同样的功能的部分赋予相同的标号而省略说明。

从电缆16001接受到分发信号15505的调谐器8501提取指定的信道的信号，向解调部16002输出。

解调部16002除了图85所示的解调部8500的功能以外还具备以下的功能。解调部16002按照分发信号15505中包含的控制信息，如果检测出从调谐器8501传递来的信号是从广播站在相同频带以相同时间发送了2个以上的调制信号，则按照该控制信息将输入的1个信号划分为两个以上的信号。即，执行使图159的状态的信号回到图158的状态的处理，将得到的信号向流入输出部8503输出。解调部16002求出接收到的信号的对数似然，进行硬判断，将得到的数据根据混合了多个信号的比率来划分，对划分后的数据进行纠错等的处理，得到数据。

这样，将由电缆(有线)分发的广播，各家庭等的电视接收机16000从广播站到有线电视厂商在相同频带以相同时间进行了多个调制信号的发送的信道也解调、解码。

在本实施方式中，假设在两个数据信号rs1、rs2的发送中使用的调制方式都是16QAM，但在将多个调制信号发送时，在各自的调制信号中使用的调制方式的组合并不限定于16QAM和16QAM的组合。作为一例，可以考虑以下的表8所示那样的组合。

[表8]

表8是将广播站生成的两个流的数量(表8的发送调制信号数)、在生成两个流中使用的调制方式的组合(表8的#1是流1的调制方式，#2为流2的调制方式)、和作为在对各组合由调制部15703再调制时使用的调制方式的再调制方式建立了对应的表。

在图157中，将对应于与用关于调制部15703作为输入的信号处理方法的信息及关于在广播站发送调制信号中使用的发送方法的信息15503_3表示的调制方式的组合一致者的再调制方式，称作由调制部15703使用的调制方式。这里表示的组合是一例，根据表8可知，再调制方式的星座点数相当于两个流的调制方式的组的星座点数的相乘值，即将在#1中使用的调制方式的I(同相)－Q(正交)平面中的信号点的数量与在#2中使用的调制方式的I(同相)－Q(正交)平面中的信号点的数量相乘后的值。另外，只要再调制方式的星座点数(I(同相)－Q(正交)平面中的再调制方式的信号点的数量)超过该相乘值，也可以使用表8所示的再调制方式以外的调制方式。

进而，即使是广播站发送的流数是3以上的情况，也根据在各个流中使用的调制方式的星座点数的相乘值决定由调制部15703使用的调制方式。

另外，在本实施方式中，表示了在中继装置中进行硬判断、进行数据的结合的情况，但也可以是软判断。在使用软判断时，需要基于软判断值的值将再调制方式的映射后的基带信号修正。

此外，如在上述中记载那样，在图155中为存在rs1和rs2的结构，但也可以将它们集合为1个，接收部15502将其输出。此时，数据线为1个，但在用流1的1个码元传送的比特数是4、用流2的1个码元传送的比特数是4时，在上述集合为1个的数据线中，将8比特作为1个码元，接收部15502将其输出。此时，图157的调制部15703在再调制中使用的调制方式是与上述说明同样的，例如为256QAM。即，可以使用表8。

在图161中，表示图155所示的有线电视厂商的中继装置的另一结构例。图161所示的中继装置的接收部16102和分发用数据生成部16104与图155所示的不同，仅对由广播站将多个调制信号以相同频带在相同时间发送的信号执行处理。并且，分发用数据生成部16104将多个信号如在上述中说明那样结合，生成对该频带乘以将调制方式用与从广播站的发送时不同的调制方式调制后的信号后的信号16105并输出。

另一方面，由天线15500_1接收到的接收信号15501_1除了接收部16102以外也被向滤波器16106供给。

滤波器16106根据接收信号15501_1，在由广播站将多个调制信号在相同时间以相同频带发送的情况下，仅将该频带的信号切取，将滤波后的信号16107向合成部16108输出。

并且，合成部16108将滤波后的信号16107与从分发用数据生成部16104输出的信号16105合成，生成分发信号15505，用电缆(有线)向各家庭等分发。

通过做成这样的结构，有线电视厂商的中继装置对于将多个调制信号在相同时间发送后的频带以外的频带的信号不进行处理就足够。

另外，在本实施方式中，对有线电视厂商的中继装置进行了说明，但并不限定于此。本实施方式所示的中继装置相当于图153(c)所示的形态，但并不限定于此，如图153(a)、图153(b)所示，可以作为集合住宅用的中继装置或各个人宅用的中继装置等使用。

此外，在本实施方式中，对发送了多个调制信号的频带不进行频率变换，但也可以对发送了多个调制信号的频带进行实施方式M所示那样的频率变换。

(实施方式O)

在其他实施方式中，对在广播系统中使用进行预编码并规则地进行相位变更处理的方法的情况进行了说明，而在本实施方式中，说明用在通信系统中的情况。在用在通信系统中的情况下，如图162所示，可以考虑以下的3个通信形态。

(1)多播通信的情况…与其他实施方式同样，基站如果使用进行预编码并且规则地进行相位变更的发送方法，则对于许多终端能够传送数据。

例如，能够在从基站16201向便携终端16202a～16202c一齐分发内容(content)的多播通信中使用(图162(a))

(2)单播通信且closed－loop(闭环)的情况(从通信终端有反馈信息的情况下(反馈CSI(Channel State Information：信道状态信息)的信息，或者在终端侧指定想要在基站中使用的预编码矩阵))…基站从准备的预编码矩阵，基于终端发送的CSI的信息及/或想要在基站中使用的预编码矩阵的信息，选择预编码矩阵，使用它对多个调制信号实施预编码，将多个调制信号从多个天线使用相同时间、相同频带发送。在图162(b)中表示一例。

(3)单播通信且open－loop(开环)的情况(不基于来自通信终端的信息变更预编码矩阵)…基站使用进行预编码并规则地进行相位变更的发送方法。在图162(c)中表示一例。

另外，在图162中，图示了基站与通信终端之间的通信例，但也可以是基站彼此或通信终端彼此的通信。

以下，对用来实现这些通信形态的基站(发送机)和便携终端(接收机)的结构进行说明。

图163是有关本实施方式的基站的收发机的结构例。图163所示的基站的收发机对具有与图4所示的发送机的结构同样的功能者赋予相同的标号而省略说明，对不同的结构进行说明。

如图163所示，基站的收发机除了图4所示的结构以外，还具备天线16301、无线部16303和反馈信息解析部16304。此外，代替信号处理方法信息生成部314而具备信号处理方法信息生成部16314。

天线16301是用来接收基站的收发机的通信对方发送的数据的天线。此时，在图163所示的基站的接收机的部分中，得到通信对方发送的反馈信息。

无线部16303将由天线16301接收到的接收信号16302解调、解码，将得到的数据信号16304向反馈信息解析部16305输出。

反馈信息解析部16305从数据信号16304取得通信对方发送的反馈信息，例如CSI的信息及/或想要在基站中使用的预编码矩阵的信息、对基站请求的通信方法(多播通信还是单播通信的请求信息及是open－loop还是closed－loop的请求信息)，作为反馈信息16306输出。

信号处理方法信息生成部16314以帧结构信号16313及反馈信息16306为输入，基于帧结构信号16313及反馈信息16306的两者(既可以以终端的请求为优先，也可以以基站的希望为优先)，决定为本实施方式的(1)、(2)、(3)的哪个发送方法，将包含所决定的通信方法的信息的控制信息16315输出。另外，在选择了本实施方式的(1)、(3)的发送方法的情况下，在控制信号16315中包含关于进行预编码并且规则地进行相位变更的发送方法的信息，在选择了本实施方式的(2)的发送方法的情况下，在控制信号16315中包含使用的预编码矩阵的信息。

加权合成部308A、308B以包含所决定的通信方法的信息的控制信息16315为输入，基于所指定的预编码矩阵进行预编码的处理，输出处理后的信号309B。

通过这样，在发送机中，能够执行与上述3个情况对应的发送。另外，基站将进行了本实施方式的(1)、(2)、(3)的某个发送方法的哪个的选择等的发送方法的信息向作为通信对方的终端通知，无线部310A以包含所决定的通信方法的信息的控制信息16315。无线部310A生成用来传送所决定的通信方法的信息的码元，插入到发送帧中，将包含该码元的发送信号311A从天线312A作为电波送出。

图164是表示有关本实施方式的终端的接收机的结构例的图。如图164所示，接收机具备接收部16403、CSI生成部16405、反馈信息生成部16407和发送部16409。

接收部16403具备与上述实施方式1的图7、图8所示的结构同样的结构，以由天线16401A接收到的接收信号16402A和由天线16401B接收到的接收信号16402B为输入，得到由发送机发送的数据。

此时，接收部16403将在得到数据的过程中所得到的信道推测信息的信号16404向CSI生成部16405输出。信道推测信息的信号16404例如被从图7所示的各信道变动推测部(705_1、705_2、707_1、707_2)输出。

CSI生成部16405基于输入的信道推测信息的信号16404，生成作为向发送机反馈的反馈信息(CSI：Channel State Information)的基础的CQI(Channel QualityInformation：信道质量信息)、RI(Rank Indication：秩指示)、PMI(Precoding MatrixIndicator：预编码矩阵指示)，向反馈信息生成部16407输出。CQI、RI、PMI用以往那样的方法生成。特别是，PMI是在接收机中指定用于想要由希望的发送机进行的预编码的预编码矩阵的信息。

反馈信息生成部16407根据由CSI生成部16405生成的CQI、RI、PMI生成CSI。在图165中表示反馈信息(CSI)的帧结构例。

发送部16409将从反馈信息生成部16407传递来的反馈信息(CSI)调制，将调制信号16410从天线16411向发送机发送。

另外，终端既可以将图165的信息全部向基站反馈，也可以将图165的一部分向基站反馈。此外，反馈的信息并不限定于图165的信息。基站以来自终端的反馈信息为一个基准，选择本实施方式的(1)、(2)、(3)的某个的发送方法，但基站不需要一定选择将多个调制信号使用多个天线发送的发送方法，也可以基于来自终端的反馈信息选择其他发送方法，例如将1个调制信号从1根以上的天线发送的发送方法。

通过如以上这样，能够对本实施方式的(1)、(2)、(3)所记载的通信形态选择适当的发送方法，由此，在哪种通信形态的情况下，终端都能够得到良好的数据的接收品质。

产业上的可利用性

本发明能够广泛应用于从多个天线发送彼此不同的调制信号的无线系统，例如适合应用于OFDM－MIMO通信系统。并且，也能够应用于在具有多个发送部位的有线通信系统(例如PLC(Power Line Communication：电力线载波通信)系统、光通信系统、DSL(DigitalSubscriber Line：数字加入者线路)系统)中进行MIMO传输的情况，此时使用多个发送部位来发送如在本发明中说明的多个调制信号。并且，调制信号也可以从多个发送部位发送。

标号说明

302A、302B编码器；304A、304B交织器；306A、306B映射部；314加权合成信息生成部；308A、308B加权合成部；310A、310B无线部；312A、312B天线；402编码器；404分配部；504#1、504#2发送天线；505#1、505#2接收天线；600加权合成部；703_X无线部；701_X天线；705_1信道变动估计部；705_2信道变动估计部；707_1信道变动估计部；707_2信道变动估计部；709控制信息解码部；711信号处理部；803INNER MIMO检波部；805A、805B对数似然计算部；807A、807B解交织器；809A、809B对数似然比计算部；811A、811B软入软出解码器；813A、813B交织器；815存储部；819加权系数生成部；901软入软出解码器；903分配器；1301A、1301BOFDM方式关联处理部；1402A、1402B串行并行变换部；1404A、1404B重排部；1406A、1406B逆快速傅里叶变换部；1408A、1408B无线部；2200预编码权重生成部；2300重排部；4002编码器组。

Claims

1.一种接收装置，其特征在于，

具备：

取得部，取得第1接收信号及第2接收信号，该第1接收信号及第2接收信号是对分别以相同的频率同时从多个天线发送的多个信号进行接收而得到的信号；以及

解调部，对所取得的第1接收信号及第2接收信号进行解调；

上述第1接收信号是对第1发送信号z1和第2发送信号z2进行接收而得到的信号，该第1发送信号z1和第2发送信号z2是通过与从N个矩阵中按照每个时隙切换地选择出的一个矩阵相对应的预编码处理、按照上述每个时隙从第1调制信号s1及第2调制信号s2生成的，其中，N是3以上的整数；

上述第2接收信号是对第3发送信号z3和第4发送信号z4进行接收而得到的信号，该第3发送信号z3和第4发送信号z4是通过与从多个矩阵中根据从上述接收装置反馈的信息而选择出的一个矩阵相对应的预编码处理、从第3调制信号s3及第4调制信号s4生成的；

上述解调部对于上述第1接收信号，仅以第1发送信号z1和第2发送信号z2作为对象，且进行与按照上述每个时隙切换地选择出的一个矩阵相应的预编码处理所对应的解调，

对于上述第2接收信号，进行与根据上述反馈的信息选择出的一个矩阵相应的预编码处理所对应的解调。

2.一种接收装置中的接收方法，包括如下步骤：

取得第1接收信号及第2接收信号，该第1接收信号及第2接收信号是对分别以相同的频率同时从多个天线发送的多个信号进行接收而得到的信号；以及

对所取得的第1接收信号及第2接收信号进行解调；

对于上述第1接收信号，仅以第1发送信号z1和第2发送信号z2作为对象，且进行与按照上述每个时隙切换地选择出的一个矩阵相应的预编码处理所对应的解调，