TWI511485B - Receiving device, receiving method - Google Patents

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TWI511485B
TWI511485B TW101113939A TW101113939A TWI511485B TW I511485 B TWI511485 B TW I511485B TW 101113939 A TW101113939 A TW 101113939A TW 101113939 A TW101113939 A TW 101113939A TW I511485 B TWI511485 B TW I511485B
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Description

接收裝置、接收方法 發明領域
本申請案係根據在日本提出之(1)日本特願2011-093539、(2)日本特願2011-102099、(3)日本特願2011-118453、(4)日本特願2011-140747、(5)日本特願2011-192123。因此，引用該等申請案之內容。
本發明係特別關於一種利用多天線進行通訊之預編碼方法、預編碼裝置、發送方法、發送裝置、接收方法及接收裝置。
 發明背景
以往利用多天線之通訊方法包括例如稱為MIMO(Multiple-Input Multiple-Output：多輸入多輸出)之通訊方法。由MIMO所代表的多天線通訊係分別調變複數個序列之發送資料，並從不同天線同時發送各調變訊號，藉此提高資料之通訊速度。
第28圖係表示發送天線數2個、接收天線數2個、發送調變訊號(發送串流)數2個時之收發裝置之構成之一例。發送裝置係將已編碼之資料予以交錯，調變交錯後之資料，進行頻率轉換等而生成發送訊號，發送訊號則從天線發送。此時，在同一時刻、同一頻率從發送天線發送各自不同的調變訊號之方式，係空間多工MIMO方式。
此時，於專利文獻1提案一種發送裝置，係就各發送天 線具備不同交錯模式者。總言之，於第28圖之發送裝置，2個交錯器(πa 、πb )具備互異之交錯模式。然後，於接收裝置，如非專利文獻1、非專利文獻2所示，藉由反覆進行利用軟值之檢波方法(第28圖之MIMO偵測器)來提升接收品質。
然而，作為無線通訊之實際傳播環境之模型，存在有由瑞雷衰退環境所代表的NLOS(non-line of sight：非直視性)環境、由萊斯衰退環境所代表的LOS(line of sight：直視性)環境。於發送裝置發送單一調變訊號，於接收裝置，對於以複數個天線所接收的訊號進行最大比率合成，對於最大比率合成後之訊號進行解調及解碼時，於LOS環境下，尤其於表示直接波接收電力相對於散射波接收電力之大小之萊斯因子較大的環境下，可獲得良好的接收品質。然而，視依傳送方式(例如於空間多工MIMO傳送方式)不同，當萊斯因子變大時可能發生接收品質劣化的問題。(參考非專利文獻3)
第29(A)、(B)圖係表示於瑞雷衰退環境及萊斯因子K=3、10、16dB之萊斯衰退環境下，將受到LDPC(low-density parity-check：低密度奇偶校驗)編碼之資料進行2×2(2天線發送、2天線接收)空間多工MIMO傳送時之BER(Bit Error Rate：位元錯誤率)特性(縱軸：BER、橫軸：SNR(signal-to-noise power ratio：訊號雜訊功率比))之模擬結果之一例。第29(A)圖係表示不進行反覆檢波之Max-log-APP(參考非專利文獻1、非專利文獻2)(APP：a posterior probability(後驗機率))之BER特性，第29(B)圖係表示進行反覆檢波之Max-log-APP(參考非專利文獻1、非專利文獻2) (反覆次數5次)之BER特性。從第29(A)、(B)圖可知，無論進行或不進行反覆檢波，於空間多工MIMO系統均可確認當萊斯因子變大時，接收品質會劣化。由此可知以往發送單一調變訊號之系統所未有、空間多工MIMO系統與生俱來的課題，即「於空間多工MIMO系統，當傳播環境安定時，接收品質會劣化」。
播送或多播通訊係針對預料中的使用者之服務，使用者所持有的接收機與播送台之間之電波傳播環境大多為LOS環境。將具有前述課題之空間多工MIMO系統利用於播送或多播通訊時，在接收機，可能發生電波之接收電場強度雖高，但因接收品質劣化而無法接受服務的現象。總言之，為了於播送或多播通訊利用空間多工MIMO系統，於NLOS環境及LOS環境之任一情況下，均期望開發可獲得某種程度之接收品質之MIMO傳送方式。
於非專利文獻8，敘述關於從來自通訊對象之回授資訊，選擇用於預編碼之碼本(預編碼矩陣(亦稱為預編碼權重矩陣))之方法，但完全未記載有關如上述在諸如播送或多播通訊般，無法獲得來自通訊對象之回授資訊的狀況下進行預編碼之方法。
另，於非專利文獻4，敘述關於亦可適用於無回授資訊時之隨著時間切換預編碼矩陣之方法。於該文獻中，雖敘述關於利用么正矩陣作為用於預編碼之矩陣，以及隨機切換么正矩陣，但完全未記載有關對於上述所示LOS環境下之接收品質劣化之適用方法，單純僅記載隨機切換。當然 完全未記述關於用以改善LOS環境之接收品質劣化之預編碼方法及預編碼矩陣之構成方法。
先行技術文獻 專利文獻
專利文獻1：國際公開第2005/050885號
非專利文獻
非專利文獻1：“Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel”，IEEE Transaction on communications，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003。
非專利文獻2：“Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems”，IEEE Trans.Signal Processing.，vol.52，no.2，pp.348-361，Feb.2004。
非專利文獻3：“BER performance evaluation in 2×2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels”，IEICE Trans. Fundamentals，vol.E91-A，no.10，pp.2798-2807，Oct.2008。
非專利文獻4：“Turbo space-time codes with time varying linear transformations”，IEEE Trans. Wireless communications，vol.6，no.2，pp.486-493，Feb.2007。
非專利文獻5：“Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance”，IEICE Trans. Commun.，vol.E88-B，no.1，pp.47-57，Jan.2004。
非專利文獻6：「向農極限指南：(Shannon限界道標：“Parallel concatenated(Turbo)coding”、“Turbo(iterative)decoding”周辺)」日本電子情報通信學會，信學技法IT98-51。
非專利文獻7：“Advanced signal processing for PLCs：Wavelet-OFDM”，Proc.of IEEE International symposium on ISPLC 2008，pp.187-192，2008。
非專利文獻8：D.J.Love及R.W.heath,Jr.，“Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems”，IEEE Trans.Inf.Theory，vol.51，no.8，pp.2967-2976，Aug.2005。
非專利文獻9：DVB Document A122，Framing structure，channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)，June 2008。
非專利文獻10：L. Vangelista、N. Benvenuto及S. Tomasin，“Key technologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2”，IEEE Commun. Magazine，vo.47，no.10，pp.146-153，Oct.2009。
非專利文獻11：T.Ohgane、T.Nishimura及Y.Ogawa，“Application of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel”，IEICE Trans. Commun.，vo.88-B，no.5，pp.1843-1851，May.2005。
非專利文獻12：R.G.Gallager，“Low-density parity-check codes”，IRE Trans. Inform. Theory，IT-8，pp.21-28，1962。
非專利文獻13：D.J.C.Mackay，“Good error-correcting codes based on very sparse matrices”，IEEE Trans. Inform. Theory，vol.45，no.2，pp.399-431，March 1999。
非專利文獻14：ETSIEN 302 307，“Second generation framing structure，channel coding and modulation systems for broadcasting，interactive services，news gathering and other broadband satellite applications”，v.1.1.2，June 2006。
非專利文獻15：Y.-L.Ueng及C.-C.Cheng，“a fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards”，IEEE VTC-2007 Fall，pp.1255-1259。
 發明概要
本發明之目的在於提供一種MIMO系統，係可解決LOS環境下之接收品質者。
為了解決該課題，本發明之預編碼方法係從分別以同相成分及正交成分所示、複數個根據經選擇之調變方式之訊號，生成於同一頻帶區同時發送之複數個經預編碼之訊號；從複數個預編碼權重矩陣中，一面規則切換一面選擇1 個預編碼權重矩陣，對前述複數個根據經選擇之調變方式之訊號，乘算前述經選擇之預編碼權重矩陣，藉此生成前述複數個經預編碼之訊號；前述複數個預編碼權重矩陣係利用正實數α來表示之式(339)~式(347)(詳細待後述)之9個矩陣。
若依據上述本發明之各態樣，由於收發藉由從複數個預編碼權重矩陣中，一面規則切換一面選擇之1個預編碼權重矩陣所預編碼的訊號，則使用於預編碼之預編碼權重矩陣為預先決定之複數個預編碼權重矩陣之某一個，因此可因應複數個預編碼權重矩陣之設計來改善LOS環境下之接收品質。
如此，若依據本發明，可提供一種改善LOS環境下之接收品質劣化之預編碼方法、預編碼裝置、發送方法、接收方法、發送裝置及接收裝置，因此可於播送或多播通訊，對於預料中之使用者提供高品質的服務。
圖式簡單說明
第1圖係空間多工MIMO傳送系統之收發裝置之構成例。
第2圖係訊框(frame)構成之一例。
第3圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第4圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第5圖係訊框構成例。
第6圖係預編碼權重切換方法例。
第7圖係接收裝置之構成例。
第8圖係接收裝置之訊號處理部之構成例。
第9圖係接收裝置之訊號處理部之構成例。
第10圖係解碼處理方法。
第11圖係接收狀態例。
第12(A)、(B)圖係BER特性例。
第13圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第14圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第15(A)、(B)圖係訊框構成例。
第16(A)、(B)圖係訊框構成例。
第17(A)、(B)圖係訊框構成例。
第18(A)、(B)圖係訊框構成例。
第19(A)、(B)圖係訊框構成例。
第20圖係接受品質惡劣點之位置。
第21圖係接受品質惡劣點之位置。
第22圖係訊框構成之一例。
第23圖係訊框構成之一例。
第24(A)、(B)圖係映射方法之一例。
第25(A)、(B)圖係映射方法之一例。
第26圖係加權合成部之構成例。
第27圖係符元之重排方法之一例。
第28圖係空間多工MIMO傳送系統之收發裝置之構成例。
第29(A)、(B)圖係BER特性例。
第30圖係空間多工型之2×2MIMO系統模型例。
第31(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第32圖係接收惡劣點之位置。
第33(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第34圖係接收惡劣點之位置。
第35(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第36圖係接收惡劣點之複數平面之最小距離之特性例。
第37圖係接收惡劣點之複數平面之最小距離之特性例。
第38(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第39(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第40圖係實施形態7之發送裝置之構成之一例。
第41圖係發送裝置所發送的調變訊號之訊框構成之一例。
第42(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第43(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第44(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第45(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第46(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第47(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第48(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第49圖係訊號處理方法。
第50圖係利用時空區塊碼時之調變訊號之構成。
第51圖係時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。
第52圖係發送裝置之構成之一例。
第53圖係第52圖之調變訊號生成部#1~#M之構成之一例。
第54圖係表示第52圖之OFDM方式關連處理部(5207_1及5207_2)之構成之圖。
第55(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。
第56圖係接收裝置之構成之一例。
第57圖係表示表示第56圖之OFDM方式關連處理部(5600_X及5600_Y)之構成之圖。
第58(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。
第59圖係播送系統之一例。
第60(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第61圖係訊框構成例。
第62圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第63圖係發送裝置之構成之一例。
第64圖係頻率-時間軸之訊框構成之一例。
第65圖係訊框構成例。
第66圖係符元之配置方法之一例。
第67圖係符元之配置方法之一例。
第68圖係符元之配置方法之一例。
第69圖係訊框構成之一例。
第70圖係時間-頻率軸之訊框構成。
第71圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第72圖係發送裝置之構成之一例。
第73圖係接收裝置之構成之一例。
第74圖係接收裝置之構成之一例。
第75圖係接收裝置之構成之一例。
第76(A)、(B)圖係頻率-時間軸之訊框構成之一例。
第77(A)、(B)圖係頻率-時間軸之訊框構成之一例。
第78(A)、(B)圖係預編碼矩陣之分派例。
第79(A)、(B)圖係預編碼矩陣之分派例。
第80(A)、(B)圖係預編碼矩陣之分派例。
第81圖係訊號處理部之構成之一例。
第82圖係訊號處理部之構成之一例。
第83圖係發送裝置之構成之一例。
第84圖係數位播送用系統之全體構成圖。
第85圖係接收機之構成例之方塊圖。
第86圖係表示多工資料之構成之圖。
第87圖係模式性地表示各串流如何於多工資料中受到多工之圖。
第88圖係表示視訊串流如何儲存於PES封包串之詳細圖。
第89圖係表示多工資料之TS封包及來源封包之構造之 圖。
第90圖係表示PMT之資料構成之圖。
第91圖係表示多工資料資訊之內部構成之圖。
第92圖係表示串流屬性資訊之內部構成之圖。
第93圖係影像顯示、聲音輸出裝置之構成圖。
第94圖係16QAM之訊號點配置例。
第95圖係QPSK之訊號點配置例。
第96圖係表示基頻訊號置換部之圖。
第97圖係表示符元數、時槽數之圖。
第98圖係表示符元數、時槽數之圖。
第99(a)、(b)圖係表示訊框構成之圖。
第100圖係表示時槽數之圖。
第101圖係表示時槽數之圖。
第102圖係表示時間-頻率軸之PLP之圖。
第103圖係表示PLP之構成圖。
第104圖係表示時間-頻率軸之PLP之圖。
第105圖係模式性地表示接收裝置所獲得的對數概似比之絕對值之例。
第106圖係接收裝置所獲得的對數概似比之絕對值之適宜例。
第107圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第108圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第109圖係I-Q平面之64QAM之情況下之訊號點配置例。
第110圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第111圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第112圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第113圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第114圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第115圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第116圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第117圖係訊號點配置例。
第118圖係表示訊號點之位置關係之圖。
第119圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第120圖係訊號點配置例。
第121圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第122圖係訊號點配置例。
第123圖係訊號點配置例。
第124圖係訊號點配置例。
第125圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第126圖係訊號點配置例。
第127圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第128圖係訊號點配置例。
第129圖係訊號點配置例。
第130圖係訊號點配置例。
第131圖係訊號點配置例。
第132圖係訊號點配置例。
第133圖係訊號點之配置之一例。
第134圖係訊號生成部之構成之一例。
第135(a)~(c)圖係基頻訊號之同相成分及正交成分。
第136圖係訊號生成部之構成之一例。
第137圖係訊號生成部之構成之一例。
第138(a)~(c)圖係基頻訊號之同相成分及正交成分。
第139圖係訊號生成部之構成之一例。
第140圖係訊號生成部之構成之一例。
第141圖係接收系統之外觀。
第142圖係接收系統之構成。
第143圖係接收系統之構成。
第144圖係接收系統之構成。
第145圖係電視之構成。
第146圖係接收系統之構成。
第147(a)圖係地面數位播送之播送波之概念圖。(b)係BS播送之播送波之概念圖。
第148(a)圖係濾波前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經去除時之圖。
第149(a)圖係頻率變更前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經頻率轉換時之圖。
第150(a)圖係頻率變更前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經頻率轉換時之圖。
第151圖係如第149圖時，以1條訊號線進行對家庭內之引入時之頻率配置。
第152圖係如第150圖時，以1條訊號線進行對家庭內之引入時之頻率配置。
第153(a)圖係用於集合式住宅中之共同接收之中繼裝置之配置例。(b)係用於個人住宅之中繼裝置之配置例。(c)係CATV業者所用之中繼裝置之配置例。
第154圖係接收到之電視播送之資料構成之概念圖。
第155圖係有線電視業者之中繼裝置之構成例。
第156圖係訊號處理部之構成例。
第157圖係配送用資料生成部之構成例。
第158圖係結合前之訊號例。
第159圖係結合後之訊號例。
第160圖係電視接收機之構成例。
第161圖係有線電視業者之中繼裝置之構成例。
第162(a)圖係多播通訊例。(b)係有回授之單播通訊例。(c)係無回授之單播通訊例。
第163圖係發送機之構成例。
第164圖係具有回授功能之接收機之構成例。
第165圖係CSI之訊框構成例。
 用以實施發明之形態
以下參考圖式來詳細說明有關本發明之實施型態。
(實施形態1)
詳細說明有關本實施形態之發送方法、發送裝置、接收方法、接收裝置。
進行本發明前，先說明有關習知系統之空間多工MIMO傳送系統中之發送方法、解碼方法之概要。
於第1圖表示Nt ×Nr 空間多工MIMO系統之構成。資訊向量z被施以編碼及交錯。然後，獲得編碼後位元之向量u=(u1 、…、uNt )。其中，ui =(u1 、…、uiM )(M：每符元之發送位元數)。若設為發送向量s=(s1 、…、sNt )T 時，從發送天線#i表現為發送訊號si =map(ui )，若將發送能量予以標準化，則表現為E{|si |2 }=Es/Nt(Es ：每通道之總能量)。然後，若將接收向量設為y=(y1 、…、yNr )T 時，則表現如式(1)。
[數1]y =(y 1 , …,y Nr ) T =H NtNr s +n ………式(1)
此時，HNtNr 為通道矩陣，n=(n1 、…、nNr )T 為雜訊向量，ni 為平均值0、偏差σ2 之i.i.d.複數高斯雜訊。從接收機所導入的發送符元及接收符元的關係來看，關於接收向量之機率可如式(2)以多次元高斯分布來賦予。
在此，考慮由外部軟入/軟出解碼器及MIMO檢波所組成，如第1圖進行反覆解碼之接收機。第1圖之對數概似比之向量(L-value(左值))係表現如式(3)-(5)。
[數4]L (u i )=(L (u i 1 ),…,L (u iM ))………式(4)
<反覆檢波方法>
在此，敘述有關Nt ×Nr 空間多工MIMO系統之MIMO訊號之反覆檢波。
如式(6)定義umn 之對數概似比。
依據貝氏定理，式(6)可表表現如式(7)。
其中，Umn,±1 ={u|umn =±1}。然後，若以lnΣaj ~max ln aj 逼近，則式(7)可逼近如式(8)。再者，上面的記號「~」係意味逼近。
式(8)之P(u|umn )及ln P(u|umn )係表現如下。
[數9]
然而，以式(2)所定義的數式之對數機率係表現如式(12)。
因此，從式(7)、(13)來看，於MAP或APP(a posterior probability：事後機率)，事後的L-value(左值)係表現如下。
[數13]
以下稱為反覆APP解碼。又，從式(8)、(12)來看，於根據Max-Log逼近之對數概似比(Max-Log APP)，事後之L-value(左值)係表現如下。
以下稱為反覆Max-Log APP解碼。然後，反覆解碼之系統所需的外部資訊可藉由從式(13)或(14)事先減算輸入而求出。
<系統模型>
於第28圖表示與以下說明相關連之系統之基本構成。在此，作為2×2空間多工MIMO系統，就串流A、B分別有外部編碼器，2個外部編碼器係採同一LDPC碼之編碼器(在此，作為外部編碼器係舉例說明利用LDPC碼之編碼器之構成，但外部編碼器所用之錯誤更正碼並不限於LDPC碼，利用渦輪碼、卷積碼、LDPC卷積碼等其他錯誤更正碼亦可同樣地實施。又，外部編碼器係採用就各發送天線而備有之 構成，但不限於此，即便發送天線有複數個，外部編碼器為1個亦可，或亦可具有多於發送天線數之外部編碼器。)。然後，就串流A、B分別具有交錯器(πa 、πb )。在此，調變方式採用2h -QAM(以1符元發送h位元)。
接收機係進行上述MIMO訊號之反覆檢波(反覆APP(或Max-Log APP)解碼)。然後，LDPC碼之解碼係進行例如和積(sum-product)解碼。
第2圖係表示訊框構成，記載有交錯後之符元順序。此時，如以下數式表現(ia ,ja )、(ib ,jb )。
此時，ia 、ib ：交錯後之符元順序，ja 、jb ：調變方式之位元位置(ia 、ib =1、…、h)，πa 、πb ：串流A、B之交錯器，Ωa ia,ja ,Ωb ib,jb ：串流A、B之交錯前之資料順序。其中，於第2圖係表示ia =ib 時之訊框構成。
<反覆解碼>
在此，詳細說明有關接收機之LDPC碼解碼所用之和積解碼及MIMO訊號之反覆檢波之運算法。
和積解碼
LDPC碼之檢查矩陣係以二元M×N矩陣H={Hmn }作為 解碼對象。集合[1,N]={1、3、…、N}之部分集合A(m)、B(n)係定義如下式。
[數18]A (m )≡{n ：H mn =1}………式(18)
[數19]B (n )≡{m ：H mn =1}………式(19)
此時，A(m)係意味於檢查矩陣H之第m列中，作為1之行索引之集合，B(n)係意味於檢查矩陣H之第n列中，作為1之列索引之集合。和積解碼之運算法如下。
步驟A．1(初始化)：對於符合Hmn =1之所有組(m,n)，設定事先值對數比βmn =0。設定迴圈變數(反覆次數)lsum =1，迴圈最大次數設定為lsum,max 。
步驟A．2(列處理)：依m=1、2、…、M的順序，對於符合Hmn =1之所有組(m,n)，利用以下更新式更新外部值對數比αmn 。
此時，f為Gallager(界洛格)函數。然後，於下文詳細說明有關λn 之求法。
步驟A．3(行處理)：依n=1、2、…、N的順序，對於符合Hmn =1之所有組(m,n)，利用以下更新式更新外部值對數比βmn 。
步驟A．4(對數概似比計算)：針對n[1,N]，如以下求出對數概似比Ln 。
步驟A．5(反覆次數計數)：若lsum <lsun,max ，則遞增lsum ，並回到步驟A．2。當lsum =lsum,max 時，該次之和積解碼結束。
以上為1次的和積解碼動作。其後，進行MIMO訊號之反覆檢波。就上述和積解碼動作之說明所利用的變數m、n、αmn 、βmn 、λn 、Ln 而言，以串流A之變數來表現ma 、na 、αa mana 、βa mana 、λna 、Lna ，以串流B之變數來表現mb 、nb 、αb mbnb 、βb mbnb 、λnb 、Lnb 。
<MIMO訊號之反覆檢波>
在此，詳細說明有關MIMO訊號之反覆檢波之λn 之求法。
從式(1)可知下式成立。
[數25]y (t )=(y 1 (t ),y 2 (t )) T =H 22 (t )s (t )+n (t )………式(25)
從第2圖之訊框構成且從式(16)、(17)可知以下關係式成立。
此時，na 、nb [1,N]。下文將MIMO訊號之反覆檢波之反覆次數k時之λna 、Lna 、λnb 、Lnb 分別表現為λk,na 、Lk,na 、λk,nb 、Lk,nb 。
步驟B．1(初始檢波；k=0)：初始檢波時，如以下求出λ0,na 、λ0,nb 。
反覆APP解碼時：[數28]
反覆Max-log APP解碼時：
其中，X=a、b。然後，MIMO訊號之反覆檢波之反覆次數設為lmimo =0，反覆次數之最大次數設為lmimo,max 。
步驟B．2(反覆檢波；反覆次數k)：反覆次數k時之λk,na 、λk,nb 係從式(11)、(13)-(15)、(16)、(17)來看，可表現如式(31)-(34)。其中，(X,Y)=(a,b)(b,a)。
反覆APP解碼時：
[數32]
反覆Max-log APP解碼時：
步驟B．3(反覆次數計數、碼字推定)：若lmimo <lmimo,max ，則遞增lmimo ，並回到步驟B．2。當lmimo =lmimo,max 時，如以下匯總推定碼字。
其中，X=a、b。
第3圖係本實施形態之發送裝置300之構成之一例。編碼部302A係以資訊(資料)301A、訊框構成訊號313作為輸 入，按照訊框構成訊號313(編碼部302A包含資料之錯誤更正編碼所使用的錯誤更正方式、編碼率、區塊長等資訊，採用訊框構成訊號313所指定的方式。又，錯誤更正方式亦可切換。)來進行例如卷積碼、LDPC碼、渦輪碼等之錯誤更正編碼，並輸出編碼後之資料303A。
交錯器304A係以編碼後之資料303A、訊框構成訊號313作為輸入，進行交錯、亦即進行順序重排，並輸出交錯後之資料305A。(根據訊框構成訊號313，交錯之方法亦可切換。)
映射部306A係將交錯後之資料305A、訊框構成訊號313作為輸入，施以QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相位鍵移)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：16正交調幅)、64QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：64正交調幅)等之調變，並輸出基頻訊號307A。(根據訊框構成訊號313，調變方式亦可切換。)
第24圖係構成QPSK調變之基頻訊號之同相成分I與正交成分Q之IQ平面之映射方法之一例。例如第24(A)圖，輸入資料為「00」時，輸出I=1.0、Q=1.0，以下同樣輸入資料為「01」時，輸出I=-1.0、Q=1.0，以此類推。第24(B)圖係與第24(A)圖不同之QPSK調變之IQ平面之映射方法例；第24(B)圖與第24(A)圖之不同點在於，第24(A)圖之訊號點可藉由以原點為中心旋轉而獲得第24(B)圖之訊號點。關於該類星座之旋轉方法係表示於非專利文獻9、非專利文獻10，又，亦可適用非專利文獻9、非專利文獻10所示之循環Q延 遲。作為有別於第24圖之其他例，於第25圖表示16QAM時之IQ平面之訊號點配置，相當於第24(A)圖之例為第25(A)圖，相當於第24(B)圖之例為第25(B)圖。
編碼部302B係以資訊(資料)301B、訊框構成訊號313作為輸入，按照訊框構成訊號313(包含所使用的錯誤更正方式、編碼率、區塊長等資訊，採用訊框構成訊號313所指定的方式。又，錯誤更正方式亦可切換。)來進行例如卷積碼、LDPC碼、渦輪碼等之錯誤更正編碼，並輸出編碼後之資料303B。
交錯器304B係以編碼後之資料303B、訊框構成訊號313作為輸入，進行交錯、亦即進行順序重排，並輸出交錯後之資料305B。(根據訊框構成訊號313，交錯之方法亦可切換。)
映射部306B係將交錯後之資料305B、訊框構成訊號313作為輸入，施以QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相位鍵移)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：16正交調幅)、64QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：64正交調幅)等之調變，並輸出基頻訊號307B。(根據訊框構成訊號313，調變方式亦可切換。)
加權合成資訊生成部314係以訊框構成訊號313作為輸入，並輸出有關根據訊框構成訊號313之加權合成方法之資訊315。再者，加權合成方法之特徵在於規則地切換加權合成方法。
加權合成部308A係以基頻訊號307A、基頻訊號307B、 關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315來加權合成基頻訊號307A及基頻訊號307B，並輸出加權合成後之訊號309A。再者，關於加權合成方法的細節係於下文詳細說明。
無線部310A係以加權合成後之訊號309A作為輸入，施以正交調變、帶區限制、頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號311A，發送訊號311A係從天線312A作為電波輸出。
加權合成部308B係以基頻訊號307A、基頻訊號307B、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315來加權合成基頻訊號307A及基頻訊號307B，並輸出加權合成後之訊號309B。
於第26圖表示加權合成部之構成。基頻訊號307A係與w11(t)乘算而生成w11(t)s1(t)，與w21(t)乘算而生成w21(t)s1(t)。同樣地，基頻訊號307B係與w12(t)乘算而生成w12(t)s2(t)，與w22(t)乘算而生成w22(t)s2(t)。接著，獲得z1(t)=w11(t)s1(t)+w12(t)s2(t)、z2(t)=w21(t)s1(t)+w22(t)s2(t)。
再者，關於加權合成方法的細節係於下文詳細說明。
無線部310B係以加權合成後之訊號309B作為輸入，施以正交調變、帶區限制、頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號311B，發送訊號311B係從天線312B作為電波輸出。
第4圖係表示與第3圖不同之發送裝置400之構成例。於 第4圖，說明關於與第3圖不同的部分。
編碼部402係以資訊(資料)401、訊框構成訊號313作為輸入，根據訊框構成訊號313來進行錯誤更正編碼，並輸出編碼後之資料403。
分配部404係以編碼後之資料403作為輸入，進行分配而輸出資料405A及資料405B。再者，於第4圖雖記載編碼部為1個的情況，但並不限於此，關於編碼部設為m(m為1以上之整數)，分配部將各編碼部所製作的編碼資料分成二系統之資料的情況，亦可同樣實施本發明。
第5圖係表示本實施形態之發送裝置之時間軸之訊框構成之一例。符元500_1係用以對接收裝置通知發送方法之符元，傳送例如為了傳送資料符元所用之錯誤更正方式、其編碼率之資訊、為了傳送資料符元所用之調變方式之資訊等。
符元501_1係用以推定發送裝置所發送的調變訊號z1(t){其中，t為時間}之通道變動之符元。符元502_1係調變訊號z1(t)發送給(時間軸)之符元號碼u之資料符元，符元503_1係調變訊號z1(t)發送給(時間軸)之符元號碼u+1之資料符元。
符元501_2係用以推定發送裝置所發送的調變訊號z2(t){其中，t為時間}之通道變動之符元。符元502_2係調變訊號z2(t)發送給(時間軸)之符元號碼u之資料符元，符元503_2係調變訊號z2(t)發送給(時間軸)之符元號碼u+1之資料符元。
說明有關發送裝置所發送的調變訊號z1(t)與調變訊號z2(t)、及接收裝置之接收訊號r1(t)、r2(t)之關係。
於第5圖，504#1、504#2係表示發送裝置之發送天線，505#1、505#2係表示接收裝置之接收天線；發送裝置係從發送天線504#1發送調變訊號z1(t)，從發送天線504#2發送調變訊號z2(t)。此時，調變訊號z1(t)及調變訊號Z2(t)係佔有同一(共同)頻率(帶區)。發送裝置之各發送天線及接收裝置之各天線之通道變動分別設為h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)，若接收裝置之接收天線505#1所接收的接收訊號設為r1(t)，接收裝置之接收天線505#2所接收的接收訊號設為r2(t)，則以下關係式會成立。
第6圖係與本實施形態之加權方法(預編碼(Precoding)方法)相關聯之圖；加權合成部600係統合第3圖之加權合成部308A與308B兩者之加權合成部。如第6圖所示，串流s1(t)及串流s2(t)相當於第3圖之基頻訊號307A及307B，總言之，其為按照QPSK、16QAM、64QAM等調變方式之映射之基頻訊號同相l、正交Q成分。然後，如第6圖之訊框成分，串流s1(t)係將符元號碼u之訊號表現為s1(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s1(u+1)，以此類推。同樣地，串流s2(t)係將符元號碼u之訊號表現為s2(u)，將符元號碼u+1之訊號表現 為s2(u+1)，以此類推。然後，加權合成部600係以第3圖之基頻訊號307A(s1(t))及307B(s2(t))、關於加權資訊之資訊315作為輸入，施以按照關於加權資訊之資訊315之加權方法，並輸出第3圖之加權合成後之訊號309A(z1(t))、309B(z2(t))。此時，z1(t)、z2(t)係表現如下。
符元號碼4i時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼4i+1時：
符元號碼4i+2時：
符元號碼4i+3時：[數40]
如此，第6圖之加權合成部係以4時槽為週期規則地切換預編碼權重。(其中，在此雖採用以4時槽為週期規則地切換預編碼權重之方式，但規則切換之時槽數不限於4時槽。)
然而，於非專利文獻4，敘述依各時槽切換預編碼權重，非專利文獻4之特徵在於隨機切換預編碼權重。另，本實施形態之特徵在於設定某週期，並規則地切換預編碼權重，又，在以4個預編碼權重所構成的2列2行之預編碼權重矩陣中，4個預編碼權重之各絕對值相等(1/sqrt(2))，並以規則地切換具有該特徵之預編碼權重矩陣作為特徵。
於LOS環境，若利用特殊的預編碼矩陣，雖可能大幅改善接收品質，但該特殊的預編碼矩陣係依直接波之狀況而不同。然而，於LOS環境存在某規則，若按照該規則而規則地切換特殊的預編碼矩陣，則會大幅改善接收品質。另，隨機切換預編碼矩陣時，亦存在以下可能性：亦存在有先前所述特殊的預編碼矩陣以外之預編碼矩陣；或僅以不適合LOS環境之偏頗的預編碼矩陣來進行預編碼；因此於LOS環境未必可獲得良好的接收品質。因此，須實現適合LOS環境之預編碼切換方法，本發明係提案與其相關之預編碼方法。
第7圖係表示本實施形態之接收裝置700之構成之一 例。無線部703_X係以天線701_X所接收的接收訊號702_X作為輸入，施以頻率轉換、正交解調等處理，並輸出基頻訊號704_X。
由發送裝置所發送的調變訊號z1之通道變動推定部705_1係以基頻訊號704_X作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_1，推定相當於式(36)之h11之值，並輸出通道推定訊號706_1。
由發送裝置所發送的調變訊號z2之通道變動推定部705_2係以基頻訊號704_X作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_2，推定相當於式(36)之h12之值，並輸出通道推定訊號706_2。
無線部703_Y係以天線701_Y所接收的接收訊號702_Y作為輸入，施以頻率轉換、正交解調等處理，並輸出基頻訊號704_Y。
由發送裝置所發送的調變訊號z1之通道變動推定部707_1係以基頻訊號704_Y作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_1，推定相當於式(36)之h21之值，並輸出通道推定訊號708_1。
由發送裝置所發送的調變訊號z2之通道變動推定部707_2係以基頻訊號704_Y作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_2，推定相當於式(36)之h22之值，並輸出通道推定訊號708_2。
控制資訊解碼部709係以基頻訊號704_X及704_Y作為輸入，檢測用以通知第5圖之發送方法之符元500_1，並輸 出關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710。
訊號處理部711係以基頻訊號704_X、704Y、通道推定訊號706_1、706_2、708_1、708_2、及關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710作為輸入，進行檢波、解碼，並輸出接收資料712_1及712_2。
接著，詳細說明有關第7圖之訊號處理部711之動作。第8圖係表示本實施形態之訊號處理部711之構成之一例。第8圖主要由內部MIMO檢波部及軟入/軟出解碼器、加權係數生成部所構成。關於該構成之反覆解碼方法，其細節已於非專利文獻2、非專利文獻3敘述，但非專利文獻2、非專利文獻3所記載的MIMO傳送方式為空間多工MIMO傳送方式，而本實施形態之傳送方式係隨著時間變更預編碼權重之MIMO傳送方式，該點係與非專利文獻2、非專利文獻3之相異點。若式(36)之(通道)矩陣設為H(t)，第6圖之預編碼權重矩陣設為W(t)(其中，預編碼權重矩陣係依t而變化)，接收向量設為R(t)=(r1(t),r2(t))T ，串流向量設為S(t)=(s1(t),s2(t))T ，則以下關係式會成立。
[數41]R (t )=H (t )W (t )S (t )………式(41)
此時，接收裝置係藉由將H(t)W(t)視為通道矩陣，可對於接收向量R(t)適用非專利文獻2、非專利文獻3之解碼方法。
因此，第8圖之加權係數生成部819係以關於發送裝置 所通知的發送方法之資訊之訊號818(相當於第7圖之710)作為輸入，輸出關於加權係數之資訊之訊號820。
內部MIMO檢波部803係以關於加權係數之資訊之訊號820作為輸入，利用該訊號進行式(41)之運算。然後，進行反覆檢波．解碼，針對該動作來說明。
於第8圖之訊號處理部，為了進行反覆解碼(反覆檢波)，須進行如第10圖之處理方法。首先，進行調變訊號(串流)s1之1碼字(或1訊框)及調變訊號(串流)s2之1碼字(或1訊框)之解碼。其結果，從軟入/軟出解碼器，獲得調變訊號(串流)s1之1碼字(或1訊框)及調變訊號(串流)s2之1碼字(或1訊框)之各位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)。然後，利用該LLR再次進行檢波．解碼。該操作進行複數次(該操作稱為反覆解碼(反覆檢波))。下文係以1訊框之特定時間之符元之對數概似比(LLR)之做成方法為中心來說明。
於第8圖，記憶部815係以基頻訊號801X(相當於第7圖之基頻訊號704_X)、通道推定訊號群802X(相當於第7圖之通道推定訊號706_1、706_2)、基頻訊號801Y(相當於第7圖之基頻訊號704_Y)、通道推定訊號群802Y(相當於第7圖之通道推定訊號708_1、708_2)作為輸入，為了實現反覆解碼(反覆檢波)而執行(算出)式(41)之H(t)W(t)，將所算出的矩陣記憶作變形通道訊號群。然後，記憶部815係於必要時，將上述訊號作為基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y而輸出。
關於其後之動作，分為初始檢波的情況與反覆解碼(反覆檢波)的情況來說明。
<初始檢波的情況>
內部MIMO檢波部803係以基頻訊號801X、通道推定訊號群802X、基頻訊號801Y、通道推定訊號群802Y作為輸入。在此，調變訊號(串流)s1、調變訊號(串流)s2之調變方式係說明作16QAM。
內部MIMO檢波部803首先從通道推定訊號群802X、通道推定訊號群802Y執行H(t)W(t)，求出與基頻訊號801X相對應之候補訊號點。於第11圖表示當時狀況。於第11圖，●(黑圓點)為IQ平面之候補訊號點，由於調變方式為16QAM，因此候補訊號存在有256個。(其中，於第11圖，由於表示示意圖，因此未表示256個候補訊號點。)在此，若以調變訊號s1傳送之4位元設為b0、b1、b2、b3，以調變訊號s2傳送之4位元設為b4、b5、b6、b7，則於第11圖存在有與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點。然後，求出接收訊號點1101(相當於基頻訊號801X)與各候補訊號點之歐氏距離平方。然後，以雜訊之偏差σ2 來除算各個歐氏距離平方。因此，求出以雜訊之偏差除算與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點與接收訊號點歐氏距離平方後之值，即求出Ex (b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。
同樣地，從通道推定訊號群802X、通道推定訊號群802Y執行H(t)W(t)，求出與基頻訊號801Y相對應之候補訊 號點，求出與接收訊號點(相當於基頻訊號801Y)之歐氏距離平方，以雜訊之偏差σ2 來除算該歐氏距離平方。因此，求出以雜訊之偏差除算與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點與接收訊號點歐氏距離平方後之值，即求出EY (b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。
然後，求出EX (b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)+EY (b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7=E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。
內部MIMO檢波部803係將E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)作為訊號804而輸出。
對數概似算出部805A係以訊號804作為輸入，算出位元b0、b1、b2及b3之對數概似(log likelihood)，並輸出對數概似訊號806A。其中，於對數概似算出中，算出“1”時之對數概似及“0”時之對數概似。其算出方法係如式(28)、式(29)、式(30)所示，關於細節則表示於非專利文獻2、非專利文獻3。
同樣地，對數概似算出部805B係以訊號804作為輸入，算出位元b4、b5、b6及b7之對數概似，並輸出對數概似訊號806B。
解交錯器(807A)係以對數概似訊號806A作為輸入，進行與交錯器(第3圖之交錯器(304A))相對應之解交錯，並輸出解交錯後之對數概似訊號808A。
同樣地，解交錯器(807B)係以對數概似訊號806B作為輸入，進行與交錯器(第3圖之交錯器(304B))相對應之解交錯，並輸出解交錯後之對數概似訊號808B。
對數概似比算出部809A係以解交錯後之對數概似訊號808A作為輸入，算出以第3圖之編碼器302A編碼後之位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)，輸出對數概似比訊號810A。
同樣地，對數概似比算出部809B係以解交錯後之對數概似訊號808B作為輸入，算出以第3圖之編碼器302B編碼後之位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)，輸出對數概似比訊號810B。
軟入/軟出解碼器811A係以對數概似比訊號810A作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比812A。
同樣地，軟入/軟出解碼器811B係以對數概似比訊號810B作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比812B。
<反覆解碼(反覆檢波)的情況、反覆次數k>
交錯器(813A)係以第k-1次軟入/軟出解碼所獲得的解碼後之對數概似比812A作為輸入，進行交錯並輸出交錯後之對數概似比814A。此時，交錯器(813A)之交錯模式係與第3圖之交錯器(304A)之交錯模式相同。
交錯器(813B)係以第k-1次軟入/軟出解碼所獲得的解碼後之對數概似比812B作為輸入，進行交錯並輸出交錯後之對數概似比814B。此時，交錯器(813B)之交錯模式係與第3圖之交錯器(304B)之交錯模式相同。
內部MIMO檢波部803係以基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群 817Y、交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B作為輸入。在此，不利用基頻訊號801X、通道推定訊號群802X、基頻訊號801Y、通道推定訊號群802Y而利用基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y，此係由於反覆解碼會發生延遲時間。
內部MIMO檢波部803之反覆解碼時之動作與初始檢波時之動作之相異點在於，將交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B利用在訊號處理時。內部MIMO檢波部803首先與初始檢波時同樣地求出E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。此外還從交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B，求出相當於式(11)、式(32)之係數。然後，利用該求出之係數來修正E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)之值，該值設為E’(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)並作為訊號804而輸出。
對數概似算出部805A係以訊號804作為輸入，算出位元b0、b1、b2及b3之對數概似(log likelihood)，並輸出對數概似訊號806A。其中，於對數概似算出中，算出“1”時之對數概似及“0”時之對數概似。其算出方法係如式(31)、式(32)、式(33)所示，並表示於非專利文獻2、非專利文獻3。
同樣地，對數概似算出部805B係以訊號804作為輸入，算出位元b4、b5、b6及b7之對數概似，並輸出對數概似訊號806B。解交錯以後的動作係與初始檢波相同。
再者，於第8圖雖表示有關進行反覆檢波時之訊號處理 部之構成，但反覆檢波並非獲得良好接收品質時所必需的構成，在構成上亦可不具有僅對反覆檢波所必要的構成部分、交錯器813A、813B。此時，內部MIMO檢波部803不進行反覆性檢波。
然後，於本實施形態，重要部分係在於進行H(t)W(t)運算。再者，如非專利文獻5等所示，利用QR分解來進行初始檢波、反覆檢波亦可。
又，如非專利文獻11所示，根據H(t)W(t)進行MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方誤差)、ZF(Zero Forcing：零強制)之線性運算而進行初始檢波亦可。
第9圖係與第8圖不同之訊號處理部之構成，其為第4圖之發送裝置所發送的調變訊號用之訊號處理部。與第8圖之相異點在於軟入/軟出解碼器之數目，軟入/軟出解碼器901係以對數概似比訊號810A、810B作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比902。分配部903係以解碼後之對數概似比902作為輸入而進行分配。關於其他部分則與第8圖為同樣動作。
於第12圖表示在與第29圖時同樣的條件下，傳送方法採用利用本實施形態之預編碼權重之發送方法時之BER特性。第12(A)圖係表示不進行反覆檢波之Max-log-APP(參考非專利文獻1、非專利文獻2)(APP：a posterior probability(後驗機率))之BER特性，第12(B)圖係表示進行反覆檢波之Max-log-APP(參考非專利文獻1、非專利文獻2)(反覆次數5次)之BER特性。若比較第12圖與第29圖，可知當採用本實 施形態之發送方法時，萊斯因子大時之BER特性會比採用空間多工MIMO傳送時之BER特性大幅改善，可確認本實施形態之方式之有效性。
如以上，如本實施形態，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作，但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。又，於本實施形態特別以LDPC碼為例來說明，但不限於此，又，關於解碼方法而言，軟入/軟出解碼器不限於以和積解碼為例，尚有其他軟入/軟出之解碼方法，例如BCJR運算法、SOVA運算法、Max-log-MAP運算法等。關於細節係表示於非專利文獻6。
又，於本實施形態雖以單載波為例來說明，但不限於此，進行多載波傳送時亦可同樣地實施。因此，關於例如向量擴散通訊方式、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：正交分頻多工)方式、SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access：單載波分頻多重存取)、SC-OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：單載波正交分頻多工)方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可 同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
以下說明採用OFDM方式時之例子，來作為多載波方式之一例。
第13圖係表示採用OFDM時之發送裝置之構成。於第13圖，關於與第3圖同樣動作者係附上同一符號。
OFDM方式關連處理部1301A係以加權後之訊號309A作為輸入，施以OFDM方式關連的處理，並輸出發送訊號1302A。同樣地，OFDM方式關連處理部1301B係以加權後之訊號309B作為輸入，施以OFDM方式關連的處理，並輸出發送訊號1302B。
第14圖係表示第13圖之OFDM方式關連處理部1301A、1301B後續之構成之一例，從第13圖之1301A關連到312A之部分為1401A至1410A，從第13圖之1301B關連到312B之部分為1401B至1410B。
序列並列轉換部1402A係將加權後之訊號1401A(相當於第13圖之加權後之訊號309A)進行序列並列轉換，並輸出並列訊號1403A。
重排部1404A係以並列訊號1403A作為輸入進行重排，並輸出重排後之訊號1405A。再者，關於重排係於下文詳細敘述。
反快速傅利葉轉換部1406A係以重排後之訊號1405A作為輸入，施以反快速傅利葉轉換，並輸出反傅利葉轉換 後之訊號1407A。
無線部1408A係以反傅利葉轉換後之訊號1407A作為輸入，進行頻率轉換、放大等處理，並輸出調變訊號1409A，調變訊號1409A係從天線1410A作為電波輸出。
序列並列轉換部1402B係將加權後之訊號1401B(相當於第13圖之加權後之訊號309B)進行序列並列轉換，並輸出並列訊號1403B。
重排部1404B係以並列訊號1403B作為輸入進行重排，並輸出重排後之訊號1405B。再者，關於重排係於下文詳細敘述。
反快速傅利葉轉換部1406B係以重排後之訊號1405B作為輸入，施以反快速傅利葉轉換，並輸出反傅利葉轉換後之訊號1407B。
無線部1408B係以反傅利葉轉換後之訊號1407B作為輸入，進行頻率轉換、放大等處理，並輸出調變訊號1409B，調變訊號1409B係從天線1410B作為電波輸出。
於第3圖之發送裝置，由於並非利用多載波之傳送裝置，因此如第6圖以4週期的方式切換預編碼，於時間軸方向配置預編碼後之符元。採用如第13圖所示之OFDM方式般之多載波傳送方式時，當然可考慮如第3圖，於時間軸方向配置預編碼後之符元，就各(子)載波進行配置之方式，但多載波傳送方式時，可考慮利用頻率軸方向、或頻率軸．時間軸兩者而配置之方法。下文說明有關該點。
第15圖係表示橫軸頻率、縱軸時間之第14圖之重排部 1404A、1404B之符元之重排方法之一例；頻率軸係由(子)載波0至(子)載波9所構成，調變訊號z1及z2係於同一時刻(時間)使用同一頻帶，第15(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第15(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。序列並列轉換部1402A係對於作為輸入之加權後之訊號1401A之符元，依序派分號碼#1、#2、#3、#4、…。此時，如第15(A)圖，從載波0依序配置符元#1、#2、#3、#4、…，於時刻$1配置符元#1至#9，其後於時刻$2配置符元#10至#19，如上規則地配置。
同樣地，序列並列轉換部1402B係對於作為輸入之加權後之訊號1401B之符元，依序派分號碼#1、#2、#3、#4、…。此時，如第15(B)圖，從載波0依序配置符元#1、#2、#3、#4、…，於時刻$1配置符元#1至#9，其後於時刻$2配置符元#10至#19，如上規則地配置。再者，調變訊號z1、z2為複數訊號。
然後，第15圖所示之符元群1501、符元群1502係採用第6圖所示之預編碼權重切換方法時之1週期份之符元，符元#0係利用第6圖之時槽4i之預編碼權重時之符元；符元#1係利用第6圖之時槽4i+1之預編碼權重時之符元；符元#2係利用第6圖之時槽4i+2之預編碼權重時之符元；符元#3係利用第6圖之時槽4i+3之預編碼權重時之符元。因此，於符元#x．x mod 4為0時，符元#x係利用第6圖之時槽4i之預編碼權重時之符元；x mod 4為1時，符元#x係利用第6圖之時槽4i+1之預編碼權重時之符元；x mod 4為2時，符元#x係利用 第6圖之時槽4i+2之預編碼權重時之符元；x mod 4為3時，符元#x係利用第6圖之時槽4i+3之預編碼權重時之符元。
如此，採用OFDM方式等多載波傳送方式時，與單載波傳送時不同，具有可將符元排在頻率軸方向之特徵。然後，關於符元之排列方式並不限於如第15圖之排列方式。利用第16圖、第17圖來說明其他例。
第16圖係表示與第15圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第14圖之重排部1404A、1404B之符元之重排方法之一例；第16(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第16(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第16(A)、(B)圖與第15圖之不同點係調變訊號z1之符元之重排方法與調變訊號z2之符元之重排方法不同之點；於第16(B)圖，將符元#0至#5配置於載波4至載波9，將符元#6至#9配置於載波0至載波3，其後以同樣規則，將符元#10至#19配置於各載波。此時，與第15圖相同，第16圖所示之符元群1601、符元群1602係採用第6圖所示之預編碼權重切換方法時之1週期份之符元。
第17圖係表示與第15圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第14圖之重排部1404A、1404B之符元之重排方法之一例；第17(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第17(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第17(A)、(B)圖與第15圖之不同點係相對於在第15圖，將符元按順序配置於載波，而於第17圖，不將符元按順序配置於載波之點。無須贅述，於第17圖亦可與第16圖相同，使得調變訊號z1之 符元之重排方法與調變訊號z2之重排方法不同。
第18圖係表示與第15~17圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第14圖之重排部1404A、1404B之符元之重排方法之一例；第18(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第18(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。於第15~17圖，將符元排列於頻率軸方向，而於第18圖，利用頻率、時間軸兩者來配置符元。
於第6圖，說明以4時槽切換預編碼權重的情況之例子，而在此以8時槽切換的情況為例來說明。第18圖所示之符元群1801、符元群1802係採用預編碼權重切換方法時之1週期份之符元(故為8符元)，符元#0係利用時槽8i之預編碼權重時之符元；符元#1係利用時槽8i+1之預編碼權重時之符元；符元#2係利用時槽8i+2之預編碼權重時之符元；符元#3係利用時槽8i+3之預編碼權重時之符元；符元#4係利用時槽8i+4之預編碼權重時之符元；符元#5係利用時槽8i+5之預編碼權重時之符元；符元#6係利用時槽8i+6之預編碼權重時之符元；符元#7係利用時槽8i+7之預編碼權重時之符元。因此，於符元#x，x mod 8為0時，符元#x係利用時槽8i之預編碼權重時之符元；x mod 8為1時，符元#x係利用時槽8i+1之預編碼權重時之符元；x mod 8為2時，符元#x係利用時槽8i+2之預編碼權重時之符元；x mod 8為3時，符元#x係利用時槽8i+3之預編碼權重時之符元；x mod 8為4時，符元#x係利用時槽8i+4之預編碼權重時之符元；x mod 8為5時，符元#x係利用時槽8i+5之預編碼權重時之符元；x mod 8為6時，符元#x係利用時槽8i+6之預編碼權重時之符元；x mod 8為7時，符元#x係利用時槽8i+7之預編碼權重時之符元。於第18圖之排列方式中，於時間軸方向利用4時槽，於頻率軸方向利用2時槽，合計利用4×2=8時槽來配置1週期份之符元，此時，若1週期份之符元數設為m×n(亦即，預編碼權重存在有m×n種)，配置1週期份之符元所使用的頻率軸方向之時槽(載波數)設為n，使用於時間軸方向之時槽設為m，則m>n即可。此係與頻率軸方向之變動相比較，直接波之相位在時間軸方向之變動較為和緩。因此，由於為了減少固定性的直接波影響而進行本實施形態之預編碼權重變更，故於進行預編碼權重變更之週期內，欲減少直接波的變動。因此，m>n即可。又，若考慮以上觀點，比起僅於頻率軸方向或僅於時間軸方向重排符元，如第18圖利用頻率軸與時間軸兩者來進行重排，直接波變成固定的可能性較高，在效果上易獲得本發明效果。其中，若排列於頻率軸方向，則頻率軸變動激烈，因此可能可獲得分集增益，故利用頻率軸與時間軸兩者來進行重排的方法，未必是最佳方法。
第19圖係表示與第18圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第14圖之重排部1404A、1404B之符元之重排方法之一例；第19(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第19(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第19圖係與第18圖相同，利用頻率、時間軸兩者來配置符元，而與第18圖之相異點在於，第18圖係以頻率方向優先，其後於時間軸 方向配置符元，相對於此，第19圖係以時間軸方向優先，其後於頻率軸方向配置符元之點。於第19圖，符元群1901、符元群1902係採用預編碼切換方法時之1週期份之符元。
再者，於第18圖、第19圖，與第16圖相同，以調變訊號z1之符元之配置方法與調變訊號z2之符元配置方法不同的方式來配置，仍可同樣地實施，又，可獲得能得到高接收品質的效果。又，於第18圖、第19圖，未如第17圖按順序配置符元，仍可同樣地實施，又，可獲得能得到高接收品質的效果。
第27圖係表示與上述不同之橫軸頻率、縱軸時間之第14圖之重排部1404A、1404B之符元之重排方法之一例。其考慮利用如式(37)~式(40)之4時槽規則地切換預編碼矩陣的情況。於第27圖，特徵點係於頻率軸方向依序配置符元，但朝時間軸方向前進時，令循環進行n(於第27圖之例為n=1)符元循環移位之點。於第27圖之頻率軸方向之符元群2710所示之4符元中，進行式(37)~式(40)之預編碼矩陣切換。
此時，於#0的符元係利用式(37)之預編碼矩陣之預編碼，於#1係利用式(38)之預編碼矩陣之預編碼，於#2係利用式(39)之預編碼矩陣之預編碼，於#3係利用式(40)之預編碼矩陣之預編碼。
關於頻率軸方向之符元群2720亦相同，於#4的符元係利用式(37)之預編碼矩陣之預編碼，於#5係利用式(38)之預編碼矩陣之預編碼，於#6係利用式(39)之預編碼矩陣之預編碼，於#7係利用式(40)之預編碼矩陣之預編碼。
於時間$1的符元，進行如上述之預編碼矩陣切換，於時間軸方向，由於進行循環移位，因此符元群2701、2702、2703、2704係如以下進行預編碼矩陣之切換。
關於時間軸方向之符元群2701亦相同，於#0的符元係利用式(37)之預編碼矩陣之預編碼，於#9係利用式(38)之預編碼矩陣之預編碼，於#18係利用式(39)之預編碼矩陣之預編碼，於#27係利用式(40)之預編碼矩陣之預編碼。
關於時間軸方向之符元群2702亦相同，於#28的符元係利用式(37)之預編碼矩陣之預編碼，於#1係利用式(38)之預編碼矩陣之預編碼，於#10係利用式(39)之預編碼矩陣之預編碼，於#19係利用式(40)之預編碼矩陣之預編碼。
關於時間軸方向之符元群2703亦相同，於#20的符元係利用式(37)之預編碼矩陣之預編碼，於#29係利用式(38)之預編碼矩陣之預編碼，於#2係利用式(39)之預編碼矩陣之預編碼，於#11係利用式(40)之預編碼矩陣之預編碼。
關於時間軸方向之符元群2704亦相同，於#12的符元係利用式(37)之預編碼矩陣之預編碼，於#21係利用式(38)之預編碼矩陣之預編碼，於#30係利用式(39)之預編碼矩陣之預編碼，於#3係利用式(40)之預編碼矩陣之預編碼。
於第27圖之特徵係於例如著眼於#11的符元時，同一時刻之頻率軸方向兩旁之符元(#10及#12)均利用與#11不同之預編碼矩陣來進行預編碼，並且#11的符元之同一載波之時間軸方向兩旁之符元(#2及#20)均利用與#11不同之預編碼矩陣來進行預編碼。然後，此不限於#11的符元，於頻率軸 方向及時間軸方向，兩旁存在有符元之所有符元均與#11的符元具有同樣特徵。藉此以有效切換預編碼矩陣，不易受到對於直接波之固定性狀況的影響，因此資料接收品質改善的可能性變高。
於第27圖設定n=1而說明，但不限於此，即便設定n=3仍可同樣地實施。又，於第27圖，於頻率軸排列符元，時間朝軸方向前進時，藉由具有令符元之配置順序進行循環移位之特徵來實現上述特徵，但亦有藉由隨機(規則)配置符元來實現上述特徵的方法。
(實施形態2)
於實施形態1，說明有關規則地切換如第6圖所示之預編碼權重的情況，而於本實施形態，說明與第6圖之預編碼權重不同之具體的預編碼權重之設計方法。
於第6圖說明切換式(37)~式(40)之預編碼權重之方法。將其一般化時，預編碼權重可如下變更。(其中，預編碼權重之切換週期設為4，進行與式(37)~式(40)同樣的記載。)
符元號碼4i時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼4i+1時：
符元號碼4i+2時：
符元號碼4i+3時：
然後，從式(36)及式(41)來看，可將接收向量R(t)=(r1(t),r2(t))T 表現如下。
符元號碼4i時：
符元號碼4i+1時：[數47]
符元號碼4i+2時：
符元號碼4i+3時：
此時，於通道要素h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)，假定僅存在直接波成分，該直接波成分之振幅完全相等，又，不隨時間引起變動。如此一來，式(46)~式(49)可表現如下。
符元號碼4i時：
符元號碼4i+1時：[數51]
符元號碼4i+2時：
符元號碼4i+3時：
其中，於式(50)~式(53)，A為正實數，q為複數。該A及q的值係因應發送裝置與接收裝置之位置關係而決定。然後，將式(50)~式(53)表現如下。
符元號碼4i時：
符元號碼4i+1時：[數55]
符元號碼4i+2時：
符元號碼4i+3時：
如此一來，當q表現如下時，於r1、r2不包含根據s1或s2之某一方之訊號成分，因此無法獲得s1、s2之某一方之訊號。
符元號碼4i時：[數58]q =-Ae j (θ 11 (4i )-θ 21 (4i )), -Ae j (θ 11 (4i )-θ 21 (4i )-δ )………式(58)
符元號碼4i+1時：[數59]q =-Ae j (θ 11 (4i +1)-θ 21 (4i +1)), -Ae j (θ 11 (4i +1)-θ 21 (4i +1)-δ )………式(59)
符元號碼4i+2時：[數60]q =-Ae j (θ 11 (4i +2)-θ 21 (4i +2)), -Ae j (θ 11 (4i +2)-θ 21 (4i +2)-δ )………式(60)
符元號碼4i+3時：[數61]q =-Ae j (θ 11 (4i +3)-θ 21 (4i +3)), -Ae j (θ 11 (4i +3)-θ 21 (4i +3)-δ )………式(61)
此時，於符元號碼4i、4i+1、4i+2、4i+3，若q具有同一解，則直接波之通道要素不會有大變動，因此具有q值與上述同一解相等之通道要素之接收裝置，係於任一符元號碼均無法獲得良好的接收品質，因此即便導入錯誤更正碼，仍難以獲得錯誤更正能力。因此，若著眼於q的2個解之中不含δ的那個解，則為了讓q不具有同一解，從式(58)~式(61)來看需要以下條件。
(x為0、1、2、3，y為0、1、2、3，x≠y。)
作為符合條件#1的例子如下：
(例#1)
當條件如下時：
<1>θ11 (4i)=θ11 (4i+1)=θ11 (4i+2)=θ11 (4i+3)=0弧度
可考慮設定如下之方法：
<2>θ21 (4i)=0弧度
<3>θ21 (4i+1)=π/2弧度
<4>θ21 (4i+2)=π弧度
<5>θ21 (4i+3)=3π/2弧度(上述為例子，若於(θ21 (4i)，θ21 (4i+1)，θ21 (4i+2)，θ21 (4i+3))之集合中，0弧度、π/2弧度、π弧度、3π/2弧度各存在有1個即可。)此時，尤其當有條件<1>時，無須對於基頻訊號s1(t)給予訊號處理(旋轉處理)，因此具有可謀求刪減電路規模的優點。作為其他例如下：
(例#2)
當條件如下時：
<6>θ11 (4i)=0弧度
<7>θ11 (4i+1)=π/2弧度
<8>θ11 (4i+2)=π弧度
<9>θ11 (4i+3)=3π/2弧度
可考慮設定如下之方法：
<10>θ21 (4i)=θ21 (4i+1)=θ21 (4i+2)=θ21 (4i+3)=0弧度(上述為例子，若於(θ11 (4i)，θ11 (4i+1)，θ11 (4i+2)，θ11 (4i+3))之集合中，0弧度、π/2弧度、π弧度、3π/2弧度各存在有1個即可。)此時，尤其當有條件<6>時，無須對於基頻訊號s2(t)給予訊號處理(旋轉處理)，因此具有可謀求刪減電路規模的優點。進而於以下舉出其他例。
(例#3)
當條件如下時：
<11>θ11 (4i)=θ11 (4i+1)=θ11 (4i+2)=θ11 (4i+3)=0弧度
可考慮設定如下之方法：
<12>θ21 (4i)=0弧度
<13>θ21 (4i+1)=π/4弧度
<14>θ21 (4i+2)=π/2弧度
<15>θ21 (4i+3)=3π/4弧度(上述為例子，若於(θ21 (4i)，θ21 (4i+1)，θ21 (4i+2)，θ21 (4i+3))之集合中，0弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度各存在有1個即可。)
(例#4)
當條件如下時：
<16>θ11 (4i)=0弧度
<17>θ11 (4i+1)=π/4弧度
<18>θ11 (4i+2)=π/2弧度
<19>θ11 (4i+3)=3π/4弧度
可考慮設定如下之方法：
<20>θ21 (4i)=θ21 (4i+1)=θ21 (4i+2)=θ21 (4i+3)=0弧度(上述為例子，若於(θ11 (4i)，θ11 (4i+1)，θ11 (4i+2)，θ11 (4i+3))之集合中，0弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度各存在有1個即可。)再者，雖舉出4個例子，但符合條件#1之方法不限於此。
接著，不僅說明θ11 、θ12 ，亦說明有關λ、δ之設計要件。關於λ，只要設定為某值即可，作為要件而言，須針對δ賦予要件。因此，說明有關λ設為0弧度時之δ之設定方法。
此時，對於δ，若π/2弧度|δ|π弧度，尤其於LOS環境下可獲得良好的接收品質。
然而，於符元號碼4i、4i+1、4i+2、4i+3，分別存在有2點接收品質不佳之q。因此，存在有2×4=8點。於LOS環境下，為了防止接收品質在特定的接收終端裝置劣化，只要該等8點全部為不同解即可。該情況下，除了<條件#1>以外，還需要<條件#2>的條件。
且
除此之外，該等8點之相位平均存在即可。(由於直接波之相位據判均勻分布的可能性甚高)，因此以下說明有關符合該要件之δ之設定方法。
(例#1)、(例#2)的情況下，藉由將δ設定為±3π/4弧度，可使得接收品質不佳的點在相位上平均存在。例如就(例#1)而言，若將δ設定為3π/4弧度，則如(A為正實數)之第20圖，於4時槽存在有1次接收品質不佳的點。(例#3)、(例#4)的情況下，藉由將δ設定為±π弧度，可使得接收品質不佳的點在相位上平均存在。例如就(例#3)而言，若將δ設定為π弧度，則如第21圖，於4時槽存在有1次接收品質不佳的點。(若通道矩陣H之要素q存在於第20圖、第21圖所示之點，則接收品質會劣化。)
藉由設定如上，可於LOS環境下獲得良好的接收品質。於上述，說明以4時槽為週期變更預編碼權重之例，而於以下說明有關以N時槽為週期來變更預編碼權重的情況。若同樣地思考實施形態1及上述說明，則對於符元號碼進行表現如下的處理。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
故，r1、r2係表現如下。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下 之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
此時，於通道要素h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)，假定僅存在直接波成分，該直接波成分之振幅完全相等，又，不隨時間引起變動。如此一來，式(66)~式(69)可表現如下。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：[數73]
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
其中，於式(70)~式(73)，A為正實數，q為複數。該A及q的值係因應發送裝置與接收裝置之位置關係而決定。然後，將式(70)~式(73)表現如下。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：[數79]
如此一來，當q表現如下時，於r1、r2不包含根據s1或s2之某一方之訊號成分，因此無法獲得s1、s2之某一方之訊號。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：[數80]q =-Ae j (θ 11 (Ni )-θ 21 (Ni )), -Ae j (θ 11 (Ni )-θ 21 (Ni )-δ )………式(78)
符元號碼Ni+1時：[數81]q =-Ae j (θ 11 (Ni +1)-θ 21 (Ni +1)), -Ae j (θ 11 (Ni +1)-θ 21 (Ni +1)-δ )………式(79)
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：[數82]q =-Ae j (θ 11 (Ni +k )-θ 21 (Ni +k )), -Ae j (θ 11 (Ni +k )-θ 21 (Ni +k )-δ )………式(80)
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：[數83]q =-Ae j (θ 11 (Ni +N -1)-O 21 (Ni +N -1)), -Ae j (θ 11 (Ni +N -1)-θ 21 (Ni +N -1)-δ )………式(81)
此時，於符元號碼Ni~Ni+N-1，若q具有同一解，則直接波之通道要素不會有大變動，因此具有q值與上述同一解相等之通道要素之接收裝置，係於任一符元號碼均無法獲得良好的接收品質，因此即便導入錯誤更正碼，仍難以獲得錯誤更正能力。因此，若著眼於q的2個解之中不含δ的那個解，則為了讓q不具有同一解，從式(78)~式(81)來看需要以下條件。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
接著，不僅說明θ11 、θ12 ，亦說明有關λ、δ之設計要件。關於λ，只要設定為某值即可，作為要件而言，須針對δ賦予要件。因此，說明有關λ設為0弧度時之δ之設定方法。
此時，與以4時槽為週期來變更預編碼權重之方法相 同，對於δ，若π/2弧度|δ|π弧度，尤其於LOS環境下可獲得良好的接收品質。
於符元號碼Ni~Ni+N-1，分別存在有2點接收品質不佳之q。因此，存在有2N點。於LOS環境下，為了防止接收品質在特定的接收終端裝置劣化，只要該等2N點全部為不同解即可。該情況下，除了<條件#3>以外，還需要<條件#4>的條件。
且
除此之外，該等2N點之相位平均存在即可。(由於直接波之相位據判均勻分布的可能性甚高)
如以上，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，接收裝置之構成係如實施形態1所說明，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作，但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。又，於本實施形態係與實施形態1相同，其錯誤更正碼不受限定。
又，於本實施形態，與實施形態1對比而說明有關時間軸之預編碼權重變更方法，但如實施形態1所說明，採用多載波傳送方式，對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元，藉此進行預編碼權重變更方法，亦可同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
(實施形態3)
於實施形態1、實施形態2，說明有關在規則地切換預編碼權重之方式中，預編碼權重之矩陣之各要素之振幅相等的情況，但於本實施形態，說明有關不符合該條件之例子。
為了與實施形態2對比，說明有關以N時槽為週期來變更預編碼權重的情況。若與實施形態1及實施形態2同樣地思考，則對於符元號碼進行表現如下之處理。其中，β為正實數，β≠1。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：[數87]
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
故，r1、r2係表現如下。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：[數90]
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：[數93]
此時，於通道要素h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)，假定僅存在直接波成分，該直接波成分之振幅完全相等，又，不隨時間引起變動。如此一來，式(86)~式(89)可表現如下。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：[數96]
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
其中，於式(90)~式(93)，A為實數，q為複數。然後，將式(90)~式(93)表現如下。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
如此一來，當q表現如下時，無法獲得s1、s2之某一方之訊號。
符元號碼Ni時(i為0以上之整數)：
符元號碼Ni+1時：
．
．
．
符元號碼Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼Ni+N-1時：
此時，於符元號碼Ni~Ni+N-1，若q具有同一解，則直接波之通道要素不會有大變動，因此於任一符元號碼均 無法獲得良好的接收品質，故即便導入錯誤更正碼，仍難以獲得錯誤更正能力。因此，若著眼於q的2個解之中不含δ的那個解，則為了讓q不具有同一解，從式(98)~式(101)來看需要以下條件。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
接著，不僅說明θ11 、θ12 ，亦說明有關λ、δ之設計要件。關於λ，只要設定為某值即可，作為要件而言，須針對δ賦予要件。因此，說明有關λ設為0弧度時之δ之設定方法。
此時，與以4時槽為週期來變更預編碼權重之方法相同，對於δ，若π/2弧度|δ|π弧度，尤其於LOS環境下可獲得良好的接收品質。
於符元號碼Ni~Ni+N-1，分別存在有2點接收品質不佳之q。因此，存在有2N點。於LOS環境下，為了獲得良好特性，只要該等2N點全部為不同解即可。該情況下，除了<條件#5>以外，若考慮到β為正實數，β≠1，則還需要<條件#6>的條件。
如以上，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送 複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，接收裝置之構成係如實施形態1所說明，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作，但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。又，於本實施形態係與實施形態1相同，其錯誤更正碼不受限定。
又，於本實施形態，與實施形態1對比而說明有關時間軸之預編碼權重變更方法，但如實施形態1所說明，採用多載波傳送方式，對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元，藉此進行預編碼權重變更方法，亦可同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
(實施形態4)
於實施形態3，就規則地切換預編碼權重之方式，以預編碼權重之矩陣之各要素之振幅設為1與β兩種類之情況為例來說明。
再者，於此係忽視下式：
接下來，說明關於以時槽來切換β值時之例子。為了與 實施形態3對比，說明有關以2×N時槽為週期來變更預編碼權重的情況。
若與實施形態1、實施形態2及實施形態3同樣地思考，則對於符元號碼進行表現如下之處理。其中，β為正實數，β≠1。又，α為正實數，α≠β。
符元號碼2Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：[數111]
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+N-1時：
符元號碼2Ni+N時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+N+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+N+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+2N-1時：
故，r1、r2係表現如下。
符元號碼2Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+1時：[數118]
．
．
．
符元號碼2Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+N-1時：
符元號碼2Ni+1時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+N+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+N+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+2N-1時：
此時，於通道要素h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)，假定僅 存在直接波成分，該直接波成分之振幅完全相等，又，不隨時間引起變動。如此一來，式(110)~式(117)可表現如下。
符元號碼2Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+N-1時：
符元號碼2Ni+N時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+N+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+N+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+2N-1時：
其中，於式(118)~式(125)，A為實數，q為複數。然後，將式(118)~式(125)表現如下。
符元號碼2Ni時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+N-1時：
符元號碼2Ni+N時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位。
符元號碼2Ni+N+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+N+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+2N-1時：
如此一來，當q表現如下時，無法獲得s1、s2之某一方之訊號。
符元號碼2Ni時(i為0以上之整數)：
符元號碼2Ni+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+N-1時：[數144]
符元號碼2Ni+N時(i為0以上之整數)：
符元號碼2Ni+N+1時：
．
．
．
符元號碼2Ni+N+k(k=0、1、…、N-1(k為0以上、N-1以下之整數))時：
．
．
．
然後，符元號碼2Ni+2N-1時：
此時，於符元號碼2Ni~2Ni+N-1，若q具有同一解，則直接波之通道要素不會有大變動，因此於任一符元號碼均無法獲得良好的接收品質，故即便導入錯誤更正碼，仍難以獲得錯誤更正能力。因此，若著眼於q的2個解之中不含δ的那個解，則為了讓q不具有同一解，從式(98)~式(100)及α≠β來看，需要<條件#7>或<條件#8>。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)且 (x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
此時，<條件#8>係與實施形態1~實施形態3所述條件 為同樣條件，<條件#7>係因α≠β，故q的2個解中不含δ之那個解會具有不同解。
接著，不僅說明θ11 、θ12 ，亦說明有關λ、δ之設計要件。關於λ，只要設定為某值即可，作為要件而言，須針對δ賦予要件。因此，說明有關λ設為0弧度時之δ之設定方法。
此時，與以4時槽為週期來變更預編碼權重之方法相同，對於δ，若π/2弧度|δ|π弧度，尤其於LOS環境下可獲得良好的接收品質。
於符元號碼2Ni~2Ni+2N-1，分別存在有2點接收品質不佳之q。因此，存在有4N點。於LOS環境下，為了獲得良好特性，只要該等4N點全部為不同解即可。該情況下，若著眼於振幅，則對於<條件#7>或<條件#8>而言，由於α≠β，因此需要以下條件。
如以上，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，接收裝置之構成係如實施形態1所說明，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作， 但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。又，於本實施形態係與實施形態1相同，其錯誤更正碼不受限定。
又，於本實施形態，與實施形態1對比而說明有關時間軸之預編碼權重變更方法，但如實施形態1所說明，採用多載波傳送方式，對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元，藉此進行預編碼權重變更方法，亦可同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
(實施形態5)
於實施形態1~實施形態4，說明有關規則地切換預編碼權重之方法，於本實施形態，說明有關其變形例。
於實施形態1~實施形態4，說明有關如第6圖規則地切換預編碼權重之方法。於本實施形態，說明有關與第6圖不同之規則地切換預編碼權重之方法。
與第6圖相同，以切換4個預編碼權重(矩陣)之方式，於第22圖表示關於與第6圖不同之切換方法之圖。於第22圖，將4個不同的預編碼權重(矩陣)表現為W1、W2、W3、W4。(例如W1設為式(37)之預編碼權重(矩陣)，W2設為式(38)之預編碼權重(矩陣)，W3設為式(39)之預編碼權重(矩陣)，W4設為式(40)之預編碼權重(矩陣)。)然後，關於與第3圖及第6圖同樣地動作的部分則附上同一符號。於第22圖中固有的部分如下：
．第1週期2201、第2週期2202、第3週期2203、…全都 以4時槽構成。
．於4時槽，分別使用1次依各時槽而不同的預編碼權重矩陣，亦即W1、W2、W3、W4。
．於第1週期2201、第2週期2202、第3週期2203，未必須使得W1、W2、W3、W4之順序為同一順序。為了實現此，預編碼權重生成部2200係以關於加權方法之訊號作為輸入，輸出按照各週期之順序之關於預編碼權重之資訊2210作為輸出。然後，加權合成部600係以該訊號及s1(t)、s2(t)作為輸入而進行加權合成，並輸出z1(t)、z2(t)。
第23圖係對於預編碼方法，表示與第22圖之加權合成方法。於第23圖，與第22圖之相異點係藉由於加權合成部之後配置重排部，進行訊號重排，藉此實現與第22圖同樣的方法之點。
於第23圖，預編碼權重生成部2200係以關於加權之資訊315作為輸入，依預編碼權重W1、W2、W3、W4。、W1、W2、W3、W4、…之順序來輸出預編碼權重之資訊2210。因此，加權合成部600係依預編碼權重W1、W2、W3、W4。、W1、W2、W3、W4、…之順序來利用預編碼權重，並輸出預編碼後之訊號2300A、2300B。
重排部2300係以預編碼後之訊號2300A、2300B作為輸入，針對預編碼後之訊號2300A、2300B進行重排，以成為第23圖之第1週期2201、第2週期2202、第3週期2203之順序，並輸出z1(t)、z2(t)。
再者，上述係為了與第6圖比較，而將預編碼權重之切 換週期設為4，但如實施形態1~實施形態4，週期4以外時，亦可同樣地實施。
又，於實施形態1~實施形態4、及上述預編碼方法中，說明於週期內，依各時軸而將δ、β值設為相同，但亦可依各時槽而切換δ、β值。
如以上，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，接收裝置之構成係如實施形態1所說明，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作，但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。又，於本實施形態係與實施形態1相同，其錯誤更正碼不受限定。
又，於本實施形態，與實施形態1對比而說明有關時間軸之預編碼權重變更方法，但如實施形態1所說明，採用多載波傳送方式，對於頻率軸-時間軸配置符元，藉此進行預編碼權重變更方法，亦可同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
(實施形態6)
於實施形態1~4，敘述有關規則地切換預編碼權重之方法，於本實施形態，涵蓋實施形態1~4所述內容，在此 說明有關規則地切換預編碼權重之方法。
在此，首先敘述有關空間多工型之2×2MIMO系統之預編碼矩陣之設計方法，其係考慮到LOS環境，適用不存在有來自通訊對象之回授之預編碼。
第30圖係表示適用不存在有來自通訊對象之回授之預編碼之空間多工型之2×2MIMO系統之預編碼矩陣之設計方法。資訊向量z被施以編碼及交錯。然後，作為交錯之輸出而獲得編碼後位元之向量u(p)=(u1 (p),u2 (p))(p為時槽時間)。其中，ui (p)=(ui1 (p)…,uih (p))(h：每符元之發送位元數)。若將調變後(映射後)之訊號設為s(p)=(s1 (p),s2 (p))T ，預編碼矩陣設為F(p)，則預編碼後之訊號x(p)=(x1 (p),x2 (p))T 係以下式表現。
[數152]x (p )=(x 1 (p ),x 2 (p )) T =F (p )s (p )………式(142)
因此，若將接收向量設為y(p)=(y1 (p),y2 (p))T ，則以下式表現。
[數153]y (p )=(y 1 (p ),y 2 (p )) T =H (p )F (p )s (p )+n (p )………式(143)
此時，H(p)為通道矩陣，n(p)=(n1 (p),n2 (p))T 為雜訊向量，ni (p)為平均值0，偏差σ2 之i.i.d.複數高斯雜訊。然後， 萊斯因子設為K時，上述可表現如下。
此時，Hd (p)為直接波成分之通道矩陣，Hs (p)為散射波成分之通道矩陣。因此，如下表現通道矩陣H(p)。
於式(145)，直接波的環境假定由通訊機彼此之位置關係而一對一地決定，直接波成分之Hd (p)不隨時間變動。又，於直接波成分之Hd (p)中，與發送天線間隔相比較，收發機間的距離為充分長的環境之可能性甚高，因此直接波成分之通道矩陣為正規矩陣。因此，如下表現通道矩陣Hd (p)。
在此，A為正實數，q為複數。以下敘述有關空間多工型之2×2MIMO系統之預編碼矩陣之設計方法，其係考慮到 LOS環境，適用不存在有來自通訊對象之回授之預編碼。
從式(144)、(145)來看，難以在含有散射波的狀態下進行解析，因此難以在包含散射波的狀態下，求出無適當回授之預編碼矩陣。而且，於NLOS環境，資料之接收品質劣化比LOS環境少。因此，敘述有關在LOS環境下無適當回授之預編碼矩陣之設計方法(隨著時間切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣)。
如上述，從式(144)、(145)來看，難以在包含散射波的狀態下進行解析，因此於僅包含直接波成分之通道矩陣中，求出適當的預編碼矩陣。因此，於式(144)，考慮通道矩陣僅包含直接波成分的情況。因此，從式(146)來考慮下式。
在此，利用么正矩陣作為預編碼矩陣。因此，如下表現預編碼矩陣。
此時，λ為固定值。因此，式(147)可表現如下。
[數159]
從式(149)可知，接收機進行ZF(zero forcing：零強迫)或MMSE(minimum mean squared error：最小均方誤差)之線性運算時，無法藉由s1(p)、s2(p)來判斷已發送之位元。由此來看，進行如實施形態1所述之反覆APP(或反覆Max-Log APP)或APP(或Max-Log APP)(下文稱為ML(Maximum Likelihood：最大概似)運算)，求出以s1(p)、s2(p)發送之各位元之對數概似，進行錯誤更正碼之解碼。因此，說明有關對於進行ML運算之接收機在LOS環境下，無適當回授之預編碼矩陣之設計方法。
思考式(149)之預編碼。對第1列之右邊及左邊乘算e-jΨ ，同樣對第2列之右邊及左邊乘算e-jΨ 。如此一來則表現如下式。
將e-jΨ y1 (p)、e-jΨ y2 (p)、e-jΨ q分別再定義為y1 (p)、y2 (p)、q，又，e-jΨ n(p)=(e-jΨ n1 (p),e-jΨ n2 (p))，e-jΨ n1 (p)、e-jΨ n2 (p) 為平均值0、偏差σ2 之i.i.d.(independent identically distributed：)複數高斯雜訊。將e-jΨ n(p)再定義為n(p)。如此一來，即便使得式(150)成為式(151)，仍不會喪失一般性。
接著，為了讓式(151)容易理解而變形如式(152)。
此時，接收訊號點與接收候補訊號點之歐氏距離之最小值設為dmin 2 時，dmin 2 為零之取最小值之惡劣點，並且以s1(p)發送之所有位元、或以s2(p)發送之所有位元消失之惡劣狀態下之q存在有2個。
於式(152)中，不存在s1(p)時：
於式(152)中，不存在s2(p)時：
(下文將符合式(153)、(154)之q分別稱為「s1、s2之接收惡劣點」)
符合式(153)時，由於藉由s1(p)發送之位元全都消失，因此無法求出藉由s1(p)發送之位元全部的接收對數概似，符合式(154)時，由於藉由s2(p)發送之位元全都消失，因此無法求出藉由s2(p)發送之位元全部的接收對數概似。
在此，思考不切換預編碼矩陣時之播送．多播通訊系統。此時，思考一系統模型，其係具有利用不切換預編碼矩陣之預編碼方式來發送調變訊號之基地台，存在有複數個(「個)接收由基地台發送之調變訊號之終端裝置。
基地台．終端裝置間之直接波的狀況據判由時間所造成的變化甚小。如此一來，從式(153)、(154)來看，位於合乎式(155)或式(156)的條件之位置、位於萊斯因子大的LOS環境終端裝置，可能陷於資料之接收品質劣化的現象中。因此，為了改善該問題，需在時間上切換預編碼矩陣。
[數166]
因此，考慮將時間週期設為N時槽，並規則地切換預編碼矩陣之方法(下文稱為預編碼跳躍方法)。
為了時間週期N時槽，準備根據式(148)之N種預編碼矩陣F[i](i=0、1、…、N-1)。此時，如下表現預編碼矩陣F[i]。
在此，α不隨時間變化，λ亦不隨時間變化(令其變化亦可)。
然後，與實施形態1相同，為了獲得時點(時刻)N×k+i(k為0以上之整數，i=0、1、…、N-1)之式(142)之預編碼後之訊號x(p=N×k+i)所利用的預編碼矩陣為F[i]。關於此，在下文亦同。
此時，根據式(153)、(154)，如以下之預編碼跳躍之預編碼矩陣之設計條件甚為重要。
依據<條件#10>，於「個終端裝置全部，在時間週期內之N，取到s1 之接收惡劣點之時槽為1時槽以下。因此，能夠在N-1時槽以上，獲得以s1(p)發送之位元之對數概似比。同樣地，依據<條件#11>，於「個終端裝置全部，在時間週期內之N，取到s2之接收惡劣點之時槽為1時槽以下。因此，能夠在N-1時槽以上，獲得以s2(p)發送之位元之對數概似比。
如此，藉由給予<條件#10>、<條件#11>之預編碼矩陣之設計規範，以便於「個終端裝置全部，保證可獲得以s1(p)發送之位元之對數概似比之位元數、及可獲得以s2(p)發送之位元之對數概似比之位元數在一定數以上，藉此於「個終端裝置全部，改善在萊斯因子大的LOS環境下之資料接收品質劣化。
以下記載預編碼跳躍方法之預編碼矩陣之例。
直接波之相位之機率密度分布可視為[0 2π]之均勻分布。因此，式(151)、(152)之q之相位之機率密度分布亦可視為[0 2π]之均勻分布。故，於僅有q的相位不同之同一LOS環境下，作為用以對於「個終端裝置，儘可能給予公平的資料接收品質之條件，則給予以下條件。
<條件#12>
採用時間週期N時槽之預編碼跳躍方法時，於時間週期內之N，將s1之接收惡劣點配置成對於相位成為均勻分布，且將s2之接收惡劣點配置成對於相位成為均勻分布。
因此，說明根據<條件#10>至<條件#12>之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣例。式(157)之預編碼矩陣設為α=1.0。
(例#5)
時間週期N=8，為了符合<條件#10>至<條件#12>，賦予如下式之時間週期N=8之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣。
其中，j為虛數單位，i=0、1、…、7。賦予式(161)取代賦予式(160)亦可(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
因此，s1、s2之接收惡劣點係如第31(a)、(b)圖。(於第31圖，橫軸為實軸，縱軸為虛軸。)又，賦予式(162)、式(163)取代賦予式(160)、式(161)亦可(i=0、1、…、7)(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
[數172]
接著，在與條件12不同之僅有q的相位不同之同一LOS環境下，作為用以對於「個終端裝置，儘可能給予公平的資料接收品質之條件，則給予以下條件。
<條件#13>
採用時間週期N時槽之預編碼跳躍方法時，附加如下條件： 又，於時間週期內之N，將s1之接收惡劣點配置成對於相位成為均勻分布，將s2之接收惡劣點配置成對於相位成為均勻分布。
因此，說明根據<條件#10>、<條件#11>、<條件#13>之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣例。式(157)之預編碼矩陣設為α=1.0。
(例#6)
時間週期N=4，賦予如下式之時間週期N=4之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣。
其中，j為虛數單位，i=0、1、2、3。賦予式(166)取代賦予式(165)亦可(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
因此，s1、s2之接收惡劣點係如第32圖。(於第32圖，橫軸為實軸，縱軸為虛軸。)又，賦予式(165)、式(166)取代賦予式(167)、式(168)亦可(i=0、1、2、3)(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
接著，敘述有關利用非么正矩陣之預編碼跳躍方法。
根據式(148)，如下表現本討論中處理的預編碼矩陣。
如此一來，相當於式(151)、(152)之數式係表現如下。
此時，存在有2個接收訊號點與接收候補訊號點之歐氏距離之最小值dmin 2 成為零之q。
於式(171)不存在s1(p)時：
於式(171)不存在s2(p)時：
於時間週期N之預編碼跳躍方法中，參考式(169)，將N種預編碼矩陣F[i]表現如下。
在此，α及β不隨時間變化。此時，根據式(34)、(35)，賦予如以下之預編碼跳躍之預編碼矩陣之設計條件。
(例#7)
式(174)之預編碼矩陣設為α=1.0。然後，時間週期N=16，為了符合<條件#12>、<條件#14>、<條件#15>，賦予如下式之時間週期N=16之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣。
i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
又，作為與式(177)、式(178)不同之預編碼矩陣，可如以下賦予。
i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：[數190]
因此，s1、s2之接收惡劣點係如第33(a)、(b)圖。(於第33圖，橫軸為實軸，縱軸為虛軸。)又，如以下賦予預編碼矩陣來取代賦予式(177)、式(178)及式(179)、式(180)亦可。
i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
又，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
(又，於式(177)~(184)，將7π/8改設為-7π/8亦可。)
接著，在與<條件#12>不同之僅有q的相位不同之同一LOS環境下，作為用以對於「個終端裝置，儘可能給予公平的資料接收品質之條件，則給予以下條件。
<條件#16>
採用時間週期N時槽之預編碼跳躍方法時，附加如下條件： 又，於時間週期內之N，將s1之接收惡劣點配置成對於相位成為均勻分布，將s2之接收惡劣點配置成對於相位成為均勻分布。
因此，說明根據<條件#14>、<條件#15>、<條件#16>之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣例。式(174)之預編碼矩陣設為α=1.0。
(例#8)
時間週期N=8，賦予如下式之時間週期N=8之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣。
其中，i=0、1、…、7。
又，作為與式(186)不同之預編碼矩陣，可如以下賦予(i=0、1、…、7)(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
因此，s1、s2之接收惡劣點係如第34圖。又，如以下賦予預編碼矩陣以取代賦予式(186)、式(187)亦可(i=0、1、…、7)(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
或為，
(又，於式(186)~(189)，將7π/8改設為-7π/8亦可。)
接著，於式(174)之預編碼矩陣，思考關於α≠1，考慮到接收惡劣點彼此之複數平面之距離點、與(例#7)、(例#8)不同之預編碼跳躍方法。
在此，處理式(174)之時間週期N之預編碼跳躍方法，此時，依據<條件#14>，於「個終端裝置全部，在時間週期內之N，取到s1之接收惡劣點之時槽為1時槽以下。因此，能夠在N-1時槽以上，獲得以s1(p)發送之位元之對數概似比。同樣地，依據<條件#15>，於「個終端裝置全部，在時間週期內之N，取到s2之接收惡劣點之時槽為1時槽以下。因此，能夠在N-1時槽以上，獲得以s2(p)發送之位元之對數概似比。
因此，可知時間週期N大的值，可獲得對數概似比之時槽數變大。
然而，於實際的通道模型，由於受到散射波成分影響，時間週期N固定時，據判接收惡劣點之複數平面上之最小距離儘可能大者，資料之接收品質可能會提升。因此，於(例#7)、(例#8)，思考關於α≠1，改良過(例#7)、(例#8)之預編碼跳躍方法。首先，敘述有關容易理解之改良過(例#8)之預編碼方法。
(例#9)
從式(186)，以下式賦予改良過(例#8)之時間週期N=8之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣。
[數200]
其中，i=0、1、…、7。又，作為與式(190)不同之預編碼矩陣，可如以下賦予(i=0、1、…、7)(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
或為，
或為，
或為， ………式(194)
或為，
或為，
或為，
因此，s1、s2之接收惡劣點係於α<1.0時表現如第35(a)圖，於α>1.0時表現如第35(b)圖。
(i)α<1.0時
α<1.0時，若著眼於接收惡劣點#1與#2之距離(d#1,#2 )、及接收惡劣點#1與#3之距離(d#1,#3 )，則接收惡劣點之複數平面之最小距離係以min{d#1,#2 ,d#1,#3 }來表現。此時，於第36圖表示α與d#1,#2 及d#1,#3 之關係。然後，使得min{d#1,#2 ,d#1,#3 }為最大之α係如下式： 此時之min{d#1,#2 ,d#1,#3 }係如下： 因此，於式(190)~式(197)，以式(198)來賦予α之預編碼方法有效。其中，將α值設定為式(198)，係用以獲得良好之資料接收品質之一種適當方法。然而，將α設定為取定與式(198)相近值，亦同樣可能獲得良好的資料接收品質。因此，α之設定值不限於式(198)。
(ii)α>1.0時
α>1.0時，若著眼於接收惡劣點#4與#5之距離(d#4,#5 )、及接收惡劣點#4與#6之距離(d#4,#6 )，則接收惡劣點之複數平面之最小距離係以min{d#4,#5 ,d#4,#6 }來表現。此時，於第37圖表示α與d#4,#5 及d#4,#6 之關係。然後，使得min{d#4,#5 ,d#4,#6 }為最大之α係如下式：[數210] 此時之min{d#4,#5 ,d#4,#6 }係如下：
因此，於式(190)~式(197)，以式(200)來賦予α之預編碼方法有效。其中，將α值設定為式(200)，係用以獲得良好之資料接收品質之一種適當方法。然而，將α設定為取定與式(200)相近值，亦同樣可能獲得良好的資料接收品質。因此，α之設定值不限於式(200)。
(例#10)
從(例#9)之檢討，能夠以下式賦予改良過(例#7)之時間週期N=16之預編碼跳躍方法之預編碼矩陣(λ、θ11 [i]不隨時間變化(變化亦可))。
i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：[數217]
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
或為，i=0、1、…、7時：
i=8、9、…、15時：
其中，α若為式(198)或式(200)，則適合用以獲得良好的資料接收品質。此時，s1之接收惡劣點係於α<1.0時表現如第38(a)、(b)圖，於α>1.0時表現如第39(a)、(b)圖。
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨 機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
根據<條件#10>至<條件#16>而表示例#5至例#10，但為了加長預編碼矩陣之切換週期，例如從例#5至例#10選擇複數例，利用該選擇例所示之預編碼矩陣來實現長週期之預編碼矩陣切換方法亦可。例如利用以例#7所示之預編碼矩陣及例#10所示之預編碼矩陣，實現長週期之預編碼矩陣切換方法。此時，未必限於按照<條件#10>至<條件#16>。(於<條件#10>之式(158)、<條件#11>之式(159)、<條件#13>之式(164)、<條件#14>之式(175)、<條件#15>之式(176)，設定「所有x，所有y」之處，條件「存在之x，存在之y」係在給予良好接收品質上甚為重要。)從別的角度來思考時，於週期N(N為大的自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含例#5至例#10之某一預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態7)
於本實施形態，說明有關一接收調變訊號之接收裝置之構成，而前述調變訊號係以實施形態1~6所說明、規則地切換預編碼矩陣之發送方法所發送。
於實施形態1所說明的方法如下：利用規則地切換預編碼矩陣之發送方法發送調變訊號之發送裝置，係發送關於預編碼矩陣之資訊；接收裝置係根據該資訊，獲得用於發送訊框之規則的預編碼矩陣切換資訊，進行預編碼之解碼及檢波，獲得發送位元之對數概似比，其後進行錯誤更正 解碼。
於本實施形態，說明有關與上述不同之接收裝置之構成、及預編碼矩陣之切換方法。
第40圖係本實施形態之發送裝置之構成之一例，關於與第3圖同樣動作者係附上同一符號。編碼器群(4002)係以發送位元(4001)作為輸入。此時，編碼器群(4002)係如實施形態1所說明，保持有複數個錯誤更正碼之編碼部，根據訊框構成訊號313，例如1個編碼器、2個編碼器、4個編碼器之某一數目的編碼器會動作。
1個編碼器動作時，發送位元(4001)被進行編碼，獲得編碼後之發送位元，將該編碼後之發送位元分配給2系統，編碼器群(4002)輸出已分配位元(4003A)及已分配位元(4003B)。
2個編碼器動作時，將發送位元(4001)分割為2個(稱為分割位元A、B)，第1編碼器係以分割位元A作為輸入而進行編碼，將編碼後之位元作為已分配位元(4003A)輸出。第2編碼器係以分割位元B作為輸入而進行編碼，將編碼後之位元作為已分配位元(4003B)輸出。
4個編碼器動作時，將發送位元(4001)分割為4個(稱為分割位元A、B、C、D)，第1編碼器係以分割位元A作為輸入而進行編碼，並輸出編碼後之位元A。第2編碼器係以分割位元B作為輸入而進行編碼，並輸出編碼後之位元B。第3編碼器係以分割位元C作為輸入而進行編碼，並輸出編碼後之位元C。第4編碼器係以分割位元D作為輸入而進行編 碼，並輸出編碼後之位元D。然後，將編碼後之位元A、B、C、D分割為已分配位元(4003A)、已分配位元(4003B)。
作為一例，發送裝置係支援如以下表1(表1A及表1B)之發送方法。
如表1所示，發送訊號數(發送天線數)係支援1串流之訊號之發送與2串流之訊號之發送。又，調變方式係支援QPSK、16QAM、64QAM、64QAM、256QAM、1024QAM。尤其當發送訊號數為2時，串流#1與串流#2可各自設定調變方式，例如於表1，「#1：256QAM，#2：1024QAM」係表示「串流#1之調變方式為256QAM，串流#2之調變方式為1024QAM」(關於其他亦同樣地表現)。錯誤更正編碼方式係支援A、B、C三種。此時，A、B、C全都為不同碼，亦或A、B、C為不同編碼率，亦或A、B、C為不同區塊尺寸之編碼方法均可。
表1之發送資訊係對於已設定「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」之各模式，分派各發送資訊。因此，例如「發送訊號數：2」、「調變方式：#1：1024QAM、#2：1024QAM」、「編碼器數：4」、「錯誤更正編碼方法：C」時，將發送資訊設定為01001101。然後，發送裝置係於訊框中，傳送發送資訊及發送資料。然後，傳送發送資料時，尤其於「發送訊號數」為2時，按照表1來採用「預編碼矩陣切換方法」。於表1，作為「預編碼矩陣切換方法」係預先準備有D、E、F、G、H五種，按照表1來設定該五種之某一種。此時，不同五種之實現方法可考慮如下：
．準備預編碼矩陣不同之五種而實現。
．設定不同五種週期，例如D的週期設為4，E的週期設為8，以此類推而實現。
．並用不同預編碼矩陣、不同週期兩者而實現。
第41圖係表示第40圖之發送裝置所發送的調變訊號之訊框構成之一例；發送裝置可進行如發送2個調變訊號z1(t)與z2(t)之模式、以及如發送1個調變訊號之模式兩者之設定。
於第41圖，符元(4100)係用以傳送表1所示之「發送資訊」之符元。符元(4101_1及4101_2)係通道推定用之參考(前導)符元。符元(4102_1、4103_1)係以調變訊號z1(t)所發送的資料傳送用符元，符元(4102_2、4103_2)係以調變訊號z2(t)所發送的資料傳送用符元；符元(4102_1)及符元(4102_2)係於同一時刻利用同一(共通)頻率而傳送；又，符元(4103_1)及符元(4103_2)係於同一時刻利用同一(共通)頻率而傳送。然後，符元(4102_1、4103_1)及符元(4102_2、4103_2)係採用實施形態1~4及實施形態6所說明、規則地切換預編碼矩陣之方法時之預編碼矩陣運算後之符元(因此，如實施形態1所說明，串流s1(t)、s2(t)之構成係如第6圖。)。
進而言之，於第41圖，符元(4104)係用以傳送表1所示之「發送資訊」之符元。符元(4105)係通道推定用之參考(前導)符元。符元(4106、4107)係以調變訊號z1(t)所發送的資料傳送用符元，此時，以調變訊號z1(t)所發送的資料傳送用符元係由於發送訊號數為1，因此不進行預編碼。
故，第40圖之發送裝置係生成並發送按照第41圖之訊框構成及表1之調變訊號。於第41圖，訊框構成訊號313包 含根據表1所設定關於「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」之資訊。然後，編碼部(4002)、映射部306A、B、加權合成部308A、B係將訊框構成訊號作為輸入，進行基於根據表1而設定之「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」之動作。又，關於相當於設定之「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」之「發送資訊」，亦發送至接收裝置。
接收裝置之構成係與實施形態1同樣能以第7圖來表示。與實施形態1之不同點在於，由於收發裝置預先共有表1之資訊，因此即便發送裝置未發送規則切換之預編碼矩陣之資訊，藉由發送裝置發送相當於「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」之「發送資訊」，接收裝置獲得該資訊，仍可從表1獲得規則切換之預編碼矩陣之資訊之點。因此，第7圖之接收裝置係藉由控制資訊解碼部709獲得第40圖之發送裝置所發送的「發送資訊」，可從相當於表1之資訊，獲得關於包含規則切換之預編碼矩陣之資訊、由發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710。因此，訊號處理部711係於發送訊號數2時，可進行根據預編碼矩陣之切換模式之檢波，可獲得接收對數概似比。
再者，於上述係如表1，對於「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」設定「發送資訊」，並對於此設定預編碼矩陣切換方法，但未必須對於「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」 設定「發送資訊」亦可，例如表2，對於「發送訊號數」、「調變方式」設定「發送資訊」，對於此設定預編碼矩陣切換方法亦可。
在此，「發送資訊」及預編碼矩陣切換方法之設定方法不限於表1或表2，預編碼矩陣切換方法若預先決定為根據「發送訊號數」、「調變方式」、「編碼器數」、「錯誤更正編碼方法」等發送參數來切換(亦即若藉由發送參數之某一者，(或由複數個發送參數所構成之某一者)來切換)，則發送裝置無須傳送關於預編碼矩陣切換方法之資訊，接收裝置可藉由辨別發送參數之資訊，來辨別發送裝置所用之預 編碼矩陣切換方法，因此可進行確實的解碼、檢波。再者，於表1、表2，發送調變訊號數為2時，採用規則切換預編碼矩陣之發送方法，但只要發送調變訊號數為2以上，即可適用規則切換預編碼矩陣之發送方法。
因此，收發裝置若共有與關於包含預編碼切換方法之資訊之發送參數相關的表，則發送裝置不發送關於預編碼切換方法之資訊而發送不含關於預編碼切換方法之資訊之控制資訊，接收裝置藉由獲得該控制資訊，即可推定預編碼矩陣切換方法。
如以上，於本實施形態，說明有關發送裝置不發送關於規則切換預編碼矩陣之方法之直接資訊，接收裝置推定關於發送裝置所用「規則切換預編碼矩陣之方法」之預編碼矩陣之資訊的方法。藉此，發送裝置由於不發送關於規則切換預編碼矩陣之方法之直接資訊，因此可獲得資料傳送效率更提升之效果。
再者，於本實施形態中，說明時間軸之預編碼權重變更時之實施形態，但如於實施形態1所說明，採用OFDM傳送等多載波傳送方式時，亦可同樣地實施本實施形態。
又，尤其在預編碼切換方法僅依發送訊號數而變更時，接收裝置可藉由獲得發送裝置所發送的發送訊號數之資訊，來得知預編碼切換方法。
於本說明書中，具備發送裝置者可考慮例如播送台、基地台、存取點、終端裝置、行動電話(mobile phone)等通訊．播送機器，此時，具備接收裝置者可考慮例如電視、 收音機、終端裝置、個人電腦、行動電話、存取點、基地台等通訊機器。又，本發明之發送裝置、接收裝置係具有通訊功能之機器，該機器亦可考慮諸如可經由某種介面，連接於電視、收音機、個人電腦、行動電話等用以執行應用之裝置的形態。
又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元、後文、參考符元等)、控制資訊用符元等可於訊框任意配置。然後，在此雖稱為前導符元、控制資訊用符元，但採取任何標呼方式均可，功能本身才是重點。
前導符元若為例如於收發機中已利用PSK調變予以調變之已知符元(例如接收機取得同步，藉此接收機可得知發送機所發送的符元亦可)即可，接收機利用該符元，進行頻率同步、時間同步、(各調變訊號之)通道推定(CSI(Channel State Information：通道狀態資訊)之推定)、訊號檢測等。
又，控制資訊用符元係為了實現(應用等)資料以外之通訊，用以傳送須對通訊對象傳送之資訊(例如用於通訊之調變方式．錯誤更正編碼方式、錯誤更正編碼方式之編碼率、高位層之設定資訊等)之符元。
再者，本發明不限定於上述實施形態1~5，可予以多方變更而實施。例如於上述實施形態，說明有關作為通訊裝置而進行的情況，但不限於此，作為軟體而進行該通訊方法亦可。
又，於上述說明有關從2個天線發送2個調變訊號之方 法之預編碼切換方法，但不限於此，亦可同樣地實施如下之預編碼切換方法：在對於4個映射後之訊號進行預編碼，生成4個調變訊號，從4個天線發送之方法，亦即作為對於N個映射後之訊號進行預編碼，生成N個調變訊號，從N個天線發送之方法中，同樣地變更預編碼權重(矩陣)。
於本說明書，採用「預編碼」、「預編碼權重」等用語，但稱呼方式本身可為任何稱呼方式，於本發明，其訊號處理本身才是重點。
藉由串流s1(t)、s2(t)來傳送不同資料，或傳送同一資料均可。
發送裝置之天線、接收裝置之天線均由圖式所記載的1個天線、或複數個天線來構成均可。
再者，例如預先於ROM(Read Only Memory：唯讀記憶體)儲存執行上述通訊方法之程式，藉由CPU(Central Processor Unit：中央處理單元)令該程式動作亦可。
又，於電腦可讀取之記憶媒體，儲存執行上述通訊方法之程式，將儲存於記憶媒體之程式記錄於電腦之RAM(Random Access Memory：隨機存取記憶體)，按照該程式令電腦動作亦可。
然後，上述各實施形態等之各構成在典型上亦可作為積體電路之LSI(Large Scale Integration：大規模積體)而實現。該等係個別製成1晶片，或包含各實施形態之所有構成或一部分構成而製成1晶片均可。於此雖為LSI，但視積體程度差異，有時亦稱為IC(Integrated Circuit：積體電路)、 系統LSI、特大型LSI、超大型LSI。又，積體電路化的手法不限於LSI，以專用電路或通用處理器來實現亦可。亦可利用於LSI製造後可程式化之FPGA(Field Programmable Gate Array：現場可程式化閘極陣列)，或可再構成LSI內部之電路胞(cell)之連接或設定之可重構處理器。
進而言之，若由於半導體技術進步或所衍生的其他技術，出現取代LSI之積體電路化技術時，當然亦可利用該技術來進行功能區塊之積體化。作為可能性可包括生化技術之適用等。
(實施形態8)
於本實施形態，在此說明有關實施形態1~4、實施形態6所說明規則切換預編碼權重之方法之應用例。
第6圖係與本實施形態之加權方法(預編碼(Precoding))相關連之圖；加權合成部600係統合第3圖之加權合成部308A與308B兩者之加權合成部。如第6圖所示，串流s1(t)及串流s2(t)相當於第3圖之基頻訊號307A及307B，總言之，其為按照QPSK、16QAM、64QAM等調變方式之映射之基頻訊號同相l、正交Q成分。然後，如第6圖之訊框成分，串流s1(t)係將符元號碼u之訊號表現為s1(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s1(u+1)，以此類推。同樣地，串流s2(t)係將符元號碼u之訊號表現為s2(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s2(u+1)，以此類推。然後，加權合成部600係以第3圖之基頻訊號307A(s1(t))及307B(s2(t))、關於加權資訊之資訊315作為輸入，施以按照關於加權資訊之資訊315之加權方 法，並輸出第3圖之加權合成後之訊號309A(z1(t))、309B(z2(t))。
此時，例如採用實施形態6之例8之週期N=8之預編碼矩陣切換方法時，z1(t)、z2(t)係表現如下。
符元號碼8i時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位，k=0。
符元號碼8i+1時：
其中，k=1。
符元號碼8i+2時：
其中，k=2。
符元號碼8i+3時：[數231]
其中，k=3。
符元號碼8i+4時：
其中，k=4。
符元號碼8i+5時：
其中，k=5。
符元號碼8i+6時：
其中，k=6。
符元號碼8i+7時：[數235]
其中，k=7。
在此，雖記載作符元號碼，但符元號碼視為時刻(時間)亦可。如於其他實施形態所說明，例如於式(225)，時刻8i+7之z1(8i+7)與z2(8i+7)為同一時刻之訊號，且z1(8i+7)與z2(8i+7)係利用同一(共通)頻率，由發送裝置發送。總言之，若將時刻T之訊號設為s1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)，從某些預編碼矩陣、s1(T)及s2(T)求出z1(T)及z2(T)，z1(T)及z2(T)係於利用同一(共通)頻率，由發送裝置(於同一時刻(時間))發送。又，利用OFDM等多載波傳送方式時，相當於(子)載波、時刻T之s1、s2、z1、z2之訊號設為s1(T,L)、s2(T,L)、z1(T,L)、z2(T,L)，從某些預編碼矩陣、s1(T,L)及s2(T,L)求出z1(T,L)及z2(T,L)，z1(T,L)及z2(T,L)係於利用同一(共通)頻率，由發送裝置(於同一時刻(時間))發送。
此時，作為α之適當值包括式(198)或式(200)。
於本實施形態，以上面所述之式(190)之預編碼矩陣為基礎，說明有關增大週期之預編碼切換方法。
預編碼切換矩陣之週期設為8M，如以下表現不同預編碼矩陣8M個。
此時，i=0、1、2、3、4、5、6、7，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
例如M=2時，若α<1，則k=0之s1之接收惡劣點(○)及s2之接收惡劣點(□)係表現如第42(a)圖。同樣地，k=1之s1之接收惡劣點(○)及s2之接收惡劣點(□)係表現如第42(b)圖。如此，以式(190)之預編碼矩陣為基礎，接收惡劣點係如第42(a)圖，將對於該式(190)右邊矩陣之第2列之各要素乘算ejX 後之矩陣，設為預編碼矩陣(參考式(226))，接收惡劣點係對於第42(a)圖，具有經旋轉之接收惡劣點(參考第42(b)圖)。(其中，第42(a)圖與第42(b)圖之接收惡劣點不重疊。如此，使得乘算ejX ，接收惡劣點仍不重疊即可。又，不對於該式(190)右邊矩陣之第2列之各要素乘算ejX ，將對於該式(190)右邊矩陣之第1列之各要素乘算ejX 後之矩陣，設為預編碼矩陣亦可)此時，預編碼矩陣F[0]~F[15]係以下式表現。
其中，i=0、1、2、3、4、5、6、7，k=0、1。
如此一來，M=2時，生成F[0]~F[15]之預編碼矩陣(F[0]~F[15]之預編碼矩陣可採任何順序排列。又，F[0]~F[15]之矩陣為各不相同的矩陣即可。)。然後，例如符元號碼16i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼16i+1時，利用F[1]進 行預編碼，…，符元號碼16i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、14、15)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
歸納以上，參考式(82)~式(85)，以下式表現週期N之預編碼矩陣。
此時，由於週期為N，因此i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。然後，以下式表現根據式(228)之週期N×M之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
如此一來，生成F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、 N×M-2、N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。再者，週期N×M之預編碼矩陣雖設為如式(229)，但如前述，週期N×M之預編碼矩陣設為如下式亦可。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
再者，於式(229)及式(230)，0弧度δ2π弧度時，δ=π弧度時會成為么正矩陣，δ≠π弧度時會成為非么正矩陣。於本方式中，π/2弧度|δ|<π弧度之非么正矩陣時，成為一特徵性構成(關於δ的條件，其他實施形態時亦同)，可獲得良好的資料接收品質。作為別的構成亦包括么正矩陣的情況，於實施形態10或實施形態16會詳細敘述，於式(229)、式(230)中，若N設為奇數，可獲得良好的資料接收品質之可能性變高。
(實施形態9)
於本實施形態，敘述有關規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法。
如實施形態8所述，於週期N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現參考式(82)~式(85)、為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態，由於處理么正矩陣，因此能夠以下式表現式(231)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
於實施形態6說明時，敘述有關接收惡劣點間之距離，而為了增大接收惡劣點間之距離，重點在於週期N為3以上之基數。於以下說明有關該點。
如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#19>或<條件#20>。
總言之，於<條件#19>意味相位差為2π/N弧度。又，於<條件#20>意味相位差為-2π/N弧度。
然後，θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α<1時，於第43(a)圖表示週期N=3時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數 平面上之配置，於第43(b)圖表示週期N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。又，θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α>1時，於第44(a)圖表示週期N=3時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置，於第44(b)圖表示週期N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。
此時，考慮到接收惡劣點與原點所形成的線段、與實軸上Real0之半直線所形成的相位(參考第43(a)圖)時，就α>1、α<1之任一情況而言，N=4時，勢必發生關於s1之接收惡劣點之前述相位與關於s2之接收惡劣點之前述相位成為同一值的情況(參考第43圖之4301、4302及第44圖之4401、4402)。此時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變小。另，N=3時，不會發生關於s1之接收惡劣點之前述相位與關於s2之接收惡劣點之前述相位成為同一值的情況。
從以上來看，若考慮於週期N為偶數時，勢必發生關於s1之接收惡劣點之前述相位與關於s2之接收惡劣點之前述相位成為同一值的情況，則與週期N為偶數時比較，週期N為奇數時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變大的可能性較高。其中，週期N為小值，例如N16以下時，複數平面之接收惡劣點之最小值係由於存在有接收惡劣點之個數甚少，故可確保某種程度的長度。因此，N16時，即便為偶數，仍可能存在可確保資料接收品質的情況。
因此，於根據式(232)規則地切換預編碼矩陣之方式中，若週期N設為奇數，則可令資料接收品質提升的可能性 甚高。再者，根據式(232)生成F[0]~F[N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N-1]之預編碼矩陣係對週期N以任何順序排列而使用均可。)。然後，例如符元號碼Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、N-2、N-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)又，s1、s2之調變方式均在16QAM時，將α設定如下： 則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之16×16=256個訊號點間之最小距離之效果。
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編 碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。此時，<條件#17>、<條件#18>可調換成如下條件(週期視為N)。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(實施形態10)
於本實施形態，針對規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法，敘述與實施形態9不同之例。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
[數250] α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(234)之α與式(235)之α為同一值。)
此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，對於式(234)而言，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
然後，考慮附加以下條件。
且
接著，如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#24>或<條件#25>。
總言之，於<條件#24>意味相位差為2π/N弧度。又，於<條件#25>意味相位差為-2π/N弧度。
然後，θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α>1時，於第45(a)、(b)圖表示N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。從第45(a)、(b)圖可知，於複數平面，s1之 接收惡劣點之最小距離保持甚大，又，同樣地，s2之接收惡劣點之最小距離亦保持甚大。然後，於α<1時亦為同樣狀態。又，若與實施形態9同樣地思考，則與週期N為偶數時比較，週期N為奇數時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變大的可能性較高。其中，週期N為小值，例如N16以下時，複數平面之接收惡劣點之最小距離係由於存在有接收惡劣點之個數甚少，故可確保某種程度的長度。因此，N16時，即便為偶數，仍可能存在可確保資料接收品質的情況。
因此，於根據式(234)、(235)規則地切換預編碼矩陣之方式中，若週期N設為奇數，則可令資料接收品質提升的可能性甚高。再者，根據式(234)、(235)生成F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣係對週期2N以任何順序排列而使用均可。)。然後，例如符元號碼2Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼2N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、2N-2、2N-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)又，s1、s2之調變方式均在16QAM時，將α設定如式(233)，則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之16×16=256個訊號點間之最小距離之效果。
又，作為與<條件#23>不同的條件而思考以下條件。
(x為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(x為N以上、2N-1以下之整數)，y為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(x為N以上、2N-1以下之整數)，y為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
此時，藉由符合<條件#21>、且符合<條件#22>、且符合<條件#26>、且符合<條件#27>，可增大複數平面之s1彼此之接收惡劣點之距離，且可增大複數平面之s2彼此之接收惡劣點之距離，因此可獲得良好的資料接收品質。
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期2N之預編碼 跳躍方法，但隨機利用2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期2N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態11)
於本實施形態，敘述有關規則地切換利用非么正矩陣之預編碼矩陣之方法。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
α>0，設為(不受i影響)固定值。又，δ≠π弧度。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(236)之α與式(237)之α 為同一值。)
此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，對於式(236)而言，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
然後，考慮附加以下條件。
且 再者，賦予下式之預編碼矩陣來取代式(237)亦可。
[數264]i=N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1時： α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(236)之α與式(238)之α為同一值。)
作為例子，如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#31>或<條件#32>。
總言之，於<條件#31>意味相位差為2π/N弧度。又，於<條件#32>意味相位差為-2π/N弧度。
然後，於第46(a)、(b)圖表示θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α>1時，δ=(3π)/4弧度時，N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。藉由如此，可增大切換預編碼矩陣之週期，且於複數平面，s1之接收惡劣點之最小距離保持甚大，又，同樣地，s2之接收惡劣點之最小距離亦保持甚大，因此可獲得良好的接收品質。在此，以α>1、 δ=(3π)/4弧度、N=4時為例來說明，但不限於此，若為π/2弧度δπ弧度且α>0且α≠1，均可獲得同樣效果。
又，作為與<條件#30>不同的條件而思考以下條件。
(x為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
此時，藉由符合<條件#28>、且符合<條件#29>、且符合<條件#33>、且符合<條件#34>，可增大複數平面之s1彼此之接收惡劣點之距離，且可增大複數平面之s2彼此之接收惡劣點之距離，因此可獲得良好的資料接收品質。
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣 F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期2N之預編碼跳躍方法，但隨機利用2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期2N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態12)
於本實施形態，敘述有關規則地切換利用非么正矩陣之預編碼矩陣之方法。
於週期N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
α>0，設為(不受i影響)固定值。又，δ≠π弧度(不受i影響，固定值)，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。
此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件 6可知，對於式(239)而言，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
作為例子，如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#37>或<條件#38>。
總言之，於<條件#37>意味相位差為2π/N弧度。又，於 <條件#38>意味相位差為-2π/N弧度。
此時，若為π/2弧度|δ|π弧度且α>0且α≠1，則可增大複數平面之s1彼此之接收惡劣點之最小距離，且可增大複數平面之s2彼此之接收惡劣點之最小距離，因此可獲得良好的接收品質。再者，<條件#13>、<條件#18>並非必要條件。
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。此時，<條件#35>、<條件#36>可調換成如下條件(週期視為N)。
[數274] (x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(實施形態13)
於本實施形態，說明有關實施形態8之其他例。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(240)之α與式(241)之α為同一值。)
然後，以下式表現以式(240)及式(241)為基礎之週期2×N×M之預編碼矩陣。
此時，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。又，Xk=Yk或Xk≠Yk均可。
如此一來，生成F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼2×N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2×N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼2×N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、2×N×M-2、2×N×M-1)。(在此，如以前的實施 形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。
再者，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(242)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
又，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(243)設為式(245)~式(247)之某一者亦可。
此時，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
[數282]i=N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1時： 此時，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
再者，當著眼於接收惡劣點時，若從式(242)至式(247)符合以下所有數式： (x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
且 則可獲得良好的資料接收品質。再者，於實施形態8，符合<條件#39>及<條件#40>即可。
又，當著眼於式(242)至式(247)之Xk、Yk時，若符合以下兩個條件： (a為0、1、2、…、M-2、M-1，b為0、1、2、…、M-2、M-1(a、b為0以上、M-1以下之整數)，a≠b。)其中，s為整數。
(a為0、1、2、…、M-2、M-1，b為0、1、2、…、M-2、M-1(a、b為0以上、M-1以下之整數)，a≠b。)其中，u為整數。則可獲得良好的資料接收品質。再者，於實施形態8，符合<條件#42>即可。
再者，於式(242)及式(247)，0弧度δ2π弧度時，δ=π 弧度時會成為么正矩陣，δ≠π弧度時會成為非么正矩陣。於本方式中，π/2弧度|δ|<π弧度之非么正矩陣時，成為一特徵性構成，可獲得良好的資料接收品質。作為別的構成亦包括么正矩陣的情況，於實施形態10或實施形態16會詳細敘述，於式(242)至式(247)中，若N設為奇數，可獲得良好的資料接收品質之可能性變高。
(實施形態14)
於本實施形態，就規則地切換預編碼矩陣之方式，說明有關作為預編碼矩陣，利用么正矩陣的情況與利用非么正矩陣的情況之區分使用例。
說明例如利用2列2行之預編碼矩陣(各要素係以複數個數所構成)時，亦即說明有關對於根據某調變方式之2個調變訊號(s1(t)及s2(t))，施以預編碼，從2個天線發送預編碼後之2個訊號的情況。採用規則地切換預編碼矩陣之方法來傳送資料時，第3圖及第13圖之發送裝置係藉由訊框構成訊號313，由映射部306A、306B切換調變方式。此時，調變方式之調變多值數(調變多值數：IQ平面之調變方式之訊號點之數目)與預編碼矩陣之關係。
規則地切換預編碼矩陣之方法之優點在於如實施形態6所說明，於LOS環境下，可獲得良好的資料接收品質之點，尤其在接收裝置施以ML運算或根據ML運算之APP(或Max-Log APP)時，其效果甚大。然而，ML運算係伴隨著調變方式之調變多值數，而對電路規模(運算規模)帶來甚大影響。例如從2個天線發送預編碼後之2個訊號，2個調變訊 號(根據預編碼前之調變方式之訊號)均採用同一調變方式時，調變方式為QPSK的情況下，IQ平面之候補訊號點(第11圖之接收訊號點1101)之數目為4×4=16個，16QAM的情況下為16×16=256個，64QAM的情況下為64×64=4096個，256QAM的情況下為256×256=65536個，1024QAM的情況下為1024×1024=1048576個，為了將接收裝置之運算規模壓低在某程度之電路規模，調變方式為QPSK、16QAM、64QAM時，於接收裝置，採用利用ML運算(根據ML運算之(Max-Log)APP)之檢波，256QAM、1024QAM時，採用利用如MMSE、ZF之線性運算之檢波。(視情況，256QAM時亦可採用ML運算。)
設想該類接收裝置時，若考慮到多工訊號分離後之SNR(signal-to-noise power ratio：訊號雜訊功率比)的情況，於接收裝置採用如MMSE、ZF之線性運算時，么正矩陣適合作為預編碼矩陣，採用ML運算時，採用么正矩陣.非么正矩陣之任一者作為預編碼矩陣均可。若考慮上述任一實施形態之說明，從2個天線發送預編碼後之2個訊號，2個調變訊號(根據預編碼前之調變方式之訊號)均採用同一調變方式的情況下，若調變方式之調變多值數為64值以下(或256值以下)時，利用非么正矩陣，作為採用規則地切換預編碼矩陣之方式時之預編碼矩陣，大於64值(或大於256值)時，利用么正矩陣，則於任一調變方式的情況下，獲得可縮小接收裝置之電路規模，同時可得到良好的資料接收品質的效果之可能性變高。
又，於調變方式之調變多值數為64值以下(或256值以下)的情況下，亦可能有採用么正矩陣較佳的情況。若考慮該情況，則於支援調變方式之調變多值數為64值以下(或256值以下)之複數種調變方式的情況下，重點在於作為採用以所支援的複數種64值以下之調變方式之某一調變方式，來規則地切換預編碼矩陣之方式時之預編碼矩陣，存在有採用非么正矩陣的情況。
於上述，作為一例而說明有關從2個天線發送預編碼後之2個訊號的情況，但不限於此，從N個天線發送預編碼後之N個訊號，N個調變訊號(根據預編碼前之調變方式之訊號)均採用同一調變方式的情況下，於調變方式之調變多值數設定臨限值βN ，調變方式之調變多值數支援βN 以下之複數種調變方式時，作為採用以所支援的βN 以下之複數種調變方式之某一調變方式，來規則地切換預編碼矩陣之方式時之預編碼矩陣，存在有採用非么正矩陣的情況；調變方式之調變多值數大於βN 之調變方式時，若採用么正矩陣，於通訊系統所支援的所有調變方式中，在任一調變方式的情況下，獲得可縮小接收裝置之電路規模，同時可得到良好的資料接收品質的效果之可能性變高。(調變方式之調變多值數為βN 以下時，作為採用規則地切換預編碼矩陣之方式時之預編碼矩陣，亦可始終採用非么正矩陣。)
於上述，以同時發送之N個調變訊號之調變方式採用同一調變方式的情況來說明，而以下說明有關於同時發送之N個調變訊號，存在有兩種以上之調變方式的情況。
作為例子而說明有關從2個天線，發送預編碼後之2個訊號的情況。2個調變訊號(根據預編碼前之調變方式之訊號)均為同一調變方式、或為不同調變方式時，採用調變多值數為2a1 值之調變方式與調變多值數為2a2 值之調變方式。此時，於接收裝置，採用ML運算(根據ML運算之(Max-Log)APP)時，IQ平面之候補訊號點(第11圖之接收訊號點1101)之數目存在有2a1 +2a2 =2a1+a2 之候補訊號點。此時，如上所述，為了可縮小接收裝置之電路規模，同時可得到良好的資料接收品質，對於2a1+a2 設定2β 之臨限值，2a1+a2 2β 時，作為採用規則地切換預編碼矩陣之方式時之預編碼矩陣，係採用非么正矩陣，2a1+a2 >2β 時，採用么正矩陣即可。
又，於2a1+a2 2β 時，亦可能有採用么正矩陣較佳的情況。若考慮該類情況，作為採用以支援2a1+a2 2β 之複數種調變方式之組合之某一調變方式之組合，規則地切換預編碼矩陣時之預編碼矩陣，存在有採用非么正矩陣的情況甚為重要。
於上述，作為一例而說明關於從2個天線，發送預編碼後之2個訊號的情況，但不限於此。例如N個調變訊號(根據預編碼前之調變方式之訊號)均為同一調變方式，或存在有不同調變方式時，將第i調變訊號之調變方式之調變多值數設為2a1 (i=1、2、…、N-1、N)。
此時，於接收裝置，採用ML運算(根據ML運算之(Max-Log)APP)時，IQ平面之候補訊號點(第11圖之接收訊號 點1101)之數目存在有2a1 ×2a2 ×…×2ai ×…×2aN =2a1+a2+…+ai+…+aN 之候補訊號點。此時，如上所述，為了可縮小接收裝置之電路規模，同時可得到良好的資料接收品質，對於2a1+a2+…+ai+…+aN 設定2β 之臨限值。
其中，支援符合<條件#44>之複數種調變方式之組合的情況，作為採用所支援的<條件#44>之複數種調變方式之組合之某一調變方式之組合，規則地切換預編碼矩陣時之預編碼矩陣，存在有採用非么正矩陣的情況；[數290]<條件#45>2 a 1+a 2+Λ+ai +Λ+aN =2 Y >2 β ………式(249)
其中，支援符合<條件#45>之所有調變方式之組合的情況，若採用么正矩陣，則於通訊系統所支援的所有調變方式中，無論於任何調變方式之組合，獲得可縮小接收裝置之電路規模，同時可得到良好的資料接收品質的效果之可能性變 高。(支援符合<條件#44>之複數種調變方式之所有組合中，作為採用規則地切換預編碼矩陣之方式時之預編碼矩陣，亦可利用非么正矩陣。)
(實施形態15)
於本實施形態，說明有關採用如OFDM之多載波傳送方式、規則地切換預編碼矩陣之方式之方式之系統例。
第47圖係表示於本實施形態之採用如OFDM之多載波傳送方式、規則地切換預編碼矩陣之方式之方式之系統中，播送台(基地台)所發送的發送訊號之時間-頻率軸之訊框構成之一例。(時間$1至時間$T之訊框構成。)第47(A)圖係於實施形態1等所說明的串流s1之時間-頻率軸之訊框構成；第47(B)圖係於實施形態1等所說明的串流s2之時間-頻率軸之訊框構成。串流s1與串流s2之同一時間、同一(子)載波之符元係利用複數個天線，於同一時間、同一頻率發送。
於第47(A)、(B)圖，採用OFDM時所使用的(子)載波係以下述載波群分割：(子)載波a~(子)載波a+Na所構成的載波群#A；(子)載波b~(子)載波a+Nb所構成的載波群#B；(子)載波c~(子)載波c+Nc所構成的載波群#C；(子)載波d~(子)載波d+Nd所構成的載波群#D；以此類推。然後，於各子載波群，支援複數種發送方法。在此，藉由支援複數種發送方法，可有效活用各發送方法所具有的優點。例如於第47(A)、(B)圖，載波群#A係採用空間多工MIMO傳送方式，獲採用預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式；載波群#B係採 用規則地切換預編碼矩陣之MIMO傳送方式；載波群#C係僅發送串流s1；載波群#D係利用時空區塊碼來發送。
第48圖係表示於本實施形態之採用如OFDM之多載波傳送方式、規則地切換預編碼矩陣之方式之方式之系統中，播送台(基地台)所發送的發送訊號之時間-頻率軸之訊框構成之一例，其表示不同於第47圖、從時間$X至時間$X+T’之訊框構成。第48圖係與第47圖相同，採用OFDM時所使用的(子)載波係以下述載波群分割：(子)載波a~(子)載波a+Na所構成的載波群#A；(子)載波b~(子)載波a+Nb所構成的載波群#B；(子)載波c~(子)載波c+Nc所構成的載波群#C；(子)載波d~(子)載波d+Nd所構成的載波群#D；以此類推。然後，第48圖與第47圖之相異點在於，存在有第47圖所用之通訊方式與第48圖所用之通訊方式不同之載波群。於第48圖，於(A)、(B)，載波群#A係利用時空區塊碼來發送；載波群#B係採用規則地切換預編碼矩陣之MIMO傳送方式；載波群#C係採用規則地切換預編碼矩陣之MIMO傳送方式；載波群#D係僅發送串流s1。
接著，說明有關所支援的發送方法。
第49圖係表示採用空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式時之訊號處理方法，並附上與第6圖相同的號碼。按照某調變方式之基頻訊號之加權合成部600係以串流s1(t)(307A)及串流s2(t)(307B)、及關於加權方法之資訊315作為輸入，並輸出加權後之調變訊號z1(t)(309A)及加權後之調變訊號z2(t)(309B)。在此，關於加 權方法之資訊315表示空間多工MIMO傳送方式時，進行第49圖之方式#1之訊號處理。總言之，進行以下處理。
其中，支援發送1個調變訊號之方式時，從發送電力的觀點來看，式(250)有時亦表現如式(251)。
然後，關於權重方法之資訊315表示預編碼矩陣為固定之MIMO傳送方式時，進行例如第49圖之方式#2之訊號處理。總言之，進行以下處理。
在此，θ11 、θ12 、λ、δ為固定值。
第50圖係表示利用時空區塊碼時之調變訊號之構成。第50圖之時空區塊編碼部(5002)係以根據某調變訊號之基頻訊號作為輸入。例如時空區塊編碼部(5002)係以符元s1、s2、…作為輸入。如此一來，如第50圖所示進行時空區塊編碼，z1(5003A)係「s1作為符元#0」、「-s2＊ 作為符元#1」、「s3作為符元#2」、「-s4＊ 作為符元#3」，以此類推；z2(5003B)係「s2作為符元#0」、「s1＊ 作為符元#1_」、「s4作為符元#2」、「s3＊ 作為符元#3」，以此類推。此時，z1之符元#X、z2之符元#4係於同一時間，藉由同一頻率而從天線發送。
於第47圖、第48圖，僅記載傳送資料之符元，但實際上須傳送傳送方式、調變方式、錯誤更正方式等資訊。例如第51圖，若僅以1個調變訊號z1，定期傳送該等訊號，則可對通訊對象傳送該等資訊。又，須傳送傳送路之變動，亦即接收裝置用以推定通道變動之符元(例如前導符元、參考符元、後文、在接收時已知之(PSK：Phase Shift Keying(相位鍵移))符元)。於第47圖、第48圖，省略該等符元而記述，但實際上，用以推定通道變動之符元包含於時間-頻率軸之訊框構成。因此，各載波群並非僅由用以傳送資料之符元來構成。(關於該點，於實施形態1亦同。)
第52圖係表示本實施形態之播送台(基地台)之發送裝置之構成之一例。發送方法決定部(5205)進行各載波群之載波數、調變方式、錯誤更正方式、錯誤更正碼之編碼率、發送方法等之決定，並作為控制訊號(5206)輸出。
調變訊號生成部#1(5201_1)係以資訊(5200_1)及控制 訊號(5206)作為輸入，根據控制訊號(5206)之通訊方式之資訊，輸出第47圖、第48圖之載波群#A之調變訊號z1(5202_1)及調變訊號z2(5203_1)。
同樣地，調變訊號生成部#2(5201_2)係以資訊(5200_2)及控制訊號(5206)作為輸入，根據控制訊號(5206)之通訊方式之資訊，輸出第47圖、第48圖之載波群#B之調變訊號z1(5202_2)及調變訊號z2(5203_2)。
同樣地，調變訊號生成部#3(5201_3)係以資訊(5200_3)及控制訊號(5206)作為輸入，根據控制訊號(5206)之通訊方式之資訊，輸出第47圖、第48圖之載波群#C之調變訊號z1(5202_3)及調變訊號z2(5203_3)。
同樣地，調變訊號生成部#4(5201_4)係以資訊(5200_4)及控制訊號(5206)作為輸入，根據控制訊號(5206)之通訊方式之資訊，輸出第47圖、第48圖之載波群#D之調變訊號z1(5202_4)及調變訊號z2(5203_4)。
以下雖未圖示，但從調變訊號生成部#5到調變訊號生成部#M係同上。
然後，同樣地，調變訊號生成部#M(5201_M)係以資訊(5200_M)及控制訊號(5206)作為輸入，根據控制訊號(5206)之通訊方式之資訊，輸出某載波群之調變訊號z1(5202_M)及調變訊號z2(5203_N)。
OFDM方式關連處理部(5207_1)係以載波群#A之調變訊號z1(5202_1)、載波群#B之調變訊號z1(5202_2)、載波群#C之調變訊號z1(5202_3)、載波群#D之調變訊號 z1(5202_4)、…、某載波群之調變訊號z1(5202_M)、及控制訊號(5206)作為輸入，進行重排並施以反傅利葉轉換、頻率轉換、放大等處理，輸出發送訊號(5208_1)；發送訊號(5208_1)係從天線(5209_1)作為電波輸出。
同樣地，OFDM方式關連處理部(5207_2)係以載波群#A之調變訊號z2(5203_1)、載波群#B之調變訊號z2(5203_2)、載波群#C之調變訊號z2(5203_3)、載波群#D之調變訊號z2(5203_4)、…、某載波群之調變訊號z2(5203_M)、及控制訊號(5206)作為輸入，進行重排並施以反傅利葉轉換、頻率轉換、放大等處理，輸出發送訊號(5208_2)；發送訊號(5208_2)係從天線(5209_2)作為電波輸出。
第53圖係表示第52圖之調變訊號生成部#1~#M之構成之一例。錯誤更正編碼部(5302)係以資訊(5300)及控制訊號(5301)作為輸入，按照控制訊號(5301)設定錯誤更正編碼方式、錯誤更正編碼之編碼率，進行錯誤更正編碼，並輸出錯誤更正編碼後之資料(5303)。(依據錯誤更正編碼方式、錯誤更正編碼之編碼率設定，例如利用LDPC碼、渦輪碼、卷積碼等時，依編碼率，有時會進行去尾迴旋以實現編碼率。)
交錯部(5304)係以錯誤更正編碼後之資料(5303)、控制訊號(5301)作為輸入，按照控制訊號(5301)所含之交錯方法資訊，進行錯誤更正編碼後之資料(5303)之重排，並輸出交錯後之資料(5305)。
映射部(5306_1)係將交錯後之資料(5305)及控制訊號 (5301)作為輸入，按照控制訊號(5301)所含之調變方式資訊，進行映射處理，並輸出基頻訊號(5307_1)。
同樣地，映射部(5306_2)係將交錯後之資料(5305)及控制訊號(5301)作為輸入，按照控制訊號(5301)所含之調變方式資訊，進行映射處理，並輸出基頻訊號(5307_2)。
訊號處理部(5308)係以基頻訊號(5307_1)、基頻訊號(5307_2)及控制訊號(5301)作為輸入，根據控制訊號(5301)所含之傳送方法(在此，例如空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊編碼、僅由串流s1發送之傳送方式)資訊，進行訊號處理，並輸出訊號處理後之訊號z1(5309_1)及訊號處理後之訊號z2(5309_2)。再者，選擇僅發送串流s1之傳送方式時，訊號處理部(5308)亦可能不輸出訊號處理後之訊號z2(5309_2)。又，於第53圖係表示錯誤更正編碼部為1個時之構成，但不限於此，例如第3圖所示，具備複數個編碼器亦可。
第54圖係表示OFDM方式關連處理部(5207_1及5207_2)之構成之一例，與第14圖同樣地動作之構成則附上同一符號。重排部(5402A)係以載波群#A之調變訊號z1(5400_1)、載波群#B之調變訊號z1(5400_2)、載波群#C之調變訊號z1(5400_3)、載波群#D之調變訊號z1(5400_4)、…、某載波群之調變訊號z1(5400_M)及控制訊號(5403)作為輸入，進行重排並輸出重排後之訊號1405A及1405B。再者，於第47圖、第48圖、第51圖，說明由集合之子載波構成載波群之 分派之例，但不限於此，由依時間而離散之子載波構成載波群亦可。又，於第47圖、第48圖、第51圖，以載波群之載波數不依時間而變更之例來說明，但不限於此。關於該點會另於下文說明。
第55圖係表示如第47圖、第48圖、第51圖，依各載波群設定傳送方式之方式之時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。於第55圖，以5500表示控制資訊符元，以5501表示個別控制資訊符元，以5502表示資料符元，以5503表示前導符元。又，第55(A)圖係表示串流s1之時間-頻率軸之訊框構成，第55(B)圖係表示串流s2之時間-頻率軸之訊框構成。
控制資訊符元係用以傳送載波群共通之控制資訊之符元，以收發機用以進行頻率、時間同步之符元、關於(子)載波之分派之資訊等所構成。然後，控制資訊符元係於時刻$1，僅從串流s1發送之符元。
個別控制資訊符元係用以傳送載波群個別之控制資訊之符元，由錯誤更正編碼之編碼率．錯誤更正碼之區塊尺寸等資訊、前導符元之插入方法之資訊、前導符元之發送功率等資訊所構成。個別控制資訊符元係於時刻$1，僅從串流s1發送之符元。
資料符元係用以傳送資料(資訊)之符元，如利用第47圖~第50圖所說明，其為例如空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊編碼、僅由串流s1發送之傳送方式之某一傳送方式之符元。再者，雖記載於載波群#A、載波 群#B、載波群#C、載波群#D，在串流s2存在有資料符元，但採用僅由串流s1發送之傳送方式時，亦有於串流s2不存在資料符元的情況。
前導符元係接收裝置為了通道推定，亦即用以推定相當於h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)之變動之符元。(在此，由於採用如OFDM方式之多載波傳送方式，因此其係用以就各子載波，推定相當於h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)之變動之符元。)因此，前導符元係採用例如PSK傳送方式，構成如在收發機為已知之模式。又，接收裝置亦可將前導符元用於推定頻率偏離、推定相位扭曲、時間同步。
第56圖係表示用以接收第52圖之發送裝置所發送的調變訊號之接收裝置之構成之一例，關於與第7圖同樣動作者係附上同一符號。
於第56圖，OFDM方式關連處理部(5600_X)係以接收訊號702_X作為輸入，進行預定處理，並輸出訊號處理後之訊號704_X。同樣地，OFDM方式關連處理部(5600_Y)係以接收訊號702_Y作為輸入，進行預定處理，並輸出訊號處理後之訊號704_Y。
第56圖之控制資訊解碼部709係以訊號處理後之訊號704_X及訊號處理後之訊號704_Y作為輸入，擷取第55圖之控制資訊符元及個別控制資訊符元，獲得以該等符元所傳送的控制資訊，並輸出包含該資訊之控制訊號710。
調變訊號z1之通道變動推定部705_1係以訊號處理後之訊號704_X及控制訊號710作為輸入，進行該接收裝置所 必要的載波群(所需載波群)之通道推定，並輸出通道推定訊號706_1。
同樣地，調變訊號z2之通道變動推定部705_2係以訊號處理後之訊號704_X及控制訊號710作為輸入，進行該接收裝置所必要的載波群(所需載波群)之通道推定，並輸出通道推定訊號706_2。
同樣地，調變訊號z1之通道變動推定部705_1係以訊號處理後之訊號704_Y及控制訊號710作為輸入，進行該接收裝置所必要的載波群(所需載波群)之通道推定，並輸出通道推定訊號708_1。
同樣地，調變訊號z2之通道變動推定部705_2係以訊號處理後之訊號704_Y及控制訊號710作為輸入，進行該接收裝置所必要的載波群(所需載波群)之通道推定，並輸出通道推定訊號708_2。
然後，訊號處理部711係以訊號706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y及控制訊號710作為輸入，根據控制訊號710所含、以所需載波群所傳送的資料符元之傳送方式．調變方式．錯誤更正編碼方式．錯誤更正編碼之編碼率．錯誤更正碼之區塊尺寸等資訊，進行解調、解碼處理，並輸出接收資料712。
第57圖係表示第56圖之OFDM方式關連處理部(5600_X、5600_Y)之構成，頻率轉換部(5701)係以接收訊號(5700)作為輸入而進行頻率轉換，並輸出頻率轉換後之訊號(5702)。
傅利葉轉換部(5703)係以頻率轉換後之訊號(5702)作為輸入而進行傅利葉轉換，並輸出傅利葉轉換後之訊號(5704)。
如以上，採用如OFDM方式之多載波傳送方式時，藉由分割為複數個載波群，就各載波群設定傳送方式，可就各載波群設定接收品質及傳送速度，因此能夠獲得可建構靈活系統的效果。此時，藉由如於其他實施形態所述，可選擇規則地切換預編碼矩陣之方法，可獲得對於LOS環境可獲得高接收品質，並且可獲得高傳送速度之優點。再者，於本實施形態，作為可設定載波群之傳送方式，舉出「空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊編碼、僅由串流s1發送之傳送方式」，但不限於此，此時，作為時空碼而說明第50圖之方式，但不限於此，又，利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式不限於第49圖之方式#2，若由固定的預編碼矩陣構成即可。又，於本實施形態，以發送裝置之天線數設為2的情況來說明，但不限於此，在大於2的情況下，若可選擇「空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊編碼、僅由串流s1發送之傳送方式」之某一傳送方式，仍可獲得同樣效果。
第58圖係表示與第47圖、第48圖、第51圖不同之載波群之分派方法。於第47圖、第48圖、第51圖、第55圖，以載波群之分派由集合之子載波所構成之例來說明，於第58 圖，其特徵在於載波群之載波離散地配置。第58圖係表示與第47圖、第48圖、第51圖、第55圖不同之時間-頻率軸之訊框構成之一例，於第58圖，表示載波1至載波H、時間$1至時間$K之訊框構成，關於與第55相同者則附上同一符號。於第58圖之資料符元，記載作「A」之符元係載波群A之符元，記載作「B」之符元係載波群B之符元，記載作「C」之符元係載波群C之符元，記載作「D」之符元係載波群D之符元。如此，即便載波群離散地配置於(子)載波方向，仍可同樣地實施，又，於時間軸方向，無須始終使用同一載波。藉由進行如此配置，能夠獲得可獲得時間、頻率分集增益的效果。
於第47圖、第48圖、第51圖、第58圖，依各載波群，於同一時間配置個別控制資訊符元、固有控制資訊符元，但於不同時間配置亦可。又，載波群所使用的(子)載波數亦可隨時間而變更。
(實施形態16)
於本實施形態，與實施形態10同樣針對規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法，敘述有關N設為奇數的情況。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
[數294]i=0、1、2、…、N-2、N-1時： α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(234)之α與式(235)之α為同一值。)
此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，對於式(253)而言，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
然後，考慮附加以下條件。
且
接著，如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#49>或<條件#50>。
總言之，於<條件#49>意味相位差為2π/N弧度。又，於<條件#50>意味相位差為-2π/N弧度。
然後，θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α>1時，於第60(a)、(b)圖表示N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。從第60(a)、(b)圖可知，於複數平面，s1之接收惡劣點之最小距離保持甚大，又，同樣地，s2之接收惡劣點之最小距離亦保持甚大。然後，於α<1時亦為同樣狀 態。又，若與實施形態10之第45圖比較且與實施形態9同樣地思考，則與N為偶數時比較，N為奇數時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變大的可能性較高。其中，N為小值，例如N16以下時，複數平面之接收惡劣點之最小距離係由於存在有接收惡劣點之個數甚少，故可確保某種程度的長度。因此，N16時，即便為偶數，仍可能存在可確保資料接收品質的情況。
因此，於根據式(253)、(254)規則地切換預編碼矩陣之方式中，若週期N設為奇數，則可令資料接收品質提升的可能性甚高。再者，根據式(253)、(254)生成F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣係對週期2N以任何順序排列而使用均可。)。然後，例如符元號碼2Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼2N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、2N-2、2N-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)又，s1、s2之調變方式均在16QAM時，將α設定如式(233)，則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之16×16=256個訊號點間之最小距離之效果。
又，作為與<條件#48>不同的條件而思考以下條件。
(x為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(x為N以上、2N-1以 下之整數)，y為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(x為N以上、2N-1以下之整數)，y為N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
此時，藉由符合<條件#46>、且符合<條件#47>、且符合<條件#48>、且符合<條件#49>，可增大複數平面之s1彼此之接收惡劣點之距離，且可增大s2彼此之接收惡劣點之距離，因此可獲得良好的資料接收品質。
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期2N之預編碼跳躍方法，但隨機利用2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同 樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期2N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態17)
於本實施形態，說明規則地切換根據實施形態8之所說明的預編碼權重之方法之例。
第6圖係與本實施形態之加權方法(預編碼(Precoding))相關連之圖；加權合成部600係統合第3圖之加權合成部308A與308B兩者之加權合成部。如第6圖所示，串流s1(t)及串流s2(t)相當於第3圖之基頻訊號307A及307B，總言之，其為按照QPSK、16QAM、64QAM等調變方式之映射之基頻訊號同相1、正交Q成分。
然後，如第6圖之訊框成分，串流s1(t)係將符元號碼u之訊號表現為s1(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s1(u+1)，以此類推。同樣地，串流s2(t)係將符元號碼u之訊號表現為s2(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s2(u+1)，以此類推。然後，加權合成部600係以第3圖之基頻訊號307A(s1(t))及307B(s2(t))、關於加權資訊之資訊315作為輸入，施以按照關於加權資訊之資訊315之加權方法，並輸出第3圖之加權合成後之訊號309A(z1(t))、309B(z2(t))。
此時，例如採用實施形態6之例8之週期N=8之預編碼 矩陣切換方法時，z1(t)、z2(t)係表現如下。
符元號碼8i時(i為0以上之整數)：
其中，j為虛數單位，k=0。
符元號碼8i+1時：
其中，k=1。
符元號碼8i+2時：
其中，k=2。
符元號碼8i+3時：
其中，k=3。
符元號碼8i+4時：
其中，k=4。
符元號碼8i+5時：
其中，k=5。
符元號碼8i+6時：
其中，k=6。
符元號碼8i+7時：
其中，k=7。
在此，雖記載作符元號碼，但符元號碼視為時刻(時間)亦可。如於其他實施形態所說明，例如於式(262)，時刻8i+7之z1(8i+7)與z2(8i+7)為同一時刻之訊號，且z1(8i+7)與z2(8i+7)係利用同一(共通)頻率，由發送裝置發送。總言之，若將時刻T之訊號設為s1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)，從某些預編碼矩陣、s1(T)及s2(T)求出z1(T)及z2(T)，z1(T)及z2(T)係於利用同一(共通)頻率，由發送裝置(於同一時刻(時間))發送。又，利用OFDM等多載波傳送方式時，相當於(子)載波、時刻T之s1、s2、z1、z2之訊號設為s1(T,L)、s2(T,L)、z1(T,L)、z2(T,L)，從某些預編碼矩陣、s1(T,L)及s2(T,L)求出z1(T,L)及z2(T,L)，z1(T,L)及z2(T,L)係於利用同一(共通)頻率，由發送裝置(於同一時刻(時間))發送。此時，作為α之適當值包括式(198)或式(200)。又，於式(255)~式(262)，分別設定不同α值亦可。總言之，擷取式(255)~式(262)中之兩者時(設為式(X)與式(Y))，式(X)之α與式(Y)之α為不同值亦可。
於本實施形態，以上面所述之式(190)之預編碼矩陣為基礎，說明有關增大週期之預編碼切換方法。
預編碼切換矩陣之週期設為8M，如以下表現不同預編碼矩陣8M個。
此時，i=0、1、2、3、4、5、6、7，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
例如M=2時，若α<1，則k=0之s1之接收惡劣點(○)及s2之接收惡劣點(□)係表現如第42(a)圖。同樣地，k=1之s1之接收惡劣點(○)及s2之接收惡劣點(□)係表現如第42(b)圖。如此，以式(190)之預編碼矩陣為基礎，接收惡劣點係如第42(a)圖，將對於該式(190)右邊矩陣之第2列之各要素乘算ejX 後之矩陣，設為預編碼矩陣(參考式(226))，接收惡劣點係對於第42(a)圖，具有經旋轉之接收惡劣點(參考第42(b)圖)。(其中，第42(a)圖與第42(b)圖之接收惡劣點不重疊。如此，使得乘算ejX ，接收惡劣點仍不重疊即可。又，不對於該式(190)右邊矩陣之第2列之各要素乘算ejX ，將對於該式(190)右邊矩陣之第1列之各要素乘算ejX 後之矩陣，設為預編碼矩陣亦可)此時，預編碼矩陣F[0]~F[15]係以下式表現。
其中，i=0、1、2、3、4、5、6、7，k=0、1。
如此一來，M=2時，生成F[0]~F[15]之預編碼矩陣(F[0]~F[15]之預編碼矩陣可採任何順序排列。又，F[0]~F[15]之矩陣為各不相同的矩陣即可。)。然後，例如符元號碼16i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼16i+1時，利用F[1]進 行預編碼，…，符元號碼16i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、14、15)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
歸納以上，參考式(82)~式(85)，以下式表現週期N之預編碼矩陣。
此時，由於週期為N，因此i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。然後，以下式表現根據式(265)之週期N×M之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
如此一來，生成F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、N×M-2、N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必 須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。再者，週期N×M之預編碼矩陣雖設為如式(266)，但如前述，週期N×M之預編碼矩陣設為如下式亦可。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、…、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
再者，於式(265)及式(266)，0弧度δ2π弧度時，δ=π弧度時會成為么正矩陣，δ≠π弧度時會成為非么正矩陣。於本方式中，π/2弧度|δ|<π弧度之非么正矩陣時，成為一特徵性構成(關於δ的條件，其他實施形態時亦同)，可獲得良好的資料接收品質，但亦可為么正矩陣。
再者，於本實施形態，作為λ當作固定值處置時之預編碼矩陣之一例之一例，舉例說明設定為λ=0弧度的情況，但若考慮調變方式之映射，固定地設定為λ=π/2弧度、λ=π弧度、λ=(3π)/2弧度之某一值亦可(例如於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，設為λ=π弧度)。藉此，與設定為λ=0弧度時同樣可謀求刪減電路規模。
(實施形態18)
於本實施形態，敘述有關規則地切換根據實施形態9之利用么正矩陣之方法。
如實施形態8所述，於週期N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現參考式(82)~式(85)、為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態，由於處理么正矩陣，因此能夠以下式表現式(268)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、 N-1，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
於實施形態6說明時，敘述有關接收惡劣點間之距離，而為了增大接收惡劣點間之距離，重點在於週期N為3以上之基數。於以下說明有關該點。
如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#55>或<條件#56>。
然後，θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α=1時，於第43(a)圖表示週期N=3時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置，於第43(b)圖表示週期N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。又， θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α>1時，於第44(a)圖表示週期N=3時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置，於第44(b)圖表示週期N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。
此時，考慮到接收惡劣點與原點所形成的線段、與實軸上Real0之半直線所形成的相位(參考第43(a)圖)時，就α>1、α<1之任一情況而言，N=4時，勢必發生關於s1之接收惡劣點之前述相位與關於s2之接收惡劣點之前述相位成為同一值的情況(參考第43圖之4301、4302及第44圖之4401、4402)。此時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變小。另，N=3時，不會發生關於s1之接收惡劣點之前述相位與關於s2之接收惡劣點之前述相位成為同一值的情況。
從以上來看，若考慮於週期N為偶數時，勢必發生關於s1之接收惡劣點之前述相位與關於s2之接收惡劣點之前述相位成為同一值的情況，則與週期N為偶數時比較，週期N為奇數時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變大的可能性較高。其中，週期N為小值，例如N16以下時，複數平面之接收惡劣點之最小值係由於存在有接收惡劣點之個數甚少，故可確保某種程度的長度。因此，N16時，即便為偶數，仍可能存在可確保資料接收品質的情況。
因此，於根據式(269)規則地切換預編碼矩陣之方式中，若週期N設為奇數，則可令資料接收品質提升的可能性甚高。再者，根據式(269)生成F[0]~F[N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N-1]之預編碼矩陣係對週期N以任何順序排列而 使用均可。)。然後，例如符元號碼Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、N-2、N-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)又，s1、s2之調變方式均在16QAM時，將α設定如下： 則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之16×16=256個訊號點間之最小距離之效果。
第94圖係表示同相1-正交Q之16QAM之訊號點配置例。第94圖之訊號點9400係發送之位元(輸入位元)設為b0~b3時，(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(該值係記載於第94圖之值)時之訊號點，同相1-正交Q平面之座標為(-3×g、3×g)，關於訊號點9400以外之訊號點，從第94圖亦可讀取發送之位元與訊號點之關係、及訊號點之同相1-正交Q之座標。
第95圖係表示同相1-正交Q之QPSK之訊號點配置例。第95圖之訊號點9500係發送之位元(輸入位元)設為b0、b1時，(b0、b1)=(1、0)(該值係記載於第95圖之值)時之訊號點，同相1-正交Q平面之座標為(-1×h、1×h)，關於訊號點9500以外之訊號點，從第95圖亦可讀取發送之位元與訊號點之關係、及訊號點之同相1-正交Q之座標。
又，s1之調變方式設為QPSK調變，s2之調變方式設為16QAM時，若將α設定如下： 則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之候補訊號點間之最小距離之效果。
再者，16QAM之I-Q平面之訊號配置點係如第94圖，QPSK之I-Q平面之訊號配置點係如第95圖。然後，第94圖之g若設定如下： 則第94圖之h會成為：
作為根據為了週期N而準備之式(269)之預編碼矩陣之例，當N=5時可考慮如下矩陣。
[數326]
如此，為了減少發送裝置進行上述預編碼之運算規模，於式(269)，設定為θ11 (i)=0弧度、λ=0弧度即可。其中，λ係於式(269)中，視i而設為不同值或同一值均可。總言之，於式(269)中，F[i=x]之λ與F[i=y]之λ(x≠y)為同一值或不同值均可。
作為α之設定值，上面所述之設定值為一有效值，但不限於此，例如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α值亦可。(總言之，F[i]之α未必於就i而言，始終為一定值。)
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。此時，<條件#55>、<條件#56>可調換成如下條件(週期視為N)。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1，x≠y。)
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1，x≠y。)
再者，於本實施形態，作為λ當作固定值處置時之預編碼矩陣之一例之一例，舉例說明設定為λ=0弧度的情況，但若考慮調變方式之映射，固定地設定為λ=π/2弧度、λ=π弧度、λ=(3π)/2弧度之某一值亦可(例如於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，設為λ=π弧度)。藉此，與設定為λ=0弧度時同樣可謀求刪減電路規模。
(實施形態19)
於本實施形態，敘述有關規則地切換根據實施形態10之利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(279)之α與式(280)之α為同一值。)(α<0亦可。)
此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，對於式(234)而言，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1，x≠y。)
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1，x≠y。)
然後，考慮附加以下條件。
[數337]<條件#59> 且
接著，如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#60>或<條件#61>。
然後，θ11 (0)-θ21 (0)=0弧度，且α>1時，於第43(a)、(b)圖表示N=4時之s1之接收惡劣點及s2之接收惡劣點在複數平面上之配置。從第43(a)、(b)圖可知，於複數平面，s1之接收惡劣點之最小距離保持甚大，又，同樣地，，s2之接收惡劣點之最小距離亦保持甚大。然後，於α<1時亦為同樣狀態。又，若與實施形態9同樣地思考，則與N為偶數時比較，N為奇數時，於複數平面，接收惡劣點間之距離變大的可能性較高。其中，N為小值，例如N16以下時，複數平面之接收惡劣點之最小距離係由於存在有接收惡劣點之個數甚少，故可確保某種程度的長度。因此，N16時，即便 為偶數，仍可能存在可確保資料接收品質的情況。
因此，於根據式(279)、(280)規則地切換預編碼矩陣之方式中，若週期N設為奇數，則可令資料接收品質提升的可能性甚高。再者，根據式(279)、(280)生成F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣係對週期2N以任何順序排列而使用均可。)。然後，例如符元號碼2Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼2N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、2N-2、2N-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)又，s1、s2之調變方式均在16QAM時，將α設定如式(270)，則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之16×16=256個訊號點間之最小距離之效果。
然後，s1之調變方式設為QPSK，s2之調變方式設為16QAM時，將α設定如式(271)，則可能能夠獲得於某特定之LOS環境下，可增大IQ平面之候補訊號點間之最小距離之效果。
再者，16QAM之I-Q平面之訊號配置點係如第60圖，QPSK之I-Q平面之訊號配置點係如第94圖。然後，當第60圖之g設為式(272)時，第94圖之h則為式(273)。
又，作為與<條件#59>不同的條件而思考以下條件。
(x為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，x≠y。)
此時，藉由符合<條件#57>、且符合<條件#58>、且符合<條件#62>、且符合<條件#63>，可增大複數平面之s1彼此之接收惡劣點之距離，且可增大複數平面之s2彼此之接收惡劣點之距離，因此可獲得良好的資料接收品質。
作為根據為了週期2N而準備之式(279)、式(280)之預編碼矩陣之例，當N=15時可考慮如下矩陣。
如此，為了減少發送裝置進行上述預編碼之運算規模，於式(279)，設定為θ11 (i)=0弧度、λ=0弧度，於式(280)，設定為θ21 (i)=0弧度、λ=0弧度即可。
其中，λ係於式(279)、式(280)中，視i而設為不同值或同一值均可。總言之，於式(279)、式(280)中，F[i=x]之λ與F[i=y]之λ(x≠y)為同一值或不同值均可。又，作為其他方法，於式(279)，將λ設為固定值，於式(280)，將λ設為固定值，並使得式(279)之固定之λ值與式(280)之固定之λ值為不同值亦可。(作為其他手法，設為式(279)之固定之λ值與式(280)之固定之λ值之手法亦可。)
作為α之設定值，上面所述之設定值為一有效值，但不限於此，例如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α值 亦可。(總言之，F[i]之α未必於就i而言，始終為一定值。)
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]，本實施形態係為了以單載波傳送方式時為例來說明，因此說明有關於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]之順序的情況，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期2N之預編碼跳躍方法，但隨機利用2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
再者，於本實施形態，作為λ當作固定值處置時之預編碼矩陣之一例之一例，舉例說明設定為λ=0弧度的情況，但若考慮調變方式之映射，固定地設定為λ=π/2弧度、λ=π弧度、λ=(3π)/2弧度之某一值亦可(例如於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，設為λ=π弧度)。藉此， 與設定為λ=0弧度時同樣可謀求刪減電路規模。
(實施形態20)
於本實施形態，敘述有關規則地切換根據實施形態13之利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(α<0亦可。)
然後，以下式表現以式(311)及式(312)為基礎之週期2×N×M之預編碼矩陣。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。又，Xk=Yk或Xk≠Yk均可。
如此一來，生成F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼2×N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2×N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼2×N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、2×N×M-2、2×N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。
再者，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(313)設為如下式亦可。
[數376]i=N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1時：
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
又，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(314)設為式(316)~式(318)之某一者亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
[數379]i=N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1時： 此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
再者，當著眼於接收惡劣點時，若從式(313)至式(318)符合以下所有數式： (x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
且 則可獲得良好的資料接收品質。再者，於實施形態8，符合<條件#39>及<條件#40>即可。
又，當著眼於式(313)至式(318)之Xk、Yk時，若符合以下兩個條件： (a為0、1、2、...、M-2、M-1，b為0、1、2、...、M-2、M-1(a、b為0以上、M-1以下之整數)，a≠b。)其中，s為整數。
(a為0、1、2、...、M-2、M-1，b為0、1、2、...、M-2、M-1(a、b為0以上、M-1以下之整數)，a≠b。)其中，u為整數。則可獲得良好的資料接收品質。再者，於實施形態8，符合<條件#42>即可。
再者，於式(313)及式(318)，0弧度δ2π弧度時，δ=π弧度時會成為么正矩陣，δ≠π弧度時會成為非么正矩陣。於本方式中，π/2弧度|δ|<π弧度之非么正矩陣時，成為一特徵性構成，可獲得良好的資料接收品質，但亦可為么正矩陣。
接著，舉例本實施形態之預編碼方法之預編碼矩陣之例。作為以週期2×N×M之式(313)~式(318)為基礎之預編碼矩陣之例，於以下記載N=5、M=2時之矩陣。
如此，於上述例，為了減少發送裝置進行上述預編碼之運算規模，於式(313)，設定為λ=0弧度、δ=π弧度、X1=0弧度、X2=π弧度，於式(314)，設定為λ=0弧度、δ=π弧度、Y1=0弧度、Y2=π弧度。其中，λ係於式(313)、式(314)中，視i而設為不同值或同一值均可。總言之，於式(313)、式(314)中，F[i=x]之λ與F[i=y]之λ(x≠y)為同一值或不同值均可。又，作為其他方法，於式(313)，將λ設為固定值，於式(314)，將λ設為固定值，並使得式(279)之固定之λ值與式(280)之固定之λ值為不同值亦可。(作為其他手法，設為式(313)之固定之λ值與式(314)之固定之λ值之手法亦可。)
作為α之設定值，實施形態18所述之設定值為一有效值，但不限於此，例如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α值亦可。(總言之，F[i]之α未必於就i而言，始終為一定值。)
再者，於本實施形態，作為λ當作固定值處置時之預編碼矩陣之一例之一例，舉例說明設定為λ=0弧度的情況，但 若考慮調變方式之映射，固定地設定為λ=π/2弧度、λ=π弧度、λ=(3π)/2弧度之某一值亦可(例如於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，設為λ=π弧度)。藉此，與設定為λ=0弧度時同樣可謀求刪減電路規模。
(實施形態21)
於本實施形態，敘述有關規則地切換實施形態18所述之預編碼矩陣之預編碼方法例。
作為根據為了週期N而準備之式(269)之預編碼矩陣之例，當N=9時可考慮如下矩陣。
又，於上式中，尤其有設定α為1即可的情況。此時，式(339)~式(347)係表現如下。
作為其他例，根據為了週期N而準備之式(269)之預編碼矩陣之例係當N=5時可考慮如下矩陣。
又，於上式中，尤其有設定α為1即可的情況。此時，式(357)~式(371)係表現如下。
作為α之設定值，在此作為一例係設定為1，但不限於此。作為α之設定值之一應用例，對於發送之資料，如第3圖等所示，藉由編碼部進行錯誤更正編碼。藉由在錯誤更正編碼所用之錯誤更正碼之編碼率來變更α值亦可。可考慮 例如於編碼率1/2時，將α設定為1，於編碼率2/3時，將α設定為1以外之例如α>1(或α<1)之方法。藉由如此，於接收裝置，無論於任一編碼率下，均可能可獲得良好的資料接收品質。(即便α設為固定，有時亦可獲得良好的資料接收品質。)
作為其他例，如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α值亦可。(總言之，F[i]之α未必於就i而言，始終為一定值。)
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N-2]、F[N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或於多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況下之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
(實施形態22)
於本實施形態，表示有關實施形態19所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例。
作為根據為了週期2N而準備之式(279)、式(280)之預編碼矩陣之例，當N=9時可考慮如下矩陣。
又，於上式中，尤其有設定α為1即可的情況。此時，式(387)~式(404)係表現如下。
又，對於實施形態19之式(281)~式(310)，將α設定為1即可。作為其他之α設定值，上面所述之設定值為一有效值，但不限於此，例如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α值亦可。(總言之，F[i]之α未必於就i而言，始終為一定值。)
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或於多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況下之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期2N之預編碼跳躍方法，但隨機利用 2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態23)
於實施形態9，說明有關規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法，但於本實施形態，說明有關規則地切換與實施形態9不同之矩陣之預編碼矩陣之方法。
首先，作為預編碼矩陣，以下式表現基礎之預編碼矩陣F。
於式(423)，A、B、C為實數，又，μ11 、μ12 、μ21 為實數，單位以弧度表示。然後，就週期N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整 數)。又，A、B、C係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ21 係不受i影響之固定值。然後，將式(424)之形式所表現的矩陣作為預編碼矩陣處置時，由於預編碼矩陣之要素之一存在有「0」，因此具有可減少已於其他實施形態說明之接收惡劣點的優點。
又，以下式賦予與式(423)不同之基礎之預編碼矩陣。
於式(425)，A、B、D為實數，又，μ11 、μ12 、μ22 為實數，單位以弧度表示。然後，就週期N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，A、B、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ22 係不受i影響之固定值。然後，將式(426)之形式所表現的矩陣作為預編碼矩陣處置時，由於預編碼矩陣之要素之一存在有「0」，因此具有可減少已於其他實施形態說明之接收惡劣點的優點。
又，以下式賦予與式(423)、式(425)不同之基礎之預編 碼矩陣。
於式(427)，A、C、D為實數，又，μ11 、μ21 、μ22 為實數，單位以弧度表示。然後，就週期N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，A、C、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。然後，將式(428)之形式所表現的矩陣作為預編碼矩陣處置時，由於預編碼矩陣之要素之一存在有「0」，因此具有可減少已於其他實施形態說明之接收惡劣點的優點。
又，以下式賦予與式(423)、式(425)、式(427)不同之基礎之預編碼矩陣。
於式(429)，B、C、D為實數，又，μ12 、μ21 、μ22 為實數，單位以弧度表示。然後，就週期N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，B、C、D係不受i影響之固定值，μ12 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。然後，將式(430)之形式所表現的矩陣作為預編碼矩陣處置時，由於預編碼矩陣之要素之一存在有「0」，因此具有可減少已於其他實施形態說明之接收惡劣點的優點。此時，實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6視為同樣即可，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、 y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#71>或<條件#72>。
如此，接收裝置尤其於LOS環境下，可有效避免接收惡劣點，因此可獲得資料接收品質改善之效果。
再者，上述所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，係將θ11 (i)固定如0弧度(不受i影響之固定值。此時，亦可設定為0弧度以外之值)，有方法可使得θ11 (i)及θ21 (i)符合上面所述之條件。又，不將θ11 (i)設為固定值而將θ21 (i)固定如0弧度(不受i影響之固定值。此時，亦可設定為0弧度以外之值)，有方法可使得θ11 (i)及θ21 (i)符合上面所述之條件。
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N-2]、F[N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或於多載波時，亦可排列 於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況下之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。此時，<條件#69>、<條件#70>可調換成如下條件(週期視為N)。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(實施形態24)
於實施形態10，說明有關規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之方法，但於本實施形態，說明有關規則地切換與實施形態10不同之矩陣之預編碼矩陣之方法。
就週期2N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、B、C為實數，又，μ11 、μ12 、μ21 為實數，單位以弧度表示。又，A、B、C係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ21 係不受i影響之固定值。
此時，α、β、δ為實數，又，v11 、v12 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，α、β、δ係不受i影響之固定值，v11 、v12 、V22 係不受i影響之固定值。
以下式表現與式(431)、式(432)不同之為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、B、C為實數，又，μ11 、μ12 、μ21 為實數，單位以弧度表示。又，A、B、C係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ21 係不受i影響之固定值。
此時，β、γ、δ為實數，又，v12 、v21 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，β、γ、δ係不受i影響之固定值，v12 、v21 、v22 係不受i影響之固定值。
以下式表現有別於該等之為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、C、D為實數，又，μ11 、μ21 、μ22 為實數，單位 以弧度表示。又，A、C、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。
此時，α、β、δ為實數，又，v11 、v12 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，α、β、δ係不受i影響之固定值，v11 、v12 、v22 係不受i影響之固定值。
以下式表現有別於該等之為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、C、D為實數，又，μ11 、μ21 、μ22 為實數，單位以弧度表示。又，A、C、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。
(438)此時，β、γ、δ為實數，又，v12 、v21 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，β、γ、δ係不受i影響之固定值，v12 、v21 、v22 係不受i影響之固定值。此時，實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6視為同樣即可，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
接著，如實施形態6所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#77>或<條件#78>。
同樣地，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，賦予<條件#79>或<條件#80>。
藉由如上，由於預編碼矩陣之要素之一存在有「0」，因此具有可減少已於其他實施形態說明之接收惡劣點的優點，又，接收裝置尤其於LOS環境下，可有效避免接收惡劣點，因此可獲得資料接收品質改善之效果。
再者，上述所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，係將θ11 (i)固定如0弧度(不受i影響之固定值。此時，亦可設定為0弧度以外之值)，有方法可使得θ11 (i)及θ21 (i)符合上面所述之條件。又，不將θ11 (i)設為固定值而將θ21 (i)固定如0弧度(不受i影響之固定值。此時，亦可設定為0弧度以外之值)，有方法可使得θ11 (i)及θ21 (i)符合上面所述之條件。
同樣地，將Ψ11 (i)固定如0弧度(不受i影響之固定值。此時，亦可設定為0弧度以外之值)，有方法可使得Ψ11 (i)及Ψ21 (i)符合上面所述之條件。又，不將Ψ11 (i)設為固定值而將Ψ21 (i)固定如0弧度(不受i影響之固定值。此時，亦可設定為0弧度以外之值)，有方法可使得Ψ11 (i)及Ψ21 (i)符合上面所述之條件。
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或於多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況下之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期2N之預編碼跳躍方法，但隨機利用2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態25)
於本實施形態，說明有關對於實施形態23之預編碼矩陣，適用實施形態17以增大關於預編碼矩陣切換之週期之方法。
依據實施形態23，就週期N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，A、B、C係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ21 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(439)作為基礎之週期N×M之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。如此一來，生成F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、 N×M-2、N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。再者，週期N×M之預編碼矩陣雖設為如式(440)，但如前述，週期N×M之預編碼矩陣設為如下式亦可。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
依據實施形態23，以下式表現有別於上述之週期N之規則地切換預編碼矩陣方法用之為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，A、B、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(441)作為基礎之週期N×M之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
如此一來，生成F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、N×M-2、N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。再者，週期N×M之預編碼矩陣雖設為如式(443)，但如前述，週期N×M之預編碼矩陣設為如下式亦可。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
依據實施形態23，以下式表現有別於上述之週期N之規則地切換預編碼矩陣方法用之為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，A、C、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(445)作為基礎之週期N×M之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
如此一來，生成F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、N×M-2、N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。再者，週期N×M之預編碼矩陣雖設為如式(446)，但如前述，週期N×M之預編碼矩陣設為如下式亦可。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
依據實施形態23，以下式表現有別於上述之週期N之規則地切換預編碼矩陣方法用之為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。又，B、C、D係不受i影響之固定值，μ12 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(448)作為基礎之週期N×M之預編碼矩陣。
[數527] 此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
如此一來，生成F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N×M-1]之預編碼矩陣可對週期N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、N×M-2、N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。再者，週期N×M之預編碼矩陣雖設為如式(449)，但如前述，週期N×M之預編碼矩陣設為如下式亦可。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
於本實施形態，說明有關時間週期N×M之預編碼跳躍 方法用之N×M個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N×M個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N×M-2]、F[N×M-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或於多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N×M-2]、F[N×M-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N×M個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[N×M-2]、F[N×M-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況下之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期N×M之預編碼跳躍方法，但隨機利用N×M個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N×M個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N×M個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態26)
於本實施形態，說明有關對於實施形態24之預編碼矩陣，適用實施形態20以增大關於預編碼矩陣切換之週期之方法。
就週期2N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
[數529] 此時，A、B、C為實數，又，μ11 、μ12 、μ21 為實數，單位以弧度表示。又，A、B、C係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ21 係不受i影響之固定值。
此時，α、β、δ為實數，又，v11 、v12 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，α、β、δ係不受i影響之固定值，v11 、v12 、v22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(451)及式(452)作為基礎之週期2×N×M之預編碼矩陣。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
[數532] 此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。又，Xk=Yk或Xk≠Yk均可。
如此一來，生成F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣可對週期2×N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼2×N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2×N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼2×N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、2×N×M-2、2×N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。
再者，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(453)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整 數)。
又，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(454)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
表示有別於上述之例。就週期2N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、B、C為實數，又，μ11 、μ12 、μ21 為實數，單位以弧度表示。又，A、B、C係不受i影響之固定值，μ11 、μ12 、μ21 係不受i影響之固定值。
[數536]i=N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1時： 此時，β、γ、δ為實數，又，v12 、v21 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，β、γ、δ係不受i影響之固定值，v12 、v21 、v22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(457)及式(458)作為基礎之週期2×N×M之預編碼矩陣。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。又，Xk=Yk或Xk≠Yk均可。
如此一來，生成F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣可對週期2×N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼2×N×M×i時，利用F[0] 進行預編碼，符元號碼2×N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼2×N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、2×N×M-2、2×N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。
再者，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(459)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
又，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(460)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整 數)。
表示有別於上述之例。就週期2N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、C、D為實數，又，μ11 、μ21 、μ22 為實數，單位以弧度表示。又，A、C、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。
此時，α、β、δ為實數，又，v11 、v12 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，α、β、δ係不受i影響之固定值，v11 、v12 、v22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(463)及式(464)作為基礎之週期2×N×M之預編碼矩陣。
[數543]i=0、1、2、...、N-2、N-1時： 此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。又，Xk=Yk或Xk≠Yk均可。
如此一來，生成F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣可對週期2×N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼2×N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2×N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼2×N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、2×N×M-2、2×N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。
再者，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(465)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
又，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(466)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
表示有別於上述之例。就週期2N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
此時，A、C、D為實數，又，μ11 、μ21 、μ22 為實數，單位以弧度表示。又，A、C、D係不受i影響之固定值，μ11 、μ21 、μ22 係不受i影響之固定值。
此時，β、γ、δ為實數，又，v12 、v21 、v22 為實數，單位以弧度表示。又，β、γ、δ係不受i影響之固定值，v12 、v21 、v22 係不受i影響之固定值。然後，以下式表現以式(469)及式(470)作為基礎之週期2×N×M之預編碼矩陣。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。又，Xk=Yk或Xk≠Yk均可。
如此一來，生成F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2×N×M-1]之預編碼矩陣可對週期2×N×M以任何順序排列而使用。)。然後，例如符元號碼2×N×M×i時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2×N×M×i+1時，利用F[1]進行預編碼，...，符元號碼2×N×M×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、...、2×N×M-2、2×N×M-1)。(在此，如以前的實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
若如此生成預編碼矩陣，則可實現週期大之預編碼矩陣之切換方法，可簡單變更接收惡劣點之位置，這可能帶來資料接收品質之提升。
再者，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(471)設為如下式亦可。
此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
又，週期2×N×M之預編碼矩陣之式(472)設為如下式亦可。
[數552] 此時，k=0、1、...、M-2、M-1(k為0以上、M-1以下之整數)。
再者，於上述例中，若著眼於接收惡劣點，則以下條件甚為重要。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
若符合以下條件： 且
且 則可能可獲得良好的資料接收品質。又，符合以下條件即可(參考實施形態24)。
(x為0、1、2、...、N-2、N-1，y為0、1、2、...、N-2、N-1(x、y為0以上、N-1以下之整數)，x≠y。)
(x為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1，y為N、N+1、N+2、...、2N-2、2N-1(x、y為N以上、2N-1以下之整數)，x≠y。)
當著眼於Xk、Yk時，若符合以下條件： (a為0、1、2、...、M-2、M-1，b為0、1、2、...、M-2、M-1(a、b為0以上、M-1以下之整數)，a≠b。)其中，s為整數。
(a為0、1、2、...、M-2、M-1，b為0、1、2、...、M-2、M-1(a、b為0以上、M-1以下之整數)，a≠b。)其中，u為整數。則可能可獲得良好的資料接收品質。再者，於實施形態25，符合<條件#87>即可。
於本實施形態，說明有關時間週期2N×M之預編碼跳躍方法用之2×N×M個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2×N×M個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2×N×M-2]、F[2×N×M-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或於多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2×N×M-2]、F[2×N×M-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N×M個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、...、F[2×N×M-2]、F[2×N×M-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況下之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期2×N×M之預編碼跳躍方法，但隨機利用2×N×M個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2×N×M個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N設定為更大之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若 包含本實施形態之2×N×M個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態A1)
於本實施形態，詳細說明有關將迄今所說明規則地切換預編碼矩陣之發送方法，適用於DVB(Digital Video Broading：數位視訊廣播)-T2(T：Terrestrial(地面))規格之通訊系統之方法。
第61圖係DVB-T2規格之播送台所發送的訊框構成之概要。於DVB-T2規格，由於採用OFDM方式，因此於時間-頻率軸構成訊框。第61圖係表示時間-頻率軸之訊框構成，訊框係由P1發訊資料(6101)、L1預發訊資料(6102)、L1後發訊資料(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)所構成(PLP：Physical LayerPipe(實體層管路))。(在此，L1預發訊資料(6102)、L1後發訊資料(6103)稱為P2符元。)如此，由P1發訊資料(6101)、L1預發訊資料(6102)、L1後發訊資料(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)所構成的訊框稱為T2訊框，成為訊框構成之一個單位。
藉由P1發訊資料(6101)，接收裝置傳送用以進行訊號檢測、頻率同步(亦包含頻率偏移推定)之符元，同時為訊框之FFT(Fast Fourier Transform：快速傅利葉轉換)尺寸之資訊、以SISO(Single-Input Single-Output：單輸入單輸出)/MISO(Multiple-Input Single-Output：多輸入單輸出)之何方式發送調變訊號之資訊等。(SISO方式的情況係發送1 個調變訊號之方式，MISO方式的情況係發送複數個調變訊號之方法，且利用時空區塊碼。)
L1預發訊資料(6102)係傳送發送訊框所使用的保護區間之資訊、關於PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值均值功率比)之方法之資訊、傳送L1後發訊資料時之調變方式、錯誤更正方式(FEC：ForwardError Correction(正向錯誤更正))、錯誤更正方式之編碼率資訊、L1後發訊資料之尺寸及資訊尺寸之資訊、前導模式之資訊、胞(頻率區域)固有號碼之資訊、利用一般模式及延伸模式(一般模式與延伸模式係用於資料傳送之子載波數不同)之何方式之資訊等。
L1後發訊資料(6103)係傳送各PLP之固有號碼之資訊、傳送各PLP所使用的調變方式、錯誤更正方式、錯誤更正方式之編碼率資訊、各PLP發送之區塊數資訊等。
共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)係用以傳送資料之區域。
於第61圖之訊框構成，雖記載如P1發訊資料(6101)、L1預發訊資料(6102)、L1後發訊資料(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)採分時發送，但實際上於同一時刻存在有兩種以上之訊號。於第62圖表示其例。如第62圖所示，於同一時刻存在有L1預發訊資料、L1後發訊資料、共用PLP，亦或有時於同一時刻存在有PLP#1、PLP#2。總言之，各訊號並用分時及分頻而構成有訊框。
第63圖係表示對於DVB-T2規格之(播送台)之發送裝 置，適用迄今所說明規則地切換預編碼矩陣之發送方法之發送裝置之構成之一例。PLP訊號生成部6302係以PLP用之發送資料6301、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含之各PLP之錯誤更正編碼資訊、調變方式之資訊等資訊，進行根據錯誤更正編碼、調變方式之映射，輸出PLP之(正交)基頻訊號6303。
P2符元訊號生成部6305係以P2符元用發送資料6304、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含之P2符元之錯誤更正資訊、調變方式之資訊等資訊，進行根據錯誤更正編碼、調變方式之映射，輸出P2符元之(正交)基頻訊號6306。
控制訊號生成部6308係以P1符元用之發送資料6307、P2符元用發送資料6304作為輸入，將第61圖之各符元群(P1發訊資料(6101)、L1預發訊資料(6102)、L1後發訊資料(6103)、共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N))之發送方法(包含錯誤更正碼、錯誤更正碼之編碼率、調變方式、區塊長、訊框構成、規則地切換預編碼矩陣之發送方法之經選擇之發送方法、前導符元插入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：反傅利葉轉換)/FFT之資訊等、PAPR刪減方法之資訊、保護區間插入方法之資訊)之資訊作為控制訊號6309而輸出。訊框構成部6310係以PLP之基頻訊號6312、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號所含之訊框構成資訊，施以頻率、時間軸之重排，輸出按照訊框構成之串流1之(正交)基頻訊號6311_1、串流2之(正交)基頻訊號 6311_2。
訊號處理部6312係以串流1之基頻訊號6311_1、串流2之基頻訊號6311_2及控制訊號6309作為輸入，輸出根據控制訊號6309所含之發送方法之訊號處理後之調變訊號1(6313_1)及訊號處理後之調變訊號2(6313_2)。在此，特徵點在於選擇規則地切換預編碼矩陣作為發送方法時，訊號處理部係與第6圖、第22圖、第23圖、第26圖相同，規則地切換預編碼矩陣，並且進行加權合成(預編碼)，預編碼後之訊號為訊號處理後之調變訊號1(6313_1)及訊號處理後之調變訊號2(6313_2)。
前導插入部6314_1係以訊號處理後之調變訊號1(6313_1)、控制訊號6309作為輸入，根據關於控制訊號6309所含之前導符元插入方法之資訊，於訊號處理後之調變訊號1(6313_1)插入前導符元，輸出前導符元插入後之調變訊號6315_1。
前導插入部6314_2係以訊號處理後之調變訊號2(6313_2)、控制訊號6309作為輸入，根據關於控制訊號6309所含之前導符元插入方法之資訊，於訊號處理後之調變訊號2(6313_2)插入前導符元，輸出前導符元插入後之調變訊號6315_2。
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：反快速傅利葉轉換)部6316_1係以前導符元插入後之調變訊號6315_1、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含之IFFT方法之資訊施以IFFT，輸出IFFT後之訊號6317_1。
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：反快速傅利葉轉換)部6316_2係以前導符元插入後之調變訊號6315_2、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含之IFFT方法之資訊施以IFFT，輸出IFFT後之訊號6317_2。
PAPR刪減部6318_1係以IFFT後之訊號6317_1、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含關於PAPR刪減之資訊，於IFFT後之訊號6317_1施以PAPR刪減用之處理，輸出PAPR刪減後之訊號6319_1。
PAPR刪減部6318_2係以IFFT後之訊號6317_2、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含關於PAPR刪減之資訊，於IFFT後之訊號6317_2施以PAPR刪減用之處理，輸出PAPR刪減後之訊號6319_2。
保護區間插入部6320_1係以PAPR刪減後之訊號6319_1、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含關於保護區間之插入方法之資訊，於PAPR刪減後之訊號6319_1插入保護區間，輸出保護區間插入後之訊號6321_1。
保護區間插入部6320_2係以PAPR刪減後之訊號6319_2、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含關於保護區間之插入方法之資訊，於PAPR刪減後之訊號6319_2插入保護區間，輸出保護區間插入後之訊號6321_2。
P1符元插入部6322係以保護區間插入後之訊號6321_1、保護區間插入後之訊號6321_2、P1符元用之發送資料6307作為輸入，從P1符元用之發送資料6307生成P1符元之訊號，對於保護區間插入後之訊號6321_1附加P1符 元，對於P1符元用處理後之訊號6323_1及保護區間插入後之訊號6321_2，附加P1符元，輸出P1符元用處理後之訊號6323_2。再者，P1符元之訊號係附加於P1符元用處理後之訊號6323_1、P1符元用處理後之訊號6323_2兩者，或附加於某一方均可。附加於一方時，在受到附加之訊號之附加區間中，於未受到附加之訊號存在有作為基頻訊號之零訊號。無線處理部6324_1係以P1符元用處理後之訊號6323_1作為輸入，施以頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號6325_1。然後，發送訊號6325_1係從天線6326_1作為電波輸出。
無線處理部6324_2係以P1符元用處理後之訊號6323_2作為輸入，施以頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號6325_2。然後，發送訊號6325_2係從天線6326_2作為電波輸出。
接著，詳細說明有關對於DVB-T2系統，適用規則地切換預編碼矩陣之方法時之播送台(基地台)之發送訊號之訊框構成、控制資訊(藉由P1符元及P2符元所發送的資訊)之傳送方法。
第64圖係表示發送P1符元、P2符元、共用PLP後發送複數個PLP時之頻率-時間軸之訊框構成之一例。於第64圖，串流s1係於頻率軸利用子載波#1~子載波#M，同樣地，串流s2亦於頻率軸利用子載波#1~子載波#M。因此，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說 明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
如第64圖所示，區間1係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#1之符元群6401，採用第49圖所示之空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式來傳送資料。
區間2係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#2之符元群6402，藉由發送1個調變訊號來傳送資料。
區間3係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#3之符元群6403，採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式來傳送資料。
區間4係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#4之符元群6404，採用第50圖所示之時空區塊碼來傳送資料。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
播送台如第64圖發送各PLP時，於接收第64圖之發送訊號之接收裝置，須得知各PLP之發送方法。因此，如前面所述，須利用P2符元之L1後發訊資料(第61圖之6103)來傳送各PLP之發送方法之資訊。以下說明有關此時之P1符元之構成方法、及P2符元之構成方法之一例。
於表3表示利用P1符元發送之控制資訊之具體例。
於DVB-T2規格，藉由S1之控制資訊(3位元之資訊)，接收裝置可判斷是否正採用DVB-T2之規格，或於正採用DVB-T2規格時，可判斷所用之發送方法。作為3位元之S1資訊設定“000”時，所發送的調變訊號係依循「DVB-T2規格之一之調變訊號發送」。
又，作為3位元之S1資訊設定“001”時，所發送的調變訊號係依循「利用DVB-T2規格之時空區塊碼之發送」。
於DVB-T2規格，“010”~“111”係為了將來而「保留」。在此，為了與DVB-T2規格具有相容性而適用本發明，作為3位元之S1資訊而設定例如“010”時(“000”、“001”以外即可)，表示所發送的調變訊號依循DVB-T2規格以外之規格，當終端之接收裝置得知該資訊為“010”時，可得知播送台所發送的調變訊號依循DVB-T2規格以外之規格。
接著，說明播送台所發送的調變訊號依循DVB-T2規格以外之規格時之P2符元之構成方法例。於最先的例子，說明有關利用DVB-T2規格之P2符元之方法。
於表4表示P2符元中，藉由L1後發訊資料所發送的控制資訊之第1例。
SISO：單輸入單輸出(1個調變訊號發送，以1個天線接收)
SIMO：單輸入多輸出(1個調變訊號發送，以複數個天線接收)
MISO：多輸入單輸出(以複數個天線發送複數個調變訊號發送，以1個天線接收)
MIMO：多輸入多輸出(以複數個天線發送複數個調變訊號發送，以複數個天線接收)
於表4所示之2位元之資訊「PLP_MODE」係如第64圖所示，用以對終端裝置通知各PLP(於第64圖係從PLP#1~#4)之發送方法之控制資訊，PLP_MODE之資訊係就各PLP而存在。總言之，於第64圖的情況下，從播送台發送PLP#1用之PLP_MODE之資訊、PLP#2用之PLP_MODE之資訊、PLP#3用之PLP_MODE之資訊、PLP#4用之PLP_MODE之資訊...。無須贅言，終端裝置可藉由解調該資訊(或亦進行錯誤更正解碼)而辨識播送台用於PLP之傳送方式。
作為「PLP_MODE」設定為“00”時，該PLP係藉由「發送1個調變訊號」來傳送資料。作為「PLP_MODE」設定為 “01”時，該PLP係藉由「發送已進行時空區塊編碼之複數個調變訊號」來傳送資料。作為「PLP_MODE」設定為“10”時，該PLP係藉由「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」來傳送資料。作為「PLP_MODE」設定為“11”時，該PLP係採用「預編碼矩陣固定之MIMO方式、或空間多工MIMO傳送方式」來傳送資料。
再者，作為「PLP_MODE」設定為“01”~“11”時，須對終端裝置傳送播送台具體施行何種處理(例如規則地切換預編碼矩陣之方法之具體切換方法、所使用的時空區塊編碼方法、作為預編碼矩陣所使用的矩陣之構成)。以下說明有關包含此時之控制資訊之構成、與表4不同之控制資訊之構成方法。
表5係P2符元中，藉由L1後發訊資料所發送、與控制資訊之表4不同之第2例。
於表5所示，存在有1位元之資訊「PLP_MODE」、1位元之資訊「MIMO_MODE」、2位元之資料「MIMO_PATTERN#1」、2位元之資料「MIMO_PATTERN#2」，該等4個控制資訊係如第64圖所示，用以對終端裝置通知各PLP(於第64圖係從PLP#1~#4)之發送方法之資訊，因此該等4個控制資訊係就各PLP而存在。總言之，於第64圖的情況下，從播送台發送PLP#1用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊 /MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊、PLP#2用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊、PLP#3用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊、PLP#4用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊...。無須贅言，終端裝置可藉由解調該資訊(或亦進行錯誤更正解碼)而辨識播送台用於PLP之傳送方式。
作為「PLP_MODE」設定為“0”時，該PLP係藉由「發送1個調變訊號」來傳送資料。設定為“1”時，該PLP係以「發送已進行時空區塊編碼之複數個調變訊號」、「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」、「預編碼矩陣固定之MIMO方式」、「空間多工MIMO傳送方式」之某一方式來傳送資料。
「PLP_MODE」設定為「1」時，「MIMO_MODE」之資訊為有效資訊，作為「MIMO_MODE」設定為“0”時，不使用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而傳送資料。作為「MIMO_MODE」設定為“1”時，使用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。
「PLP_MODE」設定為「1」、「MIMO_MODE」設定為「0」時，「MIMO_PATTERN#1」之資訊為有效資訊，作為「MIMO_PATTERN#1」設定為“00”時，利用時空區塊碼來傳送資料。設定為“01”時，採用固定利用預編碼矩陣#1進行加權合成之預編碼方法來傳送資料。設定為“10”時，採 用固定利用預編碼矩陣#2進行加權合成之預編碼方法來傳送資料。(其中，預編碼矩陣#1與預編碼矩陣#2為相異矩陣。)設定為“11”時，採用空間多工MIMO傳送方式來傳送資料。(當然亦可解釋成選擇第49圖之方式1之預編碼矩陣。)
「PLP_MODE」設定為「1」、「MIMO_MODE」設定為「1」時，「MIMO_PATTERN#2」之資訊為有效資訊，作為「MIMO_PATTERN#2」設定為“00”時，採用預編碼矩陣切換方法#1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。設定為“01”時，採用預編碼矩陣切換方法#2之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。設定為“10”時，採用預編碼矩陣切換方法#3之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。設定為“11”時，採用預編碼矩陣切換方法#4之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。在此，預編碼矩陣切換方法#1~#4分別為不同方法，此時，不同方法係指例如#A與#B設為不同方法時，包括如下方法：．於用於#A之複數個預編碼矩陣與用於#B之複數個預編碼矩陣中，包含同一預編碼矩陣，但週期不同；．存在有包含於#A但不包含於#B之預編碼矩陣；．於#A使用之複數個預編碼矩陣不含於#B之方法使用之預編碼。
於上述，說明藉由P2符元中之L1後發訊資料，發送表4、表5之控制資訊。其中，於DVB-T2之規格，可作為P2符元發送之資訊量有限制。因此，除了須以DVB-T2規格之 P2符元傳送之資訊以外，再加上表4、表5之資訊，當超過可作為P2符元發送之資訊量限制時，如第65圖所示，設置發訊PLP(6501)，傳送DVB-T2規格以外之規格所需之控制資訊(一部分亦可，亦即以L1後發訊資料與發訊PLP兩者傳送)即可。再者，第65圖雖與第61圖為同樣的訊框構成，但不限於該類構成，如第62圖之L1預發訊資料等，於時間-頻率軸，將發訊PLP分派於預定時間-預定載波之區域亦可。總言之，於時間-頻率軸任意分派發訊PLP亦可。
如以上，藉由採用如OFDM方式之多載波傳送方式，且對於DVB-T2規格保持相容性，同時可選擇規則地切換預編碼矩陣之方法，則可獲得對於LOS環境可獲得高接收品質，並且可獲得高傳送速度之優點。再者，於本實施形態，作為載波群可設定的傳送方式，舉出「空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式」，但不限於此，利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式不限於第49圖之方式#2，以固定的預編碼矩陣構成即可。
然後，雖說明播送台可選擇「空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式」之例，但並非所有發送方法為可選擇之發送方法亦可，例如：
．可選擇之發送方法：空間多工MIMO傳送方式、規則 地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式
．可選擇之發送方法：利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼
．可選擇之發送方法：利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、僅由串流s1發送之傳送方式
．可選擇之發送方法：規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式
．可選擇之發送方法：利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式
．可選擇之發送方法：規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼
．可選擇之發送方法：規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、僅由串流s1發送之傳送方式藉由包含規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式，能夠獲得可於LOS環境下，進行快速之資料傳送，且可確保接收裝置之接收資料品質之效果。
此時，如上面所述，須設定P1符元之S1，並且作為P2符元，可考慮表6作為與表4不同之控制資訊之設定方法(各PLP之傳送方式之設定方法)。
表6與表4之相異點在於「PLP_MODE」為“11”時設作保留之點。如此，作為PLP之傳送方式，可選擇之傳送方式為上述所示之例時，依據可選擇之傳送方式之數目來例如增加或減少構成表4、表6之PLP_MODE之位元數即可。
關於表5亦同，例如作為MIMO傳送方式僅支援規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，不需要「MIMO_MODE」之控制資訊。又，於「MIMO_PATTERN#1」，例如不支援預編碼矩陣固定之MIMO方式時，有時亦不需要「MIMO_PATTERN#1」之控制資訊。又，用於預編碼矩陣固定之MIMO方式之預編碼矩陣不需要複數個時，不設為2位元之控制資訊而設為1位元之控制資訊亦可，進而於可設定複數個預編碼矩陣時，設為2位元以上之控制資訊亦可。
關於「MIMO_PATTREN#2」亦可同樣地思考，作為規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不需要複數種時，不設為2位元之控制資訊而設為1位元之控制資訊亦可，進而於可設定複數個預編碼矩陣之切換方法時，設為2位元以上之控制資訊亦可。
又，於本實施形態，說明發送裝置之天線數為2的情況，但不限於此，在大於2的情況下，同樣地發送控制資訊 亦可。此時，除了利用2天線發送調變訊號的情況，還為了實施利用4天線發送調變訊號的情況，會發生須增加構成各控制訊號之位元數的情況。此時，以P1符元發送控制資訊，以P2符元發送控制資訊，此點係與上述所說明的情況相同。
關於播送台所發送的PLP之符元群之訊框構成，說明如第64圖採分時發送之方法，於以下說明其變形例。
第66圖係表示與第64圖不同之發送P1符元、P2符元、共用PLP後之頻率-時間軸之串流s1及s2之符元之配置方法之一例。於第66圖，記載為「#1」之符元係表示第64圖之PLP#1之符元群中之1符元。同樣地，記載為「#2」之符元係表示第64圖之PLP#2之符元群中之1符元，記載為「#3」之符元係表示第64圖之PLP#3之符元群中之1符元，記載為「#4」之符元係表示第64圖之PLP#4之符元群中之1符元。然後，與第64圖相同，PLP#1係採用第49圖所示之空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式來傳送資料。然後，PLP#2係藉由發送1個調變訊號來傳送資料。PLP#3係採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。PLP#4係採用第50圖所示之利用時空區塊碼來傳送資料。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
再者，於第66圖，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編 碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
第66圖與第64圖之相異點係如前述，於第64圖表示將複數個PLP採分時配置之例，於第66圖則與第64圖不同，並用分時及分頻而令複數個PLP存在。總言之，例如於時刻1，存在PLP#1之符元與PLP#2之符元，於時刻2，存在PLP#3之符元與PLP#4之符元。如此，可就各(1時刻、1子載波所構成)符元，分派不同之索引(#X；X=1、2、...)之PLP之符元。
再者，於第66圖，簡略設定於時刻1僅存在「#1」、「#2」，但不限於此，「#1」、「#2」之PLP以外之索引之PLP之符元存在於時刻1亦可，又，時刻1之子載波與PLP之索引之關係不限於第66圖，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。又，同樣地，於其他時刻，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。
第67圖係表示與第64圖不同之發送P1符元、P2符元、共用PLP後之頻率-時間軸之串流s1及s2之符元之配置方法之一例。第67圖之特徵性部分係於T2訊框，作為PLP之傳送方式而以複數天線發送作為基本時，無法選擇「僅由串流s1發送之傳送方式」之點。
因此，於第67圖，PLP#1之符元群6701係藉由「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」來傳送資料。PLP#2之符元群6702係藉由「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」來傳送資料。PLP#3之符元群 6703係藉由「時空區塊碼」來傳送資料。然後，PLP#3之符元群6703以後之T2訊框內之PLP符元群，係藉由「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」、「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」、「時空區塊碼」之某一種發送方法來發送資料。
第68圖係表示與第66圖不同之發送P1符元、P2符元、共用PLP後之頻率-時間軸之串流s1及s2之符元之配置方法之一例。於第68圖，記載為「#1」之符元係表示第67圖之PLP#1之符元群中之1符元。同樣地，記載為「#2」之符元係表示第67圖之PLP#2之符元群中之1符元，記載為「#3」之符元係表示第67圖之PLP#3之符元群中之1符元。然後，與第67圖相同，PLP#1係採用第49圖所示之空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式來傳送資料。然後，PLP#2係採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。PLP#3係採用第50圖所示之利用時空區塊碼來傳送資料。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
再者，於第68圖，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
第68圖與第67圖之相異點係如前述，於第67圖表示將 複數個PLP採分時配置之例，於第68圖則與第67圖不同，並用分時及分頻而令複數個PLP存在。總言之，例如於時刻1，存在PLP#1之符元與PLP#2之符元，於時刻2，存在PLP#3之符元與PLP#4之符元。如此，可就各(1時刻、1子載波所構成)符元，分派不同之索引(#X；X=1、2、...)之PLP之符元。
再者，於第68圖，簡略設定於時刻1僅存在「#1」、「#2」，但不限於此，「#1」、「#2」之PLP以外之索引之PLP之符元存在於時刻1亦可，又，時刻1之子載波與PLP之索引之關係不限於第68圖，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。又，同樣地，於其他時刻，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。另，如時刻3，於某時刻僅分派1個PLP之符元亦可。總言之，於時間-頻率之訊框方法中，任意分派PLP之符元均可。
如此，於T2訊框內，由於不存在採用「僅由串流s1發送之傳送方式」之PLP，因此可抑制終端裝置接收之接收訊號之動態範圍，因此可得到提高獲得良好接收品質之可能性的效果。
再者，以第68圖說明時，作為發送方法係以選擇「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」、「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」、「時空區塊碼」之某一者之例來說明，但未必所有發送方法須為可選擇，例如亦可如下：
．可選擇「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」、「時 空區塊碼」、「利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」
．可選擇「規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式」、「時空區塊碼」
．可選擇「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」、「利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」。
於上述，說明有關於T2訊框內存在複數個PLP的情況，以下說明於T2訊框內僅存在1個PLP的情況。
第69圖係表示於T2訊框內僅存在1個PLP時之時間-頻率軸之串流s1及s2之訊框構成之一例。於第69圖記載為「控制符元」，此係意味上述所說明的P1符元及P2符元等符元。然後，於第69圖，利用區間1來發送第1之T2訊框，同樣地，利用區間2來發送第2之T2訊框，利用區間3來發送第3之T2訊框，利用區間4來發送第4之T2訊框。
又，於第69圖，於第1之T2訊框發送PLP#1-1之符元群6801，發送方法係選擇「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」。
於第2之T2訊框發送PLP#2-1之符元群6802，發送方法係選擇「發送1個調變訊號之方法」。
於第3之T2訊框發送PLP#3-1之符元群6803，發送方法係選擇「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」。
於第4之T2訊框發送PLP#4-1之符元群6804，發送方法係選擇「時空區塊碼」。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明 的方法。
再者，於第69圖，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
藉由如此，可就各PLP考慮資料之傳送速度、終端裝置之資料接收品質，設定發送速度，因此可謀求提升資料傳輸速度與確保資料接收品質之同時成立。再者，P1符元、P2符元(視情況為發訊PLP)之傳送方法等之控制資訊之構成方法例，若構成如上述表3至表6，則可同樣地實施。相異點在於第64圖等之訊框構成係於1個T2訊框具有複數個PLP，因此需要對於複數個PLP之傳送方法等控制資訊，但第69圖之訊框構成的情況下，於1個T2訊框僅存在1個PLP，因此僅需要對於該1個PLP之傳送方法等之控制資訊之點。
於上述，敘述有關利用P1符元、P2符元(視情況為發訊PLP)來傳送關於PLP之傳送方法之資訊的方法，下文特別說明有關不利用P2符元而傳送關於PLP之傳送方法之資訊的方法。
第70圖係播送台傳送資料之對象之終端裝置不支援非DVB-T2規格之規格時之時間-頻率軸之訊框構成。於第70圖，針對與第61圖同樣動作者附上同一符號。第70圖之訊框係由P1發訊資料(6101)、第1發訊資料(7001)、第2發訊資 料(7002)、共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)所構成(PLP：Physical LayerPipe(實體層管路))。如此，由P1發訊資料(6101)、第1發訊資料(7001)、第2發訊資料(7002)、共用PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)所構成的訊框成為訊框構成之一個單位。
藉由P1發訊資料(6101)，接收裝置傳送用以進行訊號檢測、頻率同步(亦包含頻率偏移推定)之符元，同時在此情況為用以識別是否為DVB-T2規格之訊框之資訊等，例如依據表3所示之S1，須傳送訊框為DVB-T2規格之訊號/非DVB-T2規格之訊號。
可考慮藉由第1發訊資料(7001)，傳送例如發送訊框所使用的保護區間之資訊、關於PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值均值功率比)之方法之資訊、傳送第2發訊資料時之調變方式、錯誤更正方式、錯誤更正方式之編碼率資訊、第2發訊資料之尺寸及資訊尺寸之資訊、前導模式之資訊、胞(頻率區域)固有號碼之資訊、利用一般模式及延伸模式之何方式之資訊等。此時，第1發訊資料(7001)未必須傳送依循DVB-T2規格之資料。藉由第2發訊資料(7002)，傳送例如PLP之數目資訊、關於所使用的頻率之資訊、各PLP之固有號碼之資訊、傳送各PLP所使用的調變方式、錯誤更正方式、錯誤更正方式之編碼率資訊、各PLP所發送的區塊數之資訊等。
於第70圖之訊框構成，雖記載如第1發訊資料(7001)、第2發訊資料(7002)、L1後發訊資料(6103)、共用 PLP(6104)、PLP#1~#N(6105_1~6105_N)採分時發送，但實際上於同一時刻存在有兩種以上之訊號。於第71圖表示其例。如第71圖所示，於同一時刻存在有第1發訊資料、第2發訊資料、共用PLP，亦或有時於同一時刻存在有PLP#1、PLP#2。總言之，各訊號並用分時及分頻而構成有訊框。
第72圖係表示對於與DVB-T2不同規格之(例如播送台)之發送裝置，適用迄今所說明規則地切換預編碼矩陣之發送方法之發送裝置之構成之一例。於第72圖，針對與第63圖同樣動作者係附上同一符號，關於其動作之說明係與上述相同。控制訊號生成部6308係以第1、第2發訊資料用之發送資料7201、P1符元用之發送資料6307，將第70圖之各符元群之發送方法(包含錯誤更正碼、錯誤更正碼之編碼率、調變方式、區塊長、訊框構成、規則地切換預編碼矩陣之發送方法之經選擇之發送方法、前導符元插入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：反傅利葉轉換)/FFT之資訊等、PAPR刪減方法之資訊、保護區間插入方法之資訊)之資訊作為控制訊號6309而輸出。
控制符元訊號生成部7202係以第1、第2發訊資料用之發送資料7201、控制訊號6309作為輸入，根據控制訊號6309所含之第1、第2發訊資料之錯誤更正資訊、調變方式資訊等資訊，進行根據錯誤更正編碼、調變方式之映射，輸出第1、第2發訊資料之(正交)基頻訊號7203。
接著，詳細說明有關對於與DVB-T2不同規格之系統，適用規則地切換預編碼矩陣之方法時之播送台(基地台)之 發送訊號之訊框構成、控制資訊(藉由P1符元及第1、第2發訊資料所發送的資訊)之傳送方法。
第64圖係表示發送P1符元、第1、第2發訊資料、共用PLP後發送複數個PLP時之頻率-時間軸之訊框構成之一例。於第64圖，串流s1係於頻率軸利用子載波#1~子載波#M，同樣地，串流s2亦於頻率軸利用子載波#1~子載波#M。因此，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
如第64圖所示，區間1係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#1之符元群6401，採用第49圖所示之空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式來傳送資料。
區間2係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#2之符元群6402，藉由發送1個調變訊號來傳送資料。
區間3係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#3之符元群6403，採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式來傳送資料。
區間4係利用串流s1、串流s2來傳送PLP#4之符元群6404，採用第50圖所示之時空區塊碼來傳送資料。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
播送台如第64圖發送各PLP時，於接收第64圖之發送訊號之接收裝置，須得知各PLP之發送方法。因此，如前面所述，須利用第1、第2發訊資料來傳送各PLP之發送方法之資訊。以下說明有關此時之P1符元之構成方法、及第1、第2發訊資料之構成方法之一例。於表3利用P1符元發送之控制資訊之具體例係如表3。
於DVB-T2規格，藉由S1之控制資訊(3位元之資訊)，接收裝置可判斷是否正採用DVB-T2之規格，或於正採用DVB-T2規格時，可判斷所用之發送方法。作為3位元之S1資訊設定“000”時，所發送的調變訊號係依循「DVB-T2規格之一之調變訊號發送」。
又，作為3位元之S1資訊設定“001”時，所發送的調變訊號係依循「利用DVB-T2規格之時空區塊碼之發送」。
於DVB-T2規格，“010”~“111”係為了將來而「保留」。在此，為了與DVB-T2規格具有相容性而適用本發明，作為3位元之S1資訊而設定例如“010”時(“000”、“001”以外即可)，表示所發送的調變訊號依循DVB-T2規格以外之規格，當終端之接收裝置得知該資訊為“010”時，可得知播送台所發送的調變訊號依循DVB-T2規格以外之規格。
接著，說明播送台所發送的調變訊號依循DVB-T2以外之規格時之第1、第2發訊資料之構成方法例。第1、第2發訊資料之控制資訊之第1例係如表4。
於表4所示之2位元之資訊之「PLP_MODE」係如第64圖所示，用以對終端裝置通知各PLP(於第64圖係從PLP#1 ~#4)之發送方法之資訊，PLP_MODE係就各PLP而存在。總言之，於第64圖的情況下，從播送台發送PLP#1用之PLP_MODE之資訊、PLP#2用之PLP_MODE之資訊、PLP#3用之PLP_MODE之資訊、PLP#4用之PLP_MODE之資訊...。無須贅言，終端裝置可藉由解調該資訊(或亦進行錯誤更正解碼)而辨識播送台用於PLP之傳送方式。
作為「PLP_MODE」設定為“00”時，該PLP係藉由「發送1個調變訊號」來傳送資料。設定為“01”時，該PLP係藉由「發送已進行時空區塊編碼之複數個調變訊號」來傳送資料。設定為“10”時，該PLP係藉由「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」來傳送資料。設定為“11”時，該PLP係藉由「預編碼矩陣固定之MIMO方式、或空間多工MIMO傳送方式」來傳送資料。
再者，作為「PLP_MODE」設定為“01”~“11”時，須對終端裝置傳送播送台具體施行何種處理(例如規則地切換預編碼矩陣之方法之具體切換方法、所使用的時空區塊編碼方法、作為預編碼矩陣所使用的矩陣之構成)。以下說明有關包含此時之控制資訊之構成、與表4不同之控制資訊之構成方法。
第1、第2發訊資料之控制資訊之第2例係如表5。如表5，存在有1位元之資訊「PLP_MODE」、1位元之資訊「MIMO_MODE」、2位元之資料「MIMO_PATTERN#1」、2位元之資料「MIMO_PATTERN#2」，該等4個控制資訊係如第64圖所示，用以對終端裝置通知各PLP(於第64圖係從 PLP#1~#4)之發送方法之資訊，因此該等4個控制資訊係就各PLP而存在。總言之，於第64圖的情況下，從播送台發送PLP#1用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊、PLP#2用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊、PLP#3用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PAFTERN#2之資訊、PLP#4用之PLP_MODE之資訊/MIMO_MODE之資訊/MIMO_PATTERN#1之資訊/MIMO_PATTERN#2之資訊...。無須贅言，終端裝置可藉由解調該資訊(或亦進行錯誤更正解碼)而辨識播送台用於PLP之傳送方式。
作為「PLP_MODE」設定為“0”時，該PLP係藉由「發送1個調變訊號」來傳送資料。設定為“1”時，該PLP係藉由「發送已進行時空區塊編碼之複數個調變訊號」、「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」、「預編碼矩陣固定之MIMO方式」、「空間多工MIMO傳送方式」之某一方式來傳送資料。
「PLP_MODE」設定為「1」時，「MIMO_MODE」之資訊為有效資訊，作為「MIMO_MODE」設定為“0”時，不使用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而傳送資料。作為「MIMO_MODE」設定為“1”時，使用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。
「PLP_MODE」設定為「1」、「MIMO_MODE」設定為 「0」時，「MIMO_PATTERN#1」之資訊為有效資訊，作為「MIMO_PATTERN#1」設定為“00”時，利用時空區塊碼來傳送資料。設定為“01”時，採用固定利用預編碼矩陣#1進行加權合成之預編碼方法來傳送資料。設定為“10”時，採用固定利用預編碼矩陣#2進行加權合成之預編碼方法來傳送資料。(其中，預編碼矩陣#1與預編碼矩陣#2為相異矩陣。)設定為“11”時，採用空間多工MIMO傳送方式來傳送資料。(當然亦可解釋成選擇第49圖之方式1之預編碼矩陣。)
「PLP_MODE」設定為「1」、「MIMO_MODE」設定為「1」時，「MIMO_PATTERN#2」之資訊為有效資訊，作為「MIMO_PATTERN#2」設定為“00”時，採用預編碼矩陣切換方法#1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。設定為“01”時，採用預編碼矩陣切換方法#2之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。設定為“10”時，採用預編碼矩陣切換方法#3之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。設定為“11”時，採用預編碼矩陣切換方法#4之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。在此，預編碼矩陣切換方法#1~#4分別為不同方法，此時，不同方法係指例如#A與#B設為不同方法時，包括如下方法：．於用於#A之複數個預編碼矩陣與用於#B之複數個預編碼矩陣中，包含同一預編碼矩陣，但週期不同；．存在有包含於#A但不包含於#B之預編碼矩陣；．於#A使用之複數個預編碼矩陣不含於#B之方法使 用之預編碼。
於上述，說明藉由第1、第2發訊資料來發送表4、表5之控制資訊。該情況下，具有無須為了傳送資料而特別利用PLP之優點。
如以上，藉由採用如OFDM方式之多載波傳送方式，且對於DVB-T2規格保持相容性，同時可選擇規則地切換預編碼矩陣之方法，則可獲得對於LOS環境可獲得高接收品質，並且可獲得高傳送速度之優點。再者，於本實施形態，作為載波群可設定的傳送方式，舉出「空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式」，但不限於此，利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式不限於第49圖之方式#2，以固定的預編碼矩陣構成即可。
然後，雖說明播送台可選擇「空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式」之例，但並非所有發送方法為可選擇之發送方法亦可，例如：
．可選擇之發送方法：空間多工MIMO傳送方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式
．可選擇之發送方法：利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼
．可選擇之發送方法：利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、僅由串流s1發送之傳送方式
．可選擇之發送方法：規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼、僅由串流s1發送之傳送方式
．可選擇之發送方法：利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式
．可選擇之發送方法：規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、時空區塊碼
．可選擇之發送方法：規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式、僅由串流s1發送之傳送方式藉由包含規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式，能夠獲得可於LOS環境下，進行快速之資料傳送，且可確保接收裝置之接收資料品質之效果。
此時，如上面所述，須設定P1符元之S1，並且作為第1、第2發訊資料，可考慮例如表6作為與表4不同之控制資訊之設定方法(各PLP之傳送方式之設定方法)。
表6與表4之相異點在於「PLP_MODE」為“11”時設作保留之點。如此，作為PLP之傳送方式，可選擇之傳送方式為上述所示之例時，依據可選擇之傳送方式之數目來例如增加或減少構成表4、表6之PLP_MODE之位元數即可。
關於表5亦同，例如作為MIMO傳送方式僅支援規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，不需要「MIMO_MODE」之控制資訊。又，於「MIMO_PATTERN#1」，例如不支援 預編碼矩陣固定之MIMO方式時，有時亦不需要「MIMO_PATTERN#1」之控制資訊。又，用於預編碼矩陣固定之MIMO方式之預編碼矩陣不需要複數個時，不設為2位元之控制資訊而設為1位元之控制資訊亦可，進而於可設定複數個預編碼矩陣時，設為2位元以上之控制資訊亦可。
關於「MIMO_PATTREN#2」亦可同樣地思考，作為規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不需要複數種時，不設為2位元之控制資訊而設為1位元之控制資訊亦可，進而於可設定複數個預編碼矩陣之切換方法時，設為2位元以上之控制資訊亦可。
又，於本實施形態，說明發送裝置之天線數為2的情況，但不限於此，在大於2的情況下，同樣地發送控制資訊亦可。此時，除了利用2天線發送調變訊號的情況，還為了實施利用4天線發送調變訊號的情況，會發生須增加構成各控制訊號之位元數的情況。此時，以P1符元發送控制資訊，以第1、第2發訊資料發送控制資訊，此點係與上述所說明的情況相同。
關於播送台所發送的PLP之符元群之訊框構成，說明如第64圖採分時發送之方法，於以下說明其變形例。
第66圖係表示與第64圖不同之發送P1符元、第1、第2發訊資料、共用PLP後之頻率-時間軸之串流s1及s2之符元之配置方法之一例。
於第66圖，記載為「#1」之符元係表示第64圖之PLP#1之符元群中之1符元。同樣地，記載為「#2」之符元係表示 第64圖之PLP#2之符元群中之1符元，記載為「#3」之符元係表示第64圖之PLP#3之符元群中之1符元，記載為「#4」之符元係表示第64圖之PLP#4之符元群中之1符元。然後，與第64圖相同，PLP#1係採用第49圖所示之空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式來傳送資料。然後，PLP#2係藉由發送1個調變訊號來傳送資料。PLP#3係採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。PLP#4係採用第50圖所示之利用時空區塊碼來傳送資料。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
再者，於第66圖，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
第66圖與第64圖之相異點係如前述，於第64圖表示將複數個PLP採分時配置之例，於第66圖則與第64圖不同，並用分時及分頻而令複數個PLP存在。總言之，例如於時刻1，存在PLP#1之符元與PLP#2之符元，於時刻3，存在PLP#3之符元與PLP#4之符元。如此，可就各(1時刻、1子載波所構成)符元，分派不同之索引(#X；X=1、2、...)之PLP之符元。
再者，於第66圖，簡略設定於時刻1僅存在「#1」、「#2」， 但不限於此，「#1」、「#2」之PLP以外之索引之PLP之符元存在於時刻1亦可，又，時刻1之子載波與PLP之索引之關係不限於第66圖，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。又，同樣地，於其他時刻，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。
第67圖係表示與第64圖不同之發送P1符元、第1、第2發訊資料、共用PLP後之頻率-時間軸之串流s1及s2之符元之配置方法之一例。第67圖之特徵性部分係於T2訊框，作為PLP之傳送方式而以複數天線發送作為基本時，無法選擇「僅由串流s1發送之傳送方式」之點。
因此，於第67圖，PLP#1之符元群6701係藉由「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」來傳送資料。PLP#2之符元群6702係藉由「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」來傳送資料。PLP#3之符元群6703係藉由「時空區塊碼」來傳送資料。然後，PLP#3之符元群6703以後之T2訊框內之PLP符元群，係藉由「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」、「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」、「時空區塊碼」之某一種發送方法來發送資料。
第68圖係表示與第66圖不同之發送P1符元、第1、第2發訊資料、共用PLP後之頻率-時間軸之串流s1及s2之符元之配置方法之一例。
於第68圖，記載為「#1」之符元係表示第67圖之PLP#1之符元群中之1符元。同樣地，記載為「#2」之符元係表示 第67圖之PLP#2之符元群中之1符元，記載為「#3」之符元係表示第67圖之PLP#3之符元群中之1符元。然後，與第67圖相同，PLP#1係採用第49圖所示之空間多工MIMO傳送方式、或預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式來傳送資料。然後，PLP#2係採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法來傳送資料。PLP#3係採用第50圖所示之利用時空區塊碼來傳送資料。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
再者，於第68圖，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
第68圖與第67圖之相異點係如前述，於第67圖表示將複數個PLP採分時配置之例，於第68圖則與第67圖不同，並用分時及分頻而令複數個PLP存在。總言之，例如於時刻1，存在PLP#1之符元與PLP#2之符元。如此，可就各(1時刻、1子載波所構成)符元，分派不同之索引(#X；X=1、2、...)之PLP之符元。
再者，於第68圖，簡略設定於時刻1僅存在「#1」、「#2」，但不限於此，「#1」、「#2」之PLP以外之索引之PLP之符元存在於時刻1亦可，又，時刻1之子載波與PLP之索引之關係不限於第68圖，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。 又，同樣地，於其他時刻，對子載波分派任何索引之PLP之符元均可。另，如時刻3，於某時刻僅分派1個PLP之符元亦可。總言之，於時間-頻率之訊框方法中，任意分派PLP之符元均可。
如此，於單位訊框內，由於不存在採用「僅由串流s1發送之傳送方式」之PLP，因此可抑制終端裝置接收之接收訊號之動態範圍，因此可得到提高獲得良好接收品質之可能性的效果。
再者，以第68圖說明時，作為發送方法係以選擇「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」、「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」、「時空區塊碼」之某一者之例來說明，但未必所有發送方法須為可選擇，例如亦可如下：
．可選擇「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」、「時空區塊碼」、「利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」
．可選擇「規則地切換預編碼矩陣之MIMO方式」、「時空區塊碼」
．可選擇「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」、「利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」。
於上述，說明有關於單位訊框內存在複數個PLP的情況，以下說明於單位訊框內僅存在1個PLP的情況。
第69圖係表示於單位訊框內僅存在1個PLP時之時間-頻率軸之串流s1及s2之訊框構成之一例。
於第69圖記載為「控制符元」，此係意味上述所說明的 P1符元及第1、第2發訊資料等之符元。然後，於第69圖，利用區間1來發送第1單位訊框，同樣地，利用區間2來發送第2單位訊框，利用區間3來發送第3單位訊框，利用區間4來發送第4單位訊框。
又，於第69圖，於第1單位訊框發送PLP#1-1之符元群6801，發送方法係選擇「空間多工MIMO傳送方式、或利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式」。
於第2單位訊框發送PLP#2-1之符元群6802，發送方法係選擇「發送1個調變訊號之方法」。
於第3單位訊框發送PLP#3-1之符元群6803，發送方法係選擇「規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式」。
於第4單位訊框發送PLP#4-1之符元群6804，發送方法係選擇「時空區塊碼」。再者，符元在時空區塊碼之配置不限於時間方向，配置頻率軸方向或適當配置於時間-頻率所形成的符元群均可。又，時空區塊碼不限於第50圖所說明的方法。
再者，於第69圖，於s1、s2兩者，在同一子載波之同一時刻存在符元時，則於同一頻率會存在2個串流之符元。再者，如其他實施形態所說明，進行包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼時，s1、s2係利用預編碼矩陣進行加權及合成，z1、z2分別從天線輸出。
藉由如此，可就各PLP考慮資料之傳送速度、終端裝置之資料接收品質，設定發送速度，因此可謀求提升資料傳輸速度與確保資料接收品質之同時成立。再者，P1符元、 第1、第2發訊資料之傳送方法等之控制資訊之構成方法例，若構成如上述表3至表6，則可同樣地實施。相異點在於第64圖等之訊框構成係於1個單位訊框具有複數個PLP，因此需要對於複數個PLP之傳送方法等控制資訊，但第69圖之訊框構成的情況下，於1個單位訊框僅存在1個PLP，因此僅需要對於該1個PLP之傳送方法等之控制資訊之點。
於本實施形態，敘述有關將規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，適用於採用DVB規格之系統時之適用方法。此時，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例係如實施形態1至實施形態16所示。然而，關於規則地切換預編碼矩陣之方法，並不限於實施形態1至實施形態16所示之方法，若是事先準備複數個預編碼矩陣，從事先準備之複數個預編碼矩陣中，依各時槽來選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼，並且依各時槽切換規則地使用之預編碼矩陣之方式，則可同樣地實施本實施形態。
又，於本實施形態，採用「控制資訊」之特別稱呼，但稱呼不對本發明造成影響。
(實施形態A2)
於本實施形態，詳細說明有關將規則地切換預編碼矩陣之方法，適用於實施形態A1所說明採用DVB-T2規格之通訊系統時之接收方法、及接收裝置之構成。
第73圖係表示第63圖之播送台之發送裝置適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之終端之接收裝置之構成之一例，關於與第7圖、第56圖同樣動作者係附上同一符號。
於第73圖，P1符元檢測、解碼部7301係接收播送台所發送的訊號，以訊號處理後之訊號704_X、704_Y作為輸入，藉由檢測P1符元，進行訊號檢測、時間頻率同步，同時獲得P1符元所含之控制資訊(藉由進行解調、錯誤更正解碼)，輸出P1符元控制資訊7302。OFDM方式關連處理部5600_X、及5600_Y係以P1符元控制資訊7302作為輸入，根據該資訊來變更OFDM方式用之訊號處理方法。(此係由於如於實施形態1A所記載，播送台所發送的訊號之傳送方法之資訊包含於P1符元。)
P2符元解調部(亦有包含發訊PLP的情況)7303係以訊號處理後之訊號704_X、704_Y及P1符元控制資訊7302作為輸入，根據P1符元控制資訊進行訊號處理，進行解碼(包含錯誤更正解碼)並輸出P2符元控制資訊7304。
控制訊號生成部7305係以P1符元控制資訊7302及P2符元控制資訊7304作為輸入，聚集(與接收動作相關之)控制資訊，並作為控制訊號7306輸出。然後，控制訊號7306係如第73圖所示輸入於各部。
訊號處理部711係以訊號706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y及控制訊號7306作為輸入，根據控制訊號7306所含、用以傳送各PLP所用之傳送方式．調變方式．錯誤更正編碼方式．錯誤更正編碼之編碼率．錯誤更正碼之區塊尺寸等資訊，進行解調、解碼處理，並輸出接收資料712。
此時，為了傳送PLP而採用空間多工MIMO傳送方式、 利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之某一傳送方法時，利用(數41)之式(41)、(數153)之式(143)之關係式，訊號處理部711進行解調處理即可。再者，通道矩陣(H)可從通道變動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)之輸出結果獲得，預編碼矩陣(F或W)係依所用之傳送方式，其矩陣構成會不同。尤其於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，每次切換所用之預編碼矩陣而解調。又，利用時空區塊碼時，亦利用通道推定值、接收(基頻)訊號進行解調。
第74圖係表示第72圖之播送台之發送裝置適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之終端之接收裝置之構成之一例，關於與第7圖、第56圖、第73圖同樣動作者係附上同一符號。
第74圖之接收裝置與第73圖之接收裝置之相異點在於，第73圖之接收裝置可接收DVB-T2規格及其以外之規格之訊號而獲得資料，相對於此，第74圖之接收裝置僅可接收DVB-T2規格以外之訊號而獲得資料。於第74圖，P1符元檢測、解碼部7301係接收播送台所發送的訊號，以訊號處理後之訊號704_X、704_Y作為輸入，藉由檢測P1符元，進行訊號檢測、時間頻率同步，同時獲得P1符元所含之控制資訊(藉由進行解調、錯誤更正解碼)，輸出P1符元控制資訊7302。OFDM方式關連處理部5600_X、及5600_Y係以P1符元控制資訊7302作為輸入，根據該資訊來變更OFDM方式用之訊號處理方法。(此係由於如於實施形態1A所記載，播 送台所發送的訊號之傳送方法之資訊包含於P1符元。)
第1、第2發訊解調部7401係以訊號處理後之訊號704_X、704_Y及P1符元控制資訊7302作為輸入，根據P1符元控制資訊進行訊號處理，進行解碼(包含錯誤更正解碼)並輸出第1、第2發訊資料控制資訊7402。
控制訊號生成部7305係以P1符元控制資訊7302及第1、第2發訊資料控制資訊7402作為輸入，聚集(與接收動作相關之)控制資訊，並作為控制訊號7306輸出。然後，控制訊號7306係如第73圖所示輸入於各部。
訊號處理部711係以訊號706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y及控制訊號7306作為輸入，根據控制訊號7306所含、用以傳送各PLP所用之傳送方式．調變方式．錯誤更正編碼方式．錯誤更正編碼之編碼率．錯誤更正碼之區塊尺寸等資訊，進行解調、解碼處理，並輸出接收資料712。
此時，為了傳送PLP而採用空間多工MIMO傳送方式、利用固定的預編碼矩陣之MIMO方式、規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之某一傳送方法時，利用(數41)之式(41)、(數153)之式(143)之關係式，訊號處理部711進行解調處理即可。再者，通道矩陣(H)可從通道變動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)之輸出結果獲得，預編碼矩陣(F或W)係依所用之傳送方式，其矩陣構成會不同。尤其於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，每次切換所用之預編碼矩陣而解調。又，利用時空區塊碼時，亦利用通道推定 值、接收(基頻)訊號進行解調。
第75圖係表示支援DVB-T2規格、且支援DVB-T2以外之規格之終端之接收裝置之構成，關於與第7圖、第56圖、第73圖同樣動作者係附上同一符號。
第75圖之接收裝置與第73圖、第74圖之接收裝置之相異點在於，第75圖之接收裝置具備P2符元或第1、第2發訊解調部7501，以便可對於DVB-T2規格及其以外之規格之訊號兩者進行解調。
第1、第2發訊解調部7501係以訊號處理後之訊號704_X、704_Y及P1符元控制資訊7302作為輸入，根據P1符元控制資訊，判斷所接收的訊號是支援DVB-T2規格之訊號亦或支援其以外之規格之訊號(例如可藉由表3來判斷)，進行訊號處理，進行解調(包含錯誤更正解碼)，輸出包含接收訊號支援何種規格之資訊之控制資訊7502。關於其以外的部分係與第73圖、第74圖同樣地動作。
藉由如以上構成本實施形態所示之接收裝置之構成，接收實施形態A1所記載的播送台之發送裝置所發送的訊號，施以適當的訊號處理，可獲得接收品質高的資料。尤其接收規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之訊號時，於LOS環境下，亦可實現提升資料傳送效率與提升資料接收品質之同時成立。
再者，於本實施形態，由於說明有關支援實施形態A1所述之播送台之發送方法之接收裝置之構成，因此說明有關接收天線數設為2支時之接收裝置之構成，但接收裝置之 天線數不限於2支，3支以上亦可同樣地實施，此時，由於分集增益提升，因此可令資料之接收品質提升。又，播送台之發送裝置之發送天線數設為3支以上，發送調變訊號數設為3以上時，亦可藉由增加終端之接收裝置之接收天線數而同樣地實施。此時，發送方法宜適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
又，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例係如實施形態1至實施形態16所示。然而，就規則地切換預編碼矩陣之方法而言，不限於實施形態1至實施形態16所示方法，若是事先準備複數個預編碼矩陣，從事先準備之複數個預編碼矩陣中，依各時槽來選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼，並且依各時槽切換規則地使用之預編碼矩陣之方式，則可同樣地實施本實施形態。
(實施形態A3)
於實施形態A1所記載對DVB-T2規格，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之系統中，於L1預發訊存在有指定前導之插入模式之控制資訊。於本實施形態，說明有關於L1預發訊變更前導插入模式時，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之適用方法。
第76圖、第77圖係表示利用同一頻帶，從複數個天線發送複數個調變訊號時，DVB-T2規格之頻率-時間軸之訊框構成之一例。於第76圖、第77圖中，橫軸表示頻率，亦即表示載波號碼，縱軸表示時間；(A)係表示迄今所說明的實施形態之調變訊號z1之訊框構成，(B)係表示迄今所說明 的實施形態之調變訊號z2之訊框構成。載波號碼附上「f0、f1、f2、...」，時間則附上「t1、t2、t3、...」之索引。然後，於第76圖、第77圖，同一載波號碼、同一時間之符元係存在於同一頻率、同一時刻之符元。
第76圖、第77圖係表示DVB-T2規格之前導符元之插入位置例。(於DVB-T2規格，利用複數個天線發送調變訊號時，關於前導之插入位置之方法存在有8種方法，而第76圖、第77圖表示其中兩種。)於第76圖、第77圖，記載有前導用符元、資料傳送用符元之兩種符元。如其他實施形態所說明，採用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法、或預編碼矩陣固定之預編碼方法時，調變訊號z1之資料傳送用符元係串流s1與串流s2之加權合成後之符元，又，調變訊號z2之資料傳送用符元係亦串流s1與串流s2之加權合成後之符元。採用時空區塊碼、空間多工MIMO傳送方式時，調變訊號z1之資料傳送用符元係串流s1或串流s2之某一符元，又，調變訊號z2之資料傳送用符元係亦串流s1或串流s2之某一符元。於第76圖、第77圖，於前導用符元附上「PP1」或「PP2」之索引之某一者，「PP1」與「PP2」為不同構成方法之前導符元。如前面所述，於DVB-T2規格，播送台可指定8種前導插入方法(前導符元之訊框之插入頻繁程度不同)之某一插入方法，第76圖、第77圖係表示前述8種中之兩種前導插入方法。然後，關於播送台從8種中選擇之前導插入方法之資訊，係作為實施形態A1所述之P2符元中之L1預發訊資料而傳送至發送對象之終端裝置。
接著，說明伴隨於前導插入方法之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之適用方法。作為例子，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中所準備的複數個不同的預編碼矩陣F設為10種，預編碼矩陣表現作F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、F[4]、F[5]、F[6]、F[7]、F[8]、F[9]。於第78圖表示於第76圖之頻率-時間軸之訊框構成，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，進行分派預編碼矩陣時之狀況，於第79圖表示於第77圖之頻率-時間軸之訊框構成，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，進行分派預編碼矩陣時之狀況。例如於第78(A)圖之調變訊號z1之訊框構成、(B)之調變訊號z2之訊框構成之任一者，就f1、t1之符元而言記載作「#1」，此係意味利用F[1]之預編碼矩陣進行預編碼。因此，於第78圖、第79圖，於載波fx(x=0、1、2、...)、ty(y=1、2、3、...)之符元記載作「#Z」時，fx、ty之符元意味利用F[Z]之預編碼矩陣進行預編碼。
無須贅言，於第78圖、第79圖之頻率-時間軸之訊框構成中，前導符元之插入方法(插入間隔)不同。又，對於前導符元，不適用預編碼矩陣固定之預編碼方法。因此，於第78圖、第79圖，即便適用同一週期(準備作為規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之不同預編碼矩陣的數目)規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，從第78圖、第79圖可知，於第78圖、第79圖，同一載波、同一時間之符元仍會發生被分派之預編碼矩陣不同的情況。例如第78圖之f5、t2之符元表示為「#7」，於F[7]藉由預編碼矩陣進行預編碼。另， 第79圖之f5、t2之符元表示為「#8」，於F[8]藉由預編碼矩陣進行預編碼。
因此，播送台係藉由L1預發訊資料，發送表示前導模式(前導插入方法)之控制資訊，該表示前導模式之控制資訊係表示前導插入方法，同時藉由表4或表5之控制資訊，於播送台選擇規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法作為傳送PLP之傳送方法時，表示規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之分派方法亦可。因此，接收播送台所發送的調變訊號之終端裝置之接收裝置，係藉由表示L1預發訊資料之前導模式之控制資訊，可得知規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之分派方法。(此時，藉由前提係藉由表4或表5之控制資訊，播送台選擇規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法作為傳送PLP之傳送方法。)再者，在此利用L1預發訊資料來說明，但不存在有P2符元之第70圖之訊框構成的情況下，表示前導模式、及規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之分派方法之控制資訊，係存在於第1、第2發訊資料。
以下說明進一步之其他例。例如表2，指定調變方式，同時決定在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所使用的預編碼矩陣時，可與上述說明同樣地思考，藉由僅傳送P2符元之前導模式之控制資訊、PLP之傳送方法之控制資訊及調變方式之控制資訊，終端之接收裝置可獲得該等控制資訊，藉此可推定規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之(頻率-時間軸)分派方法。同樣地，如表1B，指 定調變方式及錯誤更正碼之方法，同時決定在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所使用的預編碼矩陣時，藉由僅傳送P2符元之前導模式之控制資訊、PLP之傳送方法之控制資訊與調變方式之控制資訊、錯誤更正碼之方法，終端之接收裝置可獲得該等控制資訊，藉此可推定規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之(頻率-時間軸)分派方法。
然而，與表1B、表2不同，即便決定調變方式，仍可從兩種以上不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之某一者選擇(例如可從週期不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法選擇，或從預編碼矩陣本身不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法選擇)，或者即便決定調變方式．錯誤更正方式，仍可從兩種以上不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之某一者選擇；或者即便決定錯誤更正方式，仍可從兩種以上不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法選擇時，如表5傳送規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣切換方法，但除此之外，還傳送關於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之(頻率-時間軸)分派方法之資訊亦可。
於表7表示屆時之關於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之(頻率-時間軸)分派方法之資訊之控制資訊的構成例。
例如播送台之發送裝置選則第76圖作為前導之插入模式，且選擇A方法作為規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。此時，播送台之發送裝置可選擇第78圖、第80圖之某一者作為預編碼矩陣之(頻率-時間軸)分派方法。例如播送台之發送裝置選擇第78圖時，將表7之「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT(矩陣訊框配置)」設定為「00」，選擇第80圖時，將表7之「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT(矩陣訊框配置)」設定為「01」。然後，終端之接收裝置藉由獲得表7之控制資訊，可得知預編碼矩陣之(頻率-時間軸)分派方法。再者，表7之控制資訊可藉由P2符元來傳送，又，亦可藉由第1、第2發訊資料來傳送。
如以上，藉由實現根據前導插入方法之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之分派方法，且確實將該分派方法之資訊傳送給發送對象，發送對象之終端之接收裝置可獲得謀求提升資料傳輸速度與確保資料接收品質之同時成立的效果。
再者，於本實施形態，說明播送台之發送訊號數設為2 的情況，但播送台之發送裝置之發送天線數設為3支以上，發送調變訊號數設為3以上時，亦可同樣地實施。又，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例係如實施形態1至實施形態16所示。然而，關於規則地切換預編碼矩陣之方法，並不限於實施形態1至實施形態16所示之方法，若是事先準備複數個預編碼矩陣，從事先準備之複數個預編碼矩陣中，依各時槽來選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼，並且依各時槽切換規則地使用之預編碼矩陣之方式，則可同樣地實施本實施形態。
(實施形態A4)
於本實施形態，就規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，說明有關用以提升資料接收品質之重複(repetition)方法。
適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之發送裝置之構成係如第3圖、第4圖、第13圖、第40圖、第53圖所示，但於本實施形態，說明有關對於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，適用重複時之應用例。
第81圖係表示重複適用時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之訊號處理部之構成之一例。以第53圖思考時，第81圖係相當於訊號處理部5308。
第81圖之基頻訊號8101_1相當於第53圖之基頻訊號5307_1，其為映射後之基頻訊號，且為串流s1之基頻訊號。同樣地，第81圖之基頻訊號8101_2相當於第53圖之基頻訊號5307_2，其為映射後之基頻訊號，且為串流s2之基頻訊 號。
訊號處理部(複製部)8102_1係以基頻訊號8101_1、控制訊號8104作為輸入，根據控制訊號8104所含之重複次數之資訊來進行基頻訊號之複製。例如控制訊號8104所含之重複次數之資訊表示4次重複的情況下，基頻訊號8101_1對於成為s11、s12、s13、s14、...之訊號時，訊號處理部(複製部)8102_1係將各訊號複製4次而輸出。因此，訊號處理部(複製部)8102_1之輸出，亦即重複後之基頻訊號8103_1係對於時間軸，如s11、s11、s11、s11而輸出4個s11，其後如s12、s12、s12、s12而輸出4個s12，其後輸出s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、...。
訊號處理部(複製部)8102_2係以基頻訊號8101_2、控制訊號8104作為輸入，根據控制訊號8104所含之重複次數之資訊來進行基頻訊號之複製。例如控制訊號8104所含之重複次數之資訊表示4次重複的情況下，基頻訊號8101_2對於成為s21、s22、s23、s24、...之訊號時，訊號處理部(複製部)8102_2係將各訊號複製4次而輸出。因此，訊號處理部(複製部)8102_1之輸出，亦即重複後之基頻訊號8103_2係對於時間軸，如s21、s21、s21、s21而輸出4個s11，其後如s22、s22、s22、s22而輸出4個s12，其後輸出s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、...。
加權合成部(預編碼運算部)8105係以重複後之基頻訊號8103_1、8103_2、控制訊號8104作為輸入，施以根據控制訊號8104所含之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之 資訊之預編碼。總言之，對於重複後之基頻訊號8103_1、8103_2進行加權合成，輸出預編碼後之基頻訊號8106_1(在此表現為z1(i))、預編碼後之基頻訊號8106_2(在此表現為z2(i))(其中，i係表現(時間或頻率)順序)。若重複後之基頻訊號8103_1、8103_2分別設為y1(i)、y2(i)，預編碼矩陣設為F(i)，則以下關係式成立。
其中，若為了規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而準備之N(N為2以上之整數)個預編碼矩陣，設為F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、...、F[N-1]，則於式(475)，預編碼矩陣F(i)係利用F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、...、F[N-1]之某一者。
在此，例如i為0、1、2、3，y1(i)為4個複數基頻訊號s11、S11、s11、s11，y2(i)為4個複數基頻訊號s21、s21、s21、s21。如此一來，以下條件之成立甚為重要。
[數562]於，F(α)≠F(β)成立。
(for α、β=0、1、2、3且α≠β)
將以上予以一般化而思考。就重複次數設為K次，i為g0 、g1 、g2 、...、gk-1 (亦即，gj 、j為0到K-1之整數)而言，y1(i)為s11。如此一來，以下條件之成立甚為重要。
[數563] 於，F(α)≠F(β)成立。
(for α、β=gj (j為0到K-1之整數)且α≠β)
同樣地，就重複次數設為K次，i為h0 、h1 、h2 、...、hk-1 (亦即，hj 、j為0到K-1之整數)而言，y2(i)為s21。如此一來，以下條件之成立甚為重要。
[數564]於，F(α)≠F(β)成立。
(for α、β=hj (j為0到K-1之整數)且α≠β)
此時，gj =hj 成立或不成立均可。藉由如此，由不同的預編碼矩陣來因重複所發生之同一串流，藉此進行傳送，因此可獲得資料接收品質提升的效果。
再者，於本實施形態雖說明播送台之發送訊號數設為2的情況，但播送台之發送裝置之發送天線設為3支以上，發送調變訊號數設為3以上時，亦可同樣地實施。發送訊號數設為Q時，就重複次數設為K次，i為g0 、g1 、g2 、...、gk-1 (亦即，gj 、j為0到K-1之整數)而言，yb(i)為sb1。如此一來，以下條件之成立甚為重要。
[數565]於，F(α)≠F(β)成立。
(for α、β=gj (j為0到K-1之整數)且α≠β)
其中，F(i)係發送訊號數設為Q時之預編碼矩陣。
接著，利用第82圖來說明與第81圖不同之實施例。於第82圖，關於與第81圖同樣動作者係附上同一符號。於第82圖，與第81圖之相異點在於進行資料重排，以使得同一 資料從不同天線發送之點。
第82圖之基頻訊號8101_1相當於第53圖之基頻訊號5307_1，其為映射後之基頻訊號，且為串流s1之基頻訊號。同樣地，第81圖之基頻訊號8101_2相當於第53圖之基頻訊號5307_2，其為映射後之基頻訊號，且為串流s2之基頻訊號。
訊號處理部(複製部)8102_1係以基頻訊號8101_1、控制訊號8104作為輸入，根據控制訊號8104所含之重複次數之資訊來進行基頻訊號之複製。例如控制訊號8104所含之重複次數之資訊表示4次重複的情況下，基頻訊號8101_1對於成為s11、s12、s13、s14、...之訊號時，訊號處理部(複製部)8102_1係將各訊號複製4次而輸出。因此，訊號處理部(複製部)8102_1之輸出，亦即重複後之基頻訊號8103_1係對於時間軸，如s11、s11、s11、s11而輸出4個s11，其後如s12、s12、s12、s12而輸出4個s12，其後輸出s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、...。
訊號處理部(複製部)8102_2係以基頻訊號8101_2、控制訊號8104作為輸入，根據控制訊號8104所含之重複次數之資訊來進行基頻訊號之複製。例如控制訊號8104所含之重複次數之資訊表示4次重複的情況下，基頻訊號8101_2對於成為s21、s22、s23、s24、...之訊號時，訊號處理部(複製部)8102_2係將各訊號複製4次而輸出。因此，訊號處理部(複製部)8102_1之輸出，亦即重複後之基頻訊號8103_2係對於時間軸，如s21、s21、s21、s21而輸出4個s11，其後如s22、 s22、s22、s22而輸出4個s12，其後輸出s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、...。
重排部8201係以重複後之基頻訊號8103_1、重複後之基頻訊號8103_2、控制訊號8104作為輸入，根據控制訊號8104所含之重排方法之資訊進行資料之重排，並輸出重排後之基頻訊號8202_1及8202_2。例如重複後之基頻訊號8103_1係對於時間軸如s11、s11、s11、s11而以4個構成s11，同樣地，重複後之基頻訊號8103_2係對於時間軸如s21、s21、s21、s21而以4個構成s21。於第82圖，將s11作為式(475)之y1(i))、y2(i)之兩者而輸出，同樣地，將s21作為式(475)之y1(i))、y2(i)之兩者而輸出。因此，對於(s12、s13、...)亦施以與s11同樣之重排，又，對於(s22、s23、...)亦施以與s21同樣之重排。因此，重排後之基頻訊號8202_1成為s11、s21、s11、s21、s12、s22、s12、s22、s13、s23、s13、s23、...，此相當於式(475)之y1(i)。再者，s11、s21之順序(在此為s11、s21、s11、s21)不限於此，採取任何順序均可，同樣地，關於s12、s22或關於s13、s23，採取任何順序均可。然後，重排後之基頻訊號8202_1及8202_2成為s221、s11、s21、s11、s22、s12、s22、s12、s23、s13、s23、s13、...，此相當於式(475)之y2(i)。再者，s11、s21之順序(在此為s21、s11、s21、s11)不限於此，採取任何順序均可，同樣地，關於s12、s22或關於s13、s23，採取任何順序均可。
加權合成部(預編碼運算部)8105係以重排後之基頻訊號8202_1、8202_2、控制訊號8104作為輸入，施以根據控 制訊號8104所含之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之資訊之預編碼。總言之，對於重排後之基頻訊號8202_1及8202_2進行加權合成，輸出預編碼後之基頻訊號8106_1(在此表現為z1(i))、預編碼後之基頻訊號8106_2(在此表現為z2(i))(其中，i係表現(時間或頻率)順序)。
若重複後之基頻訊號8103_1、8103_2分別如前述設為y1(i)、y2(i)，預編碼矩陣設為F(i)，則式(475)之關係會成立。
其中，若為了規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而準備之N(N為2以上之整數)個預編碼矩陣，設為F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、...、F[N-1]，則於式(475)，預編碼矩陣F(i)係利用F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、...、F[N-1]之某一者。
於上述，將重複次數設為4次而說明，但不限於此。然後，與利用第81圖說明時相同，對於第82圖之構成時，若從數304至數307之條件成立，則可獲得高接收品質。
接收裝置之構成係如第7圖、第56圖所示，利用式(144)及式(475)之關係成立，於訊號處理部，進行以(s11、s12、s13、s14、...)之各者發送之位元之解調，又，進行以(s21、s22、s23、s24、...)之各者發送之位元之解調。再者，各位元作為對數概似比而算出，或作為硬判定值而獲得均可。又，例如s11進行K次重複，因此藉由利用此而可獲得可靠性高、以s1發送之位元之推定值。對於(s12、s13、...)及(s21、s22、s23、...)亦可同樣獲得可靠性高之位元之推定值。
於本實施形態，說明於進行重複時，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之方法。此時，存在有進行重複 而發送資料之時槽、與不進行重複而發送資料之時槽兩者時，不進行重複而發送資料之時槽之通訊方式，亦可採用包含規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法、預編碼矩陣固定之預編碼方法之任一傳送方式。總言之，對於已進行重複之時槽採用本實施形態之發送方法本身，係於接收裝置獲得高資料接收品質上甚為重要。
又，在與實施形態A1至實施形態A3所說明與DVB規格相關連之系統，P2符元、第1、第2發訊資料係較PLP更須確保接收品質，因此作為傳送P2符元、第1、第2發訊資料之方式，若適用本實施形態所說明、已適用重複之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，則控制資訊之接收裝置之接收品質會提升，因此在令系統穩定動作時甚為重要。
再者，於本實施形態，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例係如實施形態1至實施形態16所示。然而，關於規則地切換預編碼矩陣之方法，並不限於實施形態1至實施形態16所示之方法，若是事先準備複數個預編碼矩陣，從事先準備之複數個預編碼矩陣中，依各時槽來選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼，並且依各時槽切換規則地使用之預編碼矩陣之方式，則可同樣地實施本實施形態。
(實施形態A5)
於本實施形態，說明有關對於實施形態A1所說明的發送方法進行共通放大，藉此發送調變訊號之方法。
第83圖係發送裝置之構成之一例，關於與第7圖同樣動作者係附上同一符號。
第83圖之調變訊號生成部#1至#M(5201_1至5201_M)係用以從輸入訊號(輸入資料)，生成第63圖或第72圖之P1符元用處理後之訊號6323_1及6323_2，並輸出調變訊號z1(5201_1至5202_M)及調變訊號z2(5203_1至5203_M)。
第83圖之無線處理部8301_1係以調變訊號z1(5201_1至5202_M)作為輸入，進行頻率轉換等訊號處理，進行放大，輸出調變訊號8302_1，調變訊號8302_1係從天線8303_1作為電波輸出。
同樣地，無線處理部8301_2係以調變訊號z2(5203_1至5203_M)作為輸入，進行頻率轉換等訊號處理，進行放大，輸出調變訊號8302_2，調變訊號8302_2係從天線8303_2作為電波輸出。
如以上，對於實施形態A1之發送方法，採取將不同頻帶之調變訊號一次予以頻率轉換、放大之發送方法亦可。
(實施形態B1)
以下說明上述各實施形態所示之發送方法及接收方法之應用例及利用其之系統之構成例。
第84圖係表示包含執行上述實施形態所示之發送方法及接收方法之裝置之系統之構成例之圖。上述各實施形態所示之發送方法及接收方法係於數位播送用系統8400實施，而前述數位播送用系統8400包含：第84圖所示之播送台、電視(television)8411、DVD錄放影機8412、STB(Set Top Box：機上盒)8413、電腦8420、車用電視8441及行動電話8430等各種接收機。具體而言，播送台8401係利用上述各 實施形態所示之發送方法，將影像資料或聲音資料等已受到多工之多工資料發送至預定傳送帶區。
從播送台8401發送之訊號係由內建於各接收機、或與設置於外部之該當接收機之天線(例如天線8560、8440)接收。各接收機係利用上述各實施形態所示之接收方法，解調天線所接收的訊號，取得多工資料。藉此，數位播送用系統8400可獲得上述各實施形態所說明的本申請發明之效果。
在此，多工資料所含之影像資料係利用例如依循MPEG(Moving Picture Experts Group：動畫專家群組)2、MPEG4-AVC(Advanced Video Coding：進階視訊編碼)、VC-1等規格之動畫編碼方法而編碼。又，多工資料所含之聲音資料係以例如杜比AC(Audio Coding：音訊編碼)-3、Dolby Digital Plus、MLP(Meridian Lossless Packing：無失真壓縮)、DTS(Digital Theater Systems：數位劇院系統)、DTS-HD、線性PCM(Pluse Coding Modulation：脈衝編碼調變)等聲音編碼方法而編碼。
第85圖係表示實施上述實施形態所說明的接收方法之接收機8500之構成之一例。如第85圖所示，作為接收機8500之一構成之一例，可考慮以1個LSI(或晶片組)構成模型部分，以另1個LSI(或晶片組)構成編解碼器部分。第85圖所示之接收機8500係相當於第84圖所示之電視(television)8411、DVD錄放影機8412、STB(Set Top Box：機上盒)8413、電腦8420、車用電視8441及行動電話8430等所具備的構 成。接收機8500具備：調階器8501，係將天線8560所接收的高頻訊號轉換成基頻訊號者；解調部8502，係解調經頻率轉換之基頻訊號，取得多工資料者。上述各實施形態所示之接收方法係於解調部8502實施，藉此可獲得上述各實施形態所說明的本申請發明之效果。
又，接收機8500具有：串流輸出入部8520，係從解調部8502所獲得的多工資料，分離出影像資料與聲音資料者；訊號處理部8504，係利用對應於經分離之影像資料之動態圖像解碼方法，將影像資料解碼為影像訊號，利用對應於經分離之聲音資料之聲音解碼方法，將聲音資料解碼為聲音訊號者；揚聲器等聲音輸出部8506，係輸出經解碼之聲音訊號者；顯示器等影像顯示部8507，係顯示經解碼之影像訊號者。
例如使用者係利用遙控器(遠程遙控器)8550，對操作輸入部8510發送所選台的頻道(所選台的(電視)節目、所選台的聲音播送)之資訊。如此一來，接收機8500係於天線8560接收之接收訊號，進行將相當於所選台頻道之訊號予以解碼、錯誤更正解碼等處理，獲得接收資料。此時，接收機8500係藉由獲得包含相當於所選台頻道之訊號所含之傳送方法(上述實施形態所述之傳送方法、調變方式、錯誤更正方式等)(關於此係於實施形態A1~實施形態A4敘述，又，如第5圖、第41圖所記載)之資訊之控制符元之資訊，可正確設定接收動作、解調方法、錯誤更正解碼等方法，可獲得包含於播送台(基地台)所發送的資料符元之資料。於上 述，使用者係藉由遙控器8550來說明頻道選台之例，但利用接收機8500所搭載的選台鍵來將頻道選台，其動作亦與上述相同。
藉由上述構成，使用者可視聽接收機8500藉由上述各實施形態所示之接收方法所接收的節目。
又，本實施形態之接收機8500具備記錄部(驅動機)8508，係於磁性碟片、光碟片、非揮發性之半導體記憶體等記錄媒體，記錄加工由解調部8502所解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料(視情況，對於由解調部8502解調所獲得資料，有時不進行錯誤更正解碼。又，接收機8500係於錯誤更正解碼後，有時被施以其他訊號處理。於下文，關於進行同樣表現的部分，此點亦同。)所含之資料，或相當於該資料之資料(例如藉由壓縮資料所獲得的資料)、或動畫、聲音所獲得的資料。在此，光碟片係指例如DVD(Digital Versatile Disc：數位多功能碟片)或BD(Blu-ray Disc：藍光碟片)等利用雷射光，進行資訊之記憶與讀出之記錄媒體。磁性碟片係例如FD(Floppy Disk：軟性碟片)(註冊商標)或硬碟(Hard Disk)等利用磁束來將磁體磁化，藉此記錄資訊之記錄媒體。非揮發性之半導體記憶體係例如快閃記憶體或強介電體記憶體(Ferroelectric Random Access Memory)等藉由半導體元件所構成的記錄媒體，可舉出例如使用快閃記憶體之SD卡或Flash SSD(Solid State Drive：固態硬碟)等。再者，在此所舉出的記錄媒體種類僅為其一例，當然亦可利用上述記錄媒體以外之記錄媒體來進行記 錄。
藉由上述構成，使用者可記錄並保存接收機8500藉由上述各實施形態所示之接收方法而接收之節目，於節目播送時間以後的任意時間，讀出並視聽所記錄的資料。
再者，於上述說明中，接收機8500係以記錄部8508，記錄由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但擷取多工資料所含之資料中之一部分資料而記錄亦可。例如於由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，包含影像資料或聲音資料以外之資料播送服務之內容等時，記錄部8508係僅記錄由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料及聲音資料中之某一方經多工之新的多工資料。然後，記錄部8508亦可記錄上面所述之多工資料所含之資料播送服務之內容。
進而言之，於電視、記錄裝置(例如DVD錄放影機、藍光錄放影機、HDD錄放影機、SD卡等)、行動電話，搭載有本發明所說明的接收機8500時，於由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，包含用以修正令電視或記錄裝置動作而使用之軟體之缺陷(程式錯誤)之資料、用以修正防止資料或個人資訊或記錄資料外流之軟體之缺陷(程式錯誤)之資料的情況下，藉由安裝該等資料來修正電視或記錄裝置之軟體缺陷亦可。然後，於資料包含用以修正接收機8500之軟體缺陷(程式錯誤)之資料時，亦可藉由該資料來修正接收機8500之缺陷。藉此，可令搭載接收 機8500之電視、記錄裝置、行動電話更穩定地動作。
在此，從由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之複數種資料，擷取一部分資料並予以多工之處理，係於例如串流輸出入部8503進行。具體而言，串流輸出入部8503係依據來自未圖示之CPU等控制部之指示，將解調部8502所解調的多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料，從分離後之資料，僅擷取指定資料並予以多工，生成新的多工資料。再者，關於從分離後之資料擷取何種資料，則由例如使用者來決定，或依記錄媒體之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機8500可僅擷取視聽所記錄節目時所需之資料而記錄，因此可刪減記錄資料之資料尺寸。
又，於上述說明中，記錄部8508係記錄由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但亦可將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料，轉換成採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料，以使得資料尺寸或位元率低於該影像資料，並記錄轉換後之影像資料經多工之新的多工資料。此時，施行於原本之影像資料之動態圖像編碼方法與施行於轉換後之影像資料之動態圖像編碼方法，係依循互異規格，或依循相同規格，僅有編碼時所使用的參數不同均可。同樣地，記錄部8508亦可將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之聲音資料，轉換成採用與該聲音資 料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的聲音資料，以使得資料尺寸或位元率低於該聲音資料，並記錄轉換後之聲音資料經多工之新的多工資料。
在此，將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料或聲音資料，轉換為資料尺寸或位元率不同之影像資料或聲音資料之處理，係以串流輸出入部8503及訊號處理部8504進行。具體而言，串流輸出入部8503係依據來自CPU等控制部之指示，將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料。訊號處理部8504係依據來自控制部之指示進行如下處理：將分離後之影像資料，轉換為採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料之處理；及將分離後之聲音資料，轉換為採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的影像資料之處理。串流輸出入部8503係依據來自控制部之指示，將轉換後之影像資料與轉換後之聲音資料予以多工，生成新的多工資料。再者，訊號處理部8504係因應來自控制部之指示，僅對於影像資料及聲音資料中之某一方，進行轉換處理，或對於雙方進行轉換處理均可。又，轉換後之影像資料及聲音資料之資料尺寸或位元率係由使用者決定，或依記錄媒體之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機8500可配合可記錄於記錄媒體之資料尺寸或記錄部8508進行資料之記錄或讀出之速度， 變更影像資料或聲音資料之資料尺寸或位元率而記錄。藉此，即便在可記錄於記錄媒體之資料尺寸，小於由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料之資料尺寸小時，或記錄部進行資料之記錄或讀出之速度，低於由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料之位元率時，記錄部仍可記錄節目，因此使用者可於節目播送時間以後的任意時間，讀出並視聽所記錄的資料。
又，接收機8500具備串流輸出IF(Interface：介面)8509，係對於由解調部8502所解調的多工資料，經由通訊媒體8530而發送者。作為串流輸出IF8509之一例，可舉出經由無線媒體(相當於通訊媒體8530)而對外部機器，發送依循Wi-Fi(註冊商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等無線通訊規格之無線通訊方法而調變之多工資料之無線通訊裝置。又，串流輸出IF8509亦可為經由連接於該串流輸出IF8509之有線傳送路(相當於通訊媒體8530)而對外部機器，發送利用依循網際網路(註冊商標)或USB(Universal Serial Bus：通用序列匯流排)、PLC(Power Line Communication：電力線通訊)、HDMI(High-Definition Multimedia Interface：高解析多媒體介面)等有線通訊規格之通訊方法而調變之多工資料之無線通訊裝置。
藉由上述構成，使用者可於外部機器，利用接收機8500藉由上述各實施形態所示之接收方法接收之多工資料。在此所謂多工資料之利用包含：使用者利用外部機器即時視 聽多工資料、或以外部機器所具備的記錄部來記錄多工資料、從外部機器進一步對於別的外部機器發送多工資料等。
再者，於上述說明，接收機8500係由串流輸出IF8509，輸出由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但擷取多工資料所含資料中之一部分資料而輸出亦可。例如於由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，包含包含影像資料或聲音資料以外之資料播送服務之內容等時，串流輸出IF8509係從解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，擷取所含之影像資料及聲音資料，輸出經多工之新的多工資料。又，串流輸出IF8509亦可輸出由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料及聲音資料中之僅某一方經多工之新的多工資料。
在此，從由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之複數種資料，擷取一部分資料並予以多工之處理，係於例如串流輸出入部8503進行。具體而言，串流輸出入部8503係依據來自未圖示之CPU(Central Processing Unit：中央處理單元)等控制部之指示，將解調部8502所解調的多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料，從分離後之資料，僅擷取指定資料並予以多工，生成新的多工資料。再者，關於從分離後之資料擷取何種資料，則由例如使用者來決定，或依串流輸出IF8509之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機8500可僅擷取外部機器所需之 資料而輸出，因此可刪減由於輸出多工資料所消耗的通訊帶區。
又，於上述說明中，串流輸出IF8509係記錄由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但亦可將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料，轉換成採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料，以使得資料尺寸或位元率低於該影像資料，並輸出轉換後之影像資料經多工之新的多工資料。此時，施行於原本之影像資料之動態圖像編碼方法與施行於轉換後之影像資料之動態圖像編碼方法，係依循互異規格，或依循相同規格，僅有編碼時所使用的參數不同均可。同樣地，串流輸出IF8509亦可將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之聲音資料，轉換成採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的聲音資料，以使得資料尺寸或位元率低於該聲音資料，並輸出轉換後之聲音資料經多工之新的多工資料。
在此，將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料或聲音資料，轉換為資料尺寸或位元率不同之影像資料或聲音資料之處理，係以串流輸出入部8503及訊號處理部8504進行。具體而言，串流輸出入部8503係依據來自控制部之指示，將由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料。 訊號處理部8504係依據來自控制部之指示進行如下處理：將分離後之影像資料，轉換為採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料之處理；及將分離後之聲音資料，轉換為採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的影像資料之處理。串流輸出入部8503係依據來自控制部之指示，將轉換後之影像資料與轉換後之聲音資料予以多工，生成新的多工資料。再者，訊號處理部8504係因應來自控制部之指示，僅對於影像資料及聲音資料中之某一方，進行轉換處理，或對於雙方進行轉換處理均可。又，轉換後之影像資料及聲音資料之資料尺寸或位元率係由使用者決定，或依串流輸出IF8509之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機8500可配合與外部機器之間之通訊速度，變更影像資料或聲音資料之位元率而記錄。藉此，即便在與外部機器之間之通訊速度，低於由解調部8502解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料之位元率時，仍可從串流輸出對外部機器輸出多工資料，因此使用者可於其他通訊裝置利用新的多工資料。
又，接收機8500具備AV(Audio and Visual：音訊視覺)輸出IF(Interface：介面)8511，係將對於外部機器由訊號處理部8504所解調的影像訊號及聲音訊號，對於外部之通訊媒體輸出者。作為AV輸出IF8511之一例，可舉出經由無線媒體而對外部機器，發送依循Wi-Fi(註冊商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n 等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等無線通訊規格之無線通訊方法而調變之影像訊號及聲音訊號之無線通訊裝置。又，串流輸出IF8509亦可為經由連接於該串流輸出IF8509之有線傳送路而對外部機器，發送利用依循網際網路或USB、PLC、HDMI等有線通訊規格之通訊方法而調變之影像訊號及聲音訊號之無線通訊裝置。又，串流輸出IF8509亦可為連接將影像訊號及聲音訊號維持類比訊號原樣輸出之纜線之端子。
藉由上述構成，使用者可於外部機器，利用訊號處理部8504所解碼的影像訊號及聲音訊號。
進而言之，接收機8500具備操作輸入部8510，係受理使用者操作之輸入者。接收機8500係根據因應使用者之操作而輸入於操作輸入部8510之控制訊號，進行電源開啟/關閉之切換、或接收頻道之切換、字幕顯示有無或顯示語言之切換、從聲音輸出部8506輸出之音量之變更等各種動作之切換，或進行可接收頻道之設定等設定變更。
又，接收機8500亦可具備顯示表示該接收機8500在接收中之訊號的接收品質之天線位準之功能。在此，天線位準係表示接收品質之指標，其係表示訊號位準、訊號優劣之訊號；前述接收品質係根據例如接收機8500所接收的訊號之RSSI(Received Signal Strength Indication(接收訊號強度指標)、Received Signal Strength Indicator(接收訊號強度指標器))、接收電場強度、C/N(Carrier-to-noise power ratio：載波對雜訊功率比)、BER(Bit Error Rate：位元錯誤 率)、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊(Channel State Information)等而算出之接收品質。該情況下，解調部8502具備接收品質測定部，係測定所接收的訊號之RSSI、接收電場強度、C/N、BER、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊等者；接收機8500係因應使用者之操作，以使用者可識別之形式，於影像顯示部8507顯示天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)。天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)之顯示形式係顯示因應RSSI、接收電場強度、C/N、BER、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊等之數值，或因應RSSI、接收電場強度、C/N、BER、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊等而顯示不同圖像均可。又，接收機8500係顯示利用上述各實施形態所示之接收方法而接收並分離之複數個串流s1、s2、...逐一求出之複數個天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)亦可。又，利用階層傳送方式發送構成節目之影像資料或聲音資料時，亦可依各階層來表示訊號位準(表示訊號良莠之訊號)。
藉由上述構成，使用者可就數值或視覺性地掌握利用上述各實施形態所示之接收方法接收時之天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)。
再者，於上述說明，接收機8500係舉例說明具備聲音輸出部8506、影像顯示部8507、記錄部8508、串流輸出IF8509及AV輸出IF8511的情況，但未必須具備該等全部構成。若接收機8500具備上述構成中之至少某一者，則使用者即可利用以解調部8502解調，進行錯誤更正編碼而獲得 之多工資料，因此各接收機配合其用途，任意組合上述構成而備有既可。
(多工資料)
接著，詳細說明有關多工資料之構造之一例。用於播送之資料構造一般為MPEG2-傳輸串流(TS)，在此舉例說明MPEG2-TS。然而，以上述各實施形態所示之發送方法及接收方法傳送之多工資料不限於MPEG2-TS，其他任何構成當然均可獲得上述各實施形態所說明的效果。
第86圖係表示多工資料之構成之一例。如第86圖所示，多工資料係將構成各服務現在提供之節目(programme或其一部分即事件)之要素，例如視訊串流、音訊串流、簡報圖形串流(PG)、互動圖形串流(IG)等之基本串流中之1個以上，予以多工而獲得。由多工資料所提供的節目為電影時，分別而言，視訊串流表示電影之主影像及副影像，音訊串流表示電影之主聲音部及與該主聲音混音之副聲音，簡報串流表示電影字幕。在此，主影像係表示顯示於畫面之一般影像，副影像係表示於主影像中以小畫面顯示之影像(例如表示電影提要之文件資料之影像等)。又，簡報圖形串流係表示於畫面上，藉由配置GUI元件而製作之對話畫面。
多工資料所含之各串流係藉由分派給各串流之識別符即PID來識別。分別而言，例如對利用於電影影像之視訊串流分派0×1011，對音訊串流分派0×1100至1×111F，對簡報圖形串流分派0×1400至0×141F，對利用於電影副影像之視 訊串流分派0×1B00至0×1B1F，對利用於主聲音及混音之副聲音之音訊串流分派0×1A00至0×1A1F。
第87圖係模式性地表示多工資料如何受到多工之一例之圖。首先，由複數個視訊訊框所組成的視訊串流8701、由複數個音訊訊框所組成的音訊串流8704，分別轉換為PES封包串8702及8705，並轉換為TS封包8703及8706。同樣地，簡報圖形串流8711及互動圖形8714之資料，分別轉換為PES封包串8712及8715，進而轉換為TS封包8713及8716。多工資料8717係藉由將該等(TS封包8703、8706、8713、8716)予以多工為1個串流而構成。
第88圖係進一步詳細表示視訊串流如何儲存於PES封包。第88圖之第1層係表示視訊串流之視訊串流之視訊訊框串。第2層係表示PES封包串。如第88圖之箭頭yy1、yy2、yy3、yy4所示，視訊串流之複數個視訊簡報單元，即I圖片、B圖片、P圖片係就各圖片而分割，並儲存於PES封包之承載區。各PES封包具有PES標頭，於PES標頭儲存有圖片之顯示時刻即PTS(Presentation Time-Stamp：簡報時戳)或圖片之解碼時刻即DTS(Decoding Time-Stamp：解碼時戳)。
第89圖係表示於多工資料最後寫入之TS封包之形式。TS封包係188位元組固定長之封包，由儲存識別串流之PID等資訊之4位元組之TS標頭及資料之184位元組之TS承載區所構成；上述PES封包受到分割並儲存於TS承載區。BD-ROM的情況下，對TS封包賦予4位元組之TP_Extra_Header(TP額外標頭)，構成192位元組之來源封包 而寫入於多工資料。於TP額外標頭記載有ATS(Arrival_Time_Stamp：到達時戳)等資訊。ATS係表示該TS封包之解碼器對PID濾波器之傳輸開始時刻。於多工資料，如第89圖下層所示排有來源封包，從多工資料開頭遞增之號碼稱為SPN(來源封包號碼)。
又，於多工資料所含之TS封包除了視訊串流、音訊串流、簡報圖形串流等各串流以外，還包括PAT(Program Association Table：節目關連表)、PMT(Program Map Table：節目對應表)、PCR(Program Clock Reference：節目時鐘參考)等。PAT係表示多工資料中所利用的PMT之PID為何，PAT本身之PID登錄為0。PMT具有多工資料中所含之影像‧聲音‧字幕等各串流之PID、及對應於各PID之串流之屬性資訊(訊框率、縱橫比等)，且具有關於多工資料之各種描述符。於描述符包括指示許可‧不許可多工資料之複製之複製控制資訊等。PCR係為了取得ATS之時間軸即ATC(Arrival Time Clock：到達時間時鐘)與PTS‧DTS之時間軸即STC(System Time Clock：系統時間時鐘)之同步，具有與其PCR封包傳輸至解碼器之ATS相對應之STC時間之資訊。
第90圖係詳細說明PMT之資料構造之圖。於PMT之開頭，配置記有該PMT所含之資料長度等PMT標頭。於其後配置複數個關於多工資料之描述符。上述複製控制資訊等係記載作描述符。於描述符之後，配置複數個關於多工資料所含之各串流之串流資訊。串流資訊係由記載有為了識 別串流之壓縮代碼等之串流類型、串流之PID、串流之屬性資訊(訊框率、縱橫比等)之串流描述符所構成。串流描述符僅以存在於多工資料之串流數而存在。
記錄於記錄媒體等時，上述多工資料係與多工資料資訊檔一同記錄。
第91圖係表示該多工資料資訊檔之構成之圖。多工資料資訊檔係如第91圖所示為多工資料之管理資訊，與多工資料1對1地對應，由多工資料資訊、串流屬性資訊及分錄圖所構成。
如第91圖所示，多工資料資訊係由系統率、再生開始時刻、再生結束時刻所構成。系統率係表示多工資料對後述之系統目標解碼器之PID濾波器之最大傳輸率。多工資料中所含之ATS之間隔設定為系統率以下。再生開始時刻為多工資料開頭之視訊訊框之PTS，設定再生結束時刻為多工資料尾端之視訊訊框之PTS，加上1訊框份之再生間隔。
第92圖係表示多工資料檔資訊所含之串流屬性資訊之構成之圖。如第92圖所示，串流屬性資訊係就各PID，登錄關於多工資料所含之各串流之屬性資訊。屬性資訊係依各視訊串流、音訊串流、簡報圖形串流、互動圖形串流而具有不同資訊。視訊串流屬性資訊具有該視訊串流以何種壓縮代碼壓縮、構成視訊串流之各個圖片資料之解像度多高、縱橫比多少、訊框比多少等資訊。音訊串流屬性資訊具有該音訊串流以何種壓縮代碼壓縮、該音訊串流所含之通道數、對應何種語言、取樣頻率多少等資訊。該等資訊 係利用於播放器再生前之解碼器之初始化等。
於本實施形態，利用上述多工資料中包含於PMT之串流類型。又，於記錄媒體記錄有多工資料時，利用多工資料資訊所含之視訊串流屬性資訊。具體而言，於上述各實施形態所示之動態圖像編碼方法或裝置，設置對於PMT所含之串流類型、或視訊串流屬性資訊，設定表示藉由上述各實施形態所示之動態圖像編碼方法或裝置所生成的影像資料之固有資訊之步驟或機構。藉由該構成，可識別藉由上述各實施形態所示之動態圖像編碼方法或裝置所生成的影像資料、與依循其他規格之影像資料。
第93圖係表示包含接收裝置9304之影像聲音輸出裝置9300之構成之一例；前述接收裝置9304係接收從播送台(基地台)發送之影像及聲音之資料、或包含資料播送用之資料之調變訊號。再者，接收裝置9304之構成相當於第85圖之接收裝置8500。於影像聲音輸出裝置9300搭載有例如OS(Operating System：作業系統)，又，搭載有用以連接於網際網路之通訊裝置9306(例如無線LAN(Local Area Network：區域網路)或Ethernet用之通訊裝置)。藉此，於顯示影像部分9301，可同時顯示影像及聲音之資料、或資料播送用之資料之影像9302、及網際網路上提供之超文件(World Wide Web(全球資訊網：WWW))9303。然後，藉由操作遙控器(行動電話或鍵盤亦可)9307，選擇資料播送用之資料之影像9302、網際網路上提供之超文件9303之某一者而變更動作。例如選擇網際網路上提供之超文件9303時， 藉由操作遙控器，變更所顯示的WWW之網站。又，選擇影像及聲音之資料、或資料播送用之資料之影像9302時，藉由遙控器9307發送所選台的頻道(所選台的(電視)節目、所選台的聲音播送)之資訊。如此一來，IF9305取得由遙控器發送之資訊，接收裝置9304係將與所選台的頻道相當之訊號進行解調、錯誤更正編碼等處理，獲得接收資料。此時，接收裝置9304係藉由獲得包含與所選台頻道相當之訊號所含的傳送方法(關於此係於實施形態A1~實施形態A4敘述，又如第5圖、第41圖所記載)之資訊之控制符元之資訊，正確設定接收動作、解調方法、錯誤更正解碼等方法，可獲得由播送台(基地台)發送之資料符元所含之資料。於上述，說明使用者藉由遙控器9307，進行頻道選台之例，但利用影像聲音輸出裝置9300所搭載的選台鍵進行頻道選台，亦與上述為相同動作。
又，利用網際網路操作影像聲音輸出裝置9300亦可。例如從其他連接網際網路之終端裝置，對於影像聲音輸出裝置9300進行錄影(記憶)之預約。(因此，影像聲音輸出裝置9300係如第85圖具有記錄部8508。)然後，於錄影開始前進行頻道選台，接收裝置9304係將所選台的頻道相當之訊號進行解調、錯誤更正編碼等處理，獲得接收資料。此時，接收裝置9304係藉由獲得包含與所選台頻道相當之訊號所含的傳送方法(上述實施形態所述之傳送方式、調變方式、錯誤更正方式等)(關於此係於實施形態A1~實施形態A4敘述，又如第5圖、第41圖所記載)之資訊之控制符元之資訊， 正確設定接收動作、解調方法、錯誤更正解碼等方法，可獲得由播送台(基地台)發送之資料符元所含之資料。
(實施形態C1)
於本實施形態，雖然於實施形態2中針對規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式說明，而此時則說明(例1)、(例2)來作為考慮到接收惡劣點之預編碼矩陣之設定方法。於本實施形態，說明有關將實施形態2之(例1)、(例2)予以一般化的情況。
就週期N之規則地切換預編碼矩陣方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態處理么正矩陣，以下式表現式(#1)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下 之整數)。(α>0)(若考慮簡化發送裝置、接收裝置之映射，則設為λ=0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度即可，且設為該等3個值之某一固定值即可。)於實施形態2，尤其設定α=1來處理，式(#2)表現如下。
如實施形態2所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，於式(#1)或式(#2)中賦予<條件#101>或<條件#102>。
尤其將θ11 (i)設為不受i影響之固定值時，可賦予<條件#103>或<條件#104>。
[數571]<條件#103>
同樣地，尤其將θ21 (i)設為不受i影響之固定值時，可賦予<條件#105>或<條件#106>。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，舉出利用上面所述之利用么正矩陣之預編碼矩陣之例。以下式表現根據式(#2)之為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為π弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，就規則地切換預編碼矩陣之方法，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為π弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為π弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將 θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為π弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
若思考實施形態2之例，則作為其他例而以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為0弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，就規則地切換預編碼矩陣之方法，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於 式(#3)，λ設為π弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為0弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為π弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
與實施形態9所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法比較時，本實施形態之預編碼方法係即便週期為實施形態9之週期的大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模的效果。為了更提高上述效果，例如製成如第4圖在構成上具有1個編碼器來分配編碼資料之發送裝置，或支援其之接收裝置即可。
再者，作為上述例之α之一適宜例雖包括如實施形態18之方法，但未必須限定於此。
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編 碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態C2)
說明有關融合實施形態C1與實施形態9，且與實施形態C1不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，總言之，說明有關在實施形態9中，利用週期設為奇數的情況來實現實施形態C1之方法。
就週期N之規則地切換預編碼矩陣之方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態處理么正矩陣，以下式表現式(#1)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)(若考慮簡化發送裝置、接收裝置之映射，則設為λ=0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度即可，且設為該等3個值之某一固定值即可。)尤其設定α=1來處理，式(#19)表現如下。
本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣係以上述形式表現，而其特徵在於本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之週期N為奇數，亦即表現為N=2n+1。然後，為了實現週期N=2n+1而準備之不同之預編碼矩陣(再者，關於不同之預編碼矩陣係待後續說明)為n+1個。然後，n+1個不同之預編碼中，n個預編碼矩陣係於1週期內分別利用2次，1個預編碼矩陣係利用1次，藉此實現週期N=2n+1。以下詳細說明有關此時之預編碼矩陣。
為了實現週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所必需的n+1個不同之預編碼矩陣設為F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n](i=0、1、2、…、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))。此時，如以下表現根據式(#19)之n+1個不同之預編碼矩陣F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#21)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。為了更提高上述效果，例如製成如第4圖在構成上具有1個編碼器來分配編碼資料之發送裝置，或支援其之接收裝置即可。
然後，尤其設定λ=0弧度、θ11 =0弧度時，上式表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#22)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
然後，尤其設定λ=π弧度、θ11 =0弧度時，上式表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#23)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切 換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
又，如式(#19)及式(#20)之關係，若α=1，則式(#21)係表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#24)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
同樣地，於式(#22)，若α=1則表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n。於式(#25)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
同樣地，於式(#23)，若α=1則表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#26)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1] 利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
再者，作為上述例之α之一適宜例雖包括如實施形態18之方法，但未必須限定於此。
於本實施形態，將週期N=2n+1之預編碼跳躍方法(週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)用之預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]係由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]所構成)，在單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]之順序，但未必須限定於此，預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N=2n+1之預編碼跳躍方法，但隨機利用W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N=2n+1之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之n+1個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
(實施形態C3)
於本實施形態，詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時之尤其是利用實施形態16至實施形態26、實施形態C1所述之規則地切換預編碼矩陣之方法。在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第97圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第97圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的 符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第97圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了規則地切換預編碼矩陣之方法所準備的預編碼矩陣數設為5。總言之，為了第4圖之發送裝置之加權合成部而準備5個不同之預編碼矩陣(加權合成部係於各時槽，從複數個預編碼矩陣選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼)。該等5個不同之預編碼矩陣表現為F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、F[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用預編碼矩 陣F[0]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為100時槽。
如以上，於規則地切換預編碼矩陣之方法，不同之預編碼矩陣設為N個(N個不同之預編碼矩陣表現為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1])時，發送所有構成1個編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣F[0]之時槽數設為K0 ，使用預編碼矩陣F[1]之時槽數設為K1 ，使用預編碼矩陣F[i]之時槽數設為Ki (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1 以下之整數))，使用預編碼矩陣F[N-1]之時槽數設為KN-1 時，如下即可：<條件#107>K0 =K1 =…=Ki =…=KN-1 ，亦即Ka =Kb (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#107>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#107>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#107>即可。
<條件#108>Ka 與Kb 之差為0或1，亦即|Ka -Kb |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
第98圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第98圖係表示例如第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第98圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成22區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了規則地切換預編碼矩陣之方法所準備的預編碼矩陣數設為5。總言之，為了第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置之加權合成部而準備5個不同之預編碼矩陣(加權合成部係於各時槽，從複數個預編碼矩陣選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼)。該等5個不同之預編碼矩陣表現為F[0]、F[1]、F[2]、F[3]、F[4]。
調變方式為QPSK時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用預編 碼矩陣F[0]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為600次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣F[0]之時槽為600次，使用預編碼矩陣F[1]之時槽為600次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽為600次，使用預編碼矩陣F[3]之時槽為600次，使用預編碼矩陣F[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為300次。 又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣F[0]之時槽為300次，使用預編碼矩陣F[1]之時槽為300次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽為300次，使用預編碼矩陣F[3]之時槽為300次，使用預編碼矩陣F[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣F[0]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣F[1]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣F[3]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣F[4]之時槽須為200次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣F[0]之時槽為200次，使用預編碼矩陣F[1]之時槽為200次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽為200次，使用預編碼矩陣F[3]之時槽為200次，使用預編碼矩陣F[4]之時槽為200次即可。
如以上，於規則地切換預編碼矩陣之方法，不同之預編碼矩陣設為N個(N個不同之預編碼矩陣表現為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1])時，發送所有構成2個編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣F[0]之時槽數設為K0 ，使用預編碼矩陣F[1]之時槽數設為K1 ，使用預編碼矩陣F[i]之時槽數設為Ki (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1 以下之整數))，使用預編碼矩陣F[N-1]之時槽數設為KN-1 時，如下即可：<條件#109>K0 =K1 =…=Ki =…=KN-1 ，亦即Ka =Kb (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣F[0]之次數設為K0,1 ，使用預編碼矩陣F[1]之次數設為K1,1 ，使用預編碼矩陣F[i]之次數設為Ki,1 (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用預編碼矩陣F[N-1]之次數設為KN-1,1 時，則如下：<條件#110>K0,1 =K1,1 =…=Ki,1 =…=KN-1,1 ，亦即Ka,1 =Kb,1 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣F[0]之次數設為K0,2 ，使用預編碼矩陣F[1]之次數設為K1,2 ，使用預編碼矩陣F[i]之次數設為Ki,2 (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用預編碼矩陣F[N-1]之次數設為KN-1,2 時，則如下即可：<條件#111>K0,2 =K1,2 =…=Ki,2 =…=KN-1,2 ，亦即Ka,2 =Kb,2 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#109>、<條件#110>、<條件#111>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#109>、<條件#110>、<條件#111>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#109>、<條件#110>、<條件#111>即可。
<條件#112>Ka 與Kb 之差為0或1，亦即|Ka -Kb |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
<條件#113>Ka,1 與Kb,11 之差為0或1，亦即|Ka,1 -Kb,1 |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
<條件#114>Ka,2 與Kb,2 之差為0或1，亦即|Ka,2 -Kb,2 |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
如以上，藉由進行編碼後之區塊與預編碼矩陣之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之預編碼矩陣，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於本實施形態，在規則地切換預編碼矩陣之方法中，週期N之預編碼跳躍方法需要N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，但亦有於頻率軸方向，排列為 F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序的方法，未必限於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，可與實施形態1同樣藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果，總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，如實施形態15所說明，有別於本實施形態所述之階層式傳送方法，另外存在空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地切換預編碼矩陣之方法之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。此時，於空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流、規則地切換預編碼矩陣之方法之模式中，在選擇規則地切換預編碼矩陣之方法之方法之(子)載波群實施本實施形態即可。
(實施形態C4)
於本實施形態，詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時之尤其是利用實施形態16至實施形態26、實施形態C1所述之規則地切換預編碼矩陣之方法。在此，作 為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第97圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第97圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第97圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為 64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，於實施形態C2，為了實現週期5之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之5個預編碼矩陣表現為W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(發送裝置之加權合成部係於各時槽，從複數個預編碼矩陣選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼。)
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼 後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為100時槽。
如以上，於實施形態C2之規則地切換預編碼矩陣之方式中，設為用以實現週期N=2n+1之預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]係由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]所構成(參考實施形態C2))時，使用預編碼矩陣W[0]之時槽數設為K0 ，使用預編碼矩陣W[1]之時槽數設為K1 ，使用預編碼矩陣W[i]之時槽數設為Ki (i=0、1、2、…、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用預編碼矩陣W[2n]之時槽數設為K2n 時，如下即可：<條件#115>K0 =K1 =…=Ki =…=K2n ，亦即Ka =Kb (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)
於實施形態C2之規則地切換預編碼矩陣之方式中，在用以實現週期N=2n+1之不同之預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]，於發送構成1個編碼後區塊之所有位元時，當使用預編碼矩陣F[0]之時槽數設為G0 ，使用預編碼矩陣F[1]之時槽數設為G1 ，使用預編碼矩陣F[i]之時槽數設為Gi (i=0、1、2、…、n-1、n)時，<條件#115>可表現如以下。
<條件#116>2×G0 =G1 =…=Gi =…=Gn ，亦即2×G0 =Ga (fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#115>(<條件#116>)成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#115>(<條件#116>)之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#115>即可。
<條件#117>Ka 與Kb 之差為0或1，亦即|Ka -Kb |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)
若將<條件#117>採別的表現則為以下條件。
<條件#118>Ga 與Gb 之差為0、1或2，亦即|Ga -Gb |為0、1或2(fora、b，其中，a、b=1、2、…、n-1、n(a、b為1至n之整數)，a≠b)及2×G0 與Ga 之差為0、1或2，亦即|2×G0 -Ga |為0、1或2(fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))
第98圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必 需的符元數、時槽數之變化之圖。第98圖係表示例如第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第98圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成22區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，於實施形態C2，為了實現週期5之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之5個預編碼矩陣表現為W[0]、 W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(發送裝置之加權合成部係於各時槽，從複數個預編碼矩陣選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼。)
調變方式為QPSK時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣F[2]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為600次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為300時槽，使用 預編碼矩陣W[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為300次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為200次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽為200次即可。
如以上，於實施形態C2之規則地切換預編碼矩陣之方 式中，設為用以實現週期N=2n+1之預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]係由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]所構成(參考實施形態C2))時，使用預編碼矩陣W[0]之時槽數設為K0 ，使用預編碼矩陣W[1]之時槽數設為K1 ，使用預編碼矩陣W[i]之時槽數設為Ki (i=0、1、2、…、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用預編碼矩陣W[2n]之時槽數設為K2n 時，如下即可：<條件#119>K0 =K1 =…=Ki =…=K2n ，亦即Ka =Kb (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣W[0]之次數設為K0,1 ，使用預編碼矩陣W[1]之次數設為K1,1 ，使用預編碼矩陣W[i]之次數設為Ki,1 (i=0、1、2、…、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用預編碼矩陣W[2n]之次數設為K2n,1 時，則如下：<條件#120>K0,1 =K1,1 =…=Ki,1 =…=K2n,1 ，亦即Ka,1 =Kb,1 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣W[0]之次數設為K0,2 ，使用預編碼矩陣W[1]之次數設為K1,2 ，使用預編碼矩陣W[i]之次數設為Ki,2 (i=0、1、2、…、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用預編碼矩陣W[2n] 之次數設為K2n,2 時，則如下即可：<條件#121>K0,2 =K1,2 =…=Ki,2 =…=K2n,2 ，亦即Ka,2 =Kb,2 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)
於實施形態C2之規則地切換預編碼矩陣之方式中，在用以實現週期N=2n+1之不同之預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]，於發送構成1個編碼後區塊之所有位元時，當使用預編碼矩陣F[0]之時槽數設為G0 ，使用預編碼矩陣F[1]之時槽數設為G1 ，使用預編碼矩陣F[i]之時槽數設為Gi (i=0、1、2、…、n-1、n)，使用預編碼矩陣F[n]之時槽數設為Gn 時，<條件#119>可表現如以下。
<條件#122>2×G0 =G1 =…=Gi =…=Gn ，亦即2×G0 =Ga (fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣F[0]之次數設為G0,1 ，使用預編碼矩陣F[1]之次數設為G1,1 ，使用預編碼矩陣F[i]之次數設為Gi,1 (i=0、1、2、…、n-1、n)，使用預編碼矩陣F[n]之次數設為Gn,1 時，則如下：<條件#123>2×G0,1 =G1,1 =…=Gi,1 =…=Gn,1 ，亦即2×G0,1 =Ga,1 (fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣F[0]之次數設為G0,2 ，使用預編碼矩陣F[1]之次數設為G1,2 ， 使用預編碼矩陣F[i]之次數設為Gi,2 (i=0、1、2、…、n-1、n)，使用預編碼矩陣F[n]之次數設為Gn,2 時，則如下即可：<條件#124>2×G0,2 =G1,2 =…=Gi,2 =…=Gn,2 ，亦即2×G0,2 =Ga,2 (fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#119>、<條件#120>、<條件#121>、<條件#122>、<條件#123>、<條件#124>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#119>、<條件#120>、<條件#121>、<條件#122>、<條件#123>、<條件#124>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#119>、<條件#120>、<條件#121>即可。
<條件#125>Ka 與Kb 之差為0或1，亦即|Ka -Kb |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)
<條件#126>Ka,1 與Kb,1 之差為0或1，亦即|Ka,1 -Kb,1 |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)
<條件#127> Ka,2 與Kb,2 之差為0或1，亦即|Ka,2 -Kb,2 |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、2n-1、2n(a、b為0至2n之整數)，a≠b)
若將<條件#125>、<條件#126>、<條件#127>採別的表現則為以下條件。
<條件#128>Ga 與Gb 之差為0、1或2，亦即|Ga -Gb |為0、1或2(fora、b，其中，a、b=1、2、…、n-1、n(a、b為1至n之整數)，a≠b)及2×G0 與Ga 之差為0、1或2，亦即|2×G0 -Ga |為0、1或2(fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))
<條件#129>Ga,1 與Gb,1 之差為0、1或2，亦即|Ga,1 -Gb,1 |為0、1或2(fora、b，其中，a、b=1、2、…、n-1、n(a、b為1至n之整數)，a≠b)及2×G0,1 與Ga,1 之差為0、1或2，亦即|2×G0,1 -Ga,1 |為0、1或2(fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))
<條件#130>Ga,2 與Gb,2 之差為0、1或2，亦即|Ga,2 -Gb,2 |為0、1或2(fora、b，其中，a、b=1、2、…、n-1、n(a、b為1至n之整數)，a≠b)及 2×G0,2 與Ga,2 之差為0、1或2，亦即|2×G0,2 -Ga,2 |為0、1或2(fora，其中，a=1、2、…、n-1、n(a為1至n之整數))
如以上，藉由進行編碼後之區塊與預編碼矩陣之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之預編碼矩陣，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於本實施形態，將實施形態C2所述之週期N=2n+1之預編碼跳躍方法(週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)用之預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]係由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]所構成)，在單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]之順序，但未必須限定於此，預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N=2n+1之預編碼跳躍方法，但隨機利用W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]。此時，若符合本實施形態所述之條件，則接收裝置可獲得良好的資料接收品質之可能性甚高。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N=2n+1之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之n+1個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收 品質之可能性變高。
又，如實施形態15所說明，有別於本實施形態所述之階層式傳送方法，另外存在空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地切換預編碼矩陣之方法之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。此時，於空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流、規則地切換預編碼矩陣之方法之模式中，在選擇規則地切換預編碼矩陣之方法之方法之(子)載波群實施本實施形態即可。
(實施形態C5)
於本實施形態，說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時之令實施形態C3、實施形態C4一般化之情況。在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與 控制資訊等之位元數之和。
第97圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第97圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第97圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了實現週期5之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣設為W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。其中，於W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]至少包含2個以 上不同之預編碼矩陣即可(於W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]包含同一預編碼矩陣亦可)。於第4圖之發送裝置之加權合成部係利用W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(發送裝置之加權合成部係於各時槽，從複數個預編碼矩陣選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼。)
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為150時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為100時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為100時槽，使用預編 碼矩陣W[4]之時槽須為100時槽。
如以上，週期N之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣表現為W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]。其中，W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]係由至少2個以上不同之預編碼矩陣所構成。(於W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]包含同一預編碼矩陣亦可。)於發送構成1個編碼後區塊之所有位元時，使用預編碼矩陣W[0]之時槽數設為K0 ，使用預編碼矩陣W[1]之時槽數設為K1 ，使用預編碼矩陣W[i]之時槽數設為Ki (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用預編碼矩陣W[N-1]之時槽數設為KN-1 時，如下即可：<條件#131>K0 =K1 =…=Ki =…=KN-1 ，亦即Ka =Kb (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#115>(<條件#94>)成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#131>(<條件#131>)之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#131>即可。
<條件#132>Ka 與Kb 之差為0或1，亦即|Ka -Kb |為0或1 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
第98圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第98圖係表示例如第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第98圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成22區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上 述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了實現週期5之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣設為W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。其中，於W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]至少包含2個以上不同之預編碼矩陣即可(於W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]包含同一預編碼矩陣亦可)。為了第3圖之發送裝置及第13圖之發送裝置之加權合成部而利用W[0]、W[1]、W[2]、W[3]、W[4]。(發送裝置之加權合成部係於各時槽，從複數個預編碼矩陣選擇1個預編碼矩陣而進行預編碼。)
調變方式為QPSK時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為600時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為600次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為600次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽為600次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽 為600次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為300時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為300次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為300次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽為300次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，於為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[3]之時槽須為200時槽，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[3] 之時槽須為200次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽須為200次。又，為了發送第2編碼區塊，使用預編碼矩陣W[0]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[1]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[2]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[3]之時槽為200次，使用預編碼矩陣W[4]之時槽為200次即可。
如以上，週期N之規則地切換預編碼矩陣之方式之預編碼矩陣表現為W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]。其中，W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]係由至少2個以上不同之預編碼矩陣所構成。(於W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]包含同一預編碼矩陣亦可。)於發送構成2個編碼後區塊之所有位元時，使用預編碼矩陣W[0]之時槽數設為K0 ，使用預編碼矩陣W[1]之時槽數設為K1 ，使用預編碼矩陣W[i]之時槽數設為Ki (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用預編碼矩陣W[N-1]之時槽數設為KN-1 時，如下即可：<條件#133>K0 =K1 =…=Ki =…=KN-1 ，亦即Ka =Kb (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣W[0]之次數設為K0,1 ，使用預編碼矩陣W[1]之次數設為K1,1 ，使用預編碼矩陣W[i]之次數設為Ki,1 (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用預編碼矩陣W[N-1]之次數設為KN-1,1 時，則如下：<條件#134> K0,1 =K1,1 =…=Ki,1 =…=KN-1,1 ，亦即Ka,1 =Kb,1 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用預編碼矩陣W[0]之次數設為K0,2 ，使用預編碼矩陣W[1]之次數設為K1,2 ，使用預編碼矩陣W[i]之次數設為Ki,2 (i=0、1、2、…、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用預編碼矩陣W[N-1]之次數設為KN-1,2 時，則如下即可：<條件#135>K0,2 =K1,2 =…=Ki,2 =…=KN-1,2 ，亦即Ka,2 =Kb,2 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#133>、<條件#134>、<條件#135>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#133>、<條件#134>、<條件#135>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#133>、<條件#134>、<條件#135>即可。
<條件#136>Ka 與Kb 之差為0或1，亦即|Ka -Kb |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
<條件#137>Ka,1 與Kb,1 之差為0或1，亦即|Ka,1 -Kb,1 |為0或1 (fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
<條件#138>Ka,2 與Kb,2 之差為0或1，亦即|Ka,2 -Kb,2 |為0或1(fora、b，其中，a、b=0、1、2、…、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
如以上，藉由進行編碼後之區塊與預編碼矩陣之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之預編碼矩陣，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於本實施形態，於規則地切換預編碼矩陣之方法中，為了週期N之預編碼跳躍方法而準備N個預編碼矩陣W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]，雖亦有於頻率軸方向排列為W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]之順序的方法，但未必須限定於此，與實施形態1相同，可將本實施形態所生成的N個預編碼矩陣W[0]、W[1]、W[2]、…、W[N-2]、W[N-1]對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元，藉此來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個預編碼矩陣亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個預編碼矩陣。此時，若符合本實施形態所述之條件，則接收裝置可獲得良好的資料接收品質之可能性甚高。
又，如實施形態15所說明，有別於本實施形態所述之階層式傳送方法，另外存在空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送 1串流之模式、規則地切換預編碼矩陣之方法之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。此時，於空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流、規則地切換預編碼矩陣之方法之模式中，在選擇規則地切換預編碼矩陣之方法之方法之(子)載波群實施本實施形態即可。
(其他補充)
於本說明書，具備發送裝置者可考慮例如播送台、基地台、存取點、終端裝置、行動電話(mobile phone)等通訊‧播送機器，此時，具備接收裝置者可考慮例如電視、收音機、終端裝置、個人電腦、行動電話、存取點、基地台等通訊機器。又，本發明之發送裝置、接收裝置係具有通訊功能之機器，該機器亦可考慮諸如可經由某種介面(例如USB)，連接於電視、收音機、個人電腦、行動電話等用以執行應用之裝置的形態。
又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元、後文、參考符元等)、控制資訊用符元等可於訊框任意配置。然後，在此雖稱為前導符元、控制資訊用符元，等採取任何標呼方式均可，功能本身才是重點。
前導符元若為例如於收發機中已利用PSK調變予以調變之已知符元(例如接收機取得同步，藉此接收機可得知發送機所發送的符元亦可)即可，接收機利用該符元，進行頻率同步、時間同步、(各調變訊號之)通道推定(CSI(Channel State Information：通道狀態資訊)之推定)、訊號檢測等。
又，控制資訊用符元係為了實現(應用等)資料以外之通訊，用以傳送須對通訊對象傳送之資訊(例如用於通訊之調變方式‧錯誤更正編碼方式、錯誤更正編碼方式之編碼率、高位層之設定資訊等)之符元。
再者，本發明不限定於上述實施形態1~5，可予以多方變更而實施。例如於上述實施形態，說明有關作為通訊裝置而進行的情況，但不限於此，作為軟體而進行該通訊方法亦可。
又，於上述說明有關從2個天線發送2個調變訊號之方法之預編碼切換方法，但不限於此，亦可同樣地實施如下之預編碼切換方法：在對於4個映射後之訊號進行預編碼，生成4個調變訊號，從4個天線發送之方法，亦即作為對於N個映射後之訊號進行預編碼，生成N個調變訊號，從N個天線發送之方法中，同樣地變更預編碼權重(矩陣)。
於本說明書，採用「預編碼」、「預編碼權重」等用語，但稱呼方式本身可為任何稱呼方式(亦可稱為例如碼本(codebook))，於本發明，其訊號處理本身才是重點。
又，於本說明書，於接收裝置，利用ML運算、APP、Max-LogAPP、ZF、MMSE等來說明，其結果獲得發送裝置所發送的資料之各位元之軟判斷結果(對數概似、對數概似比)或硬判斷結果(「0」或「1」)，但該等總稱為檢波、解調、檢測、推定、分離亦可。
在對於2串流之基頻訊號s1(i)、s2(i)(其中，i表現(時間 或頻率(載波))順序)，進行規則地切換預編碼矩陣之預編碼而生成之預編碼後之基頻訊號z1(i)、z2(i)，將預編碼後之基頻訊號z1(i)之同相l成分設為l1(i)，正交成分設為Q1(i)，預編碼後之基頻訊號z2(i)之同相l成分設為l2(i)，正交成分設為Q2(i)。此時，進行基頻成分之置換，且如同： ‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2(i)，正交成分設為Q1(i)，如同於同一時刻，利用同一頻率，從發送天線1發送相當於置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號，從發送天線2發送相當於置換後之基頻訊號r2(i)之調變訊號一般，亦可於同一時刻，利用同一頻率，從不同天線發送相當於置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號、置換後之基頻訊號r2(i)。又，如下設定亦可：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為I2 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為Q2 (i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i)，正交成分設為I1 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為Q2 (i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為I2 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i)，正交成分設為I1 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i)， 正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為Q2 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為l2 (i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為l1 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i)，正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為l1 (i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為l2 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為I2 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為Q2 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i)，正交成分設為I1 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為Q2 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為I2 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i)，正交成分設為I1 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為Q2 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i)， 正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i)，正交成分設為Q2 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為l2 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為l1 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i)，正交成分設為Q1 (i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i)，正交成分設為l1 (i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i)，正交成分設為I2 (i)。
又，上述說明有關對於2串流之訊號進行預編碼，置換預編碼後之訊號之同相成分與正交成分，但不限於此，亦可對於多於2串流之訊號進行預編碼，進行預編碼後之訊號之同相成分與正交成分之置換。
又，於上述例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之基頻訊號之置換，但並非同一時刻之基頻訊號之置換亦可。作為例子可記述如下：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為I2 (i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交 成分設為I1 (i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為I2 (i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為I1 (i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為l2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為l1 (i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為l1 (i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為l2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為I2 (i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為I1 (i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交 成分設為I2 (i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為I1 (i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為l1 (i+v)，正交成分設為Q2 (i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為l2 (i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為l1 (i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為l2 (i+w)，正交成分設為Q1 (i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2 (i+w)，正交成分設為l1 (i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1 (i+v)，正交成分設為l2 (i+w)。
第96圖係用以說明上述記載之圖。如第96圖所示，於預編碼後之基頻訊號z1(i)、z2(i)，將預編碼後之基頻訊號z1(i)之同相l成分設為l1 (i)，正交成分設為Q1 (i)，預編碼後之基頻訊號z2(i)之同相l成分設為l2 (i)，正交成分設為Q2 (i)。然後，若置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為lr1 (i)，正交成分設為Qr1 (i)，置換後之基頻訊號r2 (i)之同相成分設為lr2 (i)，正交成分設為Qr2 (i)，則置換後之基頻訊號 r1(i)之同相成分lr1 (i)、正交成分Qr1 (i)、置換後之基頻訊號r2(i)之同相l成分lr2 (i)、正交成分Qr2 (i)係以上述所說明之某一者來表現。再者，於此例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之預編碼後之基頻訊號之置換，但如上述亦可為不同時刻(不同頻率((子)載波))之預編碼後之基頻訊號之置換。
然後，如同於同一時刻，利用同一頻率，從發送天線1發送相當於置換後之置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號，從發送天線2發送相當於置換後之基頻訊號r2之調變訊號，亦可於同一時刻，利用同一頻率，從不同天線發送相當於置換後之置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號、置換後之置換後之基頻訊號r2(i)。
發送裝置之發送天線、接收裝置之接收天線均為圖式所記載的1個天線，亦可藉由複數個天線來構成。
於本說明書，「」表現全稱記號(universal quantifier)，「」表現存在記號(existential quantifier)。
於本說明書，，複數平面之例如偏角之相位單位設為「弧度(radian)」。
若利用複數平面，則作為藉由複數數目之極座標之顯示，可採極形式來顯示。於複數數目z=a+jb(a、b均為實數，j為虛數)，令複數平面上的點(a,b)對應時，該點為極座標，若表現作[r,θ]，則下式成立：a=r×cosθ
b=r×sinθ
[數592] r為z之絕對值(r=|z|)，θ為偏角(argument)。然後，z=a+jb表現作rejθ 。
於本發明之說明中，基頻訊號、s1、s2、z1、z2為複數訊號，複數訊號係指同相訊號設為1，正交訊號設為Q時，複數訊號表現作l+jQ(j為虛數單位)。此時，l為零或Q為零均可。
於第59圖表示本說明書所說明規則地切換預編碼矩陣之方法之播送系統之一例。於第59圖，影像編碼部5901係以影像作為輸入進行影像編碼，輸出影像編碼後之資料5902。以聲音作為輸入進行聲音編碼，輸出聲音編碼後之資料5904。資料編碼部5905係以資料作為輸入進行資料編碼(例如資料壓縮)，輸出資料編碼後之資料5906。匯總該等而設為資訊源編碼部5900。
發送部5907係以影像編碼後之資料5902、聲音編碼後之資料5904、資料編碼後之資料5906作為輸入，對該等資料之某一者，或將該等資料全部作為發送資料，施以錯誤更正編碼、調變、預編碼等處理(例如第3圖之發送裝置之訊號處理)，輸出發送訊號5908_1~5908_N。然後，發送訊號5908_1~5908_N分別從天線5909_1~5909_N，作為電波發送。
接收部5912係以天線5910_1至5910_M所接收的接收訊號5911_1至5911_M作為輸入，施以頻率轉換、預編碼之解碼、對數概似比算出、錯誤更正解碼等處理(例如第7圖 之接收裝置之處理)，輸出接收資料5913、5915、5917。資訊源解碼部5919係以接收資料5913、5915、5917作為輸入，影像解碼部5914係以接收資料5913作為輸入，進行影像用之解碼，並輸出影像訊號，影像顯示於電視、顯示器。又，聲音解碼部5916係以接收資料5915作為輸入，進行聲音用之解碼，並輸出聲音訊號，聲音從揚聲器播放。又，資料解碼部5918係以接收資料5917作為輸入，進行資料用之解碼並輸出資料之資訊。
又，於進行本發明說明之實施形態，如先前所說明，如OFDM方式之多載波傳送方式中，發送裝置所保有的編碼器數為任意數。因此，例如第4圖，於諸如OFDM方式之多載波傳送方式，當然亦可適用發送裝置具備1個編碼器而分配輸出的方法。此時，將第4圖之無線部310A、310B調換成第13圖之OFDM方式關連處理部1301A、1301B。此時，OFDM方式關連處理部之說明係如實施形態1。
又，從實施形態A1至實施形態A5、及實施形態所述之符元之配置方法，即便採用利用與本說明書所述「切換不同預編碼矩陣之方法」不同之複數個預編碼矩陣，來規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦可同樣地實施。又，關於其他實施形態亦同。再者，以下補充說明有關不同之複數個預編碼矩陣。若為了規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而準備之N個預編碼矩陣，係以F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-3]、F[N-2]、F[N-1]來表現。此時，上面所述「不同之複數個預編碼矩陣」係符合以下2個條件(條件*1及條件 *2)。
「(x為0至N-1之整數，y為0至N-1之整數，x≠y)然後，對於符合前述之所有x、所有y，F[x]≠F[y]成立」。
[數594]條件*2 F[x ]=k ×F[y ]
x為0至N-1之整數，y為0至N-1之整數，x≠y時，對於所有x、所有y，符合上式之實數或複數數目之k不存在。
再者，以2×2矩陣為例來進行補充。如以下表現2×2矩陣R、S。
以a=Aejδ11 、b=Bejδ12 、c=Cejδ21 、d=Dejδ22 及e=Eejγ11 、f=Fejγ12 、g=Gejγ21 、h=Hejγ22 來表現。其中，A、B、C、D、E、F、G、H為0以上之實數。δ11 、δ12 、δ21 、δ22 、γ11 、γ2 、γ21 、γ22 之單位係以弧度表現。此時，R≠S係指於(1)a≠e、(2)b≠f、(3)c≠g、(4)d≠h時，(1)、(2)、(3)、(4)中之至少一者成立。
又，作為預編碼矩陣，亦可利用R矩陣中，a、b、c、d之某一者為「零」之矩陣。總言之，亦可為(1)a為零，b、c、d非零；(2)b為零，a、c、d非零；(3)c為零，a、b、d非零；(4)d為零，a、b、c非零。
然後，於本發明說明所示之系統例，揭示從2個天線發送2個調變訊號，以2個天線分別接收之MIMO方式之通訊系統，但本發明當然亦可適用於MISO(Multiple Input Single Output：多輸入單輸出)方式之通訊系統。MISO方式的情況下，於發送裝置適用規則地切換複數個預編碼矩陣之預編碼方法方面，係如截至目前為止之說明。另，接收裝置係採取第7圖所示構成中未有天線701_Y、無線部703_Y、調變訊號z1之通道變動推定部707_1、調變訊號z2之通道變動推定部707_2之構成，但該情況下，藉由執行本說明書中所示之處理，仍可推定發送裝置所發送的資料。再者，於同一頻帶、同一時間發送之複數個訊號，能夠以1個天線接收、解碼，此為習知事項(於1天線接收時，施行ML運算等(Max-Log APP等)處理即可。)，於本發明，若於第7圖之訊號處理部711，進行考慮到發送側所用之規則切換之預編碼方法之解調(檢波)即可。
再者，例如預先於ROM(Read Only Memory：唯讀記憶體)儲存執行上述通訊方法之程式，藉由CPU(Central Processor Unit：中央處理單元)令該程式動作亦可。
又，於電腦可讀取之記憶媒體，儲存執行上述通訊方法之程式，將儲存於記憶媒體之程式記錄於電腦之 RAM(Random Access Memory：隨機存取記憶體)，按照該程式令電腦動作亦可。
然後，上述各實施形態等之各構成在典型上亦可作為積體電路之LSI(Large Scale Integration：大規模積體)而實現。該等係個別製成1晶片，或包含各實施形態之所有構成或一部分構成而製成1晶片均可。於此雖為LSI，但視積體程度差異，有時亦稱為IC(Integrated Circuit：積體電路)、系統LSI、特大型LSI、超大型LSI。又，積體電路化的手法不限於LSI，以專用電路或通用處理器來實現亦可。亦可利用於LSI製造後可程式化之FPGA(Field Programmable Gate Array：現場可程式化閘極陣列)，或可再構成LSI內部之電路胞(cell)之連接或設定之可重構處理器。
進而言之，若由於半導體技術進步或所衍生的其他技術，出現取代LSI之積體電路化技術時，當然亦可利用該技術來進行功能區塊之積體化。作為可能性可包括生化技術之應用等。
於實施形態A1至實施形態A5、及實施形態1所述之符元配置方法，即便其係利用與本說明書所述之「切換不同之預編碼矩陣之方法」不同之複數個預編碼矩陣，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，仍可同樣地實施。再者，「不同之複數個預編碼矩陣」係如上述說明。
於上述雖記載「於實施形態A1至實施形態A5、及實施形態1所述之符元配置方法，即便其係利用與本說明書所述之「切換不同之預編碼矩陣之方法」不同之複數個預編碼 矩陣，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，仍可同樣地實施」，但作為「利用不同之複數個預編碼矩陣而規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」，準備上述N個不同之預編碼矩陣，利用該N個不同之預編碼矩陣之週期H(H係大於N之自然數)之預編碼矩陣切換方法亦可。(作為一例包括如實施形態C2之方法。)
又，於實施形態1所述之符元之配置方法，利用實施形態C1至實施形態C5所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦可同樣地實施。同樣地，作為實施形態A1至實施形態A5之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，利用實施形態C1至實施形態C5所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦可同樣地實施。
(實施形態D1)
詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼、利用去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼等區塊碼時之規則地切換預編碼矩陣之方法。再者，規則地切換預編碼矩陣之方法係於下述說明規則地切換以複數表現之預編碼矩陣之方法、下述說明規則地切換以實數表現之預編碼矩陣之方法的任一情況下，均可實施本實施形態。
在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情 況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第97圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第97圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第97圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需 要500時槽。
於本實施形態，說明有關第4圖之發送裝置的情況下，對於第4圖之發送裝置，在支援如OFDM方式之多載波方式時，利用本說明書中所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方式時之預編碼矩陣之初始化方法。
接著，思考在如第99圖之訊框構成，發送裝置發送調變訊號的情況。第99(a)圖係表示調變訊號z1(以天線312A發送)之時間及頻率軸之訊框構成。又，第99(b)圖係表示調變訊號z2(以天線312B發送)之時間及頻率軸之訊框構成。此時，調變訊號z1所利用的頻率(頻帶)與調變訊號z2所利用的頻率(頻帶)相同，於同一時刻存在有調變訊號z1與調變訊號z2。
如第99(a)圖所示，發送裝置在區間A發送預放大(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第1、第2編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間B發送第1編碼區塊。發送裝置在區間C發送第2編碼區塊。
發送裝置在區間D發送預放大(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第3、第4、…編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間E發送第3編碼區塊。發送裝置在區間F發送第4編碼區塊。
如第99(b)圖所示，發送裝置在區間A發送預放大(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第1、第2編碼區塊之調變方式之資訊。發 送裝置在區間B發送第1編碼區塊。發送裝置在區間C發送第2編碼區塊。
發送裝置在區間D發送預放大(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第3、第4、…編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間E發送第3編碼區塊。發送裝置在區間F發送第4編碼區塊。
第100圖係表示在如第97圖傳送編碼區塊時，尤其於第1編碼區塊，利用16QAM作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第1編碼區塊而需要750時槽。
同樣地，表示於第2編碼區塊，利用QPSK作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第1編碼區塊而需要1500時槽。
第101圖係表示在如第97圖傳送編碼區塊時，尤其於第3編碼區塊，利用QPSK作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第3編碼區塊而需要1500時槽。
然後，如本說明書所說明，對於調變訊號z1，亦即對於以天線312A所發送的調變訊號，不進行相位變更，對於調變訊號z2，亦即對於以天線312B所發送的調變訊號，進行相位變更。此時，於第100圖、第101圖，表示有關規則地切換預編碼矩陣之方法。
首先，作為前提，為了規則地切換預編碼矩陣而準備7個預編碼矩陣，將7個預編碼矩陣命名為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。又，規則且週期性地利用預編碼矩陣。總言之，預編碼矩陣係如#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、… 一般，規則且週期性地進行變更。
如第100圖所示，首先，於第1區塊編碼區塊，由於存在有750時槽，因此若從#0開始使用預編碼矩陣，則為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、…、#4、#5、#6、#0，第750個時槽係利用#0而結束。
接著，對於第2編碼區塊之各時槽，適用預編碼矩陣。於本說明書，由於設想適用於多載波通訊、播送，因此考慮某接收終端裝置不需要第1編碼區塊而僅擷取第2編碼區塊的情況。該情況下，設定由於為了發送第1編碼區塊之最後時槽而利用預編碼矩陣#0，因此為了傳送第2編碼區塊，最初利用預編碼矩陣#1。如此一來，可考慮以下方法：(a)前述終端裝置監視第1編碼區塊如何發送，亦即第1編碼區塊之最後時槽發送時，預編碼矩陣為何種模式，以推定使用於第2編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣；及(b)為了不進行(a)，發送裝置傳送使用於第2編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣之資訊。(a)的情況下，終端裝置須監視第1編碼區塊之傳送，因此消耗電力增大，(b)的情況下，則導致資料傳送效率降低。
因此，如上述之預編碼矩陣之分派尚有改善的餘地，故提案一種固定為了傳送各編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣的方法。因此，如第100圖所示，為了傳送第1編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣，係與為了傳送第1編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣同樣設為#0。
同樣地，如第101圖所示，為了傳送第3編碼區塊之最 初時槽而使用之預編碼矩陣並不設為#3，而與為了傳送第1、第2編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣同樣設為#0。
藉由如以上，能夠獲得可抑制在(a)、(b)所發生課題之效果。
再者，於本實施形態，雖敘述有關依各編碼區塊來將預編碼矩陣初始化之方法，亦即敘述有關使用於任一編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣預定為#0之方法，但作為別的方法，亦能以訊框單位來進行。例如就用以傳送預放大或控制符元傳送後之資訊之符元，於最初時槽所使用的預編碼矩陣固定為#0亦可。
例如於第99圖，若解釋為訊框從預放大開始，則於第1訊框，最初之編碼區塊為第1編碼區塊，於第2訊框，最初之編碼區塊為第3編碼區塊，利用第100圖、第101圖且如上述所說明的情況下，則為上述「以訊框單位，最初時槽所使用的預編碼矩陣固定(為#0)」之例子。
接著，說明有關適用於利用DVB-T2規則之播送系統的情況。關於利用DVB-T2規格之播送系統之訊框構成，係如實施形態A1~實施形態A3所說明。如利用第61圖、第70圖並以實施形態A1~實施形態A3所說明，各PLP之傳送方法(例如發送1個調變訊號之發送方法、利用時空區塊之發送方法、利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之發送方法)及所使用的之調變方式之資訊係傳送至終端裝置。此時，終端裝置若僅切出作為資訊所必需的PLP而進行解調 (包含訊號分離、訊號檢波)、錯誤更正解碼，則終端裝置僅需少許消耗電力即可。因此，與利用第99圖~第101圖說明時相同，作為傳送方法係提案一種於利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而傳送之PLP之開頭時槽所使用的預編碼矩陣固定(為#0)之方法。
例如播送台係依據第61圖或第70圖之訊框構成而發送各符元。此時，於第102圖表示播送台利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，來發送PLP(為了避免混淆而從#1變更為$1)$1及PLP$K時之頻率-時間軸之訊框構成。
再者，作為前提，於以下說明，作為一例而於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中，準備7個預編碼矩陣，將7個預編碼矩陣命名為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。又，規則且週期性地利用預編碼矩陣。總言之，預編碼矩陣係如#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、…一般，規則且週期性地進行變更。
如第102圖，PLP$1係以時刻T、載波3(第102圖之10201)作為時槽之開頭，以時刻T+4、載波4(第102圖之10202)作為時槽之最後，存在有時槽(符元)(參考第102圖)。
總言之，對於PLP$1而言，時刻T、載波3為第1個時槽，第2個時槽為時刻T、載波4，第3個時槽為時刻T、載波5，…，第7個時槽為時刻T+1、載波1，第8個時槽為時刻T+1、載波2，第9個時槽為時刻T+1、載波3，…，第14個時槽為時刻T+1、載波8，第15個時槽為時刻T+2、載波0，以此類推。
然後，PLP$K係以時刻S、載波4(第102圖之10203)作為時槽之開頭，以時刻S+8、載波4(第102圖之10204)作為時槽之最後，存在有時槽(符元)(參考第102圖)。
總言之，對於PLP$K而言，時刻S、載波4為第1個時槽，第2個時槽為時刻S、載波5，第3個時槽為時刻S、載波6，…，第5個時槽為時刻S、載波8，第9個時槽為時刻S+1、載波2，第10個時槽為時刻S+1、載波2，…，第16個時槽為時刻S+1、載波8，第17個時槽為時刻S+2、載波0，以此類推。
再者，包含各PLP之開頭時槽(符元)之資訊與最後時槽(符元)之資訊之各PLP所使用的時槽資訊，係藉由P1符元、P2符元、控制符元群等控制符元來傳送。
此時，與利用第99圖~第101圖來說明來說明時相同，PLP$1之開頭時槽即時刻T、載波3(第102圖之10201)係利用預編碼矩陣#0來將時槽進行預編碼。同樣地，PLP$K-1之最後時槽即時刻S、載波3(第102圖之10205)係不論在時槽所用之預編碼矩陣的號碼為何，時槽均利用預編碼矩陣#0來將PLP$K之開頭時槽即時刻S、載波4(第102圖之10203)進行預編碼。
又，利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而發送之其他PLP之開頭時槽，係利用預編碼矩陣#0進行預編碼。
藉由如以上，能夠獲得可抑制上面所述之課題(a)及(b)之效果。
無須贅述，接收裝置係從P1符元、P2符元、控制符元群等控制符元所含之各PLP所使用的時槽資訊，擷取所必需 的PLP而進行解調(包含訊號分離、訊號檢波)、錯誤更正解碼。又，接收裝置以預先得知關於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之規則(有複數個規則時，發送裝置發送所使用規則之資訊，接收裝置獲得該資訊而得知所使用規則)，可根據各PLP之開頭時槽之號碼，使預編碼矩陣之切換規則之時序配合而解調資訊符元(包含訊號分離、訊號檢波)。
接著，以如第103圖之訊框構成來思考(由第103圖之符元群所構成的訊框稱為主訊框)播送台(基地台)發送調變訊號的情況。於第103圖，關於與第61圖同樣動作者，係附上同一符號。特徵點係於(終端裝置之)接收裝置，為了容易調整接收訊號之增益控制，於主訊框分離為發送1個調變訊號之子訊框、與發送複數個調變訊號之子訊框之點。再者，「發送1個調變訊號」亦包含生成複數個與從1個天線發送1個調變訊號時同一調變訊號，從複數個不同天線發送該複數個訊號的情況。
於第103圖，藉由PLP#1(6105_1)~PLP#N(6105_N)來構成發送1個調變訊號之子訊框10300，子訊框10300僅由PLP所構成，並且不存在藉由複數個調變訊號所發送的PLP。然後，藉由PLP$1(10302_1)~PLP$M(10302_M)來構成發送複數個調變訊號之子訊框10301，子訊框10301僅由PLP所構成，並且不存在發送1個調變訊號之PLP。
此時，如迄今所說明時相同，於子訊框10301，利用上述說明之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，PLP$1(10302_1)~PLP$M(10302_M)之開頭時槽係利用預 編碼矩陣#0進行預編碼(稱為預編碼矩陣之初始化)。其中，於PLP$1(10302_1)~PLP$M(10302_M)，利用別的發送方法，例如實施形態A1~實施形態A3所說明利用固定之預編碼方法之發送方法、利用空間多工MIMO傳送方法之發送方法、利用時空區塊碼之發送方法之某一方法之PLP係與上面所述之預編碼矩陣之初始化無關。
又，如第104圖，PLP$1係發送第X主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP，PLP$1’係發送第Y主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP。然後，PLP$1、PLP$1’兩者均利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。再者，於第104圖，與第102圖同樣者係附上同一符號。
此時，發送第X主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP即PLP$1之開頭時槽(第104圖之10201(時刻T、載波3之時槽))，係利用預編碼矩陣#0進行預編碼。
同樣地，發送第Y主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP即PLP$1’之開頭時槽(第104圖之10401(時刻T’、載波7之時槽))，係利用預編碼矩陣#0進行預編碼。
如以上，於各主訊框，其特徵係於發送複數個調變訊號之子訊框之最初PLP之最初時槽，利用預編碼矩陣#0進行預編碼。
如此係對於抑制上面所述之課題(a)及(b)甚為重要。
再者，本實施形態係如第97圖，舉例說明如第4圖之發送裝置所示發送s1、s2之2個串流，且發送裝置具有1個編碼器的情況，但關於如第98圖，如第3圖之發送裝置發送 s1、s2之2個串流，且發送裝置具有2個編碼器的情況，亦可適用本實施形態所說明之預編碼矩陣之初始化。
(其他補充2)
再者，於上述各實施形態，以複數表現加權合成部使用於預編碼之預編碼矩陣，但亦能夠以實數表現預編碼矩陣(稱為「實數表現之預編碼方法」)。
總言之，例如2個映射後之(所使用調變方式之)基頻訊號設為s1(i)、s2(i)(其中，i為時間或頻率)，預編碼所獲得的2個預編碼後之基頻訊號設為z1(i)、z2(i)。然後，若映射後之(所使用調變方式之)基頻訊號s1(i)之同相成分設為Is1 (i)、正交成分設為Qs1 (i)，映射後之(所使用調變方式之)基頻訊號s2(i)之同相成分設為Is2 (i)、正交成分設為Qs 2(i)，預編碼後之基頻訊號z1(i)之同相成分設為Iz1 (i)、正交成分設為Qz1 (i)，預編碼後之基頻訊號z2(i)之同相成分設為Iz2 (i)、正交成分設為Qz2 (i)，當利用由實數所構成的預編碼矩陣(實數表現之預編碼矩陣)Hr 時，則以下關係式成立。
其中，由實數所構成的預編碼矩陣Hr 時係表現如下。
[數598]
此時，a11 、a12 、a13 、a14 、a21 、a22 、a23 、a24 、a31 、a32 、a33 、a34 、a41 、a42 、a43 、a44 為實數。其中，{a11 =0且a12 =0且a13 =0且a14 =0}不成立，{a21 =0且a22 =0且a23 =0且a24 =0}不成立，{a31 =0且a32 =0且a33 =0且a34 =0}不成立，{a41 =0且a42 =0且a43 =0且a44 =0}不成立。然後，{a11 =0且a21 =0且a31 =0且a41 =0}不成立，{a12 =0且a22 =0且a32 =0且a42 =0}不成立，{a13 =0且a23 =0且a33 =0且a43 =0}不成立，{a14 =0且a24 =0且a34 =0且a44 =0}不成立。
即便於實施形態A1至實施形態A5、實施形態7及實施形態1所述之符元配置方法等本發明之預編碼方法之應用例中，利用「切換不同之預編碼矩陣之方法」係指於上述所說明的「實數表現之預編碼方法」，利用不同之複數個實數表現之預編碼矩陣而規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但當然仍可同樣地實施，本發明之預編碼矩陣切換之有效性係與利用不同之複數個實數表現之預編碼矩陣時相同。再者，「不同之複數個預編碼矩陣」係如上述說明。
於上述雖記載為「即便於實施形態A1至實施形態A5、實施形態7及實施形態1所述之符元配置方法等本發明之預編碼方法之應用例中，利用「切換不同之預編碼矩陣之方法」係指於上述所說明的「實數表現之預編碼方法」，利用 不同之複數個實數表現之預編碼矩陣而規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但當然仍可同樣地實施」，但作為「利用不同之複數個實數表現之預編碼矩陣而規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法」，亦可準備N個不同之(實數表現之)預編碼矩陣，利用該N個不同之(實數表現之)預編碼矩陣而設為週期H(H為大於N之自然數)之預編碼矩陣切換方法(作為一例包括如實施形態C2之方法)。
又，於實施形態1所述之符元配置方法，利用實施形態C1至實施形態C5所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦可同樣地實施。同樣地，作為實施形態A1至實施形態A5之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，利用實施形態C1至實施形態C5所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦可同樣地實施。
(實施形態F1)
實施形態1-26及實施形態C1-C5所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，係可對於映射於I-Q平面之任意基頻訊號s1及s2適用。因此，於實施形態1-26及實施形態C1-C5，未詳細說明有關基頻訊號s1及s2。另外，例如對於從經錯誤更正編碼之資料所生成的基頻訊號s1及s2，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，藉由控制s1及s2之平均電力，可能可獲得更加良好的接收品質。於本實施形態，敘述有關對於從經錯誤更正編碼之資料所生成的基頻訊號s1及s2，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之s1及s2之平均電力之設定方法。
作為一例，說明s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM。
由於s1之調變方式為QPSK，因此s1係每符元傳送2位元。該傳送之2位元命名為b0、b1。由於s2之調變方式為16QAM，因此s2係每符元傳送4位元。該傳送之4位元命名為b2、b3、b4、b5。然後，發送裝置係傳送由s1之1符元及s2之1符元所構成的1時槽，亦即每時槽傳送b0、b1、b2、b3、b4、b5之6位元。
例如於I-Q平面之16QAM之訊號點配置之一例之第94圖，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0)係映射為(I、Q)=(3×g、3×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、1)係映射為(I、Q)=(3×g、1×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、1、0)係映射為(I、Q)=(1×g、3×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、1、1)係映射為(I、Q)=(1×g、1×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、1、0、0)係映射為(I、Q)=(3×g、-3×g)，…，(b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、0)係映射為(I、Q)=(-1×g、-3×g)，(b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、1)係映射為(I、Q)=(-1×g、-1×g)。
又，於I-Q平面之QPSK之訊號點配置之一例之第95圖，(b0、b1)=(0、0)係映射為(I、Q)=(1×h、1×h)，(b0、b1)=(0、1)係映射為(I、Q)=(1×h、-1×h)，(b0、b1)=(1、0)係映射為(I、Q)=(-1×h、1×h)，(b0、b1)=(1、1)係映射為(I、Q)=(-1×h、-1×h)。
在此，假定s1之平均電力(平均值)與s2之平均電力(平均值)相等的情況，亦即h由式(273)表現，g由式(272)表現的 情況。第105圖係表示接收裝置求出對數概似比時之上述說明之b0至b5之對數概似比之絕對值。
於第105圖，10500為b0之對數概似比之絕對值，10501為b1之對數概似比之絕對值，10502為b2之對數概似比之絕對值，10503為b3之對數概似比之絕對值，10504為b4之對數概似比之絕對值，10505為b5之對數概似比之絕對值。此時，若比較藉由QPSK所傳送之b0及b1之對數概似比之絕對值、與藉由16QAM所傳送之b2至b5之對數概似比之絕對值，則b0及b1之對數概似比之絕對值大於b2至b5之對數概似比之絕對值，亦即b0及b1之接收裝置之可靠度高於b2至b5之接收裝置之可靠度。此係由於相對於在第95圖中，當h設成如式(273)時，QPSK之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離如下： 在第94圖中，當g設成如式(272)時，16QAM之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離如下：
接收裝置於該狀況下進行錯誤更正解碼(例如通訊系統利用LDPC碼時之和積解碼等可靠度傳播解碼)時，由於 「b0及b1之對數概似比之絕對值大於b2至b5之對數概似比之絕對值」之可靠度差異，受到b2至b5之對數概似比之絕對值的影響，會發生接收裝置之資料接收品質劣化的課題。
為了克服該課題，如第106圖所示，與第105圖相比較，若使得「b0及b1之對數概似比之絕對值與b2至b5之對數概似比之絕對值的差變小」即可。
考慮「使得s1之平均電力與s2之平均電力不同」。於第107圖及第108圖，表示與功率變更部(在此雖稱為功率變更部，但亦可稱為振幅變更部、加權部)及加權合成(預編碼)部相關連之訊號處理部之構成例。再者，於第107圖，關於與第3圖、第6圖同樣動作者係附上同一符號。又，於第108圖，關於與第3圖、第6圖、第107圖同樣動作者係附上同一符號。
(例1)
首先，利用第107圖來說明動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第95圖，h則如式(273)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u 倍後之訊號(10702B)。再者，u為實數，u>1.0。若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之預編碼矩陣設為F[t](由於以時間軸t來切換預編碼矩陣，因此可表現為t之函數)，則下式成立。
因此，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為1：u2 。藉此而成為可獲得第106圖所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
例如若針對QPSK之平均電力與16QAM之平均電力之比1：u2 ，將u設定如下：
則可使得QPSK之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離與16QAM之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離相等，可能可獲得良好的接收品質。
其中，使得兩種不同之調變方式之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離相等的條件，僅只是設定QPSK之平均電力與 16QAM之平均電力之比之一例。例如視用於錯誤更正編碼之錯誤更正碼之碼長或編碼率等其他條件，將功率變更用之值u的值，設定成與兩種不同之調變方式之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離變成相等之值不同之值(較大值或較小值)，較可能可獲得良好的接收品質。
又，若考慮增大接收時所獲得的候補訊號點之最小距離，則例如設定如下之方法可視為一例：
依系統所要求的要求條件而適當設定。以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值u。
(例1-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位 渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
例1-1之特徵係功率變更部(10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值u。
在此，以uLX 之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL3000 。此時，例如藉由將uL1000 、uL15000 、uL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000 =uL1500 ，重要的是在(uL1000 、uL1500 、uL3000 )之中存在有2個以上的值)。於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設 定之功率變更用之值存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例1-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之編碼率之訊號，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
例1-2之特徵係功率變更部(10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值u。
在此，以urX 之形式來記載因應編碼率rX之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部 (10701B)設定功率變更用之值ur3 。此時，例如藉由將ur1 、ur2 、ur3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現ur1 =ur2 ，重要的是在(ur1 、ur2 、ur3 )之中存在有2個以上的值)。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例1-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為QPSK，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)的情況。再者，將s2(t)之調變方式設為64QAM時，s2(t)之映射方式係如第109圖，k係如下： 若進行該類映射，則於QPSK時對於第95圖設h為式(273)時、與於16QAM時對於第94圖設g為式(272)時，其平均電力(平均值)相等。又，64QAM之映射係從6位元之輸入而決定I、Q的值，關於該點，可與QPSK、16QAM之映射的說明同樣地實施。
總言之，於I-Q平面之64QAM之訊號點配置之一例之第109圖，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、0、0)係映射為(I、Q)=(7×k、7×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、0、1)係映射為(I、Q)=(7×k、5×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、1、0)係映射為(I、Q)=(5×k、7×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、1、1)係映射為(I、Q)=(5×k、5×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、1、0、0)係映射為(I、Q)=(7×k、1×k)，…，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、1、1、0)係映射為(I、Q)=(-3×k、-1×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、1、1、1)係映射為(I、Q)=(-3×k、-3×k)。
於第107圖，s2之調變方式為16QAM時，功率變更部10701B係設定u=u16 ，s2之調變方式為64QAM時，功率變更部10701B係設定u=u64 。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若u16 <u64 ，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任 一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為QPSK」，但可考慮「將s2之調變方式固定為QPSK」。此時，對於固定之調變方式(在此為QPSK)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為16QAM及64QAM)進行功率變更。總言之，該情況下，發送裝置並非第107圖所示之構成，而是從第107圖所示之構成去除功率變更部10701B，於s1(t)側設置功率變更部而構成。如此一來，將固定之調變方式(在此為QPSK)設定於s2時，以下關係式會成立。
如此一來，即便「將s2之調變方式固定為QPSK，將s1之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)」，若u16 <u64 即可(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u16 ，於64QAM時，功率變更用而乘算之值為u64 ，QPSK不進行功率變更)。
又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)之某一者時，符合u16 <u64 之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(a>b>c)之某一者(其中，調變方式A之s2時點之平均電力值(平均值)與調變方式B之s2時點之平均電力值(平均值)相等)。此時，s2之調變方式設定為調變方式A時，設定之功率變更用之值設為ua 。又，s2之調變方式設定為調變方式B時，設定之功率變更用之值設為ub 。此時，若ub <ua ，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
對於固定之調變方式(在此為調變方式C)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為調變方式A與調變方式B)進行功率變更。如此一來，即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，若ub <ua 即可。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，符合ub <ua 之關係即可。
(例2)
利用第107圖來說明與例1不同動作之例。再者，s1(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第109圖，k則如式(481)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。再者，t為時間，於本實施形態係以時 間軸方向為例來說明。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(10702B)。再者，u為實數，u<1.0。若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之預編碼矩陣設為F[t]，則下式成立。
因此，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為1：u2 。藉此而成為可獲得第106圖之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(10700)設定功率變更 用之值u。
(例2-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值u。在此，以uLX 之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL3000 。此時，例如藉由將uL1000 、uL15000 、uL3000 設為各異之值，可於各碼 長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000 =uL1500 ，重要的是在(uL1000 、uL1500 、uL3000 )之中存在有2個以上的值)。於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例2-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之編碼率之訊號，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701B)因應控制訊號 (10700)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值u。在此，以urX 之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur3 。此時，例如藉由將ur1 、ur2 、ur3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現ur1 =ur2 ，重要的是在(ur1 、ur2 、ur3 )之中存在有2個以上的值)。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例2-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為64QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為QPSK(又，可設定為16QAM、QPSK之某一者)的情況。
s1之調變方式設為64QAM時，s1(t)之映射方法係如第109圖，於第109圖，k為式(481)。s2之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第94圖，於第94圖，g為式(272)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第95圖，於第95圖，h為式(273)。
若進行該映射，則於16QAM時與QPSK時，其平均電力相等。
於第107圖，s2之調變方式為16QAM時，功率變更部10701B係設定u=u16 ，s2之調變方式為QPSK時，設定u=u4 。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若u4 <u16 ，則s2之調變方式為16QAM、QPSK中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為64QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為64QAM，將s1之調變方式從16QAM變更為QPSK(設定為16QAM、QPSK之某一者)」，若u4 <u16 即可(與例1-3的說明同樣思考即可)。(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u16 ，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u4 ，64QAM不進行功率變更。)又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(64QAM、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)之某一者時，符合u4 <u16 之關係 即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者(其中，調變方式A之s2時點之平均電力值(平均值)與調變方式B之s2時點之平均電力值(平均值)相等)。
此時，s2之調變方式設定為調變方式A時，設定之功率變更用之值設為ua 。又，s2之調變方式設定為調變方式B時，設定之功率變更用之值設為ub 。此時，若ua <ub ，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
對於固定之調變方式(在此為調變方式C)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為調變方式A與調變方式B)進行功率變更。如此一來，即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，若ua <ub 即可。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，符合ua <ub 之關係即可。
(例3)
利用第107圖來說明與例1不同動作之例。再者，s1(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方 法係如第94圖，g則如式(272)。又，s2(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第109圖，k則如式(481)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(10701B)係以調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(10702B)。再者，u為實數，u>1.0。若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之預編碼矩陣設為F[t]，則下式成立。
因此，16QAM之平均電力與64QAM之平均電力之比設定為1：u2 。藉此而成為可獲得第106圖之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值u。
(例3-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值u。在此，以uLX 之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部 (10701B)設定功率變更用之值uL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL3000 。此時，例如藉由將uL1000 、uL15000 、uL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000 =uL1500 ，重要的是在(uL1000 、uL1500 、uL3000 )之中存在有2個以上的值)。於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例3-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之編 碼率之訊號，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值u。在此，以urx 之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur3 。此時，例如藉由將ur1 、ur2 、ur3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現ur1 =ur2 ，重要的是在(ur1 、ur2 、ur3 )之中存在有2個以上的值)。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例3-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為16QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從64QAM變更為QPSK(又，可設定為64QAM、QPSK之某一者)的情況。
s1之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第94圖，於第94圖，g為式(272)。s2之調變方式設為64QAM時，s1(t)之映射方法係如第109圖，於第109圖，k為式(481)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第95圖，於第95圖，h為式(273)。
若進行該映射，則於16QAM時與QPSK時，其平均電力相等。
於第107圖，s2之調變方式為64QAM時，設定u=u64 ，s2之調變方式為QPSK時，設定u=u4 。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若u4 <u64 ，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為16QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為16QAM，將s1之調變方式從64QAM變更為QPSK(設定為64QAM、QPSK之某一者)」，若u4 <u64 即可(與例1-3的說明同樣思考即可)。(再者，於64QAM時，功率變更用而乘算之值為u64 ，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u4 ，16QAM不進行功率變更。)又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設 定為(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、16QAM)之某一者時，符合u4 <u64 之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者(其中，調變方式A之s2時點之平均電力值(平均值)與調變方式B之s2時點之平均電力值(平均值)相等)。
此時，s2之調變方式設定為調變方式A時，設定之功率變更用之值設為ua 。又，s2之調變方式設定為調變方式B時，設定之功率變更用之值設為ub 。此時，若ua <ub ，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
對於固定之調變方式(在此為調變方式C)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為調變方式A與調變方式B)進行功率變更。如此一來，即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，若ua <ub 即可。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，符合ua <ub 之關係即可。
(例4)
於上述，敘述有關變更s1、s2中一方之功率的情況，在此，說明有關變更s1、s2兩者之功率的情況。
利用第108圖來說明動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第95圖，h則如式(273)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(10701A)係以調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為v倍後之訊號(10702B)。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(10702B)。然後，設定u=v×w(w>1.0)。
若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之預編碼矩陣設為F[t]，則式(485)成立。
[數608]
因此，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為v2 ：u2 =v2 ：v2 ×w2 =1：w2 。藉此而成為可獲得第106圖所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
再者，若考慮式(479)、式(480)，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力比為v2 ：u2 =v2 ：v2 ×w2 =1：w2 =1：5或v2 ：u2 =v2 ：v2 ×w2 =1：w2 =1：2可視為有效例，但可依系統要求的要求條件而適當設定。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值v、u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值v、u。
(例4-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1 區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701A)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701A、10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vLX 、uLX 之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL3000 。
另，選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部 (10701B)設定功率變更用之值uL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL3000 。
此時，例如藉由將vL1000 、vL15000 、vL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將uL1000 、uL15000 、uL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000 =uL1500 ，又，亦可能出現vL1000 =vL1500 ，重要的是在(vL1000 、vL1500 、vL3000 )之組配中存在有2個以上的值。又，在(uL1000 、uL1500 、uL3000 )之組配中存在有2個以上的值。)。再者，vLX 及uLX 係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2 。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值uLX 存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值uLX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值vLX 存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vLX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例4-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編 碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701A)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701A、10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vrx 、urx 之形式來記載因應區塊長rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr3 。
又，選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur3 。
此時，例如藉由將vr1 、vr2 、vr3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將ur1 、ur2 、ur3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如亦可能出現vr1 =vr2 或ur1 =ur2 ，重要的是在(vr1 、vr2 、vr3 )之組配中存在有2個以上的值，又，重要的是在(ur1 、ur2 、ur3 )之中存在有2個以上的值)。再者，vrX 及urX 係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2 。
又，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值urx 存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值urx 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值vrX 存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vrX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例4-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在 生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為QPSK，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)的情況。s1之調變方式設為QPSK時，s1(t)之映射方法係如第95圖，於第95圖，h為式(273)。s2之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第94圖，於第94圖，g為式(272)，又，s2(t)之調變方式設為64QAM時，s2(t)之映射方法係如第109圖，於第109圖，k為式(481)。
於第108圖，s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，v=α，設定u=β×w64 。此時，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力比為v2 ：u2 =α2 ：α2 ×w16 2 =1：w16 2 。
然後，於第108圖，s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為64QAM時，v=β，設定u=β×w64 。此時，QPSK之平均電力與64QAM之平均電力比為v：u=β2 ：β2 ×w64 2 =1：w64 2 。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若1.0<w16 <w64 ，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為QPSK」，但可考慮「將s2之調變方式固定為QPSK」。此時，對於固定之調變方式(在此為QPSK)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為16QAM及64QAM)進行功率變更。如此一來，將固定之調變方式(在此為QPSK) 設定於s2時，以下關係式(486)會成立。
如此一來，即便「將s2之調變方式固定為QPSK，將s1之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)」，若1.0<w16 <w64 即可(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u=α×w16 ，於64QAM時，功率變更用而乘算之值為u=β×w64 ，QPSK之功率變更用之值係於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=α，於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=β)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)之某一者時，符合1.0<w16 <w64 之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(a>b>c)之某一者。此時，s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式A時，其平均 電力比設為1：wa 2 。s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式B時，其平均電力比設為1：wb 2 。此時，若wb <wa ，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
因此，於上述例，雖說明「將s1之調變方式固定為調變方式C」，但即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，關於平均電力而言，若wb <wa 即可(此時，與上述相同，當調變方式C之平均電力設為1時，調變方式A之平均電力為wa 2 ，調變方式B之平均電力為wb 2 )。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，關於平均電力而言，若符合wb <wa 之關係即可。
(例5)
利用第108圖來說明與例4不同動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第109圖，k則如式(481)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(10701A)係以調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控 制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(10702A)。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(10702B)。然後，設定u=v×w(w<1.0)。
若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之預編碼矩陣設為F[t]，則上述式(86)成立。
因此，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為v2 ：u2 =v2 ：v2 ×w2 =1：w2 。藉此而成為可獲得第106圖所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值v、u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值v、u。
(例5-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1 區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701A)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701A、10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vLX 、uLX 之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL3000 。
另，選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部 (10701B)設定功率變更用之值uL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL3000 。
此時，例如藉由將vL1000 、vL15000 、vL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將uL1000 、uL15000 、uL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000 =uL1500 ，又，亦可能出現vL1000 =vL1500 ，重要的是在(vL1000 、vL1500 、vL3000 )之組配中存在有2個以上的值。又，在(uL1000 、uL1500 、uL3000 )之組配中存在有2個以上的值。)。再者，vLX 及uLX 係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2 。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值uLX 存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值uLX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值vLX 存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vLX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例5-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編 碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701A)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701A、10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vrX 、urX 之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr3 。
又，選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur3 。
此時，例如藉由將vr1 、vr2 、vr3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將ur1 、ur2 、ur3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如亦可能出現vr1 =vr2 或ur1 =ur2 ，重要的是在(vr1 、vr2 、vr3 )之組配中存在有2個以上的值，又，重要的是在(ur1 、ur2 、ur3 )之中存在有2個以上的值)。再者，vrX 及urX 係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2 。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值urx 存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值urx 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值vrX 存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vrX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例5-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在 生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為64QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為QPSK(又，可設定為16QAM、QPSK之某一者)的情況。s1之調變方式設為64QAM時，s1(t)之映射方法係如第109圖，於第109圖，k為式(481)。s2之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第94圖，於第94圖，g為式(272)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第95圖，於第95圖，h為式(273)。
於第108圖，s1之調變方式設為64QAM，s2之調變方式為16QAM時，v=α，設定u=β×w16 。此時，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力比為v2 ：u2 =α2 ：α2 ×w16 2 =1：w16 2 。
然後，於第108圖，s1之調變方式設為64QAM，s2之調變方式為QPSK時，v=β，設定u=β×w4 。此時，64QAM之平均電力與QPSK之平均電力比為v2 ：u2 =β2 ：β2 ×w4 2 =1：w4 2 。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若w4 <w16 <1.0，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為64QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為64QAM，將s1之調變方式從16QAM變更為QPSK(設定為16QAM、QPSK之某一者)」，若w4 <w16 <1.0即可(與例4-3之說明同樣地思考即可)。(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之 值為u=α×w16 ，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u=β×w4 ，64QAM之功率變更用之值係於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=α，於複數種可設定之調變方式為QPSK時，v=β)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(64QAM、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)之某一者時，符合w4 <w16 <1.0之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者。此時，s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式A時，其平均電力比設為1：wa 2 。s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式B時，其平均電力比設為1：wb 2 。此時，若wa <wb ，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
因此，雖說明「將s1之調變方式固定為調變方式C」，但即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，關於平均電力而言，若wa <wb 即可(此時，與上述相同，當調變方式C之平均電力設為1時，調變方式A之平均電力為wa 2 ，調變方式B之平均電力為wb 2 )。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調 變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，關於平均電力而言，若符合wa <wb 之關係即可。
(例6)
利用第108圖來說明與例4不同動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。又，s2(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第109圖，k則如式(481)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(10701A)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(10702A)。
功率變更部(10701B)係以調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(10702B)。然後，設定u=v×w(w<1.0)。
若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之預編碼矩陣設為F[t]，則上述式(86)成立。
因此，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為v2 ：u2 =v2 ：v2 ×w2 =1：w2 。藉此而成為可獲得第106圖 所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值v、u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(10700)設定功率變更用之值v、u。
(例6-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701A)係因應控制訊號(10700) 來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701A、10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vLX 、uLX 之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vL3000 。
另，選擇區塊長為1000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1000 ，選擇區塊長為1500時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL1500 ，選擇區塊長為3000時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值uL3000 。
此時，例如藉由將vL1000 、vL15000 、vL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將uL1000 、uL15000 、uL3000 設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000 =uL1500 ，又，亦可能出現vL1000 =vL1500 ，重要的是在(vL1000 、vL1500 、vL3000 )之組配中存在有2個以上的值。又，在(uL1000 、uL1500 、uL3000 )之組配中存在有2個以上的值。)。再者，vLX 及uLX 係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2 。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值uLX 存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值uLX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值vLX 存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vLX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例6-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(10700)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(10701A)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(10701B)係因應控制訊號(10700)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(10701A、10701B)因應控制訊號(10700)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vrx 、urx 之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701A)設定功率變更用之值vr3 。
又，選擇編碼率為r1時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur1 ，選擇編碼率為r2時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur2 ，選擇編碼率為r3時，功率變更部(10701B)設定功率變更用之值ur3 。
此時，例如藉由將vr1 、vr2 、vr3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將ur1 、ur2 、ur3 設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如亦可能出現vr1 =vr2 或ur1 =ur2 ，重要的是在(vr1 、vr2 、vr3 )之組配中存在有2個以上的值，又，重要的是在(ur1 、ur2 、ur3 )之中存在有2個以上的值)。再者，vrX 及urX 係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2 。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要 點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值urx 存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值urx 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值vrX 存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vrX 中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例6-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為16QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從64QAM變更為QPSK(又，可設定為16QAM、QPSK之某一者)的情況。s1之調變方式設為16QAM時，s1(t)之映射方法係如第94圖，於第94圖，g為式(272)。s2之調變方式設為64QAM時，s2(t)之映射方法係如第109圖，於第109圖，k為式(481)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第95圖，於第95圖，h為式(273)。
於第108圖，s1之調變方式設為16QAM，s2之調變方式為64QAM時，v=α，設定u=β×w64 。此時，64QAM之平均電 力與16QAM之平均電力比為v2 ：u2 =α2 ：α2 ×w64 2 =1：w64 2 。
然後，於第108圖，s1之調變方式設為16QAM，s2之調變方式為QPSK時，v=β，設定u=β×w4 。此時，64QAM之平均電力與QPSK之平均電力比為v2 ：u2 =β2 ：β2 ×w4 2 =1：w4 2 。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若w4 <w64 ，則s2之調變方式為64QAM、QPSK中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為16QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為16QAM，將s1之調變方式從64QAM變更為QPSK(設定為16QAM、QPSK之某一者)」，若w4 <w64 即可(與例4-3之說明同樣地思考即可)。(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u=α×w16 ，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u=β×w4 ，64QAM之功率變更用之值係於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=α，於複數種可設定之調變方式為QPSK時，v=β)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、16QAM)之某一者時，符合w4 <w64 之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者。此時，s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式A時，其平均電力 比設為1：wa 2 。s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式B時，其平均電力比設為1：wb 2 。此時，若wa <wb ，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
因此，雖說明「將s1之調變方式固定為調變方式C」，但即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，關於平均電力而言，若wa <wb 即可(此時，與上述相同，當調變方式C之平均電力設為1時，調變方式A之平均電力為wa 2 ，調變方式B之平均電力為wb 2 )。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，關於平均電力而言，若符合wa <wb 之關係即可。
(關於電力)
包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態1O」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之本說明書中，就用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣的數式而言，若設定α=1，則如上述，即便「s1之調變方式與s2之調變方式不同時，使得s1之平均電力(平均值)與s2之平均電力(平均值)不同」，z1之平均電力與z2之平均電力仍相等，不會導致發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值電力對平均電力比)變大，因此能夠獲得可減少發送裝置之消耗電力的效果。例如將用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方 法之預編碼矩陣設定為實施形態C1之式(#3)、式(#14)、式(#15)、式(#16)、實施形態C2之式(#20)、式(#24)、式(#25)、式(#26)即可。例如將用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣予以一般化而表示如實施形態18之式(268)、式(269)、實施形態C1之式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、實施形態C2之式(#18)、式(#19)、式(#21)、式(#22)、式(#23)時，若設為α=1即可，關於該點，就其他實施形態而言亦同理(再者，週期不限於奇數)」。
其中，即便α≠1，仍存在有對於PAPR影響小之用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣。例如實現利用實施形態19中以式(279)及式(280)所表現的預編碼矩陣，來規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，即便α≠1，PAPR的影響仍小。(再者，關於與實施形態19相關連之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦於實施形態10敘述。又，於實施形態13、實施形態20，即便α≠1，對PAPR的影響亦仍小。)
(接收裝置)
例1、例2、例3的情況下，可從第5圖導出以下關係。
又，如以例1、例2、例3所說明，有時則成為如下關係。
接收裝置係利用上述關係來進行解調(檢波)(推定發送裝置已發送之位元)(與實施形態1、實施形態A1至A5等之說明同樣地實施即可)。
例4、例5、例6的情況下，可從第5圖導出以下關係。
又，如以例4、例5、例6所說明，有時則成為如下關係。
[數613]
接收裝置係利用上述關係來進行解調(檢波)(推定發送裝置已發送之位元)(與實施形態1、實施形態A1至A5等之說明同樣地實施即可)。
關於功率變更與映射之關係：又，如以例1、例2、例3所說明，尤其如式(487)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306B輸出u×s2(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號s1(t)及映射後之訊號u×s2(t)，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
然後，如以例1、例2、例3所說明，尤其如式(488)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306A輸出u×s1(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號u×s1(t)及映射後之訊號s2(t)，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
又，例4、例5、例6的情況，尤其如式(489)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306A輸出v×s1(t)，映射部306B輸出u×s2(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映 射後之訊號v×s1(t)及映射後之訊號u×s2(t)，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
然後，例4、例5、例6的情況，尤其如式(490)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306A輸出u×s1(t)，映射部306B輸出v×s2(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號u×s1(t)及映射後之訊號v×s2(t)，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
總言之，本實施形態之F[t]係規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，作為例子可考慮F[t]係依循實施形態C1之式(#3)、式(#14)、式(#15)、式(#16)、實施形態C2之式(#20)、式(#24)、式(#25)、式(#26)之某一者之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。又，例如作為例子可考慮F[t]係依循實施形態18之式(#268)、式(#269)、實施形態C1之式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、實施形態C2之式(#18)、式(#19)、式(#21)、式(#22)、式(#23)之某一者之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法(再者，週期不限於奇數)。
又，F[t]係以實施形態19之式(279)及式(280)所表現的預編碼矩陣之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可。(再者，關於與實施形態19相關連之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，亦於實施形態10、實施形態13、實施形態20敘述；F[t]係實施形態10、實施形態13、實施形態20所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可。)
再者，F[t]係適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法 時之用於時間t之預編碼矩陣。接收裝置係利用上述所示之r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1、實施形態A1至A5等之說明同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。再者，關於發送裝置為了進行功率變更而使用之u、v值，發送裝置發送關於該等之資訊，亦或發送所使用的發送模式(發送方法、調變方式、錯誤更正方式等)之資訊，接收裝置獲得該資訊而可得知發送裝置所用之u、v值，藉此導出上面所示之關係式而進行解調(檢波)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。
故，於時間軸方向切換預編碼矩陣時，就z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向切換預編碼矩陣時，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。
又，於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣時，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。再者，本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。然後，對於預編碼 矩陣固定之方式(因此，預編碼矩陣F(t)並非t(或f)之函數之方式)，適用本實施形態之s1(t)之平均電力或s2(t)之平均電力的設定，亦可於接收裝置，獲得資料之接收品質改善的效果。
(實施形態G1)
於本實施形態，說明有關上述s1及s2之生成所用之調變方式不同時，將使得s1與s2之平均電力不同之設定方法，與實施形態18所說明根據實施形態9之規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之預編碼方法組合利用的情況。如實施形態8所述，於週期N之規則地切換預編碼矩陣之方法，以下式表現參考式(82)~式(85)之為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態，由於處理么正矩陣，因此能夠以下式表現式(268)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下 之整數)。(α>0)此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
再者，根據式(269)生成F[0]~F[N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[N-1]之預編碼矩陣對於週期N，能夠以任何順序排列)。然後，例如符元號碼Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、N-2、N-1)。(在此，如先前之實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
作為為了週期N而準備之根據式(269)之預編碼矩陣例，當設為N=5時，可考慮如下矩陣。
[數618]
如此，為了減少發送裝置因上述預編碼所帶來的運算規模，於式(269)設定θ11 (i)=0弧度、λ=0弧度即可。其中，λ係於式(269)，視i而設為不同值，或為同一值均可。總言之，於式(269)，F[i=x]之λ與F[i=y]之λ(x≠y)為同一值或不同值均 可。
作為α之設定值，上面所述之設定值為1個有效值，但不限於此，例如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α亦可。(總言之，F[i]之α無須就i而言始終設為一定值。)
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，單載波傳送方式時，於時間軸(又，多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。此時，<條件#55>、<條件#56>可調換成如下條件(週期視為N)。
[數623]<條件#55’> (x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
再者，於本實施形態，舉例說明作為λ設為固定值處理時之預編碼矩陣之一例，設定λ=0弧度的情況，但若考慮調變方式之映射，亦可將值固定地設定為λ=π/2弧度、λ=π弧度、λ=(3π)/2弧度之某一者(例如於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，設為λ=π弧度。)。藉此，與設定λ=0弧度時同樣可謀求刪減電路規模。
於以下，說明有關對於以實施形態18為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法(關於細節係記載於實施形態F1)。
「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係可對於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法整體適用。此時，重要點如下：
‧錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，支援複數個區塊長(構成1區塊之位元數)(碼長)，發送裝置選擇前述複數個區塊長之某一 區塊長，並進行選擇區塊長之錯誤更正編碼時，依所選擇的區塊長，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧錯誤更正碼支援複數種編碼率，發送裝置選擇前述複數種編碼率之某一編碼率，並進行選擇編碼率之錯誤更正編碼時，依所選擇的編碼率，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s2用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s2之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s1用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s1之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
又，本實施形態所說明「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係不僅止於本說明書所示之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，若是規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法均可適用。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，針對於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。
(實施形態G2)
於本實施形態，說明有關上述s1及s2之生成所用之調變方式不同時，將使得s1與s2之平均電力不同之設定方法，與實施形態19所說明根據實施形態10之規則地切換利用么正矩陣之預編碼矩陣之預編碼方法組合利用的情況。
於週期2N規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣。
α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。
(式(234)之α與式(235)之α為同一值。)
(α<0亦可。)
此時，從實施形態3之(數106)之條件5及(數107)之條件6可知，以下條件對於獲得良好的資料接收品質甚為重要。
[數627]<條件#57> (x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
(x為0、1、2、…、N-2、N-1，y為0、1、2、…、N-2、N-1，x≠y。)
然後，考慮附加以下條件。
且
再者，根據式(279)、(280)生成F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣(F[0]~F[2N-1]之預編碼矩陣對於週期N，能夠以任何順序排列)。然後，例如符元號碼2Ni時，利用F[0]進行預編碼，符元號碼2Ni+1時，利用F[1]進行預編碼，…，符元號碼2N×i+h時，利用F[h]進行預編碼(h=0、1、2、…、2N-2、2N-1)。(在此，如先前之實施形態所述，未必須規則地切換預編碼矩陣亦可。)
作為為了週期2N而準備之根據式(279)、(280)之預編碼矩陣例，當設為N=15時，可考慮如下矩陣。
如此，為了減少發送裝置因上述預編碼所帶來的運算規模，於式(279)設定θ11 (i)=0弧度、λ=0弧度，於式(280)設定θ21 (i)=0弧度、λ=0弧度即可。
其中，λ係於式(279)、式(280)，視i而設為不同值，或為同一值均可。總言之，於式(279)、式(280)，F[i=x]之λ與F[i=y]之λ(x≠y)為同一值或不同值均可。又，作為其他方法，於式(279)，λ設為固定值，於式(280)，λ設為固定值，且使得式(279)之固定之λ值與式(280)之固定之λ值為不同值亦可。(作為其他方法，設為式(279)之固定之λ值與式(280)之固定之λ值之方法亦可。)
作為α之設定值，上面所述之設定值為1個有效值，但不限於此，例如實施形態17所述，就矩陣F[i]之各i值設定α亦可。(總言之，F[i]之α無須就i而言始終設為一定值。)
於本實施形態，說明有關時間週期2N之預編碼跳躍方法用之2N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，單載波傳送方式時，於時間軸(又，多載波時，亦可排列於頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的2N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明週期2N之預編碼跳躍方法，但隨機利用 2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期2N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之2N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
再者，於本實施形態，舉例說明作為λ設為固定值處理時之預編碼矩陣之一例，設定λ=0弧度的情況，但若考慮調變方式之映射，亦可將值固定地設定為λ=π/2弧度、λ=π弧度、λ=(3π)/2弧度之某一者(例如於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，設為λ=π弧度。)。藉此，與設定λ=0弧度時同樣可謀求刪減電路規模。
於以下，說明有關對於以實施形態19為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法(關於細節係記載於實施形態F1)。
「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係可對於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法整體適用。此時，重要點如下：
‧錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，支援複數個區塊長(構成1區塊之位元數)(碼長)，發送裝置選擇前述複數個區塊長之某一區塊長，並進行選擇區塊長之錯誤更正編碼時，依所選擇的區塊長，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會 切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧錯誤更正碼支援複數種編碼率，發送裝置選擇前述複數種編碼率之某一編碼率，並進行選擇編碼率之錯誤更正編碼時，依所選擇的編碼率，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s2用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s2之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s1用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s1之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
又，本實施形態所說明「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係不僅止於本說明書所示之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，若是規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法均可適用。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，針對於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。
(實施形態G3)
於本實施形態，說明有關上述s1及s2之生成所用之調變方式不同時，將使得s1與s2之平均電力不同之設定方 法，適用於實施形態C1的情況。該實施形態C1係針對實施形態2之(例1)、(例2)已一般化的情況予以適用時之形態。
於週期N之規則地切換預編碼矩陣之方法，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態，由於處理么正矩陣，因此能夠以下式表現式(#1)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)(若考慮簡化發送裝置、接收裝置之映射，則設為λ=0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度即可，且設為該等3個值之某一固定值即可。)於實施形態2，尤其設定α=1來處理，式(#2)表現如下。
如實施形態2所說明，為了於複數平面上，將接收惡劣點配置成對於相位呈均勻分布，於式(#1)或式(#2)中賦予<條件#101>或<條件#102>。
尤其將θ11 (i)設為不受i影響之固定值時，可賦予<條件#103>或<條件#104>。
同樣地，尤其將θ21 (i)設為不受i影響之固定值時，可賦予<條件#105>或<條件#106>。
[數667]
接著，就週期N之規則地切換預編碼矩陣之方法，舉出利用上面所述之預編碼矩陣之例。以下式表現根據式(#2)之為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為0弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，就規則地切換預編碼矩陣之方法，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為0弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為0弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#2)，λ設為π弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)(α>0)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
若思考實施形態2之例，則作為其他例而以下式表現為 了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為0弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，就規則地切換預編碼矩陣之方法，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為π弧度，θ11 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#103>或<條件#104>。又，將θ21 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為0弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
[數675]
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
作為與上述不同之其他例，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。(於式(#3)，λ設為π弧度，θ21 (i)設為0弧度。)
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)，符合<條件#105>或<條件#106>。又，將θ11 (i=0)設為某值即可，例如0弧度。
與實施形態9所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法比較時，本實施形態之預編碼方法係即便週期為實施形態9之週期的大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模的效果。為了更提高上述效果，例如製成如第4圖在構成上具有1個編碼器來分配編碼資料之發送裝置，或支援其之接收裝置即可。
再者，作為上述例之α之一適宜例雖包括如實施形態18 之方法，但未必須限定於此。
於本實施形態，說明有關時間週期N之預編碼跳躍方法用之N個不同預編碼矩陣之構成方法。此時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限定於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N之預編碼跳躍方法，但隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之N個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
於以下，說明有關對於以實施形態C1為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法(關於細節係記載於實施形態F1)。
「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係可對於本說明書所說明的規則地切換 預編碼矩陣之預編碼方法整體適用。此時，重要點如下：
‧錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，支援複數個區塊長(構成1區塊之位元數)(碼長)，發送裝置選擇前述複數個區塊長之某一區塊長，並進行選擇區塊長之錯誤更正編碼時，依所選擇的區塊長，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧錯誤更正碼支援複數種編碼率，發送裝置選擇前述複數種編碼率之某一編碼率，並進行選擇編碼率之錯誤更正編碼時，依所選擇的編碼率，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s2用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s2之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s1用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s1之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
又，本實施形態所說明「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係不僅止於本說明書所示之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，若是規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法均可適用。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣 的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，針對於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。
(實施形態G4)
於本實施形態，說明有關上述s1及s2之生成所用之調變方式不同時，將使得s1與s2之平均電力不同之設定方法，適用於實施形態C2的情況。實施形態C1係關於與融合實施形態C1與實施形態9後之實施形態C1不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，總言之，於實施形態9利用週期設為奇數的情況來實現實施形態C1之方法。
就週期N之規則地切換預編碼矩陣之方法而言，以下式表現為了週期N而準備之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態處理么正矩陣，以下式表現式(#1)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下 之整數)。(α>0)(若考慮簡化發送裝置、接收裝置之映射，則設為λ=0弧度、π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度即可，且設為該等3個值之某一固定值即可。)尤其設定α=1來處理，式(#19)表現如下。
本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣係以上述形式表現，而其特徵在於本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之週期N為奇數，亦即表現為N=2n+1。然後，為了實現週期N=2n+1而準備之不同之預編碼矩陣(再者，關於不同之預編碼矩陣係待後續說明)為n+1個。然後，n+1個不同之預編碼中，n個預編碼矩陣係於1週期內分別利用2次，1個預編碼矩陣係利用1次，藉此實現週期N=2n+1。以下詳細說明有關此時之預編碼矩陣。
為了實現週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所必需的n+1個不同之預編碼矩陣設為F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n](i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))。此時，如以下表現根據式(#19)之n+1個不同之預編碼矩陣F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]。
[數680]
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#21)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。為了更提高上述效果，例如製成如第4圖在構成上具有1個編碼器來分配編碼資料之發送裝置，或支援其之接收裝置即可。
然後，尤其設定λ=0弧度、θ11 =0弧度時，上式表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#22)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、… F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
然後，尤其設定λ=π弧度、θ11 =0弧度時表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#23)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置 之電路規模之效果。
又，如式(#19)及式(#20)之關係，若α=1，則式(#21)係表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#24)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
同樣地，於式(#22)，若α=1則表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下 之整數)。於式(#25)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
同樣地，於式(#23)，若α=1則表現如以下。
其中，i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數)。於式(#26)之n+1個不同之F[0]、F[1]、…、F[i]、…F[n-1]、F[n]，F[0]利用1次，且F[1]~F[n]分別利用2次(F[1]利用2次，F[2]利用2次，…，F[n-1]利用2次，F[n]利用2次)，以便設成週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉此以與實施形態9中，週期設為奇數時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法同樣，接收裝置可獲得良好之資料接收品質。此時，即便週期為實施形態9之週期之大約一半，仍可能可獲得高資料接收品質，由於可減少所準備 的預編碼矩陣，因此能夠獲得可刪減發送裝置、接收裝置之電路規模之效果。
再者，作為上述例之α之一適宜例雖包括如實施形態18之方法，但未必須限定於此。
於本實施形態，將週期N=2n+1之預編碼跳躍方法(週期N=2n+1之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)用之預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n](其中，W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]係由F[0]、F[1]、F[2]、…、F[n-1]、F[n]所構成)，在單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]之順序，但未必須限定於此，預編碼矩陣W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之適用方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，雖說明時間週期N=2n+1之預編碼跳躍方法，但隨機利用W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用W[0]、W[1]、…、W[2n-1]、W[2n]。
又，於週期H(H係大於上述規則地切換預編碼矩陣之方式之週期N=2n+1之自然數)之預編碼矩陣切換方法中，若包含本實施形態之n+1個不同之預編碼矩陣，則給予良好接收品質之可能性變高。
於以下，說明有關對於以實施形態C2為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，s1之調變方式與s2之調變方 式不同時之s1及s2之平均電力設定方法(關於細節係記載於實施形態F1)。
「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係可對於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法整體適用。此時，重要點如下：
‧錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，支援複數個區塊長(構成1區塊之位元數)(碼長)，發送裝置選擇前述複數個區塊長之某一區塊長，並進行選擇區塊長之錯誤更正編碼時，依所選擇的區塊長，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧錯誤更正碼支援複數種編碼率，發送裝置選擇前述複數種編碼率之某一編碼率，並進行選擇編碼率之錯誤更正編碼時，依所選擇的編碼率，s1之調變方式與s2之調變方式不同時，有時會切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s2用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s2之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
‧s1之調變方式與s2之調變方式不同時，支援複數種s1用之可選擇之調變方式，發送裝置依據s1之生成所使用的調變方式，來切換s1及s2之平均電力(平均值)設定方法。
又，本實施形態所說明「s1之調變方式與s2之調變方式不同時之s1及s2之平均電力設定方法」，係不僅止於本說明書所示之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，若是 規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法均可適用。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，針對於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。
(實施形態H1)
於本實施形態，作為一例而說明關於在發送已施加QPSK之映射之調變訊號、及已施加16QAM之映射之調變訊號時，設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同之方法之與實施形態F1不同的方法。
如實施形態F1所說明，s1之之調變訊號之調變方式設為QPSK，s2之之調變訊號之調變方式設為16QAM(或s1之之調變訊號之調變方式設為16QAM，s2之之調變訊號之調變方式設為QPSK)，設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時，依發送裝置所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值電力對平均電力比)變大，可能發生發送裝置之消耗電力變大的課題。
具體而言，於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」 之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之數式，若設定α≠1，則z1之平均電力與z2之平均電力不同，對發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR造成影響，可能發生發送裝置之消耗電力變大的課題(其中，如上述，即便α≠1，仍存在對PAPR影響少之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)。
於本實施形態，說明有關於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之數式，即便α≠1，仍存在對PAPR影響少之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
於本實施形態，作為一例，針對s1、s2之調變方式為QPSK、16QAM之某一方式時來進行說明。
首先，說明有關QPSK之映射及16QAM之映射方法。再者，本實施形態之s1、s2係根據以下所述之QPSK之映射或16QAM之映射之某一者之訊號。
首先，關於16QAM之映射，利用第94圖來說明。第94圖係表示同相I-正交Q平面之16QAM之訊號點配置例。第94圖之訊號點9400係發送之位元(輸入位元)設為b0~b3時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(該值係記載於第94圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-3×g、3×g)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3)，從第94圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
接著，關於QPSK之映射，利用第95圖來說明。第95圖係表示同相I-正交Q平面之QPSK之訊號點配置例。第95圖之訊號點9500係發送之位元(輸入位元)設為b0、b1時，例如發送之位元為(b0、b1)=(1、0)(該值係記載於第95圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-1×h、1×h)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1)為其他值時，亦根據(b0、b1)，從第95圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
再者，s1、s2之調變方式為QPSK、16QAM之某一者時，為了使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力相等，h成為式(273)，g成為式(272)。
利用第108圖所示之預編碼關連之訊號處理部時，於第110圖、第111圖表示調變方式、功率變更值、預編碼矩陣在時間軸(頻率軸、時間及頻率軸)之變更方法例。
於第110圖之例子，作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、預編碼矩陣。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第110圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第110圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、…表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)
如第110圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第110圖，作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣，準備F[0]、F[1]、F[2]三種，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之切換週期為3(以t0~t2、t3~t5、…形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式在t0~t2為QPSK，在t3~t5為16QAM，以此類推，s2(t)之調變方式在t0~t2為16QAM，在t3~t5為QPSK，以此類推。因此，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)或(16QAM、QPSK)。
此時，重要點係如下：「以F[0]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以F[1]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以F[2]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(10701A)係於s1(t)之調變方式為QPSK時，對s1(t)乘算a並輸出a×s1(t)，於s1(t)之調變方式為 16QAM時，對s1(t)乘算b並輸出b×s1(t)。
功率變更部(10701B)係於s2(t)之調變方式為QPSK時，對s2(t)乘算a並輸出a×s2(t)，於s2(t)之調變方式為16QAM時，對s2(t)乘算b並輸出b×s2(t)。
再者，關於設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之方法，係如實施形態F1所說明。
因此，若考慮(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配，如第110圖所示，考慮到預編碼矩陣及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之預編碼矩陣數；2：於各預編碼矩陣，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之各預編碼矩陣，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(s1(t)之調變方式、s2(t)之 調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(s1(t)之調變方式與s2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
第111圖係作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、預編碼矩陣。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(tt)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第111圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第111圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1，以此類推來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、…表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)再者，第111圖係符合第110圖所說明要件之與第110圖不同之例。
如第111圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式 為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第111圖，作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣，準備F[0]、F[1]、F[2]三種，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之切換週期為3(以t0~t2、t3~t5、…形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式係於時間軸上交替設定為QPSK與16QAM，又，關於該點，針對s2(t)亦同樣。然後，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)或(16QAM、QPSK)。
此時，重要點係如下：「以F[0]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以F[1]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以F[2]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(10701A)係於s1(t)之調變方式為QPSK時，對s1(t)乘算a並輸出a×s1(t)，於s1(t)之調變方式為16QAM時，對s1(t)乘算b並輸出b×s1(t)。
功率變更部(10701B)係於s2(t)之調變方式為QPSK時，對s2(t)乘算a並輸出a×s2(t)，於s2(t)之調變方式為16QAM 時，對s2(t)乘算b並輸出b×s2(t)。
因此，若考慮(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配，如第111圖所示，考慮到預編碼矩陣及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之預編碼矩陣數；2：於各預編碼矩陣，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之各預編碼矩陣，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、 128QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(s1(t)之調變方式與s2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
又，各時間(各頻率)所設定的調變方式、功率變更值、預編碼矩陣之關係不限於第110圖、第111圖。
匯總以上為以下重要點。
使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，並設定為使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同。然後，功率變更部(10701A)係於s1(t)之調變方式為調變方式A時，對s1(t)乘算a並輸出a×s1(t)，於s1(t)之調變方式為調變方式B時，對s1(t)乘算b並輸出b×s1(t)。同樣地，功率變更部(10701B)係於s2(t)之調變方式為調變方式A時，對s2(t)乘算a並輸出a×s2(t)，於s2(t)之調變方式為調變方式B時，對s2(t)乘算b並輸出b×s2(t)。
又，作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣所準備的預編碼矩陣，存在有F[0]、F[1]、…、F[N-2]、F[N-1](亦即於F[k]，k為0以上、N-1以下)。然後，於F[k]，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者。(此時，「於所有k，在F[k]，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者」亦可，又，「於F[k]，存在有(s1(t)之 調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者之k)亦可。)
如以上，藉由使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，且作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣所準備的預編碼矩陣，使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者，即便設定使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
與上述相關連，以下說明有關s1(t)、s2(t)之生成方法。如第3圖、第4圖所示，s1(t)係由映射部306A所生成，s2(t)係由映射部306B所生成。因此，於上述例，按照第110圖、第111圖，映射部306A、306B係切換進行QPSK之映射的情況與進行16QAM之映射的情況。
再者，於第3圖、第4圖，雖分別設置用以生成s1(t)之映射部與用以生成s2(t)之映射部，但未必須限於此，例如第112圖，映射部(11202)輸入數位資料(11201)，例如按照第110圖、第111圖生成s1(t)、s2(t)，將s1(t)作為映射後之訊號307A而輸出，又，將s2(t)作為映射後之訊號307B而輸出。
第113圖係表示與第108圖、第112圖不同之加權合成部 (預編碼部)周邊構成之一例。於第113圖，關於與第3圖、第107圖同樣動作者係附上同一符號。然後，第114圖係對於第113圖，作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、預編碼矩陣。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第114圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第114圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1，以此類推來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、…表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)
如第114圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第114圖，作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣，準備F[0]、F[1]、F[2]三種，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之切換週期為3(以t0~t2、t3~t5、…形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式固定為QPSK，s2(t)之調變方式固定為16QAM。然後，第113圖之訊號置換部(11301)係以 映射後之訊號307A、307B及控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之訊號307A、307B進行置換(有時不進行置換)，並輸出置換後之訊號(11302A：Ω1(t))及置換後之訊號(11302B：Ω2(t))。
此時，重要點係如下：「以F[0]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以F[1]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以F[2]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(10701A)係於Ω1(t)之調變方式為QPSK時，對Ω1(t)乘算a並輸出a×Ω1(t)，於Ω1(t)之調變方式為16QAM時，對Ω1(t)乘算b並輸出b×Ω1(t)。
功率變更部(10701B)係於Ω2(t)之調變方式為QPSK時，對Ω2(t)乘算a並輸出a×Ω2(t)，於Ω2(t)之調變方式為16QAM時，對Ω2(t)乘算b並輸出b×Ω2(t)。
再者，關於設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之方法，係如實施形態F1所說明。
因此，若考慮(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配，如第114圖所示，考慮到預編碼矩陣及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：準備作為在規則地切換預編碼矩陣之 預編碼方法所用之預編碼矩陣之預編碼矩陣數；2：於各預編碼矩陣，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之各預編碼矩陣，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(Ω1(t)之調變方式與Ω2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
第115圖係對於第113圖，作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、預編碼矩陣，其係與第114圖不同之表。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第115圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第115圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1，以此類推來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、…表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)
如第115圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第115圖，作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣，準備F[0]、F[1]、F[2]三種，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之切換週期為3(以t0~t2、t3~t5、…形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式固定為QPSK，s2(t)之調變方式固定為16QAM。然後，第113圖之訊號置換部(11301)係以映射後之訊號307A、307B及控制訊號(10700)作為輸入，根 據控制訊號(10700)，對於映射後之訊號307A、307B進行置換(有時不進行置換)，並輸出置換後之訊號(11302A：Ω1(t))及置換後之訊號(11302B：Ω2(t))。
此時，重要點係如下：「以F[0]進行預編碼時之(Ωi(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以F[1]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以F[2]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(10701A)係於Ω1(t)之調變方式為QPSK時，對Ω1(t)乘算a並輸出a×Ω1(t)，於Ω1(t)之調變方式為16QAM時，對Ω1(t)乘算b並輸出b×Ω1(t)。
功率變更部(10701B)係於Ω2(t)之調變方式為QPSK時，對Ω2(t)乘算a並輸出a×Ω2(t)，於Ω2(t)之調變方式為16QAM時，對Ω2(t)乘算b並輸出b×Ω2(t)。
再者，關於設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之方法，係如實施形態F1所說明。
因此，若考慮(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配，如第115圖所示，考慮到預編碼矩陣及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之預編碼矩陣數；2：於各預 編碼矩陣，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於準備作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣之各預編碼矩陣，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(Ω1(t)之調變方式與Ω2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
又，各時間(各頻率)所設定的調變方式、功率變更值、 預編碼矩陣之關係不限於第114圖、第115圖。匯總以上為以下重要點。
使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，並設定為使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同。然後，功率變更部(10701A)係於Ω1(t)之調變方式為調變方式A時，對Ω1(t)乘算a並輸出a×Ω1(t)，於Ω1(t)之調變方式為調變方式B時，對Ω1(t)乘算b並輸出b×Ω1(t)。同樣地，功率變更部(10701B)係於Ω2(t)之調變方式為調變方式A時，對Ω2(t)乘算a並輸出a×Ω2(t)，於Ω2(t)之調變方式為調變方式B時，對Ω2(t)乘算b並輸出b×Ω2(t)。
又，作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法所用之預編碼矩陣所準備的預編碼矩陣，存在有F[0]、F[1]、…、F[N-2]、F[N-1](亦即於F[k]，k為0以上、N-1以下)。然後，於F[k]，(Ω1(t)之調變方式、sΩ(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者。(此時，「於所有k，在F[k]，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者」亦可，又，「於F[k]，存在有(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者之k)亦可。)
如以上，藉由使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，且作為在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方 法所用之預編碼矩陣所準備的預編碼矩陣，使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者，即便設定使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
接著，說明有關接收裝置之動作。關於接收裝置之動作係如實施形態1、實施形態A1~A3等所說明，例如接收裝置之構成係表示於第7圖、第8圖、第9圖、第56圖、第73圖、第74圖、第75圖。
從第5圖之關係來看，當接收訊號r1(t)、r2(t)利用通道變動值、h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)時，如第110圖、第111圖、第114圖、第115圖，發送裝置發送調變訊號時，以下兩式之某一式之關係會成立。
其中，F[t]係於適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之用於時間t之預編碼矩陣。接收裝置係利用上述兩式之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1、實施形態A1至A5等之說明同樣地實施即可)。其中，於上述兩式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。再者，關於發送裝置為了進行功率變更而使用之u、v值，發送裝置發送關於該等之資訊，亦或發送所使用的發送模式(發送方法、調變方式、錯誤更正方式等)之資訊，接收裝置獲得該資訊而可得知發送裝置所用之u、v值，藉此導出上面所示之關係式而進行解調(檢波)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，於時間-頻率軸方向切換預編 碼矩陣時，亦可同樣地實施。再者，本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，又，對於預編碼矩陣固定之方式適用本實施形態，亦可獲得對PAPR之影響少的效果。
(實施形態H2)
於本實施形態，說明有關播送(或通訊)系統支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，及支援s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，可刪減電路規模之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
首先，敘述有關s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，適用實施形態9、實施形態10、實施形態18、實施形態19等所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。(但規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法未必須限於實施形態9、實施形態10、實施形態18、實施形態19。)例如於實施形態8及實施形態18所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，為了週期N之預編碼矩陣(F[i])係以下式表現。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。再者，關於θ11 (i)、θ21 、α、λ、δ，係與實施形態8、實施形態18之說明相同(再者，符合實施形態8、實施形態18所述之θ11 (i)、θ21 、α、λ、δ之條件時，其為一較佳例)。然後，尤其是作為為了週期N之預編碼矩陣而利用么正矩陣。因此，為了週期N之預編碼矩陣(F[i])係以下式表現。
以下，以利用式(H4)的情況為例，來說明s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。再者，於本實施形態，雖以式(H4)為例來說明，進一步具體之例子亦可為利用實施形態C1所記載的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)之某一者之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。又，由實施形態119所示之式(279)、式(280)兩者所定義的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可。
首先，第116圖係表現本實施形態之支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，及支援s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之加權合成(預編碼)部周邊之構成。於第116圖，關於與第3圖、第6圖、第107圖同樣動作者係附上同一符號，在此省略說明。
第116圖之基頻訊號置換部11601係以預編碼後之訊號 309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))、控制訊號10700作為輸入，控制訊號10700表示「不進行訊號置換」時，預編碼後之訊號309A(z1(t))作為訊號11602A(z1’(t))而輸出，預編碼後之訊號309B(z1(t))作為訊號11602B(z1’(t))而輸出。
然後，控制訊號10700表示「進行訊號置換」時，基頻訊號置換部11601係如下動作：時間2k時(k為整數)，預編碼後之訊號309A(z1(2k))作為訊號11602A(z1’(2k))而輸出，預編碼後之訊號309B(z1(2k))作為訊號11602B(z1’(2k))而輸出；時間2k+1時(k為整數)，預編碼後之訊號309B(z2(2k+1))作為訊號11602A(z1’(2k+1))而輸出，預編碼後之訊號309A(z1(2k+1))作為訊號11602B(z1’(2k+1))而輸出。又，時間2k時(k為整數)，預編碼後之訊號309B(z1(2k))作為訊號11602A(z1’(2k))而輸出，預編碼後之訊號309A(z1(2k))作為訊號11602B(z1’(2k))而輸出；時間2k+1時(k為整數)，預編碼後之訊號309A(z2(2k+1))作為訊號11602A(z1’(2k+1))而輸出，預編碼後之訊號309B(z1(2k+1))作為訊號11602B(z1’(2k+1))而輸出。(其中，上述之訊號置換為一例，不限於此，重要點在於「進行訊號置換」時有進行訊號置 換一事。)
再者，此為實施形態H1之變形例，又，該訊號置換係對於正進行預編碼之符元而進行，不適用於其他之插入符元，例如前導符元或用以傳送不進行預編碼之資訊之符元(例如控制資訊符元)。又，於上述，說明有關於時間軸方向，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法的情況，但不限於此，於時間軸，或於時間-頻率軸，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法的情況，亦可同樣地適用本實施形態，又，關於訊號置換，於上述亦採時間軸方法來進行說明，但亦可於時間軸，或於時間-頻率軸進行訊號置換。
接著，說明有關s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時之第116圖之各部的動作。
由於s1(t)及s2(t)為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，因此映射方法係如第94圖，g則如式(272)。
功率變更部(10701A)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702A)。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702B)。
此時，v=u=Ω，v2 ：u2 =1：1。藉此，接收裝置可獲得高資料接收品質。
加權合成部600係以功率變更後之訊號10702A(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號)及功率變更後之訊號10702B(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號)、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315，進行根據規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))。此時，若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣設為F[t]，則以下關係式成立。
s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之預編碼矩陣F[t]以式(H4)表現時，如實施形態18所示，式(270)係適於作為α之值。α以式(270)表現時，z1(t)、z2(t)均如第117圖，於I-Q平面相當於256點之某一訊號點之基頻訊號。再者，第117圖為一例，亦有以原點為中心令相位旋轉的形式之256點之訊號配置。
由於s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM，因此經加權合成之訊號z1(t)、z2(t)係於16QAM傳送4位元、於16QAM傳送4位元之合計傳送8位元，故如第117圖成為256點之訊號點，此時，由於訊號點之最小歐氏距離大，因此於接收裝置可獲得更佳的資料接收品質。
基頻訊號置換部11601係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))、控制訊號10700作為輸入，由於s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM，故控制訊號10700表示「不進行訊號置換」，因此預編碼後之訊號309A(z1(t))作為訊號309A(z1’(t))而輸出，預編碼後之訊號309B(z2(t))作為訊號309A(z2’(t))而輸出。
接著，說明有關s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時之第116圖之各部的動作。
s1(t)為調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第95圖，h則如式(273)。s2(t)為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。
功率變更部(10701A)係以調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702A)。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控 制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702B)。
此時，於實施形態H1，「QPSK之平均電力與16QAM之平均電力比為v2 ：u2 =1：5」表示一較佳例。(藉此，接收裝置可獲得高資料接收品質。)以下說明有關此時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
加權合成部600係以功率變更後之訊號10702A(調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號)及功率變更後之訊號10702B(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號)、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315，進行根據規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))。
此時，若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣設為F[t]，則以下關係式成立。
s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之預編碼矩陣F[t]以式(H4)表現時，如實施形態18所示，與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時相同，式(270)係適於作為α之值。說明有關其理由。
第118圖係表示上述發送狀態之16QAM之I-Q平面之16點訊號點與QPSK之I-Q平面之4點訊號點之位置關係；○為16QAM之訊號點，●為QPSK之訊號點。從第118圖可知，16QAM之16個訊號點中之4個與QPSK之4個訊號點呈重疊狀態。該狀況下，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之預編碼矩陣F[t]係以式(H4)表現，α設為式(270)時，z1(t)、z2(t)均相當於對於s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之第117圖之256點訊號點擷取出64點之訊號點之基頻訊號。再者，第117圖為一例，亦有以原點為中心令相位旋轉的形式之256點之訊號配置。
由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM，因此經加權合成之訊號z1(t)、z2(t)係於QPSK傳送2位元、於16QAM傳送4位元之合計傳送6位元，故成為64點之訊號點，此時，由於為上面所說明的64點訊號點，因此訊號點之最小歐氏距離大，故於接收裝置可獲得更佳的資料接收品質。
基頻訊號置換部11601係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))、控制訊號10700作為輸入，由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM，故控 制訊號10700表示「進行訊號置換」，因此基頻訊號置換部11601係例如如下動作：時間2k時(k為整數)，預編碼後之訊號309A(z1(2k))作為訊號11602A(z1’(2k))而輸出，預編碼後之訊號309B(z1(2k))作為訊號11602B(z1’(2k))而輸出；時間2k+1時(k為整數)，預編碼後之訊號309B(z2(2k+1))作為訊號11602A(z1’(2k+1))而輸出，預編碼後之訊號309A(z1(2k+1))作為訊號11602B(z1’(2k+1))而輸出。又，時間2k時(k為整數)，預編碼後之訊號309B(z1(2k))作為訊號11602A(z1’(2k))而輸出，預編碼後之訊號309A(z1(2k))作為訊號11602B(z1’(2k))而輸出；時間2k+1時(k為整數)，預編碼後之訊號309A(z2(2k+1))作為訊號11602A(z1’(2k+1))而輸出，預編碼後之訊號309B(z1(2k+1))作為訊號11602B(z1’(2k+1))而輸出。
再者，於上述，s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，進行訊號置換。藉由如此，如實施形態F1所記載，可刪減PAPR，因此能夠獲得可抑制發送裝置之消耗電力的效果。其中，當發送裝置之消耗電力不視為問題時，則與s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時同 樣不進行訊號置換亦可。
又，由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，設為v2 ：u2 =1：5的情況為較佳例，因此以此時為例來說明，但於v2 <u2 的條件下，使得s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法，在兩者的情況下，存在有可獲得良好接收品質的情況。因此，不限於v2 ：u2 =1：5。
如以上，藉由使得s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法，可刪減發送裝置之電路規模，並且雖然接收裝置根據式(H5)及式(H6)、訊號置換方法進行解調，但如上述，由於共有訊號點，因此可共有求出接收候補訊號點之運算部，故於接收裝置，能夠獲得可刪減電路規模的效果。
再者，於本實施形態，舉例說明式(H4)之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於此。
本發明之要點如下。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方 法為同一方法。
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 <u2 之條件。
再者，於接收裝置，作為可獲得良好接收品質之較佳例如下：
例1(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 ：u2 =1：5之條件。
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，任一情況均利用同一規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
例2(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 <u2 之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法，以式(H4)表現。再者，於本實施形態，雖以式(H4)來表現規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但亦可為利用實施形態C1所記載的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)之某一者之規則地切 換預編碼矩陣之預編碼方法。又，由實施形態19所示之式(279)、式(280)兩者所定義的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可。(細節係記載於實施形態9、實施形態10、實施形態18、實施形態19等。)
例3(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 <u2 之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法，以式(H4)表現，α以式(270)表現。再者，於本實施形態，雖以式(H4)來表現規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但亦可為利用實施形態C1所記載的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)之某一者之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。又，由實施形態19所示之式(279)、式(280)兩者所定義的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可。(細節係記載於實施形態9、實施形態10、實施形態18、實施形態19等。)
例4(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 ：u2 =1：5之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與 s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法，以式(H4)表現，α以式(270)表現。再者，於本實施形態，雖以式(H4)來表現規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但亦可為利用實施形態C1所記載的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)之某一者之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。又，由實施形態19所示之式(279)、式(280)兩者所定義的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可，(細節係記載於實施形態9、實施形態10、實施形態18、實施形態19等。)任一情況中，α均以式(270)來表現即可。
再者，本實施形態係舉例QPSK及16QAM時來說明調變方式，但不限於此。因此，若延伸本實施形態，則可考慮如下。存在有調變方式A及調變方式B，調變方式A之I-Q平面之訊號點數設為a，調變方式B之I-Q平面之訊號點數設為b，a<b。如此一來，本發明之要點可如下賦予。
符合以下2個項目。
‧支援s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，使得兩者之情況下所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法。
‧s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 <u2 之條件。 此時，實施或不實施利用第116圖所說明的基頻訊號置換均可。其中，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，若考慮PAPR的影響，則實施上面所述之基頻訊號置換即可。或符合以下2個項目。
‧支援s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，使得兩者之情況下所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法為同一方法，以式(H4)表現。再者，於本實施形態，雖以式(H4)來表現規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但亦可為利用實施形態C1所記載的式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、式(#17)之某一者之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。又，由實施形態19所示之式(279)、式(280)兩者所定義的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法亦可。(細節係記載於實施形態9、實施形態10、實施形態18、實施形態19等。)
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 <u2 之條件。此時，實施或不實施利用第116圖所說明的基頻訊號置換均可。其中，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，若考慮PAPR的影響，則實施上面所述之基頻訊號置換即可。
作為調變方式A與調變方式B之組配，(調變方式A、調 變方式B)包括(QPSK、64QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣時，亦可同樣地實施。再者，本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
又，接收裝置係於本實施形態之兩種調變方式之設定模式下，利用實施形態F1所述之接收方法來進行解調、檢波。
(實施形態H3)
於本實施形態，作為播送(或通訊)系統支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，及支援s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，可刪減電路規模之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，說明與實施形態H2不同之方法。
首先，敘述有關s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法例，適用實施形態8及實施形態18所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼 方法。因此，於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，為了週期N之預編碼矩陣(F[i])係以下式表現。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。再者，關於θ11 (i)、θ21 、α、λ、δ，係與實施形態8、實施形態18之說明相同(再者，符合實施形態8、實施形態18所述之θ11 (i)、θ21 、α、λ、δ之條件時，其為一較佳例)。然後，尤其是作為為了週期N之預編碼矩陣而利用么正矩陣。因此，為了週期N之預編碼矩陣(F[i])係以下式表現(i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))。
以第108圖、第112圖構成本實施形態之支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，及支援s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之加權合成(預編碼)部周邊之構成。(關於第108圖、第112圖之動作係於其他實施形態進行說明。)
說明有關s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時之s1(t)、s2(t)。
由於s1(t)及s2(t)為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，因此映射方法係如第94圖，g則如式(272)。
接著，說明有關第108圖、第112圖之各部之動作。
功率變更部(10701A)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702A)。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702B)。
此時，v=u=Ω，v2 ：u2 =1：1。藉此，接收裝置可獲得高資料接收品質。
加權合成部600係以功率變更後之訊號10702A(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號)及功率變更後之訊號10702B(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號)、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315，進行根據規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))。
此時，若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編 碼矩陣設為F[t]，則以下關係式成立。
s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之預編碼矩陣F[t]以式(H8)表現時，如實施形態18所示，式(270)係適於作為α之值。α以式(270)表現時，z1(t)、z2(t)均如第117圖，於I-Q平面相當於256點之某一訊號點之基頻訊號。再者，第117圖為一例，亦有以原點為中心令相位旋轉的形式之256點之訊號配置。
由於s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM，因此經加權合成之訊號z1(t)、z2(t)係於16QAM傳送4位元、於16QAM傳送4位元之合計傳送8位元，故如第117圖成為256點之訊號點，此時，由於訊號點之最小歐氏距離大，因此於接收裝置可獲得更佳的資料接收品質。
接著，說明有關s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時之s1(t)、s2(t)。
s1(t)為調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第95圖，h則如式(273)。s2(t)為調變方式16QAM 之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第94圖，g則如式(272)。
接著，說明有關第108圖、第112圖之各部之動作。
功率變更部(10701A)係以調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702A)。
功率變更部(10701B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(功率變更後之訊號：10702B)。
此時，於實施形態H1，「QPSK之平均電力與16QAM之平均電力比為v2 ：u2 =1：5」表示一較佳例。(藉此，接收裝置可獲得高資料接收品質。)
以下說明有關此時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
作為s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，除了s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時所使用的式(H8)之N個預編碼矩陣以外，再加上以下N個預編碼矩陣，設為週期2N之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
[數695]
此時，i=N、N+1、N+2、…、2N-2、2N-1(i為N以上、2N-1以下之整數)。(再者，符合實施形態10、實施形態19所述之θ11 (i)、θ21 、α、λ、δ之條件時，其為一較佳例)。
再次記載如下：「以式(H8)及式(10)表現作為s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法使用之週期2N之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣。然後，式(H8)係作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法使用之週期2N之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣。因此，s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法使用之週期N之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，亦於s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中利用。」
加權合成部600係以功率變更後之訊號10702A(調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號)及功率變更後之訊號10702B(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號)、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315，進行根據規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼， 輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))。此時，若規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣設為F[t]，則以下關係式成立。
s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之預編碼矩陣F[t]以式(H8)及式(10)表現時，如實施形態18所示，與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時相同，式(270)係適於作為α之值。說明有關其理由。
第118圖係表示上述發送狀態之16QAM之I-Q平面之16點訊號點與QPSK之I-Q平面之4點訊號點之位置關係；○為16QAM之訊號點，●為QPSK之訊號點。從第118圖可知，16QAM之16個訊號點中之4個與QPSK之4個訊號點呈重疊狀態。該狀況下，適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之預編碼矩陣F[t]係以式(H8)及式(10)表現，α設為式(270)時，z1(t)、z2(t)均相當於對於s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之第117圖之256點訊號點擷取出64點之訊號點之基頻訊號。再者，第117圖為一例，亦有以 原點為中心令相位旋轉的形式之256點之訊號配置。
由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM，因此經加權合成之訊號z1(t)、z2(t)係於QPSK傳送2位元、於16QAM傳送4位元之合計傳送6位元，故成為64點之訊號點，此時，由於為上面所說明的64點訊號點，因此訊號點之最小歐氏距離大，故於接收裝置可獲得更佳的資料接收品質。
又，由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，設為v2 ：u2 =1：5的情況為較佳例，因此以此時為例來說明，但於v2 <u2 的條件下，若s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法設為式(H8)及式(10)，s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法設為式(H8)，則在兩者的情況下，存在有可獲得良好接收品質的情況。因此，不限於v2 ：u2 =1：5。
然後，如實施形態F1所述，s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，若利用如上面所述之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，雖然v2 <u2 ，但z1 (t)之平均電力(平均值)與z2(t)之平均電力(平均值)相等，可刪減PAPR，因此能夠獲得可抑制發送裝置之消耗電力的效果。
又，於s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，藉由將所使用的預編碼矩陣之一部分 予以共通化，可刪減發送裝置之電路規模。然後，接收裝置根據式(H8)及/或式(H10)進行解調，如上述，由於共有訊號點，因此可共有求出接收候補訊號點之運算部，故於接收裝置，能夠獲得可刪減電路規模的效果。
再者，於本實施形態，舉例說明式(H8)及/或式(H10)之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，但規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於此。本發明之要點如下。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，於s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，將所使用的預編碼矩陣之一部分予以共通化。
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 <u2 之條件。
再者，於接收裝置，作為可獲得良好接收品質之較佳例如下：
例1(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 ：u2 =1：5之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與 s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，於s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，將所使用的預編碼矩陣之一部分予以共通化。
例2(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 <u2 之條件。
‧作為s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)及式(H10)，作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)。
例3(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 ：u2 =1：5之條件。
‧作為s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)及式(H10)，作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)。
例4(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 <u2 之條件。
‧作為s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)及式(H10)，作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)。然後，式(H8)及式(10)之α係以式(270)表現。
例5(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2 ：u2 =1：5之條件。
‧作為s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)及式(H10)，作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)。然後，式(H8)及式(10)之α係以式(270)表現。
再者，本實施形態係舉例QPSK及16QAM時來說明調變方式，但不限於此。因此，若延伸本實施形態，則可考慮如下。存在有調變方式A及調變方式B，調變方式A之I-Q平面之訊號點數設為a，調變方式B之I-Q平面之訊號點數設為b，a<b。如此一來，本發明之要點可如下賦予。
符合以下2個項目。
‧支援s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方 式B時與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，於s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，將所使用的預編碼矩陣之一部分予以共通化。
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 <u2 之條件。 或符合以下2個項目。
‧作為s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)及式(10)，作為s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)。
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 <u2 之條件。
作為調變方式A與調變方式B之組配例，(調變方式A、調變方式B)包括(QPSK、64QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)等。
再者，於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中，不共有預編碼矩陣而符合以下條件時，不優先刪減收發裝置之電路規模，於接收裝置可能可獲得更高的資料接收品質。
‧作為s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)及式(10)，作為s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法採用式(H8)。其中，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之式(H8)及式(10)之預編碼矩陣之α值，與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中之式(H8)之預編碼矩陣之α值不同。
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之週期為N，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之週期為2N。
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 =u2 ，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2 <u2 之條件。
此時，作為調變方式A與調變方式B之組配例，(調變方式A、調變方式B)包括(QPSK、64QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)等。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調 換為f(頻率((子)載波))。又，於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣時，亦可同樣地實施。再者，本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
又，接收裝置係於本實施形態之兩種調變方式之設定模式下，利用實施形態F1所述之接收方法來進行解調、檢波。
(實施形態I1)
於本實施形態，作為與實施形態F1不同之使得s1之調變訊號之調變方式與s2之調變訊號之調變方式不同之調變方式，說明有關對PAPR影響少之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
以下作為一例，說明有關在發送已施行QPSK之映射之調變訊號及已施行16QAM之映射之調變訊號時，使得已施行QPSK之映射之調變訊號之平均電力與已施行16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
如實施形態F1所說明，s1之調變訊號之調變方式設為QPSK，s2之調變訊號之調變方式設為16QAM(或s1之調變訊號之調變方式設為16QAM，s2之調變訊號之調變方式設為QPSK)，設定為使得已施行QPSK之映射之調變訊號之平均電力與已施行16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時，依發送裝置所使用的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，發送裝置所具備的發送電力放大器之 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值電力對平均電力比)變大，可能發生發送裝置之消耗電力變大的課題。
對於此課題，於實施形態F1，敘述於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之數式，若設定α=1即可。
於本實施形態，說明於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，當α=1時，改善接收裝置之資料接收品質的方法之一例。
在此，作為用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，係利用於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之數式，設定α=1之預編碼矩陣。
例如用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣設定為實施形態C1之式(#3)、式(#14)、式(#15)、式(#16)、實施形態C2之式(#20)、式(#24)、式(#25)、式(#26)即可。又，例如將規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，予以一般化而表現為實施形態18之式(268)、式(269)、實施形態C1之式(#1)、式(#2)、式(#9)、式(#10)、式(#12)、式(#13)、實施形態C2之式(#18)、式(#19)、式(#21)、式(#22)、式(#23)時，設定α=1即可。(再者，週期不限於奇數)
第119圖係表示本實施形態之加權合成部(預編碼部)周邊之構成，關於與第3圖、第107圖同樣地動作者，係附上同一符號。於說明第119圖本身前，先說明有關映射後之訊號307A及307B。
於第119圖，映射後之訊號307A即s1(t)之調變方式為QPSK，映射後之訊號307B即s2(t)之調變方式為16QAM。以下針對QPSK之映射及16QAM之映射方法進行說明。
關於QPSK之映射，利用第95圖來說明。第95圖係表示同相I-正交Q平面之QPSK之訊號點配置例。第95圖之訊號點9500係發送之位元(輸入位元)設為b0、b1時，例如發送之位元為(b0、b1)=(1、0)(該值係記載於第95圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I,Q)=(-1×h、1×h)，該I、Q值為映射後之訊號307A(s1(t))。再者，發送之位元(b0、b1)為其他值時，亦根據(b0、b1)，從第95圖決定(I,Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號307A(s1(t))。
接著，關於16QAM之映射，利用第94圖來說明。第94圖係表示同相I-正交Q平面之16QAM之訊號點配置例。第94圖之訊號點9400係發送之位元(輸入位元)設為b0~b3時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(該值係記載於第94圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I,Q)=(-3×g、3×g)，該I、Q值為映射後之訊號307B(s2(t))。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3)，從第94圖決定(I,Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號307B(s2(t))。
再者，在此為了使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力相等，h成為式(273)，g成為式(272)。
於第119圖，相位變更部(11901)係以映射後之調變訊號307A(s1(t)：調變方式QPSK)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之調變訊號307A施行相位變更，輸出相位變更後之訊號(11902A)。此時，若相位變更值表現為ejθs ，則相位變更後之訊號(11902A)表現為s1(t)×ejθs 。(θs 之單位為弧度。)
功率變更部(10701A)係以相位變更後之訊號(11902A)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於相位變更後之訊號(11902A)進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702A)。此時，若功率變更用之值設為v，則功率變更後之訊號(10702A)表現為s1(t)×ejθs ×v。(v為大於0之實數。0弧度θs <2π弧度)
功率變更部(10701B)係以映射後之調變訊號307B(s2(t)：調變方式16QAM)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之調變訊號307B進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702B)。此時，若功率變更用之值設為u，則功率變更後之訊號(10702B)表現為s2(t)×u。(u為大於0之實數。)
加權合成部600係根據關於加權方法之資訊315，對於輸入訊號，施行根據以本說明書所記載的方法為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A、309B。
第120圖係表示第119圖之相位變更部(11901)對於映射後之QPSK之訊號307A，進行了相位變更時，同相I-正交Q平面之發送位元(b0、b1)與訊號點之關係；4點○(白圓點)為相位變更前之訊號點，4點●(黑圓點)為相位變更後之訊號點；同相I-正交Q平面之座標係如第120圖所示。
如第120圖所示，於同相I-正交Q平面，由(b0、b1)=(0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1)=(0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ4 ，則θs =θ4 成立。其中，(b0、b1)=(0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ4 2π弧度。又，(b0、b1)=(0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1)=(0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
同樣地，由(b0、b1)=(0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1)=(0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ4 ，則θs =θ4 成立。其中，(b0、b1)=(0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ4 2π弧度。又，(b0、b1)=(0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1)=(0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
然後，(b0、b1)=(1,0)、(1,1)時，上述亦同。
第121圖係表示與第119圖不同之加權合成部(預編碼部)周邊之構成；關於與第3圖、第107圖同樣地動作者，係 附上同一符號。首先，說明有關映射後之訊號307A及3071B。
映射後之訊號307A即s1(t)之調變方式為QPSK，映射後之訊號307B即s2(t)之調變方式為16QAM。以下針對QPSK之映射及16QAM之映射方法進行說明。
關於QPSK之映射，利用第95圖來說明。第95圖係表示同相I-正交Q平面之QPSK之訊號點配置例。第95圖之訊號點9500係發送之位元(輸入位元)設為b0、b1時，例如發送之位元為(b0、b1)=(1、0)(該值係記載於第95圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I,Q)=(-1×h、1×h)，該I、Q值為映射後之訊號307A(s1(t))。再者，發送之位元(b0、b1)為其他值時，亦根據(b0、b1)，從第95圖決定(I,Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號307A(s1(t))。
接著，關於16QAM之映射，利用第94圖來說明。第94圖係表示同相I-正交Q平面之16QAM之訊號點配置例。第94圖之訊號點9400係發送之位元(輸入位元)設為b0~b3時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(該值係記載於第94圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I,Q)=(-3×g、3×g)，該I、Q值為映射後之訊號307B(s2(t))。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3)，從第94圖決定(I,Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號307B(s2(t))。
再者，在此為了使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力相等，h成為式(273)，g成為式(272)。
功率變更部(10701A)係以映射後之訊號307A(s1(t)(調 變方式QPSK))、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之訊號307A(s1(t))進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702A)。此時，若功率變更用之值設為v，則映射後之訊號307A(s1(t))表現為s1(t)×v(v為大於0之實數)。
功率變更部(10701B)係以映射後之調變訊號307B(s2(t)：調變方式16QAM)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之調變訊號307B進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702B)。此時，若功率變更用之值設為u，則功率變更後之訊號(10702B)表現為s2(t)×u(u為大於0之實數。)。
相位變更部(12101)係以功率變更後之訊號(10702A)(s1(t)×v：調變方式QPSK)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於功率變更後之訊號(10702A)施行相位變更，輸出相位變更後之訊號(12102A)。此時，若相位變更值表現為ejθs ，則相位變更後之訊號(12102A)表現為s1(t)×v×ejθs 。(θs 之單位為弧度，0弧度θs <2π弧度。)。
加權合成部600係根據關於加權方法之資訊315，對於輸入訊號，施行根據以本說明書所記載的方法為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A、309B。
第122圖係表示第121圖之相位變更部(12101)對於功率變更後之訊號(10702A)(s1(t)×v：調變方式QPSK)，進行了 相位變更時，同相I-正交Q平面之發送位元(b0、b1)與訊號點之關係；4點○(白圓點)為相位變更前之訊號點，4點●(黑圓點)為相位變更後之訊號點；同相I-正交Q平面之座標係如第122圖所示。
如第122圖所示，於同相I-正交Q平面，由(b0、b1)=(0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1)=(0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ4 ，則θs =θ4 成立。其中，(b0、b1)=(0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ4 2π弧度。又，(b0、b1)=(0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1)=(0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
同樣地，由(b0、b1)=(0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1)=(0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ4 ，則θs =θ4 成立。其中，(b0、b1)=(0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ4 2π弧度。又，(b0、b1)=(0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1)=(0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
然後，(b0、b1)=(1,0)、(1,1)時，上述亦同。再者，第120圖與第122圖係訊號點之I-Q平面之座標不同。
接著，說明有關映射後之訊號307A即s1(t)之調變方式為QPSK，映射後之訊號307B即s2(t)之調變方式為16QAM 時，第119圖之相位變更部11901及第121圖之相位變更部12101之相位變更之賦予方法，亦即說明有關θ4 之設定方法。
如上述第119圖、第121圖之說明之動作時，如上面所述，為了對於QPSK之調變訊號之功率變更用而乘算之值為v，為了對於16QAM之調變訊號之功率變更用而乘算之值為u。於實施形態F1，說明了有關為了使得I-Q平面之QPSK之最小歐氏距離與I-Q平面之16QAM之最小歐氏距離相等而設為v2 ：u2 =1：5之方法。以下作為一例，說明有關設為v2 ：u2 =1：5時之θ4 之設定方法。
此時，作為用於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，若利用於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之數式，設定α=1之預編碼矩陣時，則於設定為θ4 =0弧度、π/2弧度、π弧度或(3×π)/2弧度的情況下，z1(t)、z2(t)均在如第123圖之I-Q平面，成為相當於25點中某一訊號點之基頻訊號。
由於z1(t)、z2(t)均為加權合成了調變方式QPSK之訊號與16QAM之訊號之訊號，因此若考慮QPSK傳送2位元，16QAM傳送4位元，合計傳送6位元時，則訊號點不重疊時，存在有64點訊號點，於第123圖，由於訊號點重疊，因此推縮為25點。
z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考2 支發送天線中之某一天線所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。此時，若在如第123圖之I-Q平面之訊號點狀況下傳送，則發送之合計6位元中，存在有對數概似比之絕對值為0之位元(因訊號點從64點退縮為25點)。
如此一來，於接收裝置即便進行錯誤更正解碼，錯誤更正有時仍未進行，於接收裝置，資料之接收品質不佳。為了解決該課題，須使得z1(t)、z2(t)均於I-Q平面存在有64(=26 )點，z1(t)、z2(t)均成為相當於64點中某一訊號點之基頻訊號。
因此，將θ16 設定為π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度之某一者時，z1(t)、z2(t)均於如第124圖之I-Q平面，成為相當於64點中某一訊號點之基頻訊號。
再者，若予以一般化，則將θ4 設定為π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度、(5×π)/6+n×π弧度之某一者(n為整數)。
如此一來，在使得z1(t)之平均電力(平均值)及z2(t)之平均電力(平均值)為一定的條件下，於I-Q平面，64點訊號點之最小歐氏距離成為最大。
因此，若將θ4 設定為如上述所示之值，則由某一方所發送的訊號未於接收裝置傳播的狀況下，可區別64點訊號點的可能性變高，因此可獲得高資料接收品質的可能性變高。再者，於上述說明，作為一例而以v2 ：u2 =1：5時為例來說明，但於某一方所發送的訊號未於接收裝置傳播的狀 況下，可獲得高資料接收品質的可能性雖高，但於其他電波傳遞環境下，v2 <u2 之並非v2 ：u2 =1：5時，有時可獲得高資料接收品質的可能性較高。因此，考慮到電波傳遞環境時，符合v2 <u2 ，將θ4 設定為π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度(將θ4 設定為π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度、(5×π)/6+n×π弧度之某一者(n為整數))之某一者，於複數電波傳遞環境下，可獲得高資料接收品質的可能性高。其中，將θ4 設為0弧度、3π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度之4個值以外時，仍有可能存在可獲得良好的資料接收品質之值。
又，於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣之數式，若設定α≠1，符合v2 <u2 ，將θ4 設為0弧度、3π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度之4個值以外時，有可能存在可獲得良好的資料接收品質之值。
於上述，敘述了對於QPSK之調變訊號進行相位變更的情況，但亦可對於16QAM之調變訊號進行相位變更。以下說明有關對於16QAM之調變訊號進行相位變更的情況。
第125圖係表示本實施形態之加權合成部(預編碼部)周邊之構成，關於與第3圖、第107圖同樣地動作者，亦附上同一符號。
於第125圖，映射後之訊號307A即s1(t)之調變方式為 QPSK，映射後之訊號307B即s2(t)之調變方式為16QAM。由於關於此時之s1(t)、s2(t)係與第119圖之說明時相同，因此省略說明。
於第125圖，相位變更部(11901)係以映射後之調變訊號307B(s2(t)：調變方式16QAM)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之調變訊號307B施行相位變更，輸出相位變更後之訊號(11902B)。此時，若相位變更值表現為ejθs ，則相位變更後之訊號(11902B)表現為s2(t)×ejθs 。(θs 之單位為弧度。)
功率變更部(10701A)係以映射後之訊號(307A)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之訊號(307A)進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702A)。此時，若功率變更用之值設為v，則功率變更後之訊號(10702A)表現為s1(t)×ejθs ×v。(v為大於0之實數。)
功率變更部(10701B)係以相位變更後之訊號(11902B)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於相位變更後之訊號(10702B)進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702B)。此時，若功率變更用之值設為u，則功率變更後之訊號(10702B)表現為s2(t)×ejθs ×u。(u為大於0之實數。0弧度θs <2π弧度)
加權合成部600係根據關於加權方法之資訊315，對於輸入訊號，施行根據以本說明書所記載的方法為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A、309B。
第126圖係表示第125圖之相位變更部(11901)對於映射後之16QAM之訊號307B，進行了相位變更時，同相I-正交Q平面之發送位元(b0、b1、b2、b3)與訊號點之關係；16點○(白圓點)為相位變更前之訊號點，16點●(黑圓點)為相位變更後之訊號點；同相I-正交Q平面之座標係如第126圖所示。
如第126圖所示，於同相I-正交Q平面，由(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ4 ，則θs =θ4 成立。其中，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ4 2π弧度。又，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
同樣地，由(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ4 ，則θs =θ4 成立。其中，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ4 2π弧度。又，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
然後，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,1,0)~(1,1,1,1)時，上述亦同。
第127圖係表示與第125圖不同之加權合成部(預編碼部)周邊之構成；關於與第3圖、第107圖同樣地動作者，係附上同一符號。首先，關於映射後之訊號307A及307B係與上述相同，因此省略說明。
功率變更部(10701A)係以映射後之訊號307A(s1(t)(調變方式QPSK))、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之訊號307A(s1(t))進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702A)。此時，若功率變更用之值設為v，則映射後之訊號307A(s1(t))表現為s1(t)×v(v為大於0之實數)。
功率變更部(10701B)係以映射後之調變訊號307B(s2(t)：調變方式16QAM)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於映射後之調變訊號307B進行功率變更，輸出功率變更後之訊號(10702B)。此時，若功率變更用之值設為u，則功率變更後之訊號(10702B)表現為s2(t)×u(u為大於0之實數。)。
相位變更部(12101)係以功率變更後之訊號(10702A)(s2(t)×u：調變方式16QAM)、控制訊號(10700)作為輸入，根據控制訊號(10700)，對於功率變更後之訊號(10702B)施行相位變更，輸出相位變更後之訊號(12102B)。此時，若相位變更值表現為ejθs ，則相位變更後之訊號(12102B)表現為s2(t)×u×ejθs 。(θs 之單位為弧度，0弧度θs <2π 弧度。)
加權合成部600係根據關於加權方法之資訊315，對於輸入訊號，施行根據以本說明書所記載的方法為例之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A、309B。
第128圖係表示第125圖之相位變更部(12101)對於功率變更後之訊號(10702B)(s2(t)×u：調變方式16QAM)，進行了相位變更時，同相I-正交Q平面之發送位元(b0、b1、b2、b3)與訊號點之關係；16點○(白圓點)為相位變更前之訊號點，16點●(黑圓點)為相位變更後之訊號點；同相I-正交Q平面之座標係如第128圖所示。
如第128圖所示，於同相I-正交Q平面，由(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ16 ，則θs =θ16 成立。其中，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ16 2π弧度。又，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,0)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
同樣地，由(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段、及(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段來形成之相位若設為θ16 ，則θs =θ16 成立。其中，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1) 之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段作為基準線段，0弧度θ16 2π弧度。又，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更前之訊號點與圓點所形成的線段長度、與(b0、b1、b2、b3)=(0,0,0,1)之相位變更後之訊號點與圓點所形成的線段長度相等。
然後，(b0、b1、b2、b3)=(0,0,1,0)~(1,1,1,1)時，上述亦同。再者，第126圖與第128圖係訊號點之I-Q平面之座標不同。
接著，說明有關映射後之訊號307A即s1(t)之調變方式為QPSK，映射後之訊號307B即s2(t)之調變方式為16QAM時，第125圖之相位變更部11901及第127圖之相位變更部12101之相位變更之賦予方法，亦即說明有關θ16 之設定方法。
如上述第125圖、第127圖之說明之動作時，如上面所述，為了對於QPSK之調變訊號之功率變更用而乘算之值為v，為了對於16QAM之調變訊號之功率變更用而乘算之值為u。於實施形態F1，說明了有關為了使得I-Q平面之QPSK之最小歐氏距離與I-Q平面之16QAM之最小歐氏距離相等而設為v2 ：u2 =1：5之方法。以下作為一例，說明有關設為v2 ：u2 =1：5時之θ16 之設定方法。
此時，作為用於規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣，若利用於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編 碼方法之預編碼矩陣之數式，設定α=1之預編碼矩陣時，則於設定為θ16 =0弧度、π/2弧度、π弧度或(3×π)/2弧度的情況下，z1(t)、z2(t)均在如第123圖之I-Q平面，成為相當於25點中某一訊號點之基頻訊號。
由於z1(t)、z2(t)均為加權合成了調變方式QPSK之訊號與16QAM之訊號之訊號，因此若考慮QPSK傳送2位元，16QAM傳送4位元，合計傳送6位元時，則訊號點不重疊時，存在有64點訊號點，於第123圖，由於訊號點重疊，因此推縮為25點。
z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考2支發送天線中之某一天線所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。此時，若在如第123圖之I-Q平面之訊號點狀況下傳送，則發送之合計6位元中，存在有對數概似比之絕對值為0之位元(因訊號點從64點退縮為25點)。
如此一來，於接收裝置即便進行錯誤更正解碼，錯誤更正有時仍未進行，於接收裝置，資料之接收品質不佳。為了解決該課題，須使得z1(t)、z2(t)均於I-Q平面存在有64(=26 )點，z1(t)、z2(t)均成為相當於64點中某一訊號點之基頻訊號。
因此，將θ16 設定為π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度之某一者時，z1(t)、z2(t)均於如第124圖之I-Q平面，成為相當於64點中某一訊號點之基頻訊號。
再者，若予以一般化，則將θ4 設定為π/6+n×π弧度、 π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度、(5×π)/6+n×π弧度之某一者(n為整數)。
如此一來，在使得z1(t)之平均電力(平均值及z2(t)之平均電力(平均值)為一定的條件下，於I-Q平面，64點訊號點之最小歐氏距離成為最大。
因此，若將θ16 設定為如上述所示之值，則由某一方所發送的訊號未於接收裝置傳播的狀況下，可區別64點訊號點的可能性變高，因此可獲得高資料接收品質的可能性變高。再者，於上述說明，作為一例而以v2 ：u2 =1：5時為例來說明，但於某一方所發送的訊號未於接收裝置傳播的狀況下，可獲得高資料接收品質的可能性雖高，但於其他電波傳遞環境下，v2 <u2 之並非v2 ：u2 =1：5時，有時可獲得高資料接收品質的可能性較高。因此，考慮到電波傳遞環境時，符合v2 <u2 ，將θ16 設定為π/6弧度、π/3弧度、(2×π)/3弧度、(5×π)/6弧度、(7×π)/6弧度、(4×π)/3弧度、(5×π)/3弧度或(11×π)/6弧度(將θ4 設定為π/6+n×π弧度、π/3+n×π弧度、(2×π)/3+n×π弧度、(5×π)/6+n×π弧度之某一者(n為整數))之某一者，於複數電波傳遞環境下，可獲得高資料接收品質的可能性高。其中，將θ16 設為0弧度、3π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度之4個值以外時，仍有可能存在可獲得良好的資料接收品質之值。
又，於包含「實施形態8」、「實施形態9」、「實施形態18」、「實施形態19」、「實施形態C1」、「實施形態C2」之說明書中，於用在規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預 編碼矩陣之數式，若設定α≠1，符合v2 <u2 ，將θ16 設為0弧度、3π/2弧度、π弧度、(3π)/2弧度之4個值以外時，有可能存在可獲得良好的資料接收品質之值。
接著，說明本實施形態之接收裝置之動作。
適用上述所說明之第119圖、第121圖之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，從第5圖可導出以下關係。
適用上述所說明之第125圖、第127圖之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，從第5圖可導出以下關係。
再者，F[t]係適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時之用於時間t之預編碼矩陣。接收裝置係利用上述所示之 r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1、實施形態A1至A5等之說明同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。再者，關於發送裝置為了進行功率變更而使用之u、v值，發送裝置發送關於該等之資訊，亦或發送所使用的發送模式(發送方法、調變方式、錯誤更正方式等)之資訊，接收裝置獲得該資訊而可得知發送裝置所用之u、v值，藉此導出上面所示之關係式而進行解調(檢波)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。
故，於時間軸方向切換預編碼矩陣時，就z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向切換預編碼矩陣時，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。
又，於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣時，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。再者，本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於本說明書所說明的規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。然後，對於預編碼矩陣固定之方式(因此，預編碼矩陣F(t)並非t(或f)之函數之 方式)，適用本實施形態之s1(t)之平均電力或s2(t)之平均電力的設定，亦可於接收裝置，獲得資料之接收品質改善的效果。
再者，於本實施形態，於第119圖、第125圖記載有相位變更部，但於第119圖、第125圖不設置相位變更部，第3圖、第4圖、第13圖、第40圖等所示之映射部輸出相位變更後實施後之映射後之訊號亦可。關於該點係如實施形態1所記載。
本實施形態之預編碼跳躍方法(規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)用之週期設為N時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
(實施形態I2)
於實施形態F1、實施形態I1，說明有關s1之調變方式、s2之調變方式分別為QPSK、16QAM(或16QAM、QPSK)時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。於本實施形態， 說明有關資料傳送速度與s1之調變方式、s2之調變方式分別設為QPSK、16QAM時同等的情況下，s1、s2兩者之調變方式設為8QAM(8 Quadrature Amplitude Modulation：8正交調幅)時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
本實施形態係適用實施形態9、實施形態18所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。於本實施形態，在實施形態9、實施形態18之說明中，將s1之調變方式設為8QAM，將s2之調變方式設為8QAM。於第129圖，表示同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。於第129圖，平均發送電力設定為z時，第129圖之u值係由下式賦予。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(273)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(272)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(481)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I3)為重要值。
於第129圖，發送之3位元即b0、b1、b2為“b0 b1 b2”=“000”時，選擇12901作為訊號點，相當於訊號點12901之I、Q(I=1×u、Q=1×u)成為8QAM之同相成分(I)、正交成 分(Q)。“b0 b1 b2”為“001”至“111”時亦同樣地生成8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。
接著，說明有關s1之調變方式為8QAM、s2之調變方式為8QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。(再者，關於本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，已於實施形態9、實施形態18敘述。)
如實施形態8所述，於週期N(N為自然數)規則地切換預編碼矩陣之方法中，以下式表現參考式(82)~式(85)、為了週期N而準備之預編碼矩陣F[i](i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)於本實施形態，由於處理么正矩陣，因此能夠以下式表現式(#I4)之預編碼矩陣。
此時，i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數)。(α>0)此時，如實施形態18所述，為了獲得良好的資料接收品質，符合<條件#53>、<條件#54>、<條件#55>、 <條件#56>即可(未必須符合全部)。
接著，說明有關規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣表現如式(#I5)時之適當的α值之一例。
如實施形態I1所說明，表現施行預編碼後所得之預編碼後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如實施形態I1所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第130圖係表示於式(#I5)，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第130圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第130圖，如實施形態I1所說明，未發生訊號點縮退，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
接著，說明有關與第129圖不同之訊號點配置之8QAM。適用實施形態9、實施形態18所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，將s1之調變方式設為8QAM，將s2之調變方式設為8QAM。於第131圖，表示與第129圖不同之同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。於第131圖，平均發送電力設定為z時，第131圖之v值係由下式賦予。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(273)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(272)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(481)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I6)為重要值。
於第131圖，發送之3位元即b0、b1、b2為“b0 b1 b2”=“000”時，選擇13101作為訊號點，相當於訊號點13101之I、Q(I=1×u、Q=1×u)成為8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。“b0 b1 b2”為“001”至“111”時亦同樣地生成8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。
接著，說明有關s1之調變方式為8QAM、s2之調變方式為8QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。(再 者，關於本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，已於實施形態9、實施形態18敘述。)
如實施形態8所述，於週期N(N為自然數)規則地切換預編碼矩陣之方法中，如上述以式(#I4)表現參考式(82)~式(85)、為了週期N而準備之預編碼矩陣F[i](i=0、1、2、…、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))。
於本實施形態，由於處理么正矩陣，因此能夠以式(#I5)表現式(#I4)之預編碼矩陣。
此時，如實施形態18所述，為了獲得良好的資料接收品質，符合<條件#53>、<條件#54>、<條件#55>、<條件#56>即可(未必須符合全部)。
接著，說明有關規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣表現如式(#I5)時之適當的α值之一例。
如實施形態I1所說明，表現施行預編碼後所得之預編碼後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如實施形態I1所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第132圖係表示於式(#I5)，適當的α值之一例設為 α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第132圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第132圖，如實施形態I1所說明，未發生訊號點縮退，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
接著，說明本實施形態之接收裝置之動作。
已適用上述所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，從第5圖可導出以下關係。
再者，F為預編碼矩陣，y(t)為相位變更值。接收裝置係利用上述所示之r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1等說明時同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調 (檢波)。
因此，根據接收訊號、通道推定值、預編碼矩陣、相位變更值來進行解調(檢波)。再者，檢波結果獲得硬值(「0」、「1」的結果)、軟值(對數概似或對數概似比)均可，根據檢波所獲得的結果來進行錯誤更正解碼。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換相位變更值的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，於頻率軸方向切換相位變更值的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。
故，於時間軸方向切切換相位變更值的情況下，就z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向切換相位變更值的情況下，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。又，於時間-頻率軸方向切換相位變更值的情況，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。
本實施形態之預編碼跳躍方法(規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)用之週期設為N時，作為N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]之順序，但未必須限於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[N-2]、F[N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等 多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，隨機利用N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個不同預編碼矩陣。
總言之，如實施形態1、實施形態5、實施形態15等所記載(參考第14圖、第23圖、第54圖)預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)(或z1(f)、z2(f)、或z1(t,f)、z2(t,f))，(例如以符元單位)進行重排亦可。
(實施形態I3)
於本實施形態，針對s1、s2兩者之調變方式設為8QAM(8 Quadrature Amplitude Modulation：8正交調幅)時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，說明有關與實施形態I2不同之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。
本實施形態係適用實施形態10、實施形態19所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。於本實施形態，在實施形態10、實施形態19之說明中，將s1之調變方式設為8QAM，將s2之調變方式設為8QAM。於第129圖，表示同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。於第129圖，平均發送電力設定為z時，第129圖之u值係由式(#I3)賦予。再者，關於8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)之生成方法係與實施形態I2相同。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(273)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數 係表示於式(272)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(481)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I3)為重要值。
接著，說明有關s1之調變方式為8QAM、s2之調變方式為8QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。(再者，關於本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，已於實施形態10、實施形態19敘述。)
如實施形態10所述，以下式表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣F[i](i=0、1、2、…、2N-2、2N-1(i為0以上、2N-1以下之整數))。
α>0，設為(不受i影響)固定值。
α>0，設為(不受i影響)固定值。(式(#I8)之α與式(#I9)之α為 同一值。)(α<0亦可。)
如實施形態19所述，為了獲得良好的資料接收品質，符合<條件#57>、<條件#58>、<條件#59>、<條件#60>、<條件#61>、<條件#62>、<條件#63>即可(未必須符合全部)。
接著，說明有關規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣表現如式(#I8)、式(#I9)時之適當的α值之一例。
如實施形態I1、實施形態I2所說明，表現施行預編碼後所得之預編碼後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如實施形態I1所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第130圖係表示於式(#I8)、式(#I9)，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第130圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接 收裝置傳播的狀況。於第132圖，如實施形態I1所說明，未發生訊號點縮退，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
接著，說明有關與第129圖不同之訊號點配置之8QAM。適用實施形態10、實施形態19所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，將s1之調變方式設為8QAM，將s2之調變方式設為8QAM。於第131圖，表示與第129圖不同之同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。於第131圖，平均發送電力設定為z時，第131圖之v值係由式(#I6)賦予。再者，關於8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)之生成方法，係與實施形態I2相同。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(273)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(272)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(481)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I6)為重要值。
接著，說明有關s1之調變方式為8QAM、s2之調變方式為8QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法。(再者，關於本實施形態之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，已於實施形態10、實施形態19敘述。)
如實施形態10所述，於週期2N(N為自然數)規則地切換 預編碼矩陣之方法中，如上述以式(#I8)、式(#I9)表現為了週期2N而準備之預編碼矩陣F[i](i=0、1、2、…、2N-2、2N-1)。
如實施形態19所述，為了獲得良好的資料接收品質，符合<條件#57>、<條件#58>、<條件#59>、<條件#60>、<條件#61>、<條件#62>、<條件#63>即可(未必須符合全部)。
接著，說明有關規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼矩陣表現如式(#I8)、式(#I9)時之適當的α值之一例。
如實施形態I1、實施形態I2所說明，表現施行預編碼後所得之預編碼後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如實施形態I1所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第132圖係表示於式(#I8)、式(#I9)，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第130圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第132圖，如實施形態I1所說明，未發生訊號點縮退，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
接著，說明本實施形態之接收裝置之動作。
已適用上述所說明規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，從第5圖可導出式(#I7)以下的關係。再者，F[t]係適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法時，於時間t所用之預編碼矩陣。接收裝置係利用上述所示之r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1、實施形態A1至A5等說明時同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。
因此，根據接收訊號、通道推定值、預編碼矩陣來進行解調(檢波)。再者，檢波結果獲得硬值(「0」、「1」的結果)、軟值(對數概似或對數概似比)均可，根據檢波所獲得的結果來進行錯誤更正解碼。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換預編碼矩陣的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，於頻率軸方向切換相位變更值的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。
故，於時間軸方向切切換預編碼矩陣的情況下，就z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向切換預編碼矩陣的情況下，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。又，於時間-頻率軸方向切換相位變更值的情況，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。
本實施形態之預編碼跳躍方法(規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法)用之週期設為2N時，作為2N個不同預編碼矩陣而準備F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，於單載波傳送方式時，於時間軸(或頻率軸)方向，排列為F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]之順序，但未必須限於此，本實施形態所生成的N個不同預編碼矩陣F[0]、F[1]、F[2]、…、F[2N-2]、F[2N-1]，亦可適用於OFDM傳送方式等多載波傳送方式。關於該情況之傳送方法，與實施形態1相同，可藉由對於頻率軸、頻率-時間軸配置符元來變更預編碼權重。再者，隨機利用2N個不同預編碼矩陣，亦可獲得同樣效果。總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用2N個不同預編碼矩陣。
總言之，如實施形態1、實施形態5、實施形態15等所記載(參考第14圖、第23圖、第54圖)預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)(或z1(f)、z2(f)、或z1(t,f)、z2(t,f))，(例如以符元單位)進行重排亦可。
再者，於本說明書雖舉例說明BPSK、QPSK、8QAM、 16QAM、64QAM等調變方式，但調變方式不限於此，亦可利用PAM(Pulse Amplitude Modulation：脈衝調幅)，而且I-Q平面之2個、4個、8個、16個、64個、128個、256個、1024個等訊號點之配置方法(具有2個、4個、8個、16個、64個、128個、256個、1024個等訊號點之調變方式)不限於本說明書所示方法(例如QPSK之訊號點配置、16QAM之訊號點配置)。因此，根據複數個位元來輸出同相成分與正交成分之功能，係映射部的功能，其後規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之實施係本發明之一有效功能。
(循環Q延遲(cyclic Q delay))
敘述關於本說明書中所記載的循環Q延遲之適用。於非專利文獻10，記載有循環Q延遲(cyclic Q delay)之概要。以下說明有關利用循環Q延遲時之s1、s2之生成方法之具體例。
第133圖係表示調變方式為16QAM時之同相I-正交Q平面之訊號點配置之一例。輸入位元設為b0、b1、b2、b3時，b0、b1、b2、b3為0000至1111之某一值，例如b0、b1、b2、b3為0000時，選擇第133圖之訊號點13301，根據訊號點13301之同相成分值設為基頻訊號之同相成分，根據訊號點13301之正交成分值設為基頻訊號之正交成分。b0、b1、b2、b3為其他值時，亦同樣地生成基頻訊號之同相成分與正交成分。
第134圖係表示適用循環Q延遲時，用以從(二進位)資料生成調變訊號s1(t)(t：時間)(或s1(f)，f：頻率)及s2(t)(t： 時間)(或s2(f)，f：頻率)之訊號生成部之構成之一例。
映射部13402係以資料13401及控制訊號13406作為輸入，根據控制訊號13406之調變方式選擇例如16QAM作為調變方式時，按照第133圖之規則進行映射，輸出映射後之基頻訊號之同相成分13403_A及正交成分13403_B。再者，調變方式不限於16QAM，其他調變方式的情況下亦可同樣地實施。
此時，對應於第133圖之b0、b1、b2、b3之時點1之資料，以b01、b11、b21、b31來表現。映射部13402根據時點1之資料b01、b11、b21、b31，輸出時點1之基頻訊號之同相成分I1及正交成分Q1。同樣地，映射部13402輸出時點2之基頻訊號之同相成分I2及正交成分Q2。
記憶及訊號置換部13404係以基頻訊號之同相成分13403_A及正交成分13403_B、控制訊號13406作為輸入，根據控制訊號13406，記憶基頻訊號之同相成分13403_A及正交成分13403_B並進行訊號之重組，輸出調變訊號s1(t)(13405_A)及調變訊號s2(t)(13405_B)。再者，關於調變訊號s1(t)、s2(t)之生成方法，以下詳細進行說明。
如說明書所記載，對於調變訊號s1(t)、s2(t)施行預編碼及相位變更。此時，如本說明書所示，於某一階段施行相位變更、功率變更、訊號置換等訊號處理亦可。然後，藉由對於調變訊號s1(t)、s2(t)進行預編碼及相位變更而獲得之調變訊號r1(t)及r2(t)，係於同一(共通)時間利用同一頻帶區發送。
再者，上述雖以時間軸t來說明，但利用OFDM等多載波傳送方式時，可將s1(t)、s2(t)思考為s1(f)、s2(f)(f：(子)載波)。此時，藉由對於調變訊號s1(f)、s2(f)適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而獲得之調變訊號r1(f)及r2(f)，係於同一(共通)時間發送(無須贅述，r1(f)、r2(f)為同一頻帶區之訊號。)。又，如本說明書所示，亦可將s1(t)、s2(t)思考為s1(t,f)、s2(t,f)。
接著，說明有關調變訊號s1(t)、s2(t)之生成方法。第135圖係利用循環Q延遲時之s1(t)、s2(t)之生成方法之第1例。
第135(a)圖係表示由第134之映射部13402所獲得的基頻訊號之同相成分及正交成分。如第134(a)圖所示，又如第134圖之映射部13402之已進行的說明，映射部13402係依時點1之基頻訊號之同相成分I1及正交成分Q1、時點2之基頻訊號之同相成分I2及正交成分Q2、時點3之基頻訊號之同相成分I3及正交成分Q3、…的順序輸出基頻訊號之同相成分及正交成分。
第135(b)圖係表示於第134圖之記憶及訊號置換部13404，進行訊號置換時之基頻訊號之同相成分及正交成分之組配例。於第135(b)圖，以時點1與時點2、時點3與時點4、時點5與時點6，亦即以時點2i+1與時點2i+2(i為0以上之整數)為組配，於組配內，例如於時點1與時點2，進行基頻訊號之正交成分置換。
因此，由於基頻訊號之同相成分未進行訊號置換，因 此時點1之基頻訊號之同相成分為I1，時點2之基頻訊號之同相成分為I2，時點3之基頻訊號之同相成分為I3，以此類推。
然後，由於基頻訊號之正交成分係於組配內進行訊號置換，因此時點1之基頻訊號之正交成分為Q2，時點2之基頻訊號之正交成分為Q1，時點3之基頻訊號之正交成分為Q4，時點4之基頻訊號之正交成分為Q3，以此類推。
第135(c)圖係表示適用施行預編碼及相位變更之方法時，預編碼前之調變訊號s1(t)、s2(t)之構成之一例。例如第135(c)圖所示，將如第135(b)圖生成之基頻訊號交替地分派給s1(t)、s2(t)。因此，s1(t)之第1時槽為(I1,Q2)，s2(t)之第1時槽為(I2,Q1)。s1(t)之第2時槽為(I3,Q4)，s2(t)之第2時槽為(I4,Q3)，以此類推。
再者，第135圖係以時間軸方向為例來說明，但頻率軸方向亦可同樣地實施(如上述已說明)。此時，記作s1(f)、s2(f)。
然後，對於第N時槽之s1(t)及第N時槽之s2(t)，進行預編碼及相位變更，獲得第N時槽之預編碼‧相位變更後之訊號r1(t)、r2(t)。關於該點係如本說明書中已說明。
第136圖係表示用以獲得第135圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第134圖不同之構成方法。映射部13602係以資料13601、控制訊號13604作為輸入，進行根據控制訊號13604之調變方式，例如考慮到第135圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊 號生成調變訊號s1(t)(13603_A)及調變訊號s2(t)(13603_B)並輸出。再者，調變訊號s1(t)(13603_A)係與第134圖之調變訊號13405_A為同一訊號，又，調變訊號s2(t)(13603_B)係與第134圖之調變訊號13405_B為同一訊號，如第135(c)圖所示。因此，調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽為(I1,Q2)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽為(I2,Q1)，調變訊號s1(t)(13603_A)之第2時槽為(I3,Q4)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第2時槽為(I4,Q3)，以此類推。
為了補充而說明有關第136圖之映射部13602之調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽(I1,Q2)、調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽(I2,Q1)之生成方法。
於第136圖，13601為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32。第136圖之映射部13602係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32，生成上述所說明的I1、Q1、I2、Q2。然後，第136圖之映射部13602可從I1、Q1、I2、Q2，生成調變訊號s1(t)、s2(t)。
第137圖係表示用以獲得第135圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第134圖、第136圖不同之構成方法。映射部13701_A係以資料13601、控制訊號13604作為輸入，進行根據控制訊號13604之調變方式，例如考慮到第135圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(13603_A)並輸出。映射部13701_B係以資料13601、控制訊號13604作為輸入， 進行根據控制訊號13604之調變方式，例如考慮到第135圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s2(t)(13603_B)並輸出。
再者，映射部13701_A之輸入即資料13601與映射部13701_B之輸入即資料13601當然為同一資料。又，調變訊號s1(t)(13603_A)係與第134圖之調變訊號13405_A為同一訊號，又，調變訊號s2(t)(13603_B)係與第134圖之調變訊號13405_B為同一訊號，如第135(c)圖所示。
因此，調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽為(I1,Q2)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽為(I2,Q1)，調變訊號s1(t)(13603_A)之第2時槽為(I3,Q4)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第2時槽為(I4,Q3)，以此類推。
為了補充而說明有關第137圖之映射部13701_A之調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽(I1,Q2)之生成方法。於第137圖，13601為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32。第137圖之映射部13701_A係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32，生成上述所說明的I1、Q2。然後，第137圖之映射部13701_A可從I1、Q2，生成調變訊號s1(t)。
說明有關第137圖之映射部13701_B之調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽(I2,Q1)之生成方法。於第137圖，13601為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32。第137圖之映射部13701_B 係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32，生成上述所說明的I2、Q1。然後，第137圖之映射部13701_B可從I2、Q1，生成調變訊號s2(t)。
接著，於第138圖表示利用循環Q延遲時之s1(t)、s2(t)之生成方法之與第135圖不同之第2例。再者，於第138圖，關於第135圖同一者(基頻訊號之同相成分及正交成分)係附上同一記號。
第138(a)圖係表示由第134之映射部13402所獲得的基頻訊號之同相成分及正交成分。第138(a)圖係與第139(a)圖相同，因此省略說明。
第138(b)圖係表示進行訊號置換前之s1(t)、s2(t)之基頻訊號之同相成分及正交成分之之構成，於第138(b)圖，以時點2i+1之基頻訊號分派給s1(t)，時點2i+2之基頻訊號分派給s2(t)(i為0以上之整數)。
第138(c)圖係表示於第134圖之記憶及訊號置換部13404，進行訊號置換時之基頻訊號之同相成分及正交成分之組配例。第138(c)圖之特徵(與第135圖不同點)係在s1(t)內進行訊號置換，以及在s2(t)內進行訊號置換之點。
因此，於第138(c)圖，對於第138(b)圖，在s1(t)進行Q1與Q3之置換，並進行Q5與Q7之置換，以後進行同樣的置換。又，於第138(c)圖，對於第138(b)圖，在s2(t)進行Q2與Q4之置換，並進行Q6與Q8之置換，以後進行同樣的置換。
故，s1(t)之第1時槽之基頻訊號之同相成分為I1，正交成分為Q3，s2(t)之第1時槽之基頻訊號之同相成分為I2，正 交成分為Q4。又，s1(t)之第2時槽之基頻訊號之同相成分為I3，正交成分為Q1，s2(t)之第2時槽之基頻訊號之同相成分為I4，正交成分為Q2。第3、第4時槽係如第138(c)圖所表現，以後的時槽亦同。
然後，對於第N時槽之s1(t)及第N時槽之s2(t)，進行預編碼及相位變更，獲得第N時槽之預編碼‧相位變更後之訊號r1(t)、r2(t)。關於該點係如本說明書中已說明。
第139圖係表示用以獲得第138圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第134圖不同之構成方法。映射部13602係以資料13601、控制訊號13604作為輸入，進行根據控制訊號13604之調變方式，例如考慮到第138圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(13603_A)及調變訊號s2(t)(13603_B)並輸出。再者，調變訊號s1(t)(13603_A)係與第134圖之調變訊號13405_A為同一訊號，又，調變訊號s2(t)(13603_B)係與第134圖之調變訊號13405_B為同一訊號，如第138(c)圖所示。因此，調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽為(I1,Q3)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽為(I2,Q4)，調變訊號s1(t)(13603_A)之第2時槽為(I3,Q1)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第2時槽為(I4,Q2)，以此類推。
為了補充而說明有關第139圖之映射部13602之調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽(I1,Q3)、調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽(I2,Q4)、調變訊號s1(t)(13603_A)之第2時槽(I3,Q1)、調變訊號s2(t)(13603_B)之第2時槽(I4,Q2)之生成 方法。
於第139圖，13601為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32，時點3之資料設為b03、b13、b23、b33，時點4之資料設為b04、b14、b24、b34。第139圖之映射部13602係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32及b03、b13、b23、b33及b04、b14、b24、b34，生成上述所說明的I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4。然後，第139圖之映射部13602可從I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4，生成調變訊號s1(t)、s2(t)。
第140圖係表示用以獲得第138圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第134圖、第139圖不同之構成方法。分配部14001係以資料13601、控制訊號13604作為輸入，根據控制訊號13604來分配資料，輸出第1資料14002_A及第2資料14002_B。映射部13701_A係以第1資料14002_A、控制訊號13604作為輸入，進行根據控制訊號13604之調變方式，例如考慮到第138圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(13603_A)並輸出。映射部13701_B係以第2資料14002_B、控制訊號13604作為輸入，進行根據控制訊號13604之調變方式，例如考慮到第138圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s2(t)(13603_B)並輸出。
調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽為(I1,Q3)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽為(I2,Q4)，調變訊號s1(t) (13603_A)之第2時槽為(I3,Q1)，調變訊號s2(t)(13603_B)之第2時槽為(I4,Q2)，以此類推。
為了補充而說明有關第140圖之映射部13701_A之調變訊號s1(t)(13603_A)之第1時槽(I1,Q3)、第2時槽(I3,Q1)之生成方法。於第140圖，13601為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32，時點3之資料設為b03、b13、b23、b33，時點4之資料設為b04、b14、b24、b34。分配部14001係將時點1之資料b01、b11、b21、b31及時點3之資料b03、b13、b23、b33作為第1資料14002_A輸出，將時點2之資料b02、b12、b22、b32及時點4之資料b04、b14、b24、b34作為第2資料14002_B輸出。第140圖之映射部13701_A係從b01、b11、b21、b31及b03、b13、b23、b33，生成第1時槽(I1,Q3)、第2時槽(I3,Q1)。第3時槽以後亦進行同樣的操作。
說明有關第140圖之映射部13701_B之調變訊號s2(t)(13603_B)之第1時槽(I2,Q4)、第2時槽(I4,Q2)之生成方法。第140圖之映射部13701_B係從時點2之資料b02、b12、b22、b32及時點4之資料b04、b14、b24、b34，生成第1時槽(I2,Q4)、第2時槽(I4,Q2)。第3時槽以後亦進行同樣的操作。
以上說明有關兩種循環Q延遲之方法，但如第135圖，於時槽內進行訊號置換時，於接收裝置之解調(檢波)部可抑制候補訊號點的數目，因此具有可減少運算規模(電路規模)的優點。另，如第138圖，於s1(t)之訊號內、s2(t)之訊號內進行訊號置換時，於接收裝置之解調(檢波)部，候補訊號點 的數目變多，但可獲得時間分集增益(於頻率軸上進行置換時，則可獲得頻率分集增益)，具有可能能夠進一步提升資料接收品質的優點。
再者，於上述說明中，以調變方式設為16QAM時為例來說明，但不限於此，關於QPSK、8QAM、32QAM、64QAM、128QAM、256QAM等調變方式的情況，亦可同樣地實施。
又，循環Q延遲之方法不限於上述兩種方法。例如於上述兩例中，均針對基頻訊號之正交成分進行置換，但亦可置換同相成分。又，於2個時點進行置換(例如於時點1及時點2，置換基頻訊號之正交成分)，但於複數個時點，進行基頻訊號之同相成分或(亦可為「及」)正交成分之訊號置換亦可。因此，如第135(a)圖產生基頻訊號之同相成分及正交成分，並進行循環Q延遲時，「存在有表示時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之同相成分為Ii，時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之正交成分為Qj(i≠j)之符元」，或「存在有表示時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之同相成分為Ij，時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之正交成分為Qi(i≠j)之符元」，或「存在有表示時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之同相成分為Ij，時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之正交成分為Qk(i≠j、i≠k、j≠k)之符元」。
然後，對於藉由施行上面所述之循環Q延遲而獲得之調變訊號s1(t)(或s1(f)、或s1(t,f))、調變訊號s2(t)(或s2(f)、或s2(t,f))，施行預編碼及相位變更。(其中，如本說明書所示， 於某一階段施行相位變更、功率變更、訊號置換等訊號處理亦可。)此時，作為對於藉由施行循環Q延遲而獲得之調變訊號，施行預編碼及相位變更之方法，可適用本說明書所說明的所有施行預編碼及相位變更之方法。
<實施形態M>
於本實施形態，說明有關例如本說明書所記載，從複數個天線，(利用同一頻帶區，於同一時刻)發送藉由播送台利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而獲得之複數個調變訊號，接收由播送台發送之複數個調變訊號時，對家庭內之訊號引入方法例。(預編碼矩陣為本說明書所記載的預編碼矩陣之任一者均可，又，利用與本說明書不同的預編碼矩陣時，亦可實施本實施形態中對家庭內之訊號引入方法。此外，於本說明書說明有關利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之發送方法，但本實施形態所說明對家庭內之訊號引入方法可針對未規則地切換預編碼矩陣而施行預編碼的情況，以及未施行預編碼的情況來實施。)
第141圖所示之接收系統14101係由中繼裝置14102及家庭內之電視14103、14105所構成，特別是中繼裝置14102係用以對於複數住宅，接收由播送台發送之調變訊號，並進行配送的裝置。再者，在此作為一例係以電視為例來說明，但不限於電視，若為需要資訊之終端裝置均可同樣地實施。
中繼裝置14102具備接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)之功能，中繼裝置14102之特徵在於具有以下 兩種功能：透過1條纜線14104，對電視14103送出接收到之訊號；及透過2條纜線14106a、14106b，對電視14105送出接收到之訊號。
再者，中繼裝置14102之設置方法包括例如為了因高樓大廈等影響而難以接收電波之住宅密集地，建設於高樓大廈屋頂等，藉此，於各住宅可對於播送台所發送的調變訊號，獲得良好的接收品質。然後，由於各住宅可獲得播送台利用同一頻率所發送的複數個調變訊號，因此可獲得資料傳送速度提升的效果。
利用第116圖，來說明如本說明書已說明，播送台利用不同天線發送同一頻帶之複數種調變訊號時，中繼裝置係接收前述複數個調變訊號，利用1條訊號線，對家庭(住宅)中繼時之詳細動作。
接著，利用第142圖，說明有關以1條訊號線對家庭內引入的詳細情況。
如第142圖所示，中繼裝置14202係利用2支天線#1、天線#2接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)。
頻率轉換部14211係將天線#1所接收的接收訊號，轉換為中間頻率#1(該訊號稱為中間頻率#1之訊號)。
頻率轉換部14212係將天線#2所接收的接收訊號，轉換為中間頻率#2(頻率與中間頻率#1不同)(該訊號稱為中間頻率#2之訊號)。
然後，加算器14213係加算中間頻率#1之訊號與中間頻率#2之訊號。因此，藉由進行頻率分割，來傳送天線#1所 接收的接收訊號與天線#2所接收的接收訊號。
於電視14103，以分支器14223，將來自1條訊號線之訊號分支為兩路。
然後，頻率轉換部14221進行關於中間頻率#1之頻率轉換，獲得基頻訊號#1。因此，基頻訊號#1係相當於天線#1所接收的接收訊號之訊號。
又，頻率轉換部14222進行關於中間頻率#2之頻率轉換，獲得基頻訊號#2。因此，基頻訊號#2係相當於天線#2所接收的接收訊號之訊號。
再者，對家庭內引入所使用的中間頻率#1及#2，係利用在中繼裝置及電視之間預先決定之頻帶，或利用某種通訊媒體，對於電視14103發送關於中繼裝置14102所使用的中間頻率#1及#2之資訊均可。又，電視14103亦可對於中繼裝置14102，利用某種通訊媒體，發送(指示)希望其使用之中間頻率#1及#2。
MIMO檢波部14224係進行MLD(最概似檢測、Maximum Likelihood Detection)等MIMO用檢波，獲得各位元之對數概似比。)(在此稱為MIMO檢波部，但由於檢波之訊號處理係與一般習知之MIMO檢波部同樣地動作，因此稱為MIMO檢波部。其中，對家庭內之引入之傳送方法係與一般的MIMO系統不同，利用分頻方式傳送天線#1所接收的接收訊號與天線#2所接收的接收訊號。以下有關該類情況，雖亦稱為MIMO檢波部，但視為「檢波部」即可。)
再者，如本說明書所記載，播送台利用複數個天線， 發送藉由進行預編碼且進行相位變更而獲得之複數種調變訊號時，如其他實施形態已說明，MIMO檢波部14224係令預編碼‧相位變更反映出來而進行檢波，輸出例如各位元之對數概似比。
接下來，利用第143圖來說明有關以兩路訊號對家庭內引入時之例子(方法1~方法2)。
(方法1：以中間頻率引入)
方法1係如第143圖所示，將天線#1所接收的接收訊號轉換為中間頻率#1之訊號，將天線#2所接收的接收訊號轉換為中間頻率#2之訊號，以個別的訊號線(14106a及14106b)對家庭內之電視14105引入。此情況下，中間頻率#1與中間頻率#2為同一頻率或不同頻率均可。
(方法2：以RF頻率引入)
方法2係將天線#1所接收的接收訊號及天線#2所接收的接收訊號，均維持中繼裝置所接收的頻率(RF頻率)而引入家庭內。亦即，如第144圖所示，於中繼裝置14102，天線#1所接收的接收訊號及天線#2所接收的接收訊號係分別經由不具有頻率轉換功能之中繼部14411、14412，然後經過纜線(訊號線)14106a、纜線(訊號線)14106b。因此，天線#1所接收的接收訊號及天線#2所接收的接收訊號，係維持RF頻率而被引入家庭內之電視14105。再者，於中繼部14411、14412進行波形整形(帶區限制、雜訊去除等)亦無妨。
再者，就對家庭內之訊號引入方法而言，亦可考慮判斷在電視側，受到中繼的接收訊號要利用中間頻率，或者 使用RF頻率，依據所使用的頻率來適當切換動作之構成。
如第145圖所示，電視14501具備判斷部14531。判斷部14531係藉由監視所接收的接收訊號位準，來判斷接收訊號是使用中間頻率，或者使用RF頻率。
若判斷是使用中間頻率，則判斷部14531係藉由控制訊號14532，對頻率轉換部14221指示進行關於中間頻率#1之頻率轉換，對頻率轉換部14222指示進行關於中間頻率#2之頻率轉換。
若判斷是使用RF頻率，則判斷部14531係藉由控制訊號14532，對頻率轉換部14221、14222指示進行關於RF頻率之頻率轉換。
然後，頻率轉換後之訊號係由MIMO檢波部14224自動檢波。
再者，不藉由判斷部14531自動判斷，藉由電視14501所具備的切換器(例如切換器)，進行關於對家庭內引入方式之設定(「訊號線1條或訊號線複數條」、「使用RF頻率或使用中間頻率」等)亦無妨。
利用第141圖至第145圖，說明有關播送台利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號時，經由中繼裝置對家庭內拉設訊號線的方法。如本說明書所說明，可思考以下發送調變訊號的情況：播送台適當切換「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」與「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」，或者進行分頻，例如於頻帶區A，採用「利用複數個 天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」，於頻帶區B，「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」。
於播送台適當切換「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」與「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」的情況下，採用「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」時，如上述所說明，藉由對家庭內以「訊號線1條或訊號線數條」引入之方法之某一方法，電視可獲得播送台所發送的資料。
然後，採用「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」時，同樣藉由對家庭內以「訊號線1條或訊號線數條」引入之方法之某一方法，電視可獲得播送台所發送的資料。再者，信號線1條時，於第142圖，以天線#1、天線#2兩者來接收訊號亦可。(此時，若電視14105之MIMO檢波部14224進行最大比合成，則可獲得高資料接收品質。)又，對家庭內僅傳送以一天線接收之接收訊號亦可。(此時，電視14105之MIMO檢波部14224進行1個調變訊號被傳送、接收時之一般檢波(解調)，不進行MIMO用之檢波。)
又，進行分頻，例如於頻帶區A，採用「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」，於頻帶區B，「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」而發送調變訊號時，電視係就各頻帶區，進行如上面所述之檢波(解調)。總言之，電視解調頻帶區A之調變 訊號時，進行如利用第142圖至第145圖所說明之檢波(解調)。然後，解調頻帶區B之調變訊號時，進行上述所說明「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」時之檢波(解調)。又，即便存在有頻帶區A、B以外之頻帶區，仍可同樣地實施。
再者，於第141圖之中繼系統，作為一例而表示複數個住宅使用共同天線時之中繼系統。因此，對於複數個住宅，配送天線所接收的接收訊號，而作為別的實施方法，各住宅亦可個別保有相當於第141圖之中繼系統。此時，於第115圖係表示佈線經由中繼器裝置而到達各住宅之示意圖，但各住宅個別保有中繼系統時，則僅於該住宅進行佈線。然後，佈線條數為1條或複數條均可。
於第146圖表示對於第141圖之中繼系統，附加了新構成之中繼裝置。
中繼裝置14610係以用以接收地面(terrestrial)數位電視播送之電波之天線14600_1所接收的接收訊號14601_1、用以接收地面(terrestrial)數位電視播送之電波之天線14600_2所接收的接收訊號14601_2、及用以接收衛星播送之電波之天線14600_3所接收的接收訊號14601_3作為輸入，並輸出合成訊號14608。中繼裝置14610包含濾波器14603、複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604及合成部14607而構成。
對應於天線14601_1及天線14601_2所接收的接收訊號(14601_1、14601_2)之播送台所發送的調變訊號，可模式性地表示如第147(a)圖。再者，於第147(a)、(b)圖，橫軸為頻 率，意味於四角部分之頻帶區存在有發送訊號。
於第147(a)圖，於通道1(CH_1)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送地面波之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道1(CH_1)之調變訊號。同樣地，於通道L(CH_L)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送地面波之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道L(CH_L)之調變訊號。
另，於第147(a)圖，於通道K(CH_K)所存在的頻帶區，在同一頻帶區存在2個調變訊號。(因此，於第147(a)圖，於同一頻帶區存在2個四角。記作串流(Stream)1、串流(Stream)2。)此時，串流1之調變訊號及串流2之調變訊號係各自從不同天線，於同一時間發送。再者，如先前亦已敘述，串流1及串流2為藉由施行預編碼及相位變更而獲得之調變訊號，或僅進行預編碼而獲得之調變訊號，或不進行預編碼而獲得之調變訊號均可。同樣地，於通道M(CH_M)所存在的頻帶區，在同一頻帶區存在2個調變訊號。(因此，於第147(a)圖，於同一頻帶區存在2個四角。記作串流(Stream)1、串流(Stream)2。)此時，串流1之調變訊號及串流2之調變訊號係各自從不同天線，於同一時間發送。再者，如先前亦已敘述，串流1及串流2為藉由施行預編碼及相位變更而獲得之調變訊號，或僅進行預編碼而獲得之調變訊號，或不進行預編碼而獲得之調變訊號均可。
又，對應於BS天線14600_3所接收的接收訊號14601_3 之播送台(衛星)所發送的調變訊號，可模式性地表示如第147(b)圖。
於第147(b)圖，於BS通道1(CH1)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送衛星播送之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道1(CH1)之調變訊號。同樣地，於BS通道2(CH2)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送衛星播送之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道L(CH2)之調變訊號。
再者，第147(a)圖及第147(b)圖係表示同一頻帶區之頻率分派。
於第146圖，作為例子而記載地面波(terrestrial)之播送台所發送的調變訊號及BS所發送的調變訊號，但不限於此，存在有CS(communication satellite：通訊衛星)所發送的調變訊號，或存在有其他不同發送系統所發送的調變訊號均可。此時，於第146圖存在接收部，用以接收各播送系統所發送的調變訊號。
受理接收訊號14601_1之濾波器14603係阻隔接收訊號14601_1所含之「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，輸出濾波後之訊號14605。
例如若接收訊號14601_1之頻率分派為第147(a)圖，則濾波器14603係如第148(b)圖所示，輸出已去除通道K及通道M之頻帶區之訊號之訊號14605。
複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係於本實施 形態中，具有上述作為中繼裝置(14602等)所說明的裝置之功能。具體而言，於播送台，檢測在同一頻帶區，利用不同天線在同一時間發送複數個調變訊號之頻帶區之訊號，對於檢測到之訊號進行頻率轉換。亦即，複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係以使得「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，存在於2個不同頻帶之方式進行轉換。
例如複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604具備第142圖所示之構成，複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係將2個天線所接收的接收訊號中之「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，轉換成2個中間頻率，其結果成為轉換成與原本的頻帶區不同之頻帶區之構成。
第146圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係以接收訊號14601_1作為輸入，如第149圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH#K)14901及通道M(CH#M)14902之訊號，將該2個頻帶區之調變訊號分別轉換為不同的頻帶區。因此，通道K(CH#K)14901之訊號係如第149(b)圖轉換為頻帶區14903之訊號，又，通道M(CH#M)14902係如第149(b)圖轉換為頻帶區14904之訊號。
除此之外，第146圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係以接收訊號14601_2作為輸入，如第149圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH#K)14901及通道M(CH#M)14902之訊號，將該2個頻帶區之調變訊號分別轉換為不同的頻帶區。因此，通道 K(CH#K)14901之訊號係如第149(b)圖轉換為頻帶區14905之訊號，又，通道M(CH#M)14902係如第149(b)圖轉換為頻帶區14906之訊號。
然後，第146圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係輸出包含第149(b)圖所示之4個頻帶區之成分。
再者，於第149圖，第149(a)圖及第149(b)圖之橫軸為頻率，第149(a)圖及第149(b)圖係表示同一頻帶區之頻率分派。第149(a)圖所示之訊號所存在的頻帶區與第149(b)圖之訊號所存在的頻帶區不會重疊。
第146圖之合成部14607係以濾波器14603所輸出的訊號(14605)、複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604所輸出的訊號(14606)、及從BS天線14600_3所輸入之訊號(14601_3)作為輸入，於頻率軸上進行合成。因此，第146圖之合成部14607係獲得具有第151圖之頻率成分之訊號(14608)而輸出。電視14609係以該訊號(14608)作為輸入。因此，藉由拉設1條訊號線，能夠以高資料接收品質來收看電視。
接著，作為其他例，說明複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604具備第142圖所示之構成，複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係使得2個天線所接收的接收訊號中之「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，成為維持原來之頻帶區與1個中間頻帶區之方法。
第146圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係以接收訊號14601_1作為輸入，如第150圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道 K(CH#K)15001及通道M(CH#M)15002之訊號，將該2個頻帶區之調變訊號分別轉換為不同的頻帶區。因此，通道K(CH#K)15001之訊號係如第150(b)圖轉換為頻帶區15003之訊號，又，通道M(CH#M)15002係如第150(b)圖轉換為頻帶區15004之訊號。
除此之外，第146圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係以接收訊號14601_2作為輸入，如第150圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH#K)15001及通道M(CH#M)15002之訊號，分別配置於原本的頻帶區及同一頻帶區。因此，通道K(CH#K)15001之訊號係如第150(b)圖成為頻帶區15005之訊號，又，通道M(CH#M)15002係如第150(b)圖轉換為頻帶區15006之訊號。
然後，第146圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604係輸出包含第150(b)圖所示之4個頻帶區之成分。
再者，於第150圖，第150(a)圖及第150(b)圖之橫軸為頻率，第150(a)圖及第150(b)圖係表示同一頻帶區之頻率分派。15001與15005為同一頻帶區，又，15002與15006為同一頻帶區。
第146圖之合成部14607係以濾波器14603所輸出的訊號(14605)、複數種調變訊號存在用頻率轉換部14604所輸出的訊號(14606)、及從BS天線14600_3所輸入之訊號(接收訊號14601_3)作為輸入，於頻率軸上進行合成。因此，第146圖之合成部14607係獲得具有第126圖之頻率成分之訊號 (14608)而輸出。電視14609係以該訊號(14608)作為輸入。因此，藉由拉設1條訊號線，能夠以高資料接收品質來收看電視。
因此，藉由對於頻率軸之播送台所發送的訊號中，以複數個天線(利用同一頻帶區，於同一時刻)發送複數個調變訊號之發送方法之頻帶區，進行上述所記載對家庭內拉設訊號線，電視(終端裝置)可獲得高資料接收品質，且具有可減少家庭內之訊號線佈線的優點。此時，如上述，存在採用播送台利用1支以上之天線，發送1個調變訊號之發送方法之頻帶區亦可。
再者，於本實施形態，說明了如第141圖(第153(a)圖)所示，於例如集合式住宅屋頂等配置中繼裝置的例子。然而，中繼裝置之配置位置不限於此，如上述例如第153(b)圖所示，對各家庭之電視等引入訊號時，就1私人住宅配置1個中繼裝置之構成亦可。或者，如第153(c)圖所示，有線電視業者接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)，採有線(纜線)再配送各家庭等所接收的播送波時，作為有線電視業者之中繼系統的一部分來利用亦可。
亦即，本實施形態所示之第142圖、第143圖、第144圖、第145圖、第146圖各自之中繼裝置，如第153(a)圖配置於集合式住宅屋頂等，或如第153(b)圖，對各家庭之電視等引入訊號時，就1私人住宅配置1個中繼裝置，或如第153(c)圖所示，有線電視業者接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)，採有線(纜線)再配送各家庭等所接收的播送波時， 作為有線電視業者之中繼系統的一部分來利用均可。
<實施形態N>
於本實施形態，說明有關以有線電視(纜線)，再配送如本說明書所記載的實施形態所示，接收利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法，於同一頻帶區同時發送之複數個調變訊號之系統。(再者，於利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法中所利用的預編碼矩陣之切換模式，為本說明書所記載的預編碼矩陣之切換模式之任一模式均可，又，利用與本說明書不同之預編碼矩陣之切換模式時，亦可實施本實施形態。除此之外，於本說明書，雖說明有關利用利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法的情況，但本實施形態所說明的方法亦可針對未利用利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法的情況來實施。)
有線電視業者保有接收採無線發送之播送波之電波的裝置，對播送波不易到達之例如各家庭，採有線再配送資料(例如動畫、聲音、資料資訊等)，就廣義上，有時亦提供網際網路之連接服務、電話線路之連接服務。
播送台以複數個天線，(於同一頻帶，在同一時間)發送複數個調變訊號時，對該有線電視業者有時會發生問題。以下說明該問題。
播送台用以發送各播送波之發送頻率係預先已決定。於第154圖，橫軸為頻率，如第154圖所示，播送台係於某通道(第154圖的情況為CH_K)，以複數個天線，(於同一頻帶，在同一時間)發送複數個調變訊號時。再者，於CH_K 之串流1(Stream1)與串流2(Stream2)包含不同資料，從串流1(Stream1)與串流2(Stream2)生成複數個調變訊號。
此時，播送台係對有線電視業者，採無線，利用複數個天線(於同一頻帶，在同一時間)發送通道K(CH_K)之複數個調變訊號。因此，有線電視業者係如本說明書所記載的實施形態所示，對於通道K(CH_K)之頻帶，接收播送台利用複數個天線同時發送之訊號，並予以解調‧解碼。
然而，如第154圖所示，於通道K(CH_K)，由於發送複數個調變訊號(第154圖為2個)，因此採用讓該等直接通過的方式配送給纜線(1條有線)時，在纜線一端的各家庭，通道K(CH_K)所含資料之資料接收品質會大幅劣化。
因此，如上述實施形態M所示，有線電視業者雖可考慮對於通道K(CH_K)之複數個接收訊號，分別進行頻率轉換，轉換為2個以上不同之頻帶，並發送所合成的訊號，但其他頻帶被別的通道或衛星播送通道等所佔有，有時在使用上有困難。
因此，於本實施形態，揭示一種即便在頻率轉換困難的情況下，仍可採有線，再配送播送台所發送，於同一頻帶、在同一時間發送之複數個調變訊號之手法。
於第155圖表示有線電視業者之中繼裝置之構成。在此，表示在2×2MIMO之通訊系統的情況下，亦即播送台在同一頻帶，於同一時間發送2個調變訊號，中繼裝置利用2個天線接收的情況。
有線電視業者之中繼裝置具備接收部15502及配送用 資料生成部15504。
天線15500_1及天線15500_2所接收的接收訊號(15500_1、15500_2)係如本說明書所記載，於接收部15502，施行預編碼之反轉換處理及/或復原相位之處理等，接收部15502獲得資料訊號rs1(15403_1)及資料訊號rs2(15403_2)，並輸出至配送用資料生成部15404。又，接收部15502係將關於利用在接收到之訊號之解調‧解碼之訊號處理方法之資訊、及關於播送台利用於發送調變訊號之發送方法之資訊，作為關於訊號處理方法之資訊15503_3而輸出至配送用資料生成部15504。
再者，於第155圖，雖表示接收部15502以資料訊號rs1(15403_1)及資料訊號rs2(15403_2)之兩系統輸出資料的情況，但不限於此(在此為一例)，例如以一系統輸出資料亦可。
具體而言，接收部15502具備本說明書所記載第7圖所示之無線部703_X、703_Y、調變訊號z1之通道變動推定部705_1、調變訊號z2之通道變動推定部705_2、調變訊號Z1之通道變動推定部707_1、調變訊號Z2之通道變動推定部707_2、控制資訊解碼部709、訊號處理部711所組成的構成。第155圖所示之天線15500_1及15500_2分別對應於第7圖所示之天線701_X及701_Y。其中，於本實施形態，訊號處理部711係與實施形態1之第8圖所示之訊號處理部不同，具備第156圖所示之構成。
如第156圖所示，本實施形態之接收部15502所具備的 訊號處理部係由內部MIMO檢波部803、記憶部815、對數概似算出部15602A、對數概似算出部15602B、硬判斷部15604A、硬判斷部15604B及係數生成部15601所組成。
於第156圖，關於與第8圖共通的部分係附上同一符號，在此省略其說明。
對數概似算出部15602A係與第8圖所示之對數概似算出部805A同樣算出對數概似，將對數概似訊號15603A輸出至硬判斷部15604A。
同樣地，對數概似算出部15602B係與第8圖所示之對數概似算出部805B同樣算出對數概似，將對數概似訊號15603B輸出至硬判斷部15604B。
硬判斷部15604A係對於對數概似訊號15603A進行硬判斷，獲得其位元值，將其作為資料訊號rs1(15503_1)而輸出至配送用資料生成部15504。
同樣地，硬判斷部15604B係對於對數概似訊號15603B進行硬判斷，獲得其位元值，將其作為資料訊號rs2(15503_2)而輸出至配送用資料生成部15504。
係數生成部15601係除了與係數生成部819同樣生成係數，輸出至內部MIMO檢波部803以外，還從播送台(發送裝置)所通知關於發送方法之資訊(用以特定出所利用固定之預編碼矩陣及變更了相位時之相位變更模式之資訊或調變方式等)之訊號818，擷取用於2個訊號之至少有關調變方式之資訊，將該包含調變方式之資訊之訊號處理方法之資訊之訊號15509_3，輸出至配送用資料生成部15504。
如以上說明可知，接收部15502係雖進行求出對數概似，進行硬判斷之解調，但在此之一例並未執行到錯誤更正。
再者，於第156圖，採用具備對數概似算出部、硬判斷部之構成，但內部MIMO檢波部803不進行軟判斷而進行硬判斷亦可，此時，無須具備對數概似算出部、硬判斷部。又，硬判斷之結果無須設為rs1、rs2，各位元之軟判斷的結果設為rs1、rs2亦可。
第155圖之配送用資料生成部15504係以資料訊號rs1(15503_1)與資料訊號rs2(15503_2)、及關於訊號處理方法之資訊15503_3作為輸入，生成配送訊號15505，並配送至簽約對象之各家庭等。
自此利用第157圖~第159圖，詳細說明有關第155圖之配送用資料生成部15504生成配送訊號15505之方法。
第157圖係表示配送用資料生成部15504之構成之方塊圖。如第157圖所示，配送用資料生成部15504係由結合部15701、調變部15703及配送部15705所構成。
結合部15701係以資料訊號rs1(15503_1)與資料訊號rs2(15503_2)、及關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊(15503_3)作為輸入，匯總由關於訊號處理方法之資訊及播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊所決定的資料訊號rs1及資料訊號rs2，並將資料結合訊號15702輸出至調變部15703。再者，於第157圖雖記載作資料訊號rs1(15503_1)及資料訊號rs2 (15503_2)，但如上面所述，於第156圖，可考慮匯總rs1與rs2，以一系統輸出資料之構成。此時，可刪除第157圖之結合部15701。
調變部15703係以資料結合訊號15702、及關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊15503_3作為輸入，進行按照已設定之調變方式之映射，生成調變訊號15704而輸出。關於調變方式之詳細設定方法係於後面敘述。
配送部15705係以調變訊號15704、與關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法15503_3作為輸入，並對簽約對象之各家庭等，經由纜線(有線)，作為調變訊號15704及各家庭之電視接收機等之解調‧解碼用之控制訊號，除了配送用於配送訊號15505之調變方式之資訊以外，還配送包含表示錯誤更正碼之資訊(碼資訊、錯誤更正碼之編碼率等)之控制資訊之配送訊號15505。
利用第158圖及第159圖，來說明第157圖之結合部15701及調變部15703之詳細處理。
第158圖係對配送用資料生成部15504之輸入，即資料訊號rs1及資料訊號rs2之概念圖。於第158圖，橫軸取定時間軸，第158圖之四角分別表示須於各時間配送一次之資料區塊。作為錯誤更正碼，利用組織碼或非組織碼均可。該資料區塊係由錯誤更正編碼後之資料來構成。
在此，用於發送資料訊號rs1及資料訊號rs2之調變方式 均設為16QAM。換言之，用以發送第154圖之通道K(CH_K)之串流1(Stream1)之調變方式設為16QAM，用以發送串流2(Stream2)之調變方式設為16QAM。
此情況下，構成資料訊號rs1之1符元之位元數為4位元，構成資料訊號rs2之1符元之位元數為4位元，因此第158圖所示之各資料區塊(rs1_1、rs1_2、rs1_3、rs1_4、rs2_1、rs2_2、rs2_3、rs2_4)分別為4位元之資料。
如第158圖所示，資料訊號rs1_1及資料訊號rs2_1係於時刻t1解調，資料訊號rs1_2及資料訊號rs2_2係於時刻t2解調，資料訊號rs1_3及資料訊號rs2_3係於時刻t3解調，資料訊號rs1_4及資料訊號rs2_4係於時刻t4解調之資料。
再者，若第158圖所示之資料訊號rs1_1、rs1_2均於相同時序配送至各家庭等，則具有播送台所發送的資料送達電視(終端裝置)之延遲小的優點。同樣地，資料訊號rs1_2、rs2_2亦於相同時序配送，資料訊號rs1_3、rs2_3亦於相同時序配送，資料訊號rs1_4、rs2_4亦於相同時序配送即可。
因此，第155圖之配送用資料生成部15504係執行如下處理：可從接收部15502所受理的資料訊號rs1及資料訊號rs2，將相同時序發送之資料(符元)匯總為一，以1個符元發送。
亦即，如第159圖所示，以合併了rs1_1之1符元與rs2_1之1符元之資料，來構成1個資料符元。具體而言，假定依據硬判斷，判斷rs1_1為「0000」之4位元之資料，判斷rs1_2為「1111」之4位元之資料時，如第158圖所示之rs1_1+rs2_1 為「00001111」之資料。將該8位元之資料設為1個資料符元。同樣地，將合併了rs1_2之1符元與rs2_2之1符元之資料rs1_2+rs2_2設為1個資料符元，將合併了rs1_3之1符元與rs2_3之1符元之資料rs1_3+rs2_3設為1個資料符元，將合併了rs1_4之1符元與rs2_4之1符元之資料rs1_4+rs2_4設為1個資料符元。再者，第159圖係表示橫軸取定時間軸，1個四角為一次應發送之資料符元。又，於第159圖，為了方便而採記號「+」表現，但第159圖之「+」並非意味加算。於第133圖，「+」係單純意味設成形式排列有2個資料之資料。
然而，資料rs1_1+rs2_1、rs1_2+rs2_2、rs1_3+rs2_3、rs1_4+rs2_4分別為8位元之資料，其係須同時對各家庭配送之資料。但資料訊號rs1、rs2分別用於發送之調變方式為16QAM，而以16QAM無法同時匯總送出8位元之資料。
因此，調變部15703係以可一次發送8位元之資料之調變方式，亦即以256QAM，將輸入之資料結合訊號15702予以調變。總言之，資料結合訊號15702係採以下調變方式進行調變：從關於訊號處理之資訊15503_3，取得用於發送2個資料訊號之調變方式之資訊，將乘算所獲得兩種調變方式各自之星座點數而獲得之值，設為星象點數。然後，調變部15703係將由新調變方式(在此之說明為256QAM)調變而獲得之調變訊號15704輸出至配送部15705。
再者，從播送台發送之調變訊號為1個時，接收部15502及配送用資料生成部15504係將以直接通過方式所接收的訊號，直接配送給纜線(有線)。(在此，說明了進行硬判斷， 再次進行調變的方法，但不限於此，例如放大接收到的訊號本身而發送亦可。)
於第155圖，由纜線(有線)配送之配送訊號15505係由第160圖所示之電視接收機16000接收。第160圖所示之電視接收機16000係具備與第85圖所示之接收機8500大致同等的構成，關於具備同樣功能者，係附上相同符號並省略說明。
從纜線16001受理配送訊號15505之調階器8501係擷取指定通道之訊號，並輸出至解調部16002。
解調部16002係除了具備第85圖所示之解調部8500之功能以外，進一步具備以下功能。若解調部16002按照配送訊號15505所含之控制資訊，檢測到從調階器8501傳達之訊號是從播送台，於同一頻帶、在同一時間發送了2以上之調變訊號之訊號，則按照該控制資訊，將輸入之1個訊號分割為2以上之訊號。亦即，執行使第159圖之狀態之訊號，復原為第158圖之狀態之處理，並將所獲得的訊號輸出至串流輸出入部8503。解調部16002求出接收到之訊號之對數概似，進行硬判斷，因應複數個訊號之混合比率分割所獲得的訊號，對於分割後之資料進行錯誤更正等處理而獲得資料。
如此，即便是從播送台到有線電視業者，於同一頻帶，在同一時間進行了複數個調變訊號之發送之通道，各家庭等之電視接收機16000仍可解調‧解碼由纜線(有線)配送之播送。
然而，於本實施形態，用於2個資料訊號rs1、rs2之發 送之調變方式均為16QAM，但發送複數個調變訊號時，用於各個調變訊號之調變方式的組合不限於16QAM與16QAM的組合。作為一例可考慮如以下表8所示之組合。
表8係將播送台所生成的2個串流數(表8之發送調變訊號數)、用以生成2個串流之調變方式之組合(表8之#1為串流1之調變方式，#2為串流2之調變方式)、與調變部15703對於各組合再調變時所用之調變方式即再調變方式建立對應之表。
於第157圖，對應於與調變部15703作為輸入之關於訊號處理方法之資訊、及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊15503_3所示之調變方式之組合一致之再調變方式，係於調變部15703所採用的調變方式。在此所示組 合為一例，從表8可知，再調變方式之星座點數係相當於2個串流之調變方式的組配之星座點數之乘算值，亦即將#1所使用的調變方式之I(同相)-Q(正交)平面之訊號點數、與#2所使用的調變方式之I(同相)-Q(正交)平面之訊號點數乘算後之值。再者，再調變方式之星座點數(I(同相)-Q(正交)平面之再調變方式之訊號點數)若超過該乘算值，則亦可利用表8所示再調變方式以外之調變方式。
進而言之，播送台所發送的串流數為3以上時，亦從各個串流所用之調變方式之星座點數之乘算值，來決定調變部15703所用之調變方式。
再者，於本實施形態，表示於中繼裝置進行硬判斷，並進行資料結合的情況，但其為軟判斷亦可。利用軟判斷時，須根據軟判斷值來修正再調變方式之經映射之基頻訊號。
又，如上述所記載，於第155圖係存在有rs1及rs2之構成，但將該等匯總為一而由接收部15502輸出亦可。此時，資料線為1條，而在以串流1之1符元所傳送的位元數為4，以串流2之1符元所傳送的位元數為4時，於前述匯總為一之訊號線，接收部15502係將8位元作為1符元而輸出。此時，第157圖之調變部15703用於再調變之調變方式係與上述說明相同，例如為256QAM。總言之，可利用表8。
於第161圖表示第155圖所示之有線電視業者之中繼裝置之其他構成例。第161圖所示之中繼裝置之接收部16102及配送用資料生成部16104係與第155圖不同，僅針對播送 台在同一頻帶、於同一時間發送之複數個調變訊號之訊號執行處理。然後，配送用資料生成部16104係如上述說明來結合複數個訊號，生成使得以調變方式不同於播送台發送時之調變方式調變後之訊號，載置於該頻帶區之訊號16105並輸出。
另，天線15500_1所接收的接收訊號15501_1除了供給至接收部16102以外，亦供給至濾波器16106。
濾波器16106係從接收訊號15501_1，於播送台在同一時間、於同一頻帶發送複數個調變訊號時，僅阻隔該頻帶之訊號，將濾波後之訊號16107輸出至合成部16108。
然後，合成部16108係合成濾波後之訊號16107、與從配送用資料生成部16104輸出之訊號16105，生成配送訊號15505，以纜線(有線)配送至各家庭等。
藉由設成該類構成，有線電視業者之中繼裝置係針對複數個調變訊號在同一時間發送之頻帶以外之頻帶的訊號，無須進行處理即可。
再者，於本實施形態，說明了關於有線電視業者之中繼裝置，但不限定於此。本實施形態所示之中繼裝置相當於第153(c)圖之形態，但不限於此，如第153(a)、(b)圖所示，可作為集合式住宅用之中繼裝置，或各私人住宅用之中繼裝置等來使用。
又，於本實施形態，對於發送了複數個調變訊號之頻帶區未進行頻率轉換，但對於發送了複數個調變訊號之頻帶區，進行如實施形態M所示之頻率轉換亦可。
(實施形態O)
於其他實施形態，敘述了有關對播送系統，利用進行預編碼碼並且規則地進行相位變更處理的方法，於本實施形態，說明用於通訊系統的情況。用於通訊系統時，如第162圖，可考慮以下3種通訊形態。
(1)多播通訊的情況…與其他實施形態相同，基地台若利用進行預編碼，並且規則地進行相位變更之發送方法，則可對於許多終端裝置傳送資料。
可用於例如從基地台16201，同時對行動終端裝置16202a~16202c同時配送內容之多播通訊。(第162(a)圖)
(2)單播通訊且為閉環時(從通訊終端裝置有回授資訊時(回授CSI(Channel State Information：通道狀態資訊)，或於終端裝置側，指定要基地台使用之預編碼矩陣))…基地台係從準備之預編碼矩陣，根據終端裝置所發送的CSI資訊、及/或要基地台使用之預編碼矩陣之資訊，選擇預編碼矩陣，利用其對於複數個調變訊號施行預編碼，從複數個天線，於同一時間利用同一頻帶區，發送複數個調變訊號。於第162(b)圖表示一例。
(3)單播通訊且為開環時(不根據來自終端裝置之資訊變更預編碼矩陣)…基地台係利用進行預編碼，並且規則地進行相位變更之發送方法。於第162(c)圖表示一例。
再者，於第162圖例示基地台與通訊終端裝置之間之通訊例，但基地台彼此或通訊終端裝置彼此之通訊亦可。
以下說明有關用以實現該等通訊形態之基地台(發送 機)及行動終端裝置(接收機)之構成。
第163圖係本實施形態之基地台之收發機之構成例。第163圖所示之基地台之收發機係針對與第4圖所示之發送機之構成具有同等功能者，附上同一符號並省略說明，針對不同構成來說明。
如第163圖所示，基地台之收發機係除了第4圖之構成以外，還具備天線16301、無線部16303及回授資訊解析部16305。又，取代加權合成訊號生成部314而具備加權合成訊號生成部16314。
天線16301係用以接收基地台之收發機之通訊對象所發送資料之天線。此時，於第163圖所示之基地台之接收機部分，獲得通訊對象所發送的回授資訊。
無線部16303係解調‧解碼由天線16301所接收的接收訊號16302，將獲得之資料訊號16304輸出至回授資訊解析部16305。
回授資訊解析部16305係從資料訊號16304，取得通訊對象所發送的回授資訊之例如CSI資訊、及/或要基地台使用之預編碼矩陣之資訊、對基地台要求之通訊方法(多播通訊亦或單播通訊之要求資訊、及開環亦或閉環之要求資訊)，並作為回授資訊16306而輸出。
訊號處理方法資訊生成部16314係以訊框構成訊號16313及回授資訊16306作為輸入，根據訊框構成訊號16313及回授資訊16306兩者(終端裝置之要求優先，或基地台的需求優先均可)，來決定採取本實施形態之(1)、(2)、(3)之某一 者之通訊方法，輸出包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊16315。再者，選擇本實施形態之(1)、(3)之發送方法時，於控制資訊16315包含關於進行預編碼並且規則地進行相位變更之發送方法之資訊，選擇本實施形態之(2)之發送方法時，於控制資訊16315包含所使用的預編碼矩陣之資訊。
加權合成部308A、308B係以包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊16315作為輸入，根據已指定之預編碼矩陣進行預編碼的處理，輸出處理後之訊號309B。
藉由如此，於發送機可執行對應於上述3種情況之發送。再者，基地台為了將選擇了本實施形態之(1)、(2)、(3)之某一者之通訊方法等發送方法之資訊，通知通訊對象之終端裝置，無線部310A係以包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊16315作為輸入。無線部310A生成用以傳送所決定的通訊方法之資訊之符元，插入於發送訊框，包含該符元之發送訊號311A係從天線312A作為電波送出。
第164圖係表示本實施形態之終端裝置之接收機之構成例之圖。如第164圖所示，接收機具備接收部16403、CSI生成部16405、回授資訊生成部16407及發送部16409。
接收部16403具備與上述實施形態1之第7圖、第8圖所示構成同等之構成，以天線16401A所接收到的接收訊號16402A、及天線16401B所接收到的接收訊號16402B作為輸入，獲得發送機所發送的資料。
此時，接收部16403係將獲得資料的過程中得到的通道推定資訊之訊號16404，輸出至CSI生成部16405。通道推定 資訊之訊號16404係從例如第7圖所示之各通道變動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)輸出。
CSI生成部16405係依據輸入之通道推定資訊之訊號16404，生成作為回授給發送機之回授資訊(CSI：通道狀態資訊)之基本資訊之CQI(Channel Quality Information：通道數量資訊)、RI(Rank Indication：秩數指標)、PMI(Precoding Matrix Indicator：預編碼矩陣指示符)，並輸出至回授資訊生成部16407。CQI、RI、PMI係以習知手法來生成。尤其是PMI係指定接收機期望發送機所進行之預編碼用之預編碼矩陣之資訊。
回授資訊生成部16407係從CSI生成部16405所生成的CQI、RI、PMI生成CSI。於第165圖表示回授資訊(CSI)之訊框構成例。
發送部16409係調變從回授資訊生成部16407傳達之回授資訊(CSI)，從天線16411發送調變訊號16410至發送機。
再者，終端裝置係對基地台，回授第165圖之所有資訊，或對基地台回授第165圖之一部分資訊均可。又，所回授的資訊不限於第165圖之資訊。基地台係以來自終端裝置之回授資訊作為1個標準，來選擇本實施形態之(1)、(2)、(3)之某一者之通訊方法，但基地台未必須選擇利用複數個天線發送複數個調變訊號之發送方法，亦可根據來自終端裝置之回授資訊而選擇其他發送方法，例如從1支以上的天線發送1個調變訊號之發送方法。
藉由如以上，可對於本實施形態之(1)、(2)、(3)所記載 的通訊形態，選擇適宜的發送方法，藉此於任何通訊形態的情況下，終端裝置均可獲得良好的資料接收品質。
產業上之可利用性
本發明可廣泛適用於從複數個天線，發送各不相同之調變訊號之無線系統，適宜適用於例如OFDM-MIMO通訊系統。又，在具有複數個發送處之有線通訊系統(例如PLC(Power Line Communication：電力線通訊)系統、光通訊系統、DSL(Digital Subscriber Line：數位用戶線)系統)中，進行MIMO傳送時亦可適用，此時係利用複數個發送處，來發送如本發明所說明的複數個調變訊號。又，調變訊號亦可從複數個發送處發送。
4i、4i+1、4i+2、4i+3、Ni、Ni+1、Ni+k、u、u+1‧‧‧符元號碼
4i、4i+1、4i+2、4i+3‧‧‧時刻
300、400‧‧‧發送裝置
301A、301B、401‧‧‧資訊(資料)
302A、302B、402‧‧‧編碼部
303A、303B、403‧‧‧編碼後之資料
304A、304B、813A、813B‧‧‧交錯器
305A、305B、5305‧‧‧交錯後之資料
306A、306B、5306_1、5306_2、11202、13402、13602、13701_A、13701_B‧‧‧映射部
307A、307B、704_X、704_Y、801X、801Y、816X、816Y、5307_1、5307_2、6303、6306、6311_1、6311_2、7203、8101_1、8101_2、s1(t)、s2(t)‧‧‧基頻訊號
308A、308B、600‧‧‧加權合成部
309A、309B、1401A、1401B‧‧‧加權(合成)後之訊號
310A、310B、703_X、703_Y、1408A、1408B、16303‧‧‧無線部
311A、311B、1302A、1302B、5208_1、5208_2、5908_1~5908_N、 6325_1、6325_2‧‧‧發送訊號
312A、312B、701_X、701_Y、1410A、1410B、5209_1、5209_2、5909_1~5909_N、5910_1~5910_M、6326_1、8303_1、8303_2、8440、8560、14600_1、14600_2、14600_3、15500_1、15500_2、16301、16401A、16401B、16411‧‧‧天線
313、16313‧‧‧訊框構成訊號
314‧‧‧加權合成資訊生成部
315‧‧‧關於加權合成方法之資訊
404、903、12601‧‧‧分配部
405A、405B、12001、12201、13401、13601‧‧‧資料
500_1、501_1、501_2、502_1、502_2、503_1、503_2、4100、4101_1、4101_2、4102_1、4102_2、4103_1、4103_2、4104、4105、4106、4107‧‧‧符元
504#1、504#2‧‧‧發送天線
505#1、505#2‧‧‧接收天線
700‧‧‧接收裝置
702_X、702_Y、5700、5911_1~5911_M、14601_1、14601_2、14601_3、16402A、16402B、r1(t)、r2(t)‧‧‧接收訊號
704_X、704_Y‧‧‧訊號處理後之訊號
705_1、705_2、707_1、707_2‧‧‧通道變動推定部
706_1、706_2、708_1、708_2‧‧‧通道推定訊號
709‧‧‧控制資訊解碼部
710、818‧‧‧關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號
711、5308、6312、8504‧‧‧訊號處理部
712、712_1、712_2、5913、5915、5917‧‧‧接收資料
802X、802Y‧‧‧通道推定訊號群
803‧‧‧內部MIMO檢波部
804、818、10702B、11602A、11602B、16105‧‧‧訊號
805A、805B、15602A、15602B‧‧‧對數概似算出部
806A、806B、808A、808B‧‧‧對數概似訊號
807A、807B‧‧‧解交錯器
809A、809B‧‧‧對數概似比算出部
810A、810B‧‧‧對數概似比訊號
811A、811B、901‧‧‧軟入/軟出解碼器
812A、812B、902‧‧‧解碼後之對數概似比
814A、814B‧‧‧交錯後之對數概似比
815‧‧‧記憶部
817X、817Y‧‧‧變形通道推定訊號群
819‧‧‧加權係數生成部
820‧‧‧關於加權係數之資訊之訊號
1101‧‧‧接收訊號點
1301A、1301B、5207_1、5207_2、5600_X、5600_Y‧‧‧OFDM方式關連處理部
1402A、1402B‧‧‧序列並列轉換部
1403A、1403B‧‧‧並列訊號
1404A、1404B、2300、5402A‧‧‧重排部
1405A、1405B‧‧‧重排後之訊號
1406A、1406B‧‧‧反快速傅利葉轉換部
1407A、1407B‧‧‧反傅利葉轉換後之訊號
1409A、1409B、8302_1、8302_2、r1(f)、r2(f)、r1(t)、r2(t)、s1(f)、s2(f)、s1(t)、s2(t)、z1、z2、z1(t)、z2(t)、r1(t)、r2(t)、13405_A、13405_B、13603_A、13603_B、15704、16410‧‧‧調變訊號
1501、1502、1601、1602、1801、1802、1901、1902、2701、2702、2703、2704、2710、2720、6401~6404、6701~6703、6801 ~6804‧‧‧符元群
2201‧‧‧第1週期
2202‧‧‧第2週期
2203‧‧‧第3週期
2200‧‧‧預編碼權重矩陣生成部
2210‧‧‧關於預編碼權重之資訊
2300A、2300B、x‧‧‧預編碼後之訊號
4001‧‧‧發送位元
4002‧‧‧編碼器群
4003A、4003B‧‧‧已分配位元
5002‧‧‧時空區塊編碼部
5200_1~5200_M、5300‧‧‧資訊
5201_1~5201_M‧‧‧調變訊號生成部#1~調變訊號生成部#M
5202_1~5202_M、5400_1~5400_M‧‧‧調變訊號z1
5203_1~5203_M‧‧‧調變訊號z2
5205‧‧‧發送方法決定部
5206、5301、5403、6309、7306、8104、10700、13604、14532‧‧‧控制訊號
5302‧‧‧錯誤更正編碼部
5303‧‧‧錯誤更正編碼後之資料
5309_1‧‧‧訊號處理後之訊號z1
5309_2‧‧‧訊號處理後之訊號z2
5500‧‧‧控制資訊符元
5501‧‧‧個別控制資訊符元
5502‧‧‧資料符元
5503‧‧‧前導符元
5701、14211、14212、14221、14222‧‧‧頻率轉換部
5702‧‧‧頻率轉換後之訊號
5703‧‧‧傅利葉轉換部
5704‧‧‧傅利葉轉換後之訊號
5900‧‧‧資訊源編碼部
5901‧‧‧影像編碼部
5902‧‧‧影像編碼後之資料
5904‧‧‧聲音編碼後之資料
5905‧‧‧資料編碼部
5906‧‧‧資料編碼後之資料
5907、16409‧‧‧發送部
5912、15502、16102、16403‧‧‧接收部
5914‧‧‧影像解碼部
5916‧‧‧聲音解碼部
5918‧‧‧資料解碼部
5919‧‧‧資訊源解碼部
6101‧‧‧P1發訊資料
6102‧‧‧L1預發訊資料
6103‧‧‧L1後發訊資料
6104‧‧‧共用PLP
6105_1~6105_N‧‧‧PLP#1~#N
6301‧‧‧PLP用之發送資料
6302‧‧‧PLP訊號生成部
6304‧‧‧P2符元用發送資料
6305‧‧‧P2符元訊號生成部
6307‧‧‧P1符元用之發送資料
6308、7305‧‧‧控制訊號生成部
6310‧‧‧訊框構成部
6312‧‧‧PLP之基頻訊號
6313_1‧‧‧訊號處理後之調變訊號1
6313_2‧‧‧訊號處理後之調變訊號2
6314_1、6314_2‧‧‧前導插入部
6315_1、6315_2‧‧‧前導符元插入後之調變訊號
6316_1、6316_2‧‧‧IFFT部
6317_1、6317_2‧‧‧IFFT後之訊號
6318_1、6318_2‧‧‧PAPR刪減部
6319_1、6319_2‧‧‧PAPR刪減後之訊號
6320_1、6320_2‧‧‧保護區間插入部
6321_1、6321_2‧‧‧保護區間插入後之訊號
6322‧‧‧P1符元插入部
6323_1、6323_2‧‧‧P1符元用處理後之訊號
6324_1、6324_2、8301_1、8301_2‧‧‧無線處理部
7001‧‧‧第1發訊資料
7002‧‧‧第2發訊資料
7201‧‧‧第1、第2發訊資料用之發送資料
7202‧‧‧控制符元訊號生成部
7301‧‧‧P1符元檢測、解碼部
7302‧‧‧P1符元控制資訊
7303‧‧‧P2符元解調部
7304‧‧‧P2符元控制資訊
7401、7501‧‧‧第1、第2發訊解調部
7502、16315‧‧‧控制資訊
8102_1、8102_2‧‧‧訊號處理部(複製部)
8103_1、8103_2‧‧‧重複後之基頻訊號
8105‧‧‧加權合成部(預編碼運算部)
8106_1、8106_2‧‧‧預編碼後之基頻訊號
8202_1及8202_2‧‧‧重排後之基頻訊號
8400‧‧‧數位播送用系統
8401‧‧‧播送台
8411、14103、14105、14501‧‧‧電視
8412‧‧‧DVD錄放影機
8413‧‧‧STB
8420‧‧‧電腦
8430‧‧‧行動電話
8441‧‧‧車用電視
8500‧‧‧接收機
8501‧‧‧調階器
8502、16002‧‧‧解調部
8503、8520‧‧‧串流輸出入部
8506‧‧‧聲音輸出部
8507‧‧‧影像顯示部
8508‧‧‧記錄部
8509‧‧‧串流輸出IF
8510‧‧‧操作輸入部
8511‧‧‧AV輸出IF
8530‧‧‧通訊媒體
8550、9307‧‧‧遙控器
8701‧‧‧視訊串流
8702、8705‧‧‧PES封包串
8703、8706、8713、8716‧‧‧TS封包
8704‧‧‧音訊串流
8711‧‧‧簡報圖形串流
8712、8715‧‧‧PES封包串
8714‧‧‧互動圖形
8717‧‧‧多工資料
9300‧‧‧影像聲音輸出裝置
9301‧‧‧顯示影像部分
9302‧‧‧資料播送用之資料之影像
9303‧‧‧網際網路上提供之超文件
9304‧‧‧接收裝置
9305‧‧‧IF
9306‧‧‧通訊裝置
9400、9500、12901、13301‧‧‧訊號點
9402、11601‧‧‧基頻訊號置換部
9401_01‧‧‧預編碼後之基頻訊號z1(i)
9401_02‧‧‧預編碼後之基頻訊號z2(i)
9403_01‧‧‧置換後之基頻訊號r1(i)
9403_02‧‧‧置換後之基頻訊號r2(i)
10201~10205‧‧‧載波
10300、10301‧‧‧子訊框
10500~10505‧‧‧對數概似比之絕對值
10302_1~10302_M‧‧‧PLP$1~PLP$M
10701A、10701B‧‧‧功率變更部
11201‧‧‧數位資料
11301‧‧‧訊號置換部
11302A、11302B‧‧‧置換後之訊號
11901‧‧‧相位變更部
11902A、12102A‧‧‧相位變更後之訊號
13403_A‧‧‧基頻訊號之同相成分
13403_B‧‧‧基頻訊號之正交成分
13404‧‧‧記憶及訊號置換部
14001‧‧‧分配部
14002_A‧‧‧第1資料
14002_B‧‧‧第2資料
14101‧‧‧接收系統
14102、14610‧‧‧中繼裝置
14104、14106a、14106b、16001‧‧‧纜線
14213‧‧‧加算器
14223‧‧‧分支器
14224‧‧‧MIMO檢波部
14411、14412‧‧‧中繼部
14531‧‧‧判斷部
14600_3‧‧‧BS天線
14601_1、14601_3‧‧‧接收訊號
14603、16106‧‧‧濾波器
14604‧‧‧複數種調變訊號存在用頻率轉換部
14605、16107‧‧‧濾波後之訊號
14607、16108‧‧‧合成部
14608‧‧‧合成訊號
14901、15001‧‧‧通道K(CH#K)
14902、15002‧‧‧通道M(CH#M)
14903、14904、14905、14906‧‧‧頻帶區
15503_1‧‧‧資料訊號rs1
15503_2‧‧‧資料訊號rs2
15504、16104‧‧‧配送用資料生成部
15500_1、15500_2‧‧‧接收訊號
15503_3‧‧‧關於訊號處理方法之資訊
15505‧‧‧配送訊號
15601‧‧‧係數生成部
15603A、15603B‧‧‧對數概似訊號
15604A、15604B‧‧‧硬判斷部
15701‧‧‧結合部
15702‧‧‧資料結合訊號
15703‧‧‧調變部
15705‧‧‧配送部
16000‧‧‧電視接收機
16202a~16202c‧‧‧行動終端裝置
16304‧‧‧資料訊號
16305‧‧‧回授資訊解析部
16306‧‧‧回授資訊
16314‧‧‧加權合成訊號生成部
16404‧‧‧通道推定資訊之訊號
16405‧‧‧CSI生成部
16407‧‧‧回授資訊生成部
A、B、C、D‧‧‧載波群
ATC‧‧‧到達時間時鐘
ATS‧‧‧到達時戳
b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7‧‧‧位元
DTS‧‧‧解碼時戳
F、F[i]‧‧‧預編碼矩陣
H‧‧‧二元M×N矩陣、檢查矩陣、、通道矩陣
h11 (t)、h12 (t)、h21 (t)、h22 (t)‧‧‧通道變動、通道要素
I、I1、I2、I3‧‧‧基頻訊號之同相成分
k‧‧‧反覆次數
L‧‧‧(子)載波
LLR、Ln ‧‧‧對數概似比
lsum ‧‧‧迴圈變數
N‧‧‧時間週期
PAT‧‧‧節目關連表
PCR‧‧‧節目時鐘參考
PLP‧‧‧實體層管路
PMT‧‧‧節目對應表
PTS‧‧‧簡報時戳
Q、Q1、Q2、Q3‧‧‧基頻訊號之正交成分
R、S‧‧‧2×2矩陣
rX‧‧‧編碼率
s‧‧‧發送向量
s1‧‧‧第1基頻訊號
s1(t)、s2(t)‧‧‧串流
s2‧‧‧第2基頻訊號
SNR‧‧‧訊號雜訊功率比
SPN‧‧‧來源封包號碼
STC‧‧‧系統時間時鐘
T‧‧‧時刻
TS‧‧‧傳輸串流
u‧‧‧向量
uLX 、urX 、vLX 、urX ‧‧‧功率變更用之值
W1、W2、W3、W4‧‧‧預編碼權重(矩陣)
X‧‧‧區塊長
z‧‧‧資訊向量
z1‧‧‧第1經預編碼之訊號
z2‧‧‧第2經預編碼之訊號
πa 、πb ‧‧‧交錯器
αmn 、βmn ‧‧‧外部值對數比
βN ‧‧‧臨限值
$1、$2‧‧‧時刻
第1圖係空間多工MIMO傳送系統之收發裝置之構成例。
第2圖係訊框(frame)構成之一例。
第3圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第4圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第5圖係訊框構成例。
第6圖係預編碼權重切換方法例。
第7圖係接收裝置之構成例。
第8圖係接收裝置之訊號處理部之構成例。
第9圖係接收裝置之訊號處理部之構成例。
第10圖係解碼處理方法。
第11圖係接收狀態例。
第12(A)、(B)圖係BER特性例。
第13圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第14圖係預編碼權重切換方法適用時之發送裝置之構成例。
第15(A)、(B)圖係訊框構成例。
第16(A)、(B)圖係訊框構成例。
第17(A)、(B)圖係訊框構成例。
第18(A)、(B)圖係訊框構成例。
第19(A)、(B)圖係訊框構成例。
第20圖係接受品質惡劣點之位置。
第21圖係接受品質惡劣點之位置。
第22圖係訊框構成之一例。
第23圖係訊框構成之一例。
第24(A)、(B)圖係映射方法之一例。
第25(A)、(B)圖係映射方法之一例。
第26圖係加權合成部之構成例。
第27圖係符元之重排方法之一例。
第28圖係空間多工MIMO傳送系統之收發裝置之構成例。
第29(A)、(B)圖係BER特性例。
第30圖係空間多工型之2×2MIMO系統模型例。
第31(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第32圖係接收惡劣點之位置。
第33(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第34圖係接收惡劣點之位置。
第35(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第36圖係接收惡劣點之複數平面之最小距離之特性例。
第37圖係接收惡劣點之複數平面之最小距離之特性例。
第38(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第39(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第40圖係實施形態7之發送裝置之構成之一例。
第41圖係發送裝置所發送的調變訊號之訊框構成之一例。
第42(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第43(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第44(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第45(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第46(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第47(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第48(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第49圖係訊號處理方法。
第50圖係利用時空區塊碼時之調變訊號之構成。
第51圖係時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。
第52圖係發送裝置之構成之一例。
第53圖係第52圖之調變訊號生成部#1~#M之構成之一例。
第54圖係表示第52圖之OFDM方式關連處理部(5207_1及5207_2)之構成之圖。
第55(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。
第56圖係接收裝置之構成之一例。
第57圖係表示表示第56圖之OFDM方式關連處理部(5600_X及5600_Y)之構成之圖。
第58(A)、(B)圖係時間-頻率軸之訊框構成之詳細例。
第59圖係播送系統之一例。
第60(a)、(b)圖係接收惡劣點之位置。
第61圖係訊框構成例。
第62圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第63圖係發送裝置之構成之一例。
第64圖係頻率-時間軸之訊框構成之一例。
第65圖係訊框構成例。
第66圖係符元之配置方法之一例。
第67圖係符元之配置方法之一例。
第68圖係符元之配置方法之一例。
第69圖係訊框構成之一例。
第70圖係時間-頻率軸之訊框構成。
第71圖係時間-頻率軸之訊框構成之一例。
第72圖係發送裝置之構成之一例。
第73圖係接收裝置之構成之一例。
第74圖係接收裝置之構成之一例。
第75圖係接收裝置之構成之一例。
第76(A)、(B)圖係頻率-時間軸之訊框構成之一例。
第77(A)、(B)圖係頻率-時間軸之訊框構成之一例。
第78(A)、(B)圖係預編碼矩陣之分派例。
第79(A)、(B)圖係預編碼矩陣之分派例。
第80(A)、(B)圖係預編碼矩陣之分派例。
第81圖係訊號處理部之構成之一例。
第82圖係訊號處理部之構成之一例。
第83圖係發送裝置之構成之一例。
第84圖係數位播送用系統之全體構成圖。
第85圖係接收機之構成例之方塊圖。
第86圖係表示多工資料之構成之圖。
第87圖係模式性地表示各串流如何於多工資料中受到多工之圖。
第88圖係表示視訊串流如何儲存於PES封包串之詳細圖。
第89圖係表示多工資料之TS封包及來源封包之構造之圖。
第90圖係表示PMT之資料構成之圖。
第91圖係表示多工資料資訊之內部構成之圖。
第92圖係表示串流屬性資訊之內部構成之圖。
第93圖係影像顯示、聲音輸出裝置之構成圖。
第94圖係16QAM之訊號點配置例。
第95圖係QPSK之訊號點配置例。
第96圖係表示基頻訊號置換部之圖。
第97圖係表示符元數、時槽數之圖。
第98圖係表示符元數、時槽數之圖。
第99(a)、(b)圖係表示訊框構成之圖。
第100圖係表示時槽數之圖。
第101圖係表示時槽數之圖。
第102圖係表示時間-頻率軸之PLP之圖。
第103圖係表示PLP之構成圖。
第104圖係表示時間-頻率軸之PLP之圖。
第105圖係模式性地表示接收裝置所獲得的對數概似比之絕對值之例。
第106圖係接收裝置所獲得的對數概似比之絕對值之適宜例。
第107圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第108圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第109圖係I-Q平面之64QAM之情況下之訊號點配置例。
第110圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第111圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第112圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成 例。
第113圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第114圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第115圖係表示關於預編碼矩陣之表之圖。
第116圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第117圖係訊號點配置例。
第118圖係表示訊號點之位置關係之圖。
第119圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第120圖係訊號點配置例。
第121圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第122圖係訊號點配置例。
第123圖係訊號點配置例。
第124圖係訊號點配置例。
第125圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第126圖係訊號點配置例。
第127圖係表示加權合成部(預編碼部)周邊之構成之圖。
第128圖係訊號點配置例。
第129圖係訊號點配置例。
第130圖係訊號點配置例。
第131圖係訊號點配置例。
第132圖係訊號點配置例。
第133圖係訊號點之配置之一例。
第134圖係訊號生成部之構成之一例。
第135(a)~(c)圖係基頻訊號之同相成分及正交成分。
第136圖係訊號生成部之構成之一例。
第137圖係訊號生成部之構成之一例。
第138(a)~(c)圖係基頻訊號之同相成分及正交成分。
第139圖係訊號生成部之構成之一例。
第140圖係訊號生成部之構成之一例。
第141圖係接收系統之外觀。
第142圖係接收系統之構成。
第143圖係接收系統之構成。
第144圖係接收系統之構成。
第145圖係電視之構成。
第146圖係接收系統之構成。
第147(a)圖係地面數位播送之播送波之概念圖。(b)係BS播送之播送波之概念圖。
第148(a)圖係濾波前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經去除時之圖。
第149(a)圖係頻率變更前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接 收訊號經頻率轉換時之圖。
第150(a)圖係頻率變更前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經頻率轉換時之圖。
第151圖係如第149圖時，以1條訊號線進行對家庭內之引入時之頻率配置。
第152圖係如第150圖時，以1條訊號線進行對家庭內之引入時之頻率配置。
第153(a)圖係用於集合式住宅中之共同接收之中繼裝置之配置例。(b)係用於個人住宅之中繼裝置之配置例。(c)係CATV業者所用之中繼裝置之配置例。
第154圖係接收到之電視播送之資料構成之概念圖。
第155圖係有線電視業者之中繼裝置之構成例。
第156圖係訊號處理部之構成例。
第157圖係配送用資料生成部之構成例。
第158圖係結合前之訊號例。
第159圖係結合後之訊號例。
第160圖係電視接收機之構成例。
第161圖係有線電視業者之中繼裝置之構成例。
第162(a)圖係多播通訊例。(b)係有回授之單播通訊例。(c)係無回授之單播通訊例。
第163圖係發送機之構成例。
第164圖係具有回授功能之接收機之構成例。
第165圖係CSI之訊框構成例。
307A、307B、s1(t)、s2(t)‧‧‧基頻訊號
309A、309B‧‧‧加權合成後之訊號
315‧‧‧關於加權合成方法之資訊
600‧‧‧加權合成部
z1(t)、z2(t)‧‧‧調變訊號
4i、4i+1、4i+2、4i+3、u、u+1‧‧‧符元號碼
4i、4i+1、4i+2、4i+3‧‧‧時刻

Claims (2)

  1. 一種接收裝置，其特徵在於具有：取得部，取得第1接收訊號及第2接收訊號，該第1接收訊號及第2接收訊號是接收各自以同一個頻率且同時從複數個天線所發送之複數個訊號而得到之訊號；及解調部，將已取得之第1接收訊號及第2接收訊號解調，前述第1接收訊號是接收了第1發送訊號z1及第2發送訊號z2之訊號，該第1發送訊號z1及第2發送訊號z2是藉由與從N個矩陣F[i](且i是0以上N-1以下的整數，N是3以上的整數)中依每時槽切換而選擇的一個矩陣相應之預編碼處理，依前述每時槽由第1調變訊號s1及第2調變訊號s2所生成，前述第2接收訊號是接收了第1發送訊號z1及第2發送訊號z2之訊號，該第1發送訊號z1及第2發送訊號z2是藉由與從複數個矩陣中根據已從前述接收裝置回饋之資訊而選擇的一個矩陣相應之預編碼處理，由第1調變訊號s1及第2調變訊號s2所生成，前述第1接收訊號中，前述第1發送訊號z1及前述第2發送訊號z2滿足(z1,z2)T =F[i](s1,s2)T 之關係，前述預編碼矩陣F[i]滿足下式： 其中λ是任意的角度，α是正實數，θ11 (i)及θ21 (i)滿足下述式： 前述解調部是對前述第1接收訊號進行相應於預編碼處理之解調，該預編碼處理是與依前述每時槽切換而選擇的一個矩陣相應，且對前述第2接收訊號進行相應於預編碼處理之解調，該預編碼處理是與根據前述已回饋之資訊而選擇的一個矩陣相應。
  2. 一種接收方法，是接收裝置之接收方法，其特徵在於：取得第1接收訊號及第2接收訊號，該第1接收訊號及第2接收訊號是接收各自以同一個頻率且同時從複數個天線所發送之複數個訊號而得到之訊號，將已取得之第1接收訊號及第2接收訊號解調，前述第1接收訊號是接收了第1發送訊號z1及第2發送訊號z2之訊號，該第1發送訊號z1及第2發送訊號z2是藉由與從N個矩陣F[i](且i是0以上N-1以下的整數，N是3以上的整數)中依每時槽切換而選擇的一個矩陣相應之預編碼處理，依前述每時槽由第1調變訊號s1及第2調變訊號s2所生成，前述第2接收訊號是接收了第1發送訊號z1及第2發送訊號z2之訊號，該第1發送訊號z1及第2發送訊號z2是 藉由與從複數個矩陣中根據已從前述接收裝置回饋之資訊而選擇的一個矩陣相應之預編碼處理，由第1調變訊號s1及第2調變訊號s2所生成，前述第1接收訊號中，前述第1發送訊號z1及前述第2發送訊號z2滿足(z1,z2)T =F[i](s1,s2)T 之關係，前述預編碼矩陣F[i]滿足下式： 且λ是任意的角度，α是正實數，θ11 (i)及θ21 (i)滿足下述式： 對前述第1接收訊號進行相應於預編碼處理之解調，該預編碼處理是與依前述每時槽切換而選擇的一個矩陣相應，且對前述第2接收訊號進行相應於預編碼處理之解調，該預編碼處理是與根據前述已回饋之資訊而選擇的一個矩陣相應。
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