CN106062655B - 具有低漂移及本机偏移消除的改进的弛张振荡器 - Google Patents

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Abstract

在所描述的实例中，一种弛张振荡器电路(10)具有低漂移及本机偏移消除。放大器(12、R1)放大第一电流信号(I1)以提供脉冲放大器输出波形(VOTA1)。积分器(14、C1)对第二电流信号(I2)进行积分以提供斜坡输出波形(VOTA2)。比较器(16)比较所述积分器输出波形(VOTA2)与由所述放大器输出波形(VOTA1)设定的阈值以产生交变振荡器输出(VOUT)，其用于切换所述第一电流信号(I1)及所述第二电流信号(I2)的极性。

Description

具有低漂移及本机偏移消除的改进的弛张振荡器
背景技术
弛张振荡器电路用于在指定精确的输出信号频率的应用中提供时钟信号。许多弛张振荡器通过使无功组件充电及放电且比较所充电的状态变量与预设定的阈值进行操作以提供界定时钟循环的双稳态输出的状态切换。然而，此类电路经受由带隙的漂移或提供用于比较器切换的阈值的其它参考电路所引起的输出频率的长期漂移。此外，此类电路通常随着时间及温度遭受由放大器增益衰减所引起的输出频率漂移以及比较器偏移漂移效应及电力供应器变化。
发明内容
在所描述的实例中，弛张振荡器电路具有低漂移及本机偏移消除。放大器放大第一电流信号以提供脉冲放大器输出波形。积分器积分第二电流信号以提供斜坡输出波形。比较器比较所述积分器输出波形与由所述放大器输出波形所设定的阈值以产生交替振荡器输出，所述交替振荡器输出用于切换所述第一电流信号及第二电流信号的极性。所述电流信号基于用于匹配的单个输入电流而产生，其中所述第一信号及第二信号具有大体上相等的幅度及交替极性，以促进本机偏移消除以减轻随着时间及/或供应电压变化的振荡器输出频率漂移。此外，所述放大器及积分器电路连接到相同的偏置节点，其中电流信号及电流源匹配的交替极性切换在不引入额外振荡器或其它电路情况下使用振荡器的自身切换提供本机偏移消除。所述振荡器电路配置在无需高准确度带隙电路及类似物的成本情况下促进电阻分压器或其它偏置电压电路的使用。在某些实施例中，电流镜电路的使用促进基于单个输入电流信号产生切换电流信号，其中独立于用于改进的电力供应器抑制比(PSRR)的电力供应器电平，由比例测量电路设计提供电流匹配。此外，在无放大器偏移电压漂移或其它有功组件漂移效应情况下，使用无源电阻及电容性元件确定输出频率。因此，比率测量按比例缩放随着时间消除偏移电压及放大器增益衰减效应，同时维持对完整集成的精确振荡器理想的低电力消耗及小的裸片大小。
在进一步描述的实例中，振荡器电路包含：第一放大器，其具有用于放大第一电流信号的反馈电阻；以及积分器电路，其具有第二放大器及用于对第二电流信号进行积分的反馈电容；以及比较器，其提供基于放大器与积分器输出的比较在第一电平及第二电平之间交替的振荡器输出信号。所述第一放大器及第二放大器具有耦合到单个偏置电压的输入，其中通过振荡器电路的切换操作消除个别放大器电路的输入偏移效应。可切换电流源电路提供具有大体上相等幅度或电平的第一电流信号及第二电流信号，且基于来自用于自振荡的比较器的振荡器输出信号的转变而交替电流信号的极性。可切换电流源电路可包含：第一电流源及第二电流源，其由电流镜电路提供以将具有第一电流值的第一电流及第二电流提供到第一放大器及第二放大器；以及另一电流镜电路，其提供使第一电流值的两倍的第三电流及第四电流下降的第三电流源及第四电流源，其中开关电路经配置以将第三电流源及第四电流源选择性地连接到第一放大器及第二放大器的输入以有效地反转提供到放大器及积分器电路的电流的极性。此情形从放大器电路产生脉冲输出波形且从积分器电路产生斜坡波形输出，以用于由比较器进行比较以切换振荡器输出信号及使开关电路的状态交替。
附图说明
图1是弛张振荡器电路实施例的示意图，所述弛张振荡器电路实施例具有放大器、积分器及使用操作性跨导放大器的比较器电路、匹配的电流源及用于产生交替的振荡器输出信号的开关电路。
图2是展示跨导放大器的输入偏移电压的图1的振荡器电路的示意图。
图3是展示图1及2的处于第一状态的振荡器电路的操作的示意图，其中电流源及开关电路将相等的正电流信号提供到放大器及积分器以使积分器电容器充电以将减少的斜坡信号及低阈值信号作为输入提供到比较器。
图4是展示图1到3的处于第二状态的振荡器电路的操作的示意图，其中电流源及开关电路使来自放大器及积分器的相等的负电流信号下降以使电容器放电以提供增加的斜坡信号及高阈值信号作为比较器输入。
图5是图1到4的振荡器电路中的放大器、积分器及比较器的交替输出波形的波形图。
图6是可切换电流源电路实施例的示意图，所述可切换电流源电路实施例基于单个输入电流信号使用电流镜电路根据振荡器输出信号提供交替极性的匹配的第一电流信号及第二电流信号。
图7是展示使用精确参考电压的弛张振荡器电路的示意图。
具体实施方式
最初参看图7，展示用于产生振荡输出电压VOUT的弛张振荡器电路100。振荡器100包含一对操作性跨导放大器(OTA)比较器101及102，其比较对应第一电容器C1及第二电容器C2的充电电压与来自精确参考源106(例如，带隙电压参考电路)的精确参考电压阈值(VREF)，以便将复位(RST)输入及设定(SET)输入提供到RS触发器104。图7进一步展示分别与比较器101及102相关联的输入偏移电压111及112。触发器104的Q输出提供振荡器输出电压VOUT，且主触发器输出Q及反相触发器输出Q’用于对一组开关S1、S2、S3及S4进行操作以通过电流源I1、I2、I3及I4的选择性连接来控制电容器C1及C2的充电及放电，以便提供闭环自振荡电路。在此电路100中，非反相比较器输入从精确参考电压VREF偏移相应的电压偏移111及112。通过交替开关S1及S3的操作将第一比较器101的反相输入交替地连接到电流源I1或I3，且经由开关S2及S4将第二比较器102的反相输入交替地连接到I2或I4。此外，由来自触发器104的Q’输出同时对开关S1及S4进行操作，且根据Q输出对开关S2及S3进行操作。以此方式，自振荡电路具备根据电流源(在此实例中为I)、C1及C2的电容以及供应电压VCC、参考电压VREF及偏移电压111及112的值确定的操作频率。特定来说，由以下方程式(1)描述振荡器电路100的每一循环的持续时间Tosc：
(1)Tosc＝C/I*[2(VCC-VREF)+Voffset1+Voffset2]
如以上方程式(1)中所展示，振荡器电路100相对于供应电压电平VCC以及参考电压VREF及偏移电压111及112两者是敏感的。此外，振荡器100易于受由电路的各种组件中的长期漂移所引起的振荡器频率变化影响。举例来说，偏移电压111及112以及参考电压106两者将倾向于随着时间归因于各种老化机构而漂移，其中这些漂移效应通常为随机的。就此而言，独立的带隙参考电路106可在最初六周的操作中漂移达0.5％。因此，由带隙电路106所提供的到比较器101及102的反相输入的精确阈值参考将随着时间漂移或发生变化，且因此图7的电路100经受随着时间潜在显著的振荡器频率变化或漂移。此外，比较器偏移电压111及112中的漂移效应还将影响电容器C1及C2的充电及放电，从而潜在地引起输出波形的不对称。虽然在某一测量中可通过使用精确参考106来解决图7的振荡器100的精确度及稳定性的漂移效应，但此情形增加生产成本且不能使电路对长期漂移效应免疫。此长期频率漂移提出在(例如)用于植入的电子装置的电感耦合的电力及信号传输电路的应用中使用此类型的弛张振荡器设计的挑战，这是归因于其预期的长的服务时间及服务中的一次高风险取代。
现参看图1及2，图1展示使用操作性跨导放大器12、14及16(OTA)的弛张振荡器电路实施例10，且图2进一步示意性展示振荡器10的OTA组件的内部偏移电压44、46及48。尽管在某些实施例中展示为使用OTA，但其它形式的放大器可用于组件12、14及16中的一者、一些或全部，例如电压放大器，电压比较器等等。实例振荡器电路实施例10包含由第一放大器12(OTA1)形成的第一放大器电路及连接于放大器12的反馈路径中以形成反相放大器配置的电阻器R1。此第一放大器电路12、R1接收及放大经由第一电路节点22在第一放大器12的反相输入(-)处接收到的第一电流信号I1以在放大器输出节点24处提供第一放大器输出信号VOTA1。电阻R1可为单个电阻器组件(例如，形成于实施振荡器10的集成电路中)，或者两个或两个以上电阻器可以任何适合的串联及/或并联配置连接以提供直接或间接耦合于放大器输出节点24与第一节点22之间的电阻R1。此外，电阻R1可为可微调的，或在某些实施例中为可以其他方式调整的。第一放大器12的非反相(+)输入与偏置节点20耦合(例如，连接至偏置节点20)，偏置节点20的电压由耦合于偏置节点20与接地或其它恒定电压节点32之间的偏置电压源30(VCM)建立。
振荡器电路10进一步包含：积分器电路，其由第二放大器14(例如，OTA 2)形成，第二放大器14具有与偏置节点20耦合的非反相输入及与第二电路节点26耦合的反相输入；以及反馈电容C1，其耦合于第二节点26与第二放大器输出节点28之间以形成反相积分器电路。电容C1可为一或多个电容器的任何适合配置，所述一或多个电容器呈适合的串联及/或并联互连形式以提供电容C1。此外，在某些实施例中，电容C1可为可微调或可调整的。在操作中，积分器电路14、C1接收在第二节点26处所接收到的第二电流信号I2并对其进行积分以在输出节点28处作为斜坡波形提供积分器输出信号VOTA2。
将第三放大器16(OTA3)用作比较器，其具有在节点24处接收第一放大器输出信号VOTA1的第一(+)输入以及耦合到节点28以接收第二放大器输出信号VOTA2的第二(-)输入。比较器16包含与输出节点18耦合以提供振荡器输出信号VOUT的输出。特定来说，当节点24处的第一放大器输出小于节点28处的第二放大器输出时，节点18处的振荡器输出信号处于第一电平(例如，在此实例中为低)，且当节点24处的第一放大器的输出大于节点28处的第二放大器输出时，输出信号VOUT处于不同的第二电平(例如，为高)。
将振荡器输出信号VOUT作为切换控制信号提供到包含晶体管MN1、MN2、MN3及MN4的开关电路31，所述开关电路31在节点18处的振荡器输出信号VOUT处于第一电平(例如，为低)时以第一状态进行操作，且在VOUT处于第二电平(例如，为高)时以第二状态进行操作。尽管展示为使用N沟道MOSFET开关MN1、MN2、MN3及MN4，但在不同的实施例中，可使用其它类型及配置的开关。开关电路31与四个匹配的电流源CS1、CS2、CS3及CS4一起提供可切换电流源电路，所述电流源电路可以第一状态进行操作以将具有在图式中指示为“I”的第一电流值的正的第一电流信号I1提供到第一电路节点22，且还将具有相同值I的正的第二电流信号I2提供到第二节点26。当开关电路31根据输出信号VOUT(例如，在此实例中当VOUT为高时)代替地处第二状态时，可切换电流源电路使具有值I的来自节点22的负的第一电流信号I1下降，且还使具有值I的来自第二节点26的负的第二电流信号I2下降。
如下文进一步论述，第一电流源CS1与第二电流源CS2彼此匹配以将具有值I的基本上相等的电流分别提供到第一节点22及第二节点26，且同样地，第三电流源CS3与第四电流源CS4彼此匹配以在由处于第二状态的开关电路31连接时使来自相应第一节点22及第二节点26的大体上相等的具有值2I的电流下降。此外，开关电路31根据输出信号VOUT的状态的操作使得振荡器电路10为自振荡的。因此，第一放大器12放大来自第一节点22的替代地提供及下降的电流信号I1，以提供第一放大器输出信号VOTA1作为具有交替的第一及第二电平的脉冲波形，这是因为跨越电阻R1的电压在偏置节点20处在偏置电压电平VCM以上及以下转变。此外，积分器放大器14对第二电流信号I2进行积分以提供第二放大器输出信号VOTA2作为具有交替的负及正斜率的斜坡波形。这又使得比较器放大器16在来自积分器放大器14的斜坡波形大于来自第一放大器12的脉冲波形时提供具有低电平的交替输出，且反之亦然。
因为积分器信号波形VOTA2具有在很大程度上由电流信号I2及电容C1的幅度所指示的上升时间及下降时间，且因为脉冲波形VOTA1具有主要由电流信号I1及电阻R1所指示的幅度，所以电路10的振荡频率主要由无源组件R1及C1确定。此外，因为电流源CS1到CS4相对于彼此匹配，所以振荡器电路10的操作频率在很大程度上独立于供电电压VCC。此外，不同于图7的振荡器100，图1及2中的振荡器10具有独立于放大器12、14及16的偏移电压44、46及48的操作振荡器频率，且其在很大程度上对于随着时间对基于偏移的漂移及OTA增益漂移效应免疫。特定来说，如图2中所展示，与OTA 12、14及16相关联的偏移电压44(VOFF1)、46(VOFF2)及48(VOFF3)不会影响输出节点18处的振荡频率。此外，引入从C1的充电及放电电流的副本所产生的本地参考电压，电流信号I1及I2的几何匹配产生主要由无源组件R1及C1的物理尺寸所确定的操作频率，借此减轻或避免归因于性能(例如，增益“gm”)衰减或放大器12、14及16的漂移的任何频率漂移。
此外，此漂移免疫有利地允许使用低成本的偏置电压源30，在某些实施例中，可将偏置电压源30实施为简单的电阻分压器电路，其基于供电电压VCC将电压VCM提供到偏置节点20，如以下图6中所展示。因此，可在不牺牲稳定且精确的振荡器电路性能情况下避免带隙或其它精确参考电压的成本及复杂度。此外，振荡器电路10可在任何适合的CMOS工艺中制造，且在具有极小成本及复杂度的IC中可易于与其它电路集成，且为了长期频率稳定性而提供优于供电电压变化(良好的电力供应器抑制比PSRR)的增强的频率稳定性。在一个非限制性实例中，例如，可使用低温系数制造处理步骤制造无源组件R1及C1，其中针对21.8kΩ的设计值形成电阻器R1，且针对比率1/4R1C1，将电容C1提供为具有92pF的未经微调的值的可微调电容器组以产生大约1.25MHz的振荡频率，所述振荡频率可被微调到1MHz。此外，在一个实施例中，作为设计值，电流“I”的值为10μA。然而，通过电流源CS1到CS4与偏移消除电路配置的匹配，振荡器频率将独立于电流“I”的绝对值。
还参看图3到6，可使用任何适合形式的切换装置制造开关电路31，其中实例电路晶体管MN1到MN4是N沟道MOSFET晶体管。如图3及4中所展示，使用晶体管MN1及MN3选择性地将电流源CS3与第一电路节点22或与供电电压节点34(VCC)耦合，且晶体管MN2及MN4操作以选择性地将电流源CS4与第二电路节点26或与电源节点34耦合。在此实例中，根据来自节点18的信号VOUT对开关晶体管MN1及MN2进行操作，而根据来自反相器40(图1及2)的输出的在电路节点42上所提供的VOUT的反相信号对晶体管MN3及MN4进行操作。以此方式，开关MN1及MN3有效地提供单刀双掷开关，如图3及4中示意性地展示的晶体管MN2及MN4一般。
图3及4说明振荡器电路10在两个输出状态下的操作，其中图3展示针对节点18处低输出电压VOUT的处于第一状态的开关电路31。在此条件下，将正的第一电流信号I1＝I从源CS1提供到第一节点22(在图式中左到右)，且下游的电流源CS3将其具有值2I的电流从VCC通过第三电路节点36引导到恒定电压节点32(例如，接地)。反相放大器12放大第一电流信号I1以在节点24处提供低输出电压作为到比较器16的第一输入。在此状态下，开关电路31还连接CS2以将正的第二电流信号I2＝I(在图式中，左到右)提供到第二节点26以使电容C1充电，同时连接第四电流源CS4以将其电流(2I)从VCC通过第四电路节点38引导到接地32。在此第一状态下，积分器电路14、C1(反相积分器配置)对来自CS2的电流信号I2进行积分以便将下斜的斜坡信号在节点28处提供到比较器16的第二输入。在实例第一状态下，比较器16在输出节点18处提供低电压VOUT直到向下的斜坡信号VOTA2减少到VOTA1的低输出电平以下。
如图4中所展示，当所述转变发生时，节点18处的输出电压升高，从而使得开关电路31进入第二状态。在此条件下，开关电路31连接第三节点36与第一节点22，其中CS3将2I从节点22引导到接地节点32，而CS1将I从电源节点34引导到第一节点22，从而产生下降的第一电流信号I1＝-I(在图式中，右到左)。此外，将第四节点38连接到第二节点26以连接CS4，使得CS2与CS4总体地相互作用以使来自第二节点26的电流下降，使得第二电流信号I2等于-I(在图式中，右到左)。在此第二切换状态下，第一放大器12归因于其反相放大器配置将高输出信号提供到节点24，而积分器电路14、C1对下降的电流信号进行积分，此情形使C1放电以在节点28处提供向上的斜坡信号输出波形。在此情况下，比较器16在节点18处提供高振荡器输出电压VOUT直到上升斜坡信号VOTA2超过节点24上的高脉冲信号输出。因此，放大器12、R1、积分器14、C1及比较器16的电路配置在节点24处提供交替脉冲信号作为阈值以供由比较器16与节点28处的三角积分器输出信号进行比较。
图5展示曲线图50及60，其中曲线图50将第一放大器输出信号VOTA1展示为具有大体上方脉冲波形形状的波形52，以及将积分器输出波形VOTA2展示为三角波形54。此外，曲线图60展示振荡器输出电压波形62(VOUT)，其具有提供振荡器电路10的输出的交替脉冲波形形状。图5还展示由偏置电压源30所提供的一个实例偏置电压电平VCM，在此情况下，所述实例偏置电压电平VCM大约处于第一放大器输出脉冲波形52(VOTA1)的高状态与低状态之间的中间。
图6展示可切换电流源电路的一个实施例，所述可切换电流源电路基于具有值I的单个输入电流信号(在此实例中，来自电流源CS5)使用电流镜电路根据振荡器输出信号VOUT提供具有交替极性的经匹配的第一电流信号I1及第二电流信号I2。来自CS5的电流引导通过形成电流镜电路的NMOS晶体管MN5，电流镜电路具有NMOS晶体管MN6、MN7、MN8及MN9。在此情况下，晶体管MN8及MN9尺寸是MN5的尺寸的两倍以提供电流源CS3及CS4，电流源CS3及CS4分别将大体上相等的具有值2I的电流引导于对应第三节点36及第四节点38与恒定电压接地节点32之间。在此情况下，通过MN6及MN7的电流以及MP1归因于具有MN5的这些晶体管的匹配尺寸设定而具有值“I”。通过MN7将电流I镜像到低电压级联电流源MP2及MP3，随后将电流I镜像到由MP4及MP5、MP6及MP7所形成的电流源。如图6中所展示，第一电流源CS1由PMOS晶体管MP4及MP5形成，且第二电流源CS2由PMOS晶体管MP6及MP7形成。此外，还展示开关电路31的晶体管MN1到MN4，其中反相器40提供用于经由节点42对MN3及MN4进行操作的控制信号。
通过此配置，将电流信号I1及I2分别提供到第一电路节点22及第二电路节点26，电流信号I1及I2具有具交替极性的大体上相等的值，其中这些电流“I”的实际绝对值可在不改变振荡器输出频率的情况下而发生变化。因此，由电流镜电路中的组成晶体管的相对尺寸设定电流源CS1与CS2之间的匹配，且相同情形适合于形成CS3及CS4的晶体管的匹配。此外，通过控制各种电路组件的尺寸及面积经由制造处理易于达成此匹配，且匹配将不会随着时间或温度或电力供应器电平而显著改变或漂移。因此，不考虑由输入源CS5所提供的电流“I”的绝对值，第一电流信号I1与第二电流信号I2的匹配将不会随着时间漂移，且因此，将不会引起任何振荡器电路输出频率漂移。此外，电流信号I1与I2的匹配在很大程度上独立于电源电压，借此振荡器输出频率具有良好的电力供应器抑制且将不会随着时间或在不同电源电平下漂移或改变。因此，振荡器电路10是优于图7的设计100的显著进步，振荡器电路10具有显著改进的随着时间的振荡器频率稳定性。
如图6中进一步展示，偏置电压供应器30使用由电阻器R2及R3所形成的电阻分压器在偏置节点20上提供共同模式输出信号VCM，电阻器R2及R3连接于VCC与接地之间以从供电电压VCC导出共同模式偏置电压VCM。偏置电压源30到第一放大器12及积分器放大器14的非反相输入两者的连接提供OTA 12及14的单一偏置，其中设计的本机或内置偏移电压消除方面使振荡器输出频率在很大程度上独立于偏置电压电平VCM且独立于OTA1到OTA3的OTA偏置电压44、46及48的任何变化。因此，并非由偏置节点20处所提供的准确电平VCM或与有源电路12、14及16相关联的偏移漂移效应指示电路频率稳定性，且可使用低成本(例如，电阻分压器)电路30，这是因为电路稳定性并不一定如在图7的情况下一般必须使用较高成本的精确电压源(例如，带隙电路)。
通过使用振荡器10的本征时钟循环，弛张振荡器10因此提供本机或内置偏移电压消除，且减轻或避免对内部电压参考的需要以增强其随着时间相对于有源放大器组件12、14及16的衰减的免疫，且还提供相对于电力供应器电压变化的免疫。通过使用C1的本征充电及放电循环，OTA的偏移电压在无如下文进一步详细描述的外部偏移消除时钟或电路的情况下使用振荡器电路的自切换操作在无外部偏移消除的情况下在振荡器的切换操作期间被自然地消除。
在实践中，通过组件的绘制尺寸确定振荡频率与精确偏移消除两者，以促进可控制性以及漂移免疫。可将振荡器10实施于商业CMOS过程上，且期望此电路的PSRR为0.25％/V。此外，期望弛张振荡器10在主芯温度下在100年的操作时间内具有小于0.5％的频率漂移。
再次参看图2到5，弛张振荡器10运用OTA 12、14及16，尽管在其它实施例中，可使用电压放大器及比较器(例如，运算放大器)。在实例实施例中，OTA1 12通过使电流I1或I3-I1乘以为R1的电阻而用于产生方波形，且所得的方脉冲波形52(图5)用作输出比较器OTA316的阈值电压。OTA2 14通过将来自电流源I2的固定电流或I4-I2积分到电容C1上而用于产生三角波形54(以与脉冲阈值作比较)。将OTA1与OTA2两者的非反相输入一起连接到节点20处的共同模式偏置电压产生器30，以确保OTA 12及14各自具有用于其输出摆幅的充足余量。电流源CS1及CS2以及CS3及CS4分别与彼此匹配，其中CS3及CS4个别地提供为I1及I2两倍的电流。
在开关电路31的第一切换状态(图3中的VOUT为低)下，I1及I2流入到OTA1及OTA2中，其中I2使电容C1充电，其中由以下方程式(2)及(3)给出每一循环的充电时间Ton：
(2)(I2Ton)/C1+VOFF2＝2I1R1+VOFF1+VOFF3，及
(3)Ton＝C1(2I1R1+VOFF1+VOFF3-VOFF2)/I2。
在第二开关电路状态(例如，图4)下，I1＝-I且I2＝-I，且这些电流流出OTA1及OTA2，且I2使C1放电，其中由以下方程式(4)及(5)给出每一循环的放电时间Toff：
(4)(((2I-I)Toff)/C1)-VOFF2＝2(2I-I)R1-VOFF1-VOFF3，及
(5)Toff＝[2(2I-I)R1-VOFF1-VOFF3+VOFF2]C1)/(2I-I)。
OTA3 16作为比较器操作，其比较三角波形54与方波52且相应地改变开关电路31的状态。由以下方程式(6)给定每一循环的振荡器周期：
(6)Ton+Toff＝4R1C1，
且由以下方程式(7)给定振荡器频率“f”：
(7)f＝1/(4R1C1)。
如先前所提及，由R1及C1的绘制尺寸主要确定振荡器频率f，且所述振荡器频率f独立于供电电压VCC以及有源组件12、14及16的型号参数。以上方程式(3)及(5)到(7)展示通过在电流镜电路(例如，图6)中按比率测量的尺寸设定基于电流源CS1到CS4的匹配的OTA偏移电压44、46及48的本机消除。因为组件的绘制尺寸并不随着时间而改变，因此此匹配自然抗漂移。如图6的实例中所展示，在某些实施例中，可运用低电压级联电流镜架构以在大约100年的操作寿命内达成小于0.5％的频率漂移。可通过在最后测试阶段调整电阻器R1及/或电容器C1的尺寸来进一步改进振荡频率的初始精确度以补偿任何过程变化，例如，通过将R1及/或C1中的一者或两者制造成在所制造的集成电路中可微调或调整的组件或组件群组来进一步改进振荡频率的初始精确度以补偿任何过程变化。此外，提供具有比时钟循环时间Ton+Toff小出大约5个数量级以上的总延迟时间的OTA可有效地确保OTA总延迟时间的变化不能显著地影响弛张振荡器10的精确度。此外，可主要通过低热系数无源组件R1及C1的制造控制任何温度漂移。
在权利要求书的范围内，修改在所描述的实施例中为可能的，且其它实施例为可能的。

Claims (20)

1.一种振荡器电路，其包括：
放大器电路，其包含：第一放大器，其包含与偏置节点耦合的第一输入、与第一节点耦合的第二输入及提供第一放大器输出信号的第一放大器输出；及电阻，其耦合于所述第一节点与所述第一放大器输出之间；
积分器电路，其包含：第二放大器，其包含与所述偏置节点耦合的第一输入、与第二节点耦合的第二输入及提供第二放大器输出信号的第二放大器输出；及电容，其耦合于所述第二节点与所述第二放大器输出之间；
比较器，其包含：第一比较器输入，其与所述第一放大器输出耦合以接收所述第一放大器输出信号；第二比较器输入，其与所述第二放大器输出耦合以接收所述第二放大器输出信号；及比较器输出，其提供在第一电平与不同的第二电平之间交替的振荡器输出信号；
第一电流源，其将具有第一电流值的第一电流信号提供到所述第一节点；
第二电流源，其将具有所述第一电流值的第二电流信号提供到所述第二节点；
第三电流源，其将具有所述第一电流值的两倍的第三电流信号从第三节点提供到恒定电压节点；
第四电流源，其将具有所述第一电流值的两倍的第四电流信号从第四节点提供到所述恒定电压节点；及
开关电路，其可根据所述振荡器输出信号进行操作，以在所述振荡器输出信号处于所述第一电平时从所述第一节点断开所述第三节点及从所述第二节点断开所述第四节点，且在所述振荡器输出信号处于所述第二电平时将所述第三节点与所述第一节点耦合及将所述第四节点与所述第二节点耦合。
2.根据权利要求1所述的振荡器电路，其中所述第一放大器及所述第二放大器为跨导放大器。
3.根据权利要求2所述的振荡器电路，其中所述比较器为跨导放大器。
4.根据权利要求2所述的振荡器电路，其中所述第一电流源与所述第二电流源彼此匹配，且其中所述第三电流源与所述第四电流源彼此匹配。
5.根据权利要求2所述的振荡器电路，其包括：
第五电流源，其提供第五电流信号；及
电流镜电路，其包含基于所述第五电流信号提供所述第一电流信号、所述第二电流信号、所述第三电流信号及所述第四电流信号的所述第一电流源、所述第二电流源、所述第三电流源及所述第四电流源。
6.根据权利要求2所述的振荡器电路，其包括将恒定非零电压信号提供到所述偏置节点的偏置电压源。
7.根据权利要求1所述的振荡器电路，其中在所述振荡器的切换操作期间在无外部偏移消除的情况下自然地消除掉所述第一放大器及所述第二放大器的偏移电压及所述比较器的偏移电压。
8.根据权利要求7所述的振荡器电路，其中所述偏移消除使用所述振荡器电路的自切换操作而无需外部偏移消除时钟或电路。
9.根据权利要求1所述的振荡器电路，其中所述第一电流源及所述第二电流源彼此匹配，且其中所述第三电流源及所述第四电流源彼此匹配。
10.根据权利要求9所述的振荡器电路，其包括：
第五电流源，其提供第五电流信号；及
电流镜电路，其包含基于所述第五电流信号提供所述第一电流信号、所述第二电流信号、所述第三电流信号及所述第四电流信号的所述第一电流源、所述第二电流源、所述第三电流源及所述第四电流源。
11.根据权利要求9所述的振荡器电路，其包括将恒定非零电压信号提供到所述偏置节点的偏置电压源。
12.根据权利要求1所述的振荡器电路，其包括：
第五电流源，其提供第五电流信号；及
电流镜电路，其包含基于所述第五电流信号提供所述第一电流信号、所述第二电流信号、所述第三电流信号及所述第四电流信号的所述第一电流源、所述第二电流源、所述第三电流源及所述第四电流源。
13.根据权利要求1所述的振荡器电路，其包括将恒定非零电压信号提供到所述偏置节点的偏置电压源。
14.根据权利要求1所述的振荡器电路，其包括：
电流镜电路，其：将具有第一电流值的第一电流提供到第一节点、将具有所述第一电流值的第二电流提供到第二节点、将具有所述第一电流值的两倍的第三电流从第三节点提供到恒定电压节点，及将具有所述第一电流值的两倍的第四电流从第四节点提供到所述恒定电压节点；
开关电路，其可以第一状态进行操作以从所述第一节点断开所述第三节点及从所述第二节点断开所述第四节点，以分别将具有所述第一电流值的正的第一电流信号及第二电流信号个别地提供到所述第一节点及所述第二节点，所述开关电路可以第二状态进行操作以将所述第三节点与所述第一节点耦合及将所述第四节点与所述第二节点耦合，以分别将具有所述第一电流值的负的第一电流信号及第二电流信号个别地提供到所述第一节点及所述第二节点；
第一放大器电路，其接收及放大来自所述第一节点的所述第一电流信号以提供第一输出信号作为具有交替的第一电平及第二电平的脉冲波形；
第二放大器电路，其接收来自所述第二节点的所述第二电流信号并对其进行积分以提供第二输出信号作为具有交替的负及正斜率的斜坡波形；及
比较器，其比较所述第一输出信号及所述第二输出信号以提供振荡比较器输出信号以在所述振荡器输出信号处于第一电平时替代地将所述开关电路置于所述第一状态，或在所述振荡器输出信号处于不同的第二电平时替代地将所述开关电路置于所述第二状态。
15.根据权利要求14所述的振荡器电路：
其中所述第一放大器电路包含：第一跨导放大器，其包含与非零偏置电压耦合的第一输入、与所述第一节点耦合的第二输入及提供所述第一输出信号的第一放大器输出；及电阻，其耦合于所述第一节点与所述第一放大器输出之间；且
其中所述第二放大器电路包含：第二跨导放大器，其包含与所述偏置电压耦合的第一输入、与所述第二节点耦合的第二输入及提供所述第二输出信号的第二放大器输出；及电容，其耦合于所述第二节点与所述第二放大器输出之间。
16.根据权利要求14所述的振荡器电路，其包括将输入电流信号提供到所述电流镜电路的电流源，其中所述电流镜电路基于所述输入电流信号提供所述第一电流、所述第二电流、所述第三电流及所述第四电流。
17.根据权利要求14所述的振荡器电路，其中所述比较器包含第三跨导放大器，其包含：接收所述第一放大器输出信号的第一比较器输入、接收所述第二放大器输出信号的第二比较器输入及提供所述比较器输出信号的比较器输出。
18.一种振荡器，其包括：
第一放大器，其包含与偏置节点耦合的第一输入、与第一节点耦合的第二输入及提供第一输出信号的第一放大器输出；
电阻，其耦合于所述第一节点与所述第一放大器输出之间；
第二放大器，其包含与所述偏置节点耦合的第一输入、与第二节点耦合的第二输入及提供第二输出信号的第二放大器输出；
电容，其耦合于所述第二节点与所述第二放大器输出之间；
可切换电流源电路，其可以第一状态进行操作以将具有第一电流值的正的第一电流信号提供到所述第一节点及将具有所述第一电流值的正的第二电流信号提供到所述第二节点，所述可切换电流源电路可以第二状态进行操作以使来自所述第一节点的具有所述第一电流值的负的第一电流信号下降及使来自所述第二节点的具有所述第一电流值的负的第二电流信号下降；及
输出电路，其以第一电平提供振荡器输出信号以在所述第二输出信号超过所述第一输出信号时将所述可切换电流源电路置于所述第一状态，所述输出电路以第二电平提供所述振荡器输出信号以在所述第一输出信号超过所述第二输出信号时将所述可切换电流源电路置于所述第二状态。
19.根据权利要求18所述的振荡器，其包括将恒定非零电压信号提供到所述偏置节点的偏置电压源。
20.根据权利要求18所述的振荡器，其中所述第一放大器及所述第二放大器为跨导放大器。
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