CN106059293A - 片内频率补偿的电压模开关dc‑dc转换器 - Google Patents

Abstract

片内频率补偿的电压模开关DC‑DC转换器，涉及模拟集成电路领域，本发明包括误差放大器、PWM比较器、振荡器、逻辑控制模块和功率管，功率管具有用于输入可变直流电压V_IN的V_IN输入端，还包括前馈补偿模块，前馈补偿模块的输出端接误差放大器的负性输入端，前馈补偿模块的输出端还通过第二电阻R_f2接地，前馈补偿模块的输出端还通过第三电阻R_f3接误差放大器的输出端，前馈补偿模块的输出端通过第一电阻R_f1接输出电压V_sense。本发明在保证环路稳定性的情况下，实现补偿元器件片上全集成，节省PCB面积，降低应用成本。

Description

片内频率补偿的电压模开关DC-DC转换器

技术领域

本发明涉及模拟集成电路领域，特别涉及片内频率补偿结构的电压模开关DC‐DC转换器。

背景技术

开关DC‐DC转换器是电源管理电路中一个重要的组成部分，用来将可变的输入直流电压转换为固定的输出直流电压，和LDO电压调整器相比，开关DC‐DC转换器具有效率高的优点，是便携式产品的首选供电系统之一。

传统的电压模开关DC‐DC转换器结构示意图如图1所示，其由参考电压，振荡器，误差放大器，采样电阻，PWM比较器，逻辑控制，功率管，外部补偿网络和LC滤波网络组成，输出电压经过采样电阻网络分压后反馈到误差放大器的反向输入端，与参考电压做差产生误差放大信号，误差放大信号经过外部补偿网络送入PWM比较器与振荡器产生的斜坡电压比较，产生周期性方波信号控制功率管的开关状态，使输出占空比保持恒定，最后通过输出LC滤波网络获得平滑的输出电压。这种控制环路由于误差放大器工作在内部开环状态，系统环路增益不固定，电感L_O和输出电容C_O构成的LC滤波网络会产生双极点，使系统相位快速变化，产生‐180°相移，在系统受到环路直流增益变化，环路单位增益带宽变化，反馈环路起振以及噪声等干扰多种因素的触发，极易产生环路振荡。

因此在开关DC‐DC转换器的设计中，需要加入补偿网络来保证系统稳定，传统开关DC‐DC转换器补偿网络由无源电阻和电容构成，由于补偿电容通常比较大，在片内很难集成，因此补偿网络通常采用 片外分立器件实现，这增加了PCB板的面积和芯片的管脚数量，同时增加了应用成本，限于目前便携式产品小型化和低成本的趋势，对开关DC‐DC转换器提出了新的要求，外部补偿元器件应当尽量精简，并且能够完全集成在芯片内部以节省PCB面积和外围元器件成本。

目前常用的内部频率补偿方法主要有基于恒定跨导放大器和电容乘法器的有源电容和有源电阻方案，但是有源电容的乘法放大倍数有限，最大为100倍，当补偿电容较大的时候，片内电容仍然非常大，不便于集成，同时放大倍数受器件匹配和和工艺参数影响严重，有源电阻受运算放大器跨导影响，实际电阻很难精确控制，有源补偿网络设计难度大，系统不容易稳定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提出一种内部频率补偿结构，简化环路补偿，在保证环路稳定性的情况下，实现补偿元器件片上全集成，节省PCB面积，降低应用成本。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案是，片内频率补偿的电压模开关DC‐DC转换器，包括误差放大器、PWM比较器、振荡器、逻辑控制模块和功率管，功率管具有用于输入可变直流电压V_IN的V_IN输入端，其特征在于，还包括前馈补偿模块，前馈补偿模块的输出端接误差放大器的负性输入端，前馈补偿模块的输出端还通过第二电阻R_f2接地，前馈补偿模块的输出端还通过第三电阻R_f3接误差放大器的输出端，前馈补偿模块的输出端通过第一电阻R_f1接输出电压V_sense；

所述前馈补偿模块包括：

第一正比电流发生电路，其输入端接可变直流电压V_IN，用于产生电流值与可变直流电压V_IN的电压值成正比的第一电流，第一电流的电流值为I₁；

第二正比电流发生电路，其输入端接参考电压V_REF，用于产生电流值与参考电压V_REF的电压值成正比的第二电流，第二电流的电流值为I₂；

电流乘法器，包括电流乘法器输出端、第一电流输入端、第二电流输入端和电流值为I₃的第一恒流源，用于产生一个电流值为I_PULL的第一中间电流，且满足I₂×I₃＝I₁×I_PULL，输出端用于输出第一中间电流；

电流减法器，包括输入端、输出端和一个电流值为I_PUSH的第二恒流源，其输入端接电流乘法器的输出端，输出端作为前馈补偿模块的输出端，输出电流值I_C满足I_C＝I_PUSH－I_PULL。

本发明的有益效果为，本发明的片内频率补偿的电压模开关DC‐DC转换器，与现有传统的DC‐DC相比，采用固定增益误差放大器结构，保证系统环路增益固定，在整个单位增益带宽内，有LC滤波器产生的两个极点和输出电容ESR产生的一个零点，保证开环增益特性曲线以‐1的斜率穿越截止频率，使整个环路稳定性不依赖额外的补偿网络，更容易实现片上全集成。同时引入前馈补偿电路，补偿第三电阻R_f3上的电流I_FB，减小反馈环路系统失调，保证了出电压精度。

附图说明

图1为传统开关DC-DC转换器结构示意图。

图2为本发明的结构示意图。

图3为本发明的等效数学模型示意图。

图4为本发明的波特图。

图5为本发明固定增益误差放大器结构示意图。

图6为本发明前馈补偿电路原理图。

具体实施方式

参见图1—6。

本发明提出一种结构简单的具有片内频率补偿的电压模开关DC‐DC转换电路，所述片内频率补偿开关DC‐DC转换电路包括：参考电压，反馈比例电阻，误差放大器，PWM比较器，振荡器，逻辑控制模块，输出功率管，前馈补偿。本发明采用误差放大器固定增益模式，保证系统环路增益固定，简化环路补偿设计。采用单极点误差放大器，使误差放大器的内部主极点落在系统环路截止频率外，在整个单位增益带宽内，存在两个极点一个零点，保证开环增益特性曲线以‐1的斜率穿越截止频率，其中两个极点由LC滤波器产生，零点由输出电容ESR产生，使整个环路稳定性不依赖额外的补偿网络，更容易实现片上全集成。

误差放大器固定增益模式，误差放大环节没有采用传统的开环工作模式，误差放大器工作在闭环工作模式，其放大倍数由第一电阻(采样电阻)R_f1和第三电阻(反馈电阻)R_f3确定，第一电阻R_f1一端连接输出电压V_sense，另一端连接误差放大器反向输入端V_FB，第三电阻R_f3一端连接误差放大反向输入端V_FB,另一端连接误差放大器输出端V_EO，因此误差放大器的增益为R_f3与R_f1的比值，误差放大器闭环工作模式下，反馈电阻R_f3上有电流存在，会引入系统失调，影响输出电压精度。

本发明的进一步改进在于引入了前馈补偿电路，产生一个补偿电流I_C，使其与反馈电阻R_f3上的电流I_FB相互抵消，减小反馈环路系统失调，保证输出电压精度。

下面结合附图对本发明进行详细的描述。

如图2所示，本发明片内频率补偿的电压模开关DC‐DC转换电路包括：参考电压，反馈采样电阻，误差放大器，PWM比较器，振荡 器，逻辑控制，输出功率管，前馈补偿。

输出电压经过采样电阻R_f1,R_f2分压后反馈到误差放大器的反向输入端，反馈电阻R_f3一端连接到误差放大器的反向输入端，另一端连接到误差放大器的输出端，前馈补偿产生一个补偿电流注入到运算放大器反向输入端，抵消反馈电阻R_f3上的电流，参考电压连接到误差放大器正向输入端，误差放大器的输出信号连接到PWM比较器输入端与振荡器产生的斜坡信号比较，产生周期性方波信号，经过逻辑控制模块，控制功率管的开关状态，使输出占空比保持恒定，最后通过输出LC滤波网络获得平滑的输出电压。

图2所示片内频率补偿开关DC‐DC转换器的等效数学模型如图3，通过等效数学模型可得，其前向传递函数中主要包括反馈采样环节，误差放大环节，PWM调制环节，输出LC滤波环节，系统开环传递函数为：

T_(s)＝H_(s)G_c(s)G_mod(s)G_vd(s) (1)

其中，反馈采样环节的传递函数为：

$H_{\left(s\right)}=\frac{R_{f2}}{R_{f1}+R_{f2}}---\left(2\right)$

由比例电阻R_f1，R_f2决定，其只对直流增益有贡献。

PWM调制环节的传递函数为：

$G_{\mathrm{mod}\left(s\right)}=\frac{1}{V_M}---\left(3\right)$

其中V_M为振荡器斜坡电压峰峰值，其只对直流增益由贡献。

误差放大环节的传递函数为：

$G_{c\left(s\right)}=\frac{R_{f3}}{R_{f1}}\·\frac{1}{\frac{1}{W_c}+1}---\left(4\right)$

其中W_c为误差放大器的内部极点角频率，其对应的频域主极 点位置为：为固定增益误差放大器的增益。

LC滤波环节的传递函数为：

$G_{vd\left(s\right)|}=V_{IN}\frac{C_O{R}_{ESR}s+1}{\left(\frac{L_O{C}_O{R}_O+L_O{C}_O{R}_{ESR}}{R_O}\right)s^2+(\frac{L_O}{R_O}+C_O{R}_{ESR})s+1}---\left(5\right)$

其中C_O为输出滤波电容，L_O为输出滤波电感，R_O为输出负载电阻，R_ESR为输出滤波电容等效阻抗，由于R_ESR＜＜R_O，由此可得，LC滤波器产生的复极点转折频率位置为：

$F_P=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_O{C}_O}}$

ESR产生的零点位置为：

$F_Z=\frac{1}{2{\mathrm{\πR}}_{ESR}{C}_O}$

上述传递函数中，只有误差放大环节和LC滤波环节有零极点引入，LC滤波环节引入两个极点，一个零点，因此在内部补偿设计过程中，只要保证误差放大器引入的极点落在系统环路截止频率外，使整个单位增益带宽内，只有两个极点一个零点，开环增益特性曲线以‐1的斜率穿越截止频率，选择合适ESR值的外部滤波电容，就可以使系统环路稳定，不再依赖额外的补偿网络，更容易实现片上全集成。

图4绘制了本发明片内频率补偿开关DC-DC转换器波特图，其中，曲线G_C为误差放大器波特图，G_vd为LC滤波环节等效波特图，T为系统开环传输函数波特图，选择输出电容C_O＝470uF,R_ESR＝30mΩ，输出电感L_O＝6.8uF,则有：F_P＝≈2.815kHz，F_Z＝≈11.288kHz，内部误差放大器主极点设计在150kHz。

由波特图中可见，采用误差放大器固定增益模式，在误差放大环节除了主极点，不会引入额外零极点，合理的设计误差放大器主极点位置，使误差放大器主极点F_Pc＞F_CO，开环增益特性曲线以‐1的斜率穿越截止频率，保证系统环路稳定性，使环路稳定性不再依赖额外的补偿网络，更容易实现片上全集成。

实施例

固定增益误差放大器具体连接方式如图5所示，采样电阻R_f1一端连接输出电压V_sense，另一端连接误差放大器反向输入端V_FB，采样电阻R_f2一端连接误差放大器反向输入端V_FB，另一端连接GND，反馈电阻R_f3一端连接误差放大反向输入端V_FB,另一端连接误差放大器输出端V_EO，由于反馈电阻R_f3直接连接在误差放大器输入和输出端之间，在稳态条件下，误差放大器的输入端电压V_FB等于参考电压V_REF保持恒定，误差放大器的输出端电压V_EO随着占空比变化而变化，因此在不同占空比条件下电阻R_f3上的电流I_FB不同，其引入的系统失调误差随占空比变化。

在本实施例中振荡器斜坡电压谷值设为0.75V，振荡器斜坡电压峰峰值为1V，采样电阻R_f1＝R_f2＝2.5kΩ，反馈电阻R_f3＝50kΩ。为了保证环路收敛，误差放大器输出最小值为0.75V，对应PWM输出信号最小占空比，误差放大器输出最大值为0.75V+1V，对应PWM输出信号最大占空比，由此可得运算放大器输出电压

V_EO＝0.75V+D×1V (6)

其中D为PWM输出信号占空比

$D\≈\frac{V_O}{V_{IN}}=\frac{2V_{REF}}{V_{IN}}---\left(7\right)$

误差放大器反馈电阻R_f3上的电流为：

$I_{FB}=\frac{V_{REF}-V_{EO}}{R_{f3}}---\left(8\right)$

将式(6)，(7)带入式(8)得反馈电阻R_f3上的电流I_FB为:

$I_{FB}=\frac{V_{REF}-0.75}{R_{f3}}-\frac{2}{R_{f3}}\×\frac{V_{REF}}{V_{IN}}---\left(9\right)$

反馈电阻R_f3上的电流，会对输出电压产生系统失调，影响输出电压精度，为保证输出电压精度，本发明引入前馈补偿电路，用前馈补偿电路产生补偿电流I_C，使其和反馈电阻R_f3上的电流I_FB相互抵消，以消除系统失调。

前馈补偿电路如图6所示，由4部分组成，第一部分由电阻R1，R2，晶体管Q1，Q2，Q3，Q4，MOS管M1，M2,M3，M4产生和输入电压VIN成正比的电流I1：

$I_1=\frac{V_{IN}-2V_{BE}}{R1}+\frac{V_{BE}}{R2}---\left(10\right)$

令则有

第二部分由电阻R3，晶体管Q5，Q6，MOS管M5，M6,M7，

M8产生和参考电压V_REF成正比的电流I₂:

$I_2=\frac{V_{REF}}{R3}---\left(12\right)$

第三部分由晶体管Q7，Q8，Q9，Q10构成电流乘法器，由Q7基极到地之间的结压降和相等得：

V_BE7+V_BE8＝V_BE9+V_BE10 (13)

令Q7，Q8，Q9，Q10发射极面积相等，则有：

I₂×I₃＝I₁×I_PULL (14)

将式(11)，(12)带入式(14)得Q10上的电流I_PULL:

$I_{PULL}=\frac{I_2\×I_3}{I_1}=\frac{I_{3}R1}{R3}\×\frac{V_{REF}}{V_{IN}}---\left(15\right)$

第四部分由常数电流源I_PUSH与I_PULL形成一个电流减法器，其差值即为补偿电流I_C：

$I_C=I_{PUSH}-I_{PULL}=I_{PUSH}-\frac{I_{3}R1}{R3}\×\frac{V_{REF}}{V_{IN}}---\left(16\right)$

选择合适的偏置电流和电阻值，使则有I_C＝I_FB，通过上述前馈补偿电路使反馈电阻R_f3上的电流I_FB完全被抵消，从而消除系统失调误差，保证输出电压精度。

Claims (1)

1.片内频率补偿的电压模开关DC-DC转换器，包括误差放大器、PWM比较器、振荡器、逻辑控制模块和功率管，功率管具有用于输入可变直流电压V_IN的V_IN输入端，

其特征在于，还包括前馈补偿模块，前馈补偿模块的输出端接误差放大器的负性输入端，前馈补偿模块的输出端还通过第二电阻R_f2接地，前馈补偿模块的输出端还通过第三电阻R_f3接误差放大器的输出端，前馈补偿模块的输出端通过第一电阻R_f1接输出电压V_sense；

所述前馈补偿模块包括：

第一正比电流发生电路，其输入端接可变直流电压V_IN，用于产生电流值与可变直流电压V_IN的电压值成正比的第一电流，第一电流的电流值为I₁；

第二正比电流发生电路，其输入端接参考电压V_REF，用于产生电流值与参考电压V_REF的电压值成正比的第二电流，第二电流的电流值为I₂；

电流乘法器，包括电流乘法器输出端、第一电流输入端、第二电流输入端和电流值为I₃的第一恒流源，用于产生一个电流值为I_PULL的第一中间电流，且满足I₂×I₃＝I₁×I_PULL，输出端用于输出第一中间电流；

电流减法器，包括输入端、输出端和一个电流值为I_PUSH的第二恒流源，其输入端接电流乘法器的输出端，输出端作为前馈补偿模块的输出端，输出电流值I_C满足I_C＝I_PUSH－I_PULL。