CN102882374A

CN102882374A - 一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路

Info

Publication number: CN102882374A
Application number: CN2012103434126A
Authority: CN
Inventors: 甄少伟; 胡烽; 龚靖; 龚剑; 罗萍; 贺雅娟
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2012-09-17
Filing date: 2012-09-17
Publication date: 2013-01-16
Anticipated expiration: 2032-09-17
Also published as: CN102882374B

Abstract

本发明公开了一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，涉及电源技术领域，包括高通滤波器、低通滤波器和锯齿波产生电路，所述高通滤波器将反馈电压与基准电压的差值转换成误差电流，所述低通滤波器将误差电流转换成电压信号，为PWM比较器提供一个输入电压，所述锯齿波产生电路将电源成正比的电流与误差电流之和转化成锯齿波电压，为PWM比较器提供另一个输入电压。该伪三型补偿不仅可以产生类似传统三型补偿的频率响应，而且只需要一个小于3pF的电容，极大地减少了片上器件面积，降低了电路成本。

Description

一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路

技术领域

本发明涉及电源技术领域，确切地说涉及一种可应用于集成DC/DC环路的混合信号伪三型补偿电路。

背景技术

电源管理单元（Power Management Unit, 简称 PMU）具有高效和适应各种负载需求的特点，因此被广泛的应用于各类便携式电子产品中，比如：手机、平板电脑、MP3等。一个PMU中一般包含几路DC/DC变换器。DC/DC变换器按照控制方式可分为电压模和电流模，电压模具有更简单的控制电路、更低的噪声敏感度和更高的效率等优势。因此，实际应用电路中更多的是采用电压模控制方式。

为了获得更快的响应速度，Buck变换器中一般采用三型补偿。如公开号为CN201708696U，公开日为2011年1月12日的中国专利文献公开了一种适用于输出电源电压连续变化的Buck变换器的电路。该电路输入端为一个双差分输入单端输出放大器接成的单位增益反馈放大器。通过该放大器取出反馈电压和参考电压的差值送给后级的补偿器网络，与一般的Buck变换器中将参考电压直接加在补偿器网络的正输入端相比，去除了由于补偿器正输入端到输出的前馈通路引入的误差量，使Buck变换器的输出能够准确跟随信号幅度，产生一个连续时间的与信号成比例的电压，供给信号放大、功率输出的电源。

但以上述专利文献为代表的Buck变换器中一般采用三型补偿，传统的三型补偿需要很大的电阻和电容，无法片内集成，其结构如图1所示。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种可应用于集成DC/DC环路的混合信号伪三型补偿电路，该伪三型补偿不仅可以产生类似传统三型补偿的频率响应，而且只需要一个小于3pF的电容，极大地减少了片上器件面积，降低了电路成本。

本发明是通过采用下述技术方案实现的：

一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：包括高通滤波器、低通滤波器和锯齿波产生电路，所述高通滤波器将反馈电压与基准电压的差值转换成误差电流，所述低通滤波器将误差电流转换成电压信号，为PWM比较器提供一个输入电压，所述锯齿波产生电路将电源成正比的电流与误差电流之和转化成锯齿波电压，为PWM比较器提供另一个输入电压。

所述高通滤波器由偏置电路，零极点产生电路，电流转电压电路，跨导放大电路和误差电流镜像电路五部分组成；偏置电路由一个偏置源IB和一个NMOS管M21组成；零极点产生电路由六个PMOS管—分别是M1、M2、M5、M6、M7和M8，六个NMOS管—分别是M3、M4、M22、M23、M24和M25，两个电阻—分别是R1、R2，和两个电容—分别是C1和C2组成；电流转电压电路由两个PMOS管—分别是M11和M12，两个NMOS管—分别是M9和M10和两个电阻—分别是R3和R4组成；跨导放大电路由四个PMOS管—分别是M15、M16、M17和M18，和五个NMOS管—分别是M13、M14、M19、M20和M26组成；误差电流镜像电路由一个PMOS管Mep和一个NMOS管Men组成。

所述偏置电路的连接关系为：偏置源IB跨接在电源VDD和NMOS管M21的漏上，NMOS管M21栅与漏短接，其源接地电位VSS；偏置电路为零极点电路、电流转电压电路和跨导放大电路提供电流偏置。

所述零极点产生电路的连接关系为：PMOS管M1、M2的栅分别连接输入信号V_FB和V_REF，电阻R1与R2串联连接到PMOS管M1和M2的源两端，PMOS管M5和M6的漏分别连接到PMOS管M1和M2的源，PMOS管M5和M6的源均连接到电源VDD；电容C1跨接在PMOS管M1的源和PMOS管M5的栅上；电容C2跨接在PMOS管M2的源和PMOS管M6的栅上；PMOS管M7的漏与栅短接并与PMOS管M5的栅相连；PMOS管M8的漏与栅短接并与PMOS管M6的栅相连；PMOS管M7与M8的源连接到电源VDD；NMOS管M3与M4的栅分别连接到NMOS管M1与M2的漏，NMOS管M3与M4的漏分别连接到NMOS管M1与M2的源；NMOS管M3与M4的源均连接到地点位VSS；NMOS管M22、M23、M24、M25的栅连接到偏置电路中NMOS管M21的栅；NMOS管M22、M23、M24、M25的源均接地电位VSS；NMOS管M22、M23、M24、M25的漏分别连接到PMOS管M7、M1、M2和M8的漏，零极点产生电路的输出为流过NMOS管M3和M4的电流。

所述电流转电压电路的连接关系为：NMOS管M9与M10的栅分别和PMOS管M1与M2的漏相连；PMOS管M11和M12的栅与漏短接，源都连接到电源VDD；电阻R3与R4分别跨接在PMOS管M11的漏与NMOS管M9的漏两端和PMOS管M12的漏与NMOS管M10的漏两端；NMOS管M9与M10的源均连接到地点位VSS；NMOS管M9和M10分别镜像流过NMOS管M3和M4的电流，并通过PMOS管M11、M12，电阻R3和R4转换为电压信号。

所述跨导放大电路的连接关系为：NMOS管M13与M14的栅分别连接到NMOS管M9与M10的漏，NMOS管M13与M14的源短接并与NMOS管M25的漏相连；PMOS管M15栅与漏短接，并连接到NMOS管M13的漏；PMOS管M16栅与漏短接，并连接到NMOS管M14的漏；PMOS管M17的栅与PMOS管M15的栅相连，漏与NMOS管M19的漏和栅相连；PMOS管M18的栅与PMOS管M16的栅相连，漏与NMOS管M20的漏相连；NMOS管M20的栅与NMOS管M19的栅相连；PMOS管M15、M16、M17和M18的源均连接到电源VDD；NMOS管M19、M20、M26的源均接地电位VSS，其栅均连接到偏置源IB的负端；跨导放大电路为误差信号提供增益，其输出为电流误差信号。

误差电流镜像电路的连接关系为：PMOS管Mep的栅与PMOS管M16栅相连，PMOS管Mep的源连接电源VDD，PMOS管Mep的漏为输出端i_P；NMOS管Men的栅与NMOS管M19栅相连，NMOS管Men的源连接地电位VSS，NMOS管Men的漏为输出端i_N；误差电流镜像电路镜像误差电流的差分量为低通滤波电路提供输入信号。

所述低通滤波器由ADC、数字积分器和DAC组成，ADC将误差电流数字化，数字积分器将数字化的信号积分，最后通过DAC将积分后的数字信号再次转换为模拟量，连接关系为，误差信号i_P和i_N流入ADC输入端，ADC输出连接到数字积分器的输入端，数字积分器输出连接到DAC的输入端，DAC的输出为最终的输出信号。数字积分器构成了一个低通滤波器，通过ADC和DAC的转换，使其处理的信号均为数字信号，同时也不需要模拟低通滤波器的大电容。

所述锯齿波产生电路，由三个PMOS管—分别是M1、M2和M3，三个NMOS管—分别是M4、M5、放电管M_C，两个电流源—分别是IB和I_charge，和电容C_C组成，其中：NMOS管M4、M5，PMOS管M2、M3和电流源IB组成了偏置电路，给PMOS管M1提供固定偏置电压；输入电流i_error与I_charge在PMOS管M1的源相加给电容C_C充电，在时钟CLK控制开关下产生锯齿波；连接关系为：输入电流信号i_error与电流源I_charge的负端和PMOS管M1的源相连；PMOS管M2的栅和漏与PMOS管M3的源相连；PMOS管M3的栅和漏与NMOS管M4的漏相连；NMOS管M5的栅、漏与偏置源IB的负端连接在一起，并与NMOS管M4的栅相连；电容C_C正端、PMOS管M1的漏与放电管M_C的漏相连；电流源I_charge、IB的正端与PMOS管M2的源均连接到电源VDD；放电管M_C的源、电容C_C的负端和NMOS管M4、M5的源均连接到地点位VSS。偏置电路将PMOS管M1的栅电位固定，M1的源电位也基本不变，避免了充点电容C_C正端锯齿波电压对输入端静态工作点的影响；时钟信号CLK为占空比极小的方波，其为0时，电容C_C正端电位线性上升，其变为1时，电容C_C正端电位被迅速拉低到地电位VSS，产生锯齿波输出信号v_ramp，为PWM比较器提供一个输入端。

与现有技术相比，本发明所达到的技术效果如下：

本发明所述的面积优化的混合信号伪三型补偿，在保证与传统的三型补偿相同性能的前提下极大地减少了片上器件面积，降低了芯片成本。本发明提出的补偿主要应用于Buck变换器。将本发明所述伪三型补偿应用到一例具体的Buck变换器中，图7、图8、图9和图10分别为利用MATLAB仿真软件对低通滤波器、高通滤波器，伪三型补偿和变换器整体环路的频率响应仿真图，从图中可以看出低通滤波器和高通滤波器通过组合在PWM比较器前相加得到了类似传统三型补偿的频率响应。图11是采用了本发明所述的伪三型补偿的Buck电路负载电流从800mA阶跃到400mA和从400mA阶跃到800mA的仿真图，其中，输入电压为3.3V，输出电压为1V，开关频率为2.25MHz。

除此之外，还具有以下优点：

1、片上器件面积会极大地减小

传统的补偿需要很大的电容，片上电位面积电容值很小，大电容意味着很大的片上面积。本发明所述伪三型补偿的低通滤波器采用数字方法实现，高通滤波器采用电容倍增技术，使其需要的电容减小80%以上，因此，片上电容极大地减小，片上器件面积极大地减小。

2、有效抑制开关动作产生的高频噪声

在本发明所述的伪三型补偿中，误差信号经过高通滤波器产生误差电流与电源电压成正比的电流相加对电容充电产生锯齿波。由于电容器具有积分作用，误差信号中的开关动作产生的高频噪声会被电容滤去，所以所述伪三型补偿可以有效抑制开关动作产生的高频噪声。

附图说明

下面将结合说明书附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明，其中：

图1：传统三型补偿电路示意图。

图2：应用了本发明所述补偿的Buck变换器。

图3：高通滤波器电路图。

图4：低通滤波器框图。

图5：锯齿波产生电路图。

图6：采用本发明的伪三型补偿的Buck电路的小信号环路传输函数。

图7：采用本发明的一例Buck变换器中数字低通滤波器的频率响应MATLAB仿真图。

图8：采用本发明的一例Buck变换器中高通滤波器的频率响应MATLAB仿真图。

图9：采用本发明的一例Buck变换器中伪三型补偿的频率响应MATLAB仿真图。

图10：采用本发明的一例Buck变换器环路频率响应MATLAB仿真图。

图11：采用本发明的伪三型补偿的Buck电路的负载阶跃响应仿真波形。

具体实施方式

实施例1

作为本发明的一较佳实施方式，本发明公开了一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，包括高通滤波器、低通滤波器和锯齿波产生电路，所述高通滤波器将反馈电压与基准电压的差值转换成误差电流，所述低通滤波器将误差电流转换成电压信号，为PWM比较器提供一个输入电压，所述锯齿波产生电路将电源成正比的电流与误差电流之和转化成锯齿波电压，为PWM比较器提供另一个输入电压。

实施例2

本发明的最佳实施方式为：本发明所述一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路框图如图2中虚线部分所示，其特征在于，包括：高通滤波器、低通滤波器、锯齿波产生电路。所述高通滤波器将反馈电压与基准电压的差值转换成误差电流。所述低通滤波器是将误差电流转换成电压信号，为PWM比较器提供一个输入电压。所述锯齿波产生电路是将电源成正比的电流与误差电流之和转化成锯齿波电压，为PWM比较器提供另一个输入电压。

所述高通滤波器，如图3所示，由偏置电路，零极点产生电路，电流转电压电路，跨导放大电路和误差电流镜像电路五部分组成。偏置电路由一个偏置源（IB）和一个NMOS管（M21）组成；零极点产生电路由六个PMOS管（M1、M2、M5、M6、M7、M8），六个NMOS管（M3、M4、M22、M23、M24、M25），两个电阻（R1、R2）和两个电容（C1、C2）组成；电流转电压电路由两个PMOS管（M11、M12），两个NMOS管（M9、M10）和两个电阻（R3、R4）组成；跨导放大电路由四个PMOS管（M15、M16、M17、M18）和五个NMOS管（M13、M14、M19、M20、M26）组成；误差电流镜像电路由一个PMOS管（Mep）和一个NMOS管（Men）组成。

偏置电路的连接关系为：偏置源（IB）跨接在电源VDD和NMOS管M21的漏上，NMOS管M21栅与漏短接，其源接地电位VSS。偏置电路为零极点电路、电流转电压电路和跨导放大电路提供电流偏置。

零极点产生电路的连接关系为：PMOS管M1、M2的栅分别连接输入信号V_FB和V_REF，电阻R1与R2串联连接到PMOS管M1和M2的源两端，PMOS管M5和M6的漏分别连接到PMOS管M1和M2的源，他们的源均连接到电源VDD，电容C1跨接在PMOS管M1的源和PMOS管M5的栅上，电容C2跨接在PMOS管M2的源和PMOS管M6的栅上，PMOS管M7的漏与栅短接并与PMOS管M5的栅相连；PMOS管M8的漏与栅短接并与PMOS管M6的栅相连；PMOS管M7与M8的源连接到电源VDD；NMOS管M3与M4的栅分别连接到NMOS管M1与M2的漏，NMOS管M3与M4的漏分别连接到NMOS管M1与M2的源；NMOS管M3与M4的源均连接到地点位VSS；NMOS管M22、M23、M24、M25的栅连接到偏置电路中NMOS管M21的栅；NMOS管M22、M23、M24、M25的源均接地电位VSS；NMOS管M22、M23、M24、M25的漏分别连接到PMOS管M7、M1、M2和M8的漏，零极点产生电路的输出为流过NMOS管M3和M4的电流。

电流转电压电路的连接关系为：NMOS管M9与M10的栅分别连接和PMOS管M1与M2的漏相连，PMOS管M11和M12栅与漏短接，源都连接到电源VDD，电阻R3与R4分别跨接在PMOS管M11的漏与NMOS管M9的漏两端和PMOS管M12的漏与NMOS管M10的漏两端，NMOS管M9与M10的源均连接到地点位VSS。NMOS管M9和M10分别镜像流过NMOS管M3和M4的电流，并通过PMOS管M11、M12，电阻R3、R4转换为电压信号。

跨导放大电路的连接关系为：NMOS管M13与M14的栅分别连接到NMOS管M9与M10的漏，MOS管M13与M14的源短接并与NMOS管M25的漏相连，PMOS管M15栅与漏短接，并连接到NMOS管M13的漏，PMOS管M16栅与漏短接，并连接到NMOS管M14的漏，PMOS管M17的栅与PMOS管M15的栅相连，漏与NMOS管M19的漏和栅相连，PMOS管M18的栅与PMOS管M16的栅相连，漏与NMOS管M20的漏相连，NMOS管M20的栅与NMOS管M19的栅相连，PMOS管M15、M16、M17、M18的源均连接到电源VDD，NMOS管M19、M20、M26的源均接地电位VSS，其栅均连接到偏置源IB的负端。跨导放大电路为误差信号提供增益，其输出为电流误差信号。

误差电流镜像电路的连接关系为：PMOS管Mep的栅与PMOS管M16栅相连，源连接电源VDD，漏为输出端i_P，NMOS管Men的栅与NMOS管M19栅相连，源连接地电位VSS，漏为输出端i_N。误差电流镜像电路镜像误差电流的差分量为低通滤波电路提供输入信号。

所述低通滤波器，如图4所示，由ADC、数字积分器和DAC组成。其特征在于，ADC将误差电流数字化，数字积分器将数字化的信号积分，最后通过DAC将积分后的数字信号再次转换为模拟量，达到低通滤波的效果。其连接关系为，误差信号i_P和i_N流入ADC输入端，ADC输出连接到数字积分器的输入端，数字积分器输出连接到DAC的输入端，DAC的输出为最终的输出信号。数字积分器构成了一个低通滤波器，通过ADC和DAC的转换，使其处理的信号均为数字信号，同时也不需要模拟低通滤波器的大电容。

所述锯齿波产生电路，如图5所示，由三个PMOS管（M1、M2、M3），三个NMOS管（M4、M5、M_C），两个电流源（IB、I_charge）和电容C_C组成。其特征在于，NMOS管M4、M5，PMOS管M2、M3和电流源IB组成了偏置电路，给PMOS管M1提供固定偏置电压。输入电流i_error与I_charge在PMOS管M1的源相加给电容C_C充电，在时钟CLK控制开关下产生锯齿波。其连接关系为，输入电流信号i_error与电流源I_charge的负端，PMOS管M1的源相连，PMOS管M2的栅和漏与PMOS管M3的源相连，PMOS管M3的栅和漏与NMOS管M4的漏相连，NMOS管M5的栅、漏与偏置源IB的负端连接在一起，并与NMOS管M4的栅相连，电容C_C正端、PMOS管M1的漏与放电管M_C的漏相连，电流源I_charge、IB的正端与PMOS管M2的源均连接到电源VDD，放电管M_C的源、电容C_C的负端和NMOS管M4、M5的源均连接到地点位VSS。偏置电路将PMOS管M1的栅电位固定，M1的源电位也基本不变，避免了充点电容C_C正端锯齿波电压对输入端静态工作点的影响。时钟信号CLK为占空比极小的方波，其为0时，电容C_C正端电位线性上升，其变为1时，电容C_C正端电位被迅速拉低到地电位VSS，产生锯齿波输出信号v_ramp，为PWM比较器提供一个输入端。

实施例3

下面结合附图对本发明的面积优化的混合信号伪三型补偿的原理进行阐述。

该面积优化的混合信号伪三型补偿应用于Buck变换器的框图如图2所示。Buck电路输出电压v_fb与高通滤波器的正向输入端相连，参考基准电压与高通滤波器的负端相连。经过高通滤波器的处理，输出电流i_error为其对Buck输出电压与参考基准电压的差值的放大，其输出电流可以表示为：，其中，g_m为其跨导，z、p_H1和p_H2分别为其低频零点和两个高频极点。高通滤波器的另外两个输出端连接到低通滤波器，如图2所示。在本发明中，数字滤波器为一个数字计数器实现。在应用到Buck电路中，数字滤波器的输入为上一次输出电压与参考基准电压误差的数字化，因此，其差分方程为：

，对两边进行z变换和双线性变换可以得到

。

误差电流和一路与输入电压成正比的电流相加对充点电容C_C充电，振荡器产生的脉冲打开开关M_C对电容C_C放电，最终输出锯齿波，如图5所示。锯齿波与低通滤波器的输出通过PWM比较器做比较得到占空比D，可以得到如下关系：

，其中，V_c为低通滤波器的输出，V_M为锯齿波的峰值，i_C为充电电流，T_s为开关周期。根据状态空间法，代入高通滤波器和低通滤波器的传输函数，可以得到控制电路的传输函数：

。可以看到传输函数有两个零点，两个极点和一个在原点的极点，其中p₁=p_H1, p₂=p_H2, p₃=0 z1=z,

。Buck变换器的小信号如图6所示。两个零点被设置在LC网络共轭极点附近抵消180°的相位滞后；两个极点被设置在远大于剪切频率，这样不会产生大的相位滞后，导致相位裕度不够，同时，两个极点还要小于开关频率的地方，这样可以滤掉开关带来的高频噪声。

将本发明所述伪三型补偿应用到一例具体的Buck变换器中，图7、图8、图9和图10分别为利用MATLAB仿真软件对低通滤波器、高通滤波器，伪三型补偿和变换器整体环路的频率响应仿真图，可以看到控制电路的频率响应与传统的三型补偿频率响应相似。在本发明中，由于采用数字低通滤波器和电容倍增技术，整体补偿电路只需要小于3pF的电容。图11是采用了本发明所述的伪三型补偿的Buck电路负载电流从800mA阶跃到400mA和从400mA阶跃到800mA的仿真图，其中，输入电压为3.3V，输出电压为1V，开关频率为2.25MHz。

Claims

1.一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：包括高通滤波器、低通滤波器和锯齿波产生电路，所述高通滤波器将反馈电压与基准电压的差值转换成误差电流，所述低通滤波器将误差电流转换成电压信号，为PWM比较器提供一个输入电压，所述锯齿波产生电路将电源成正比的电流与误差电流之和转化成锯齿波电压，为PWM比较器提供另一个输入电压。

2.根据权利要求1所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述高通滤波器由偏置电路，零极点产生电路，电流转电压电路，跨导放大电路和误差电流镜像电路五部分组成；偏置电路由一个偏置源IB和一个NMOS管M21组成；零极点产生电路由六个PMOS管—分别是M1、M2、M5、M6、M7和M8，六个NMOS管—分别是M3、M4、M22、M23、M24和M25，两个电阻—分别是R1、R2，和两个电容—分别是C1和C2组成；电流转电压电路由两个PMOS管—分别是M11和M12，两个NMOS管—分别是M9和M10和两个电阻—分别是R3和R4组成；跨导放大电路由四个PMOS管—分别是M15、M16、M17和M18，和五个NMOS管—分别是M13、M14、M19、M20和M26组成；误差电流镜像电路由一个PMOS管Mep和一个NMOS管Men组成。

3.根据权利要求2所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述偏置电路的连接关系为：偏置源IB跨接在电源VDD和NMOS管M21的漏上，NMOS管M21栅与漏短接，其源接地电位VSS；偏置电路为零极点电路、电流转电压电路和跨导放大电路提供电流偏置。

4.根据权利要求3所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述零极点产生电路的连接关系为：PMOS管M1、M2的栅分别连接输入信号V_FB和V_REF，电阻R1与R2串联连接到PMOS管M1和M2的源两端，PMOS管M5和M6的漏分别连接到PMOS管M1和M2的源，PMOS管M5和M6的源均连接到电源VDD；电容C1跨接在PMOS管M1的源和PMOS管M5的栅上；电容C2跨接在PMOS管M2的源和PMOS管M6的栅上；PMOS管M7的漏与栅短接并与PMOS管M5的栅相连；PMOS管M8的漏与栅短接并与PMOS管M6的栅相连；PMOS管M7与M8的源连接到电源VDD；NMOS管M3与M4的栅分别连接到NMOS管M1与M2的漏，NMOS管M3与M4的漏分别连接到NMOS管M1与M2的源；NMOS管M3与M4的源均连接到地点位VSS；NMOS管M22、M23、M24、M25的栅连接到偏置电路中NMOS管M21的栅；NMOS管M22、M23、M24、M25的源均接地电位VSS；NMOS管M22、M23、M24、M25的漏分别连接到PMOS管M7、M1、M2和M8的漏，零极点产生电路的输出为流过NMOS管M3和M4的电流。

5.根据权利要求4所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述电流转电压电路的连接关系为：NMOS管M9与M10的栅分别和PMOS管M1与M2的漏相连；PMOS管M11和M12的栅与漏短接，源都连接到电源VDD；电阻R3与R4分别跨接在PMOS管M11的漏与NMOS管M9的漏两端和PMOS管M12的漏与NMOS管M10的漏两端；NMOS管M9与M10的源均连接到地点位VSS；NMOS管M9和M10分别镜像流过NMOS管M3和M4的电流，并通过PMOS管M11、M12，电阻R3和R4转换为电压信号。

6.根据权利要求5所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述跨导放大电路的连接关系为：NMOS管M13与M14的栅分别连接到NMOS管M9与M10的漏，NMOS管M13与M14的源短接并与NMOS管M25的漏相连；PMOS管M15栅与漏短接，并连接到NMOS管M13的漏；PMOS管M16栅与漏短接，并连接到NMOS管M14的漏；PMOS管M17的栅与PMOS管M15的栅相连，漏与NMOS管M19的漏和栅相连；PMOS管M18的栅与PMOS管M16的栅相连，漏与NMOS管M20的漏相连；NMOS管M20的栅与NMOS管M19的栅相连；PMOS管M15、M16、M17和M18的源均连接到电源VDD；NMOS管M19、M20、M26的源均接地电位VSS，其栅均连接到偏置源IB的负端；跨导放大电路为误差信号提供增益，其输出为电流误差信号。

7.根据权利要求6所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：误差电流镜像电路的连接关系为：PMOS管Mep的栅与PMOS管M16栅相连，PMOS管Mep的源连接电源VDD，PMOS管Mep的漏为输出端i_P；NMOS管Men的栅与NMOS管M19栅相连，NMOS管Men的源连接地电位VSS，NMOS管Men的漏为输出端i_N；误差电流镜像电路镜像误差电流的差分量为低通滤波电路提供输入信号。

8.根据权利要求1所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述低通滤波器由ADC、数字积分器和DAC组成，ADC将误差电流数字化，数字积分器将数字化的信号积分，最后通过DAC将积分后的数字信号再次转换为模拟量，连接关系为，误差信号i_P和i_N流入ADC输入端，ADC输出连接到数字积分器的输入端，数字积分器输出连接到DAC的输入端，DAC的输出为最终的输出信号。

9.根据权利要求1所述的一种面积优化的混合信号伪三型补偿电路，其特征在于：所述锯齿波产生电路，由三个PMOS管—分别是M1、M2和M3，三个NMOS管—分别是M4、M5、放电管M_C，两个电流源—分别是IB和I_charge，和电容C_C组成，其中：NMOS管M4、M5，PMOS管M2、M3和电流源IB组成了偏置电路，给PMOS管M1提供固定偏置电压；输入电流i_error与I_charge在PMOS管M1的源相加给电容C_C充电，在时钟CLK控制开关下产生锯齿波；连接关系为：输入电流信号i_error与电流源I_charge的负端和PMOS管M1的源相连；PMOS管M2的栅和漏与PMOS管M3的源相连；PMOS管M3的栅和漏与NMOS管M4的漏相连；NMOS管M5的栅、漏与偏置源IB的负端连接在一起，并与NMOS管M4的栅相连；电容C_C正端、PMOS管M1的漏与放电管M_C的漏相连；电流源I_charge、IB的正端与PMOS管M2的源均连接到电源VDD；放电管M_C的源、电容C_C的负端和NMOS管M4、M5的源均连接到地点位VSS。