CN112886957A - 高压放大器及其高压产生电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种高压放大器，包括：电流镜差分电路，包括高压电源(VDDH)、输入对管和电流镜管，所述输入对管由第一场效应管(M1)和第二场效应管(M2)构成，所述电流镜管由第三场效应管(M3)和第四场效应管(M4)构成；尾部偏置电路，包括低压电源(VDDL)、恒定电流源(11)、第五场效应管(M5)和第六场效应管(M6)，用于为所述电流镜差分电路提供偏置电流源；闭环反馈电路，结合所述电流镜差分电路和尾部偏置电路联合产生反馈信号，并将所述反馈信号输入所述第二场效应管(M2)的栅极。本发明还提供了一种应用于该高压放大器的高压产生电路。本发明的高压放大器可以实现接近满摆幅，同时保持较低的失真度。
Description
技术领域
本发明属于集成电路设计技术领域，具体涉及一种高压放大器及其高压产生电路。
背景技术
相对于传统传感器，MEMS(Micro-Electro-Mechanical System，微型机电系统)传感器具有成本低、尺寸小、重量轻、功耗低等诸多优点，已经在消费电子、医疗健康、汽车电子、工业控制等领域实现了越来越多的应用。相对于压阻式、压电式、电磁式等其他敏感机理，电容式MEMS传感器具有灵敏度高、直流特性稳定、温漂小、功耗低，并且温度系数小等优点，广泛应用于压力、加速度、角速度、流量、湿度等测量中。
作为惯性测量单元(IMU，Inertial Measurement Unit)的核心组件，MEMS加速度计和MEMS陀螺仪的性能直接影响了测控系统的精度。面对检测通路的大量低频噪声和失调，一般采用调制加低通滤波技术来消除。这就需要在MEMS质量块上施加一个交变的电压信号，此信号一方面为质量块提供极化电压(一般为高压，大于或远大于接口电路的电源)，另一方面还需提供一个调制载波(一般至少为MEMS谐振频率的10倍)。因此，MEMS器件外围需要设计一款高压放大器，提供此交变的电压信号。为了实现智能化的传感器微系统，需要高压放大器低功耗设计；为了能提供足够大的驱动能力，需要高压放大器大摆幅设计。但值得注意的是，电容式MEMS器件对高压电路呈现容性负载，几乎不消耗高压电路输出级的静态电流，这有利于低功耗设计。
在现有的公开文献″A 120V high voltage DAC array for a tunable antennain communication system.″中，提供了一种面向可重构射频收发机的可调谐器件，其中给出了一个可集成的高压放大器方案，如图1所示。该方案采用双级结构，第一级为低压电路，第二级为高压电路，这样可以节省功耗，同时减小面积。第一级主要由M9～M13普通MOS(Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)管组成，采用低电源电压VDDA供电的带电流镜负载的差动放大器。第二级主要由M1～M4，M17～M20组成，采用高电源电压供电VDDH的带电流源负载的共源共栅放大器。其中，M1～M3是高压MOS管，M4是低压MOS管，起第二级的放大作用，M17～M20是低压MOS管，起到保护输出级的作用。
在实现本发明的过程中，申请人发现上述现有技术存在如下技术缺陷：
(1)当输入信号为正弦信号，频率为100kHz，幅度为满摆幅(大信号)时，输出电压呈现三角波形状，且摆幅很小。此时，输出电压的失真非常大。
(2)当加大功耗，比如提高输出级的偏置电流时，输出电压摆脱了三角波形状，接近正弦波，但波峰出现了截顶，波谷出现了很长拖尾，且波谷电平比较高，这大大压缩了输出电压的摆幅，无法实现满摆幅。此时，输出电压的失真也很大。
(3)输出电路的电流源负载和放大通路均采用共源共栅结构，这一特征限制了输出电压的摆幅大小。
因此，有必要提供一种改进的技术方案来克服上述技术缺陷。
发明内容
(一)要解决的技术问题
针对现有技术存在的上述技术缺陷，本发明提供一种高压放大器及其高压产生电路，以实现接近满摆幅，同时保持较低的失真度。
(二)技术方案
本发明一方面提供一种高压放大器，包括：电流镜差分电路，包括高压电源VDDH、输入对管和电流镜管，所述输入对管由第一场效应管M1和第二场效应管M2构成，所述电流镜管由第三场效应管M3和第四场效应管M4构成；尾部偏置电路，包括低压电源VDDL、恒定电流源I1、第五场效应管M5和第六场效应管M6，用于为所述电流镜差分电路提供偏置电流源；闭环反馈电路，结合所述电流镜差分电路和尾部偏置电路联合产生反馈信号，并将所述反馈信号输入所述第二场效应管M2的栅极；其中，第三场效应管M3的源极和第四场效应管M4的源极都和高压电源VDDH相连，第三场效应管M3和第四场效应管M4的栅极相连，并且都与第三场效应管M3的漏极相连，第三场效应管M3的漏极连接到第一场效应管M1的漏极，第四场效应管M4的漏极连接到第二场效应管M2的漏极；第一场效应管M1的栅极接入正向输入端Vin，第四场效应管M4的漏极接出输出端Vout，第一场效应管M1和第二场效应管M2的源极相连，并且都与第五场效应管M5的漏极相连；所述低压电源VDDL通过恒定电流源I1接入第六场效应管M6的漏极，第五场效应管M5和第六场效应管M6的栅极相连，并且都与第六场效应管M6的漏极相连，第五场效应管M5和第六场效应管M6的源极共同接地。
在一些实施例中，所述闭环反馈电路为闭环电阻反馈，包括第一电阻R1和第二电阻R2，所述第一电阻R1连接在第二场效应管M2的栅极和漏极之间，第二电阻R2连接在第二场效应管M2的栅极和第五场效应管M5的源极之间。
在一些实施例中，所述闭环反馈电路为闭环电容反馈，包括第一电容C1、第三电阻R3和第二电容C2，所述第一电容C1连接在第二场效应管M2的栅极和漏极之间，所述第二电容C2连接在第二场效应管M2的栅极和第五场效应管M5的源极之间，所述第三电阻R3并联接入第一电容C1的两端。
在一些实施例中，所述高压放大器还包括负载电容CL，所述负载电容CL连接在第四场效应管M4的漏极和第五场效应管M5的源极之间。
在一些实施例中，所述第五场效应管M5采用可调谐MOS管，所述第一场效应管M1和第二场效应管M2均采用NLDMOS高压管，所述第三场效应管M3和第四场效应管M4均采用PHDMOS高压管。
在一些实施例中，所述第一电阻R1和第二电阻R2满足以下关系：
其中，Rr1表示第一电阻R1的电阻值；Rr2表示第二电阻R2的电阻值；Vvout表示输出端Vout的输出电压；Vvin表示正向输入端Vin的输入电压。
在一些实施例中，所述输出端Vout的直流输出电压设计为所述高压电源VDDH提供电压的一半。
本发明另一方面提供一种应用于该高压放大器的高压产生电路，包括：依次连接并构成闭环的振荡器21、非交叠时钟产生电路22、电荷泵核23、电阻分压电路、比较器25和逻辑控制电路26，以及连接所述比较器25输入端的基准电路24；其中，所述振荡器21用于产生稳定时钟信号，所述非交叠时钟产生电路22用于产生两相非交叠时钟信号，包括第一时钟信号CK和第二时钟信号CKN，所述电荷泵核23用于在所述两相非交叠时钟信号的控制下，将所述低压电源(VDDL)转换为高压电源(VDDH)；所述基准电路24用于产生并输出参考基准电压，所述电阻分压电路用于产生与所述参考基准电压相同的中间产生电压，所述比较器25用于基于所述参考基准电压和中间产生电压的比较结果控制所述逻辑控制电路26，所述逻辑控制电路26用于调节所述振荡器21的输出信号。
在一些实施例中，所述电阻分压电路包括第四电阻R4和第五电阻R5，所述第四电阻R4的两端分别连接至所述电荷泵核23的输出端和所述比较器25的输入端，所述第五电阻R5的其中一端与所述第四电阻R4共同连接至所述比较器25，所述第五电阻R5的其中另一端接地。
在一些实施例中，所述振荡器21、非交叠时钟产生电路22、电荷泵核23、基准电路24、比较器25和逻辑控制电路26均由所述低压电源VDDL供电。
(三)有益效果
与现有技术相比，本发明提供的高压放大器及其高压产生电路，至少具有以下有益效果：
(1)本发明的高压放大器采用带电流镜负载而非电流源负载。这一特征，实现了在输入切换时输出上下电流的分时单向导通而非一直导通，解决了输出电压摆幅的谷底拖尾和电平较高问题。
(2)本发明的输出电路采用单管放大和电流镜负载，而非共源共栅结构。这一特征增大了输出电压的摆幅。另外，通过提高管子的长度尺寸，能有效补偿未使用共源共栅所带来的电源抑制能力和开环增益方面的劣势。
(3)本发明的第二实施例采用了可调谐电流源，而非固定电流源。这一特征，可动态调整高压放大器的偏置电流，以及高压电源VDDH产生电路的负载电流，从而同时实现电路的最佳性能和最低功耗。例如，在低偏置电流时，高压电源VDDH产生电路可以实现更低纹波，高压放大电路可实现更高的放大精度，可配置设计化解了低功耗和高性能之间的耦合关系。
附图说明
图1是现有技术中的一种高压放大器的电路结构示意图；
图2是本发明第一实施例的高压放大器的电路结构示意图；
图3是本发明第二实施例的高压放大器的电路结构示意图；
图4是本发明第三实施例的高压放大器的电路结构示意图；
图5是本发明实施例的应用于高压放大器的高压产生电路结构示意图；
图6是根据本发明第一实施例的高压放大器的闭环频率响应示意图；
图7(a)和图7(b)分别是根据本发明第一实施例的高压放大器的闭环瞬态波形和谐波失真示意图；
图8是根据本发明实施例的高压产生电路的输出电压瞬态波形示意图。
【附图标记说明】
M1-第一场效应管；M2-第二场效应管；M3-第三场效应管；M4-第四场效应管；M5-第五场效应管；M6-第六场效应管；R1-第一电阻；R2-第二电阻；CL-负载电容；Vin-输入端；Vout-输出端；VDDL-低压电源；VDDH-高压电源；I1-恒定电流源；C1-第一电容；C2-第二电容；R3-第三电阻；R4-第四电阻；R5-第五电阻；RL-等效电阻；21-振荡器；22-非交叠时钟产生电路；23-电荷泵核；24-基准电路；25-比较器；26-逻辑控制电路。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明一方面提供一种高压放大器，能实现接近满摆幅，同时保持较低的失真度。
请参阅图2，本发明第一实施例提供了一种高压放大器，包括电流镜差分电路、尾部偏置电路和闭环反馈电路。
电流镜差分电路包括高压电源VDDH、输入对管和电流镜管，输入对管由第一场效应管M1和第二场效应管M2构成，电流镜管由第三场效应管M3和第四场效应管M4构成。
可以理解的是，本实施例中，输入对管用于实现对输入信号的放大作用，电流镜管用于提供负载功能，同时实现输出电流到输出电压的转换以及差分转单端的转换。
尾部偏置电路，包括低压电源VDDL、恒定电流源I1、第五场效应管M5和第六场效应管M6，用于为电流镜差分电路提供偏置电流源。
可以理解的是，第五场效应管M5和第六场效应管M6采用普通MOS管。尾部偏置电路提供的偏置电流源的电流大小设置需满足电流镜差分电路在高速工作时能快速转换。
闭环反馈电路，结合电流镜差分电路和尾部偏置电路联合产生反馈信号，并将反馈信号输入第二场效应管M2的栅极。也就是说，闭环反馈电路结合电流镜差分电路和尾部偏置电路，共同产生一个反馈信号，然后将该反馈信号输入至第二场效应管M2的栅极。
继续参阅图2，具体地，第三场效应管M3的源极和第四场效应管M4的源极都和高压电源VDDH相连，第三场效应管M3和第四场效应管M4的栅极相连，并且都与第三场效应管M3的漏极相连，第三场效应管M3的漏极连接到第一场效应管M1的漏极，第四场效应管M4的漏极连接到第二场效应管M2的漏极。
第一场效应管M1的栅极接入正向输入端Vin，第四场效应管M4的漏极接出输出端Vout，第一场效应管M1和第二场效应管M2的源极相连，并且都与第五场效应管M5的漏极相连。
低压电源VDDL通过恒定电流源I1接入第六场效应管M6的漏极，第五场效应管M5和第六场效应管M6的栅极相连，并且都与第六场效应管M6的漏极相连，第五场效应管M5和第六场效应管M6的源极共同接地。
可选地，第一场效应管M1和第二场效应管M2均采用NLDMOS高压管，第三场效应管M3和第四场效应管M4均采用PHDMOS高压管。
本实施例中，闭环反馈电路实现向第二场效应管M2的栅极提供输入的功能，闭环反馈电路可以为闭环电阻反馈，参阅图2，闭环电阻反馈包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1连接在第二场效应管M2的栅极和漏极之间，第二电阻R2连接在第二场效应管M2的栅极和第五场效应管M5的源极之间。
进一步地，在闭环电阻反馈中，第一电阻R1和第二电阻R2满足以下关系：
其中，Rr1表示第一电阻R1的电阻值；Rr2表示第二电阻R2的电阻值；Vvout表示输出端Vout的输出电压；Vvin表示正向输入端Vin的输入电压。
可选地，第一电阻R1和第二电阻R2均采用BCD工艺中的多晶硅电阻。
本实施例中，高压放大器还包括负载电容CL，负载电容CL连接在第四场效应管M4的漏极和第五场效应管M5的源极之间。
可以理解的是，负载电容CL可以为片内电容，由BCD工艺的金属夹层电容实现，用于实现电流镜差分电路闭环工作时的稳定。
为了使输出端Vout的输出电压失真最小且摆幅最大，输出端Vout的直流输出电压Vvout设计为高压电源VDDH提供电压的一半。例如，在输出电压直流电平设计为10V时，高压电源VDDH提供电压设计为20V。
可选地，为了减小偏置电流的噪声，可以在尾部偏置电路中增设第七场效应管(图中未示出)。具体地，第七场效应管的具体连接方式例如可以为：第七场效应管的栅极连接第五场效应管M5和第六场效应管M6的公共栅极，第七场效应管的源极和漏极均设置于第五场效应管M5和第六场效应管M6的源极之间。
本发明第二实施例也提供了一种高压放大器，为简要起见，与第一实施例相同或相似的特征不再赘述，以下仅描述其不同于第一实施例的特征。
请参阅图3，本发明第二实施例的高压放大器，其中，第五场效应管M5采用可调谐MOS管。
本实施例中，高压放大器的偏置电流源采用可调谐模式，可以使得在输入信号频率变化时能动态调整高压放大器的偏置电流大小，从而获得最佳的性能功率比。
以上只是示例性说明，本实施例不限于此。例如，第六场效应管M6也可以采用可调谐MOS管，或者场效应管M1～M4中的某一项或者整体均可采用可调谐MOS管，具体可根据实际需要进行设置，在此本发明不做限制。
本发明第三实施例也提供了一种高压放大器，为简要起见，与第一或第二实施例相同或相似的特征不再赘述，以下仅描述其不同于第一和第二实施例的特征。
请参阅图4，本发明第三实施例的高压放大器，其中，闭环反馈电路其中的闭环电阻反馈可以替换为闭环电容反馈。
具体地，闭环电容反馈包括第一电容C1、第三电阻R3和第二电容C2，第一电容C1连接在第二场效应管M2的栅极和漏极之间，第二电容C2连接在第二场效应管M2的栅极和第五场效应管M5的源极之间，第三电阻R3并联接入第一电容C1的两端。第三电阻R3用于提供偏置电压。
本实施例中，闭环电容反馈同样可以实现向第二场效应管M2的栅极提供输入的功能，并且，闭环电容反馈可以实现更低的静态电流消耗，以及更高的工艺匹配。
至此，本发明实施例提供的高压放大器已说明完毕。
根据本公开的实施例可以看出，高压放大器的尾部偏置电路采用低压电源VDDL进行供电，而电流镜差分电路采用高压电源VDDH进行供电，为此本发明还提供了一种应用于该高压放大器的高压产生电路。
参阅图5，本发明实施例还提供了一种应用于高压放大器的高压产生电路，包括：依次连接并构成闭环的振荡器21、非交叠时钟产生电路22、电荷泵核23、电阻分压电路、比较器25和逻辑控制电路26，以及连接比较器25输入端的基准电路24。
其中，振荡器21用于产生稳定时钟信号，非交叠时钟产生电路22用于产生两相非交叠时钟信号，包括第一时钟信号CK和第二时钟信号CKN，电荷泵核23用于在两相非交叠时钟信号的控制下，将低压电源VDDL转换为高压电源VDDH。基准电路24用于产生并输出参考基准电压，电阻分压电路用于产生与参考基准电压相同的中间产生电压，比较器25用于基于参考基准电压和中间产生电压的比较结果控制逻辑控制电路26，进而使逻辑控制电路26调节振荡器21的输出信号。
本实施例中，电荷泵核23采用无电感的基于Dickson原理的电荷泵结构，该结构可以在标准互补金属氧化物半导体(简称CMOS)工艺上集成。并且，电荷泵核23采用skip模式工作，也就是说，在输出电压VDDH到达最终值时，逻辑控制电路26周期性的打开或关断振荡器21，以稳定最终输出电压VDDH。
本实施例中，为了进一步实现低功耗，并提高高压产生电路的可控制性，振荡器21可以采用带级间电阻的电流饥饿型五级反相器的环形振荡器结构。
本实施例中，振荡器21、非交叠时钟产生电路22、电荷泵核23、基准电路24、比较器25和逻辑控制电路26均由低压电源VDDL供电。
继续参阅图5，电阻分压电路包括第四电阻R4和第五电阻R5，第四电阻R4的两端分别连接至电荷泵核23的输出端和比较器25的输入端，第五电阻R5的其中一端与第四电阻R4共同连接至比较器25，第五电阻R5的其中另一端接地。
参阅图5，对本实施例提供的高压产生电路的工作原理做详细说明：首先，在逻辑控制电路26的作用下，振荡器21产生一个稳定的时钟信号，然后输入非交叠时钟产生电路22形成两相非交叠时钟信号CK和CKN。两相非交叠时钟信号CK和CKN驱动电荷泵核23里面的泵电容，使电荷泵核23一步一步将电荷转移到输出，形成高压信号。该高压信号即作为本发明实施例的高压电源VDDH的输出电压信号。
同时，为了稳定该高压信号，在电荷泵核23的输出端接入第四电阻R4和第五电阻R5组成的电阻分压电路，得到一个与基准电路24输出的参考基准电压相同的中间产生电压。该中间产生电压施加给比较器25，比较器25将其与来自基准电路24的基准电压进行比较，利用比较结果去控制逻辑控制电路26，从而调节振荡器21的输出信号。
进一步地，为了模拟本实施例提供的高压产生电路的产生高压质量，在电荷泵核23的输出端接入一个由等效电阻RL和负载电容CL并联而成的等效电路。
参阅图5，在等效电路中，等效电阻RL和负载电容CL的其中一端相连并共同接入电荷泵核23的输出端，等效电阻RL和负载电容CL的其中另一端共同接地。
可以理解的是，高压产生电路的容性负载由负载电容CL模拟，电流负载由等效电阻RL模拟。其中，等效电阻RL具体等效于图2中的高压放大器除了负载电容CL之外的所有元器件的电流负载。
为了实验验证本发明实施例提供的高压放大器的放大效果，在此提供了根据本发明第一实施例的高压放大器的闭环频率响应图，如图6所示。
参阅图6，图中横坐标表示频率，纵坐标表示增益，根据本发明第一实施例设计的高压放大器，最终测得的闭环增益为15.5dB，3dB带宽为2.152MHz，可以处理500kHz的输入信号。并且，基于闭环增益可推算出，本发明设计的高压放大器的实际放大倍数约为6倍。
图7(a)和图7(b)分别是根据本发明第一实施例的高压放大器的闭环瞬态波形和谐波失真示意图。参阅图7(a)，本发明设计的高压放大器的最大波动幅度在12V，也即输出摆幅为12V。这里的最大波动幅度根据图7(a)中的波峰和波谷位置的差值计算得出。
参阅图7(b)，本发明设计的高压放大器的二次谐波失真为-40dBc，三次谐波失真为-35dBc，四次谐波失真为-37dBc。
图8是根据本发明实施例的高压产生电路的输出电压瞬态波形示意图。
参阅图8，本发明实施例提供的高压产生电路，电荷泵核23的输入电源为5V，在高压放大器工作时，电荷泵核23的输出电压稳定在20V，纹波为640mV，变动范围为±1.6％，远小于若采用片外供电的波动范围(±15％)。可以看出，该高压产生电路能够可靠的支持高压放大器工作。
至此，本发明实施例提供的应用于高压放大器的高压产生电路已说明完毕。
此外，上述对各元件和方法的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行简单地更改或替换，例如：
(1)与高压放大器的偏置电流可调谐的技术特征相应地，高压产生电路也可以增加可调节设计；
(2)高压产生电路还可以采用带电感的Buck或Boost架构；
(3)Dickson电荷泵还可以用改进型电荷泵来代替，例如基于四相非交叠时钟、基于动态时钟电压幅度、基于动态时钟频率等变体来代替；
(4)该高压放大器也可应用于其他有类似驱动需求的MEMS传感器中。
综上所述，本发明实施例提供了一种高压放大器及其高压产生电路，本发明的高压放大器采用带电流镜负载而非电流源负载，实现了在输入切换时输出上下电流的分时单向导通而非一直导通，解决了输出电压摆幅的谷底拖尾和电平较高问题。本发明实施例提供的高压放大器在单片集成电荷泵、输出电压谐波失真、带宽和功耗方面具有一定的优势。
需要说明的是，在此使用的术语仅仅是为了描述具体实施例，而并非意在限制本公开。在此使用的术语“包括”、“包含”等表明了所述特征、步骤、操作和/或部件的存在，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、步骤、操作或部件。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。因此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种高压放大器，其特征在于，包括：
电流镜差分电路，包括高压电源(VDDH)、输入对管和电流镜管，所述输入对管由第一场效应管(M1)和第二场效应管(M2)构成，所述电流镜管由第三场效应管(M3)和第四场效应管(M4)构成；
尾部偏置电路，包括低压电源(VDDL)、恒定电流源(I1)、第五场效应管(M5)和第六场效应管(M6)，用于为所述电流镜差分电路提供偏置电流源；
闭环反馈电路，结合所述电流镜差分电路和尾部偏置电路联合产生反馈信号，并将所述反馈信号输入所述第二场效应管(M2)的栅极；
其中，第三场效应管(M3)的源极和第四场效应管(M4)的源极都和高压电源(VDDH)相连，第三场效应管(M3)和第四场效应管(M4)的栅极相连，并且都与第三场效应管(M3)的漏极相连，第三场效应管(M3)的漏极连接到第一场效应管(M1)的漏极，第四场效应管(M4)的漏极连接到第二场效应管(M2)的漏极；
第一场效应管(M1)的栅极接入正向输入端(Vin)，第四场效应管(M4)的漏极接出输出端(Vout)，第一场效应管(M1)和第二场效应管(M2)的源极相连，并且都与第五场效应管(M5)的漏极相连；
所述低压电源(VDDL)通过恒定电流源(I1)接入第六场效应管(M6)的漏极，第五场效应管(M5)和第六场效应管(M6)的栅极相连，并且都与第六场效应管(M6)的漏极相连，第五场效应管(M5)和第六场效应管(M6)的源极共同接地。
2.根据权利要求1所述的高压放大器，其特征在于，所述闭环反馈电路为闭环电阻反馈，包括第一电阻(R1)和第二电阻(R2)，所述第一电阻(R1)连接在第二场效应管(M2)的栅极和漏极之间，第二电阻(R2)连接在第二场效应管(M2)的栅极和第五场效应管(M5)的源极之间。
3.根据权利要求1所述的高压放大器，其特征在于，所述闭环反馈电路为闭环电容反馈，包括第一电容(C1)、第三电阻(R3)和第二电容(C2)，所述第一电容(C1)连接在第二场效应管(M2)的栅极和漏极之间，所述第二电容(C2)连接在第二场效应管(M2)的栅极和第五场效应管(M5)的源极之间，所述第三电阻(R3)并联接入第一电容(C1)的两端。
4.根据权利要求1所述的高压放大器，其特征在于，所述高压放大器还包括负载电容(CL)，所述负载电容(CL)连接在第四场效应管(M4)的漏极和第五场效应管(M5)的源极之间。
5.根据权利要求1所述的高压放大器，其特征在于，所述第五场效应管(M5)采用可调谐MOS管，所述第一场效应管(M1)和第二场效应管(M2)均采用NLDMOS高压管，所述第三场效应管(M3)和第四场效应管(M4)均采用PHDMOS高压管。
6.根据权利要求2所述的高压放大器，其特征在于，所述第一电阻(R1)和第二电阻(R2)满足以下关系：
其中，Rr1表示第一电阻(R1)的电阻值；Rr2表示第二电阻(R2)的电阻值；Vvout表示输出端(Vout)的输出电压；Vvin表示正向输入端(Vin)的输入电压。
7.根据权利要求1所述的高压放大器，其特征在于，所述输出端(Vout)的直流输出电压设计为所述高压电源(VDDH)提供电压的一半。
8.一种应用于权利要求1所述高压放大器的高压产生电路，其特征在于，包括：依次连接并构成闭环的振荡器(21)、非交叠时钟产生电路(22)、电荷泵核(23)、电阻分压电路、比较器(25)和逻辑控制电路(26)，以及连接所述比较器(25)输入端的基准电路(24)；
其中，所述振荡器(21)用于产生稳定时钟信号，所述非交叠时钟产生电路(22)用于产生两相非交叠时钟信号，包括第一时钟信号(CK)和第二时钟信号(CKN)，所述电荷泵核(23)用于在所述两相非交叠时钟信号的控制下，将所述低压电源(VDDL)转换为高压电源(VDDH)；
所述基准电路(24)用于产生并输出参考基准电压，所述电阻分压电路用于产生与所述参考基准电压相同的中间产生电压，所述比较器(25)用于基于所述参考基准电压和中间产生电压的比较结果控制所述逻辑控制电路(26)，所述逻辑控制电路(26)用于调节所述振荡器(21)的输出信号。
9.根据权利要求8所述的高压产生电路，其特征在于，所述电阻分压电路包括第四电阻(R4)和第五电阻(R5)，所述第四电阻(R4)的两端分别连接至所述电荷泵核(23)的输出端和所述比较器(25)的输入端，所述第五电阻(R5)的其中一端与所述第四电阻(R4)共同连接至所述比较器(25)，所述第五电阻(R5)的其中另一端接地。
10.根据权利要求8所述的高压产生电路，其特征在于，所述振荡器(21)、非交叠时钟产生电路(22)、电荷泵核(23)、基准电路(24)、比较器(25)和逻辑控制电路(26)均由所述低压电源(VDDL)供电。
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