CN106052593A - 相位调整器和编码器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及相位调整器和编码器。电阻器串通过在相位差为2π/M(其中M是等于或大于2的整数)的四相输入信号中的两个邻接相之间进行分压并且针对四相输入信号的各相生成具有延迟相位的四个信号，来输出相位差为22.5°的十六个信号。开关部从这十六个信号中选择相位差为90°的四个信号。放大器通过对利用电阻器串进行分压而发生衰减的这四个信号中的各信号进行放大以使得这四个信号的振幅与四相输入信号的振幅一致，来将这四个信号中的各信号作为四相输出信号输出。

Description

相位调整器和编码器

技术领域

本发明涉及相位调整器和编码器。

背景技术

近来，使用编码器来检测具有驱动器的各种装置的位置。编码器是可以安装于机床或坐标测量设备的驱动轴或转动轴的移位位置测量装置。通常，编码器可以是用于检测线性移位的线性编码器和用于检测转动角度的旋转编码器。编码器的检测方法的示例除光电型以外还包括磁型、电容型和电磁感应型。

在光电型编码器中，存在分别输出包括各相位相差90°的A相(相位为0°)、-A相(相位为180°)、B相(相位为90°)和-B相(相位为270°)的四相主信号的类型。以下，将该主信号称为具有90°的相位差的四相信号，或简称为四相信号。通过将该信号与原点信号进行合成，光电编码器可以输出精度为主信号的插值的最小分辨率的ABS位置(绝对位置)。

此外，在上述的四相信号中，光电编码器可以通过从A相减去-A相来生成a相(0°)；并且通过从B相减去-B相来生成b相(90°)。在这种情况下，光电编码器输出两相主信号。以下，将该主信号称为具有90°的相位差的两相信号，或者简称为两相信号。尽管两相信号和四相信号之间的相数有所不同，但这两者的技术意义是等价的。

例如，在将光电编码器安装于装置的情况下，上述的四相主信号的相位和原点信号的相位之间可能存在偏移。作为结果，可能存在无法将主信号和原点信号之间的相位差定义为期望值的情况。因此，一般通过在编码器的移动方向上对检测头的安装位置进行机械的微调来调整相位差。然而，由于原点信号的脉冲宽度窄，因此无法在观察原点信号的大小的同时进行调整。因此，该调整处理的完成需要重复的尝试和错误并且需要长时间。

为了避免调整处理占用长时间段，提出了通过开关的翻转使主信号的相位发生预定值的移位、并且在主信号和原点脉冲之间实现同步的技术(日本特开2002-116060)。在该方案中，与进行机械微调的上述情况相比，可以使尝试和错误的频率减少。另外，提出了由CPU的操作来自动控制上述的主信号的相位调整的技术(日本特开2002-162253)。

然而，本发明的发明人针对上述技术发现了以下论述的问题。根据日本特开2002-116060和2002-162253中的技术，由于相位调整的间距是90°，因此仅可以进行大致的相位调整。在这种情况下，依赖于原点信号的状态，可能出现使得在相位调整之后无法进行主信号和原点信号之间的适当同步的状况。

图12例示原点信号的脉冲宽度大的情况下的主信号和原点信号的同步。原本，如图12的理想原点信号ORG_IDEAL所示，原点信号优选具有主信号MAIN的一个周期(2π)的脉冲宽度。然而，实际上，在原点信号中，脉冲宽度是变动的并且脉冲的上升时刻和下降时刻可能发生变动。例如，如图12的原点信号ORG1所示，尽管脉冲的中心周围的原点信号不存在移动，但脉冲宽度可能具有与理想值(2π)相比更大的脉冲宽度。在原点信号ORG1的示例中，脉冲宽度是3π。在该时间点，原点信号ORG1的上升位置是-3π/2并且下降位置是3π/2。另外，将原点信号ORG2定义为该原点信号的上升时刻和下降时刻延迟π/8。

考虑如日本特开2002-116060和2002-162253中所呈现的那样针对这些原点信号ORG1和ORG2进行步长为90°(π/2)宽的相位调整的情况。

如图12所示，在原点信号ORG1和ORG2的相位延迟90°(π/2)并且分别被设置为原点信号ORG10和ORG20的情况下，原点信号ORG20可以被理解为在相位0和相位2π这两个位置处具有活跃状态。在这种情况下，编码器可以在相位0和相位2π处检测到两个原点，由此导致原点的绝对值的误检测。

因此，为了防止这种误检测的发生，需要使得可以进行小于90°(π/2)的主信号的相位调整的技术。

发明内容

本发明是考虑到以上情形而设计的，并且通过调整主信号的相位容易使主信号相对于诸如光电型编码器等的移位位置测量装置的原点信号的相对相位偏移相一致。

根据本发明的一个方面的相位调整器包括：电阻器串、开关部和放大器。电阻器串通过在相位差为2π/M(其中M是等于或大于2的整数)的M相输入信号中的两个邻接相之间进行分压并且针对M相输入信号的各相生成具有相位延迟的N个(其中N是等于或大于2的整数)信号，来输出相位差为2π/MN的MN个信号。开关部从MN个信号中选择相位差为2π/L的L个(其中L是等于或大于2的整数)信号。L个放大器通过对利用电阻器串进行分压而发生衰减的L个信号中的各信号进行放大以使得L个信号的振幅与M相输入信号的振幅一致，来输出L相输出信号(其中L是等于或大于2的整数)。

本发明的另一方面是上述的相位调整器，其中，作为所述M相输入信号中的两个邻接相其中之一的第一相能够被输入至串联连接的N个电阻器的第一端；以及作为所述M相输入信号中的两个邻接相中的另一相的第二相能够被输入至串联连接的所述N个电阻器的第二端。

本发明的另一方面是上述的相位调整器，其中，在串联连接的所述N个电阻器的合成电阻定义为R_TOTAL的情况下，串联连接的所述N个电阻器中从所述第一相侧起计数到第k个为止的k个电阻器的合成电阻R_E利用下式(1)来表示，其中k是满足关系1≦k≦N的整数：

式(1)

$\begin{array}{c}{R}_E=R_{TOTAL}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}\\ =R_{TOTAL}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}\end{array}\mathrm{...}\left(1\right)$

以及串联连接的所述N个电阻器中从所述第一相侧起计数的第k个电阻器的电阻值为Rk，并且利用下式(2)来表示：

式(2)

$Rk=R_E-\underset{i=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\mathrm{...}\left(2\right).$

本发明的另一方面是上述的相位调整器，其中，所述L个放大器中的各放大器被配置为将从自所述第一相侧起计数的第k个电阻器和第k+1个电阻器之间输出的信号放大1/β_k倍，其中，β_k利用下式(3)来表示：

式(3)

${\mathrm{\β}}_k=\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}}{sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+sin(\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}\mathrm{...}\left(3\right).$

本发明的另一方面是上述的相位调整器，其中，所述电阻器串中的MN个电阻器被串联连接成环状，以及所述开关部是旋转开关，其中所述旋转开关包括能够连接至所述MN个电阻器之间的MN个节点中的隔开了MN/L个节点的节点的端子。

根据本发明的另一方面的编码器包括：上述的任一相位调整器；检测器，被配置为读取并输出原点信号和作为主信号的M相输入信号；以及原点信号同步器，被配置为通过使所述原点信号和所述L相输出信号同步来确定所述原点信号的位置。

根据本发明，可以利用简单的结构进行多相输入信号的精确相位调整。

通过以下的详细说明和附图使本发明清楚。附图仅是为了便于理解而参考的，而并非用于限制本发明。

附图说明

以本发明的典型实施例的非限制性示例的方式来参考多个附图，在以下详细说明中对本发明作进一步说明，其中多幅附图中的相同的附图标记表示相同的部件，其中：

图1是示意性例示根据第一实施例的相位调整器的结构的电路图；

图2例示A相、B相以及来自节点N1～N3的输出信号的电压V₁～V₃；

图3例示第一相和第二相之间所连接的电阻器；

图4是例示开关部的结构的电路图；

图5是例示相位偏移为67.5°(k＝3)期间的开关部的电路图；

图6是例示在基于三相输入信号给出预定相位偏移的情况下输出三相输出信号的电阻器串11和开关部21的电路图；

图7是例示在基于三相输入信号给出预定相位偏移的情况下输出三相输出信号的电阻器串12和开关部22的电路图；

图8是例示在基于三相输入信号给出预定相位偏移的情况下输出四相输出信号的电阻器串13和开关部23的电路图；

图9是例示在基于六相输入信号给出预定相位偏移的情况下输出四相输出信号的电阻器串14和开关部24的电路图；

图10是例示在基于四相输入信号给出预定相位偏移的情况下输出八相输出信号的电阻器串15和开关部25的电路图；

图11是例示在基于八相输入信号给出预定相位偏移的情况下输出四相输出信号的电阻器串16和开关部26的电路图；以及

图12例示原点信号的脉冲宽度大的情况下的主信号和原点信号的同步。

具体实施方式

在此示出的特定实施例是以示例的方式并且仅是出于本发明的实施例的说明性讨论的目的，并且是为了提供被认为是本发明的原理和概念方面的最有用和最容易理解的说明而呈现的。在这点上，并非试图示出比本发明的基本理解所需的结构细节更详细的结构细节，结合附图的说明使得本领域技术人员清楚本发明的形式可以如何在实践中进行实施。

以下，参考附图来说明本发明的实施例。在多个附图中的各附图中，将相同的附图标记赋予相同的要素并且根据需要省略重复说明。

第一实施例

给出根据第一实施例的相位调整器100的说明。相位调整器100具有能够将四相输入信号的A相、-A相、B相和-B相分别被偏移相同值的信号输出的结构。

例如，相位调整器100被并入到编码器中，并且使检测部(或检测器)所读取并输出的四相信号的相位发生预定值的偏移。另外，编码器中所并入的原点信号同步器通过使从检测部输出的原点信号与相位被偏移了的四相信号同步来确定编码器的原点的位置。

例如，A相、-A相、B相和-B相分别由下式(4)～(7)表示：

式(4)

$A=sin(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-0)=cos\left(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}\right)\mathrm{...}\left(4\right),$

式(5)

$B=sin(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-2\mathrm{\π}\frac{1}{4})=cos(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-\frac{\mathrm{\π}}{2})\mathrm{...}\left(5\right),$

式(6)

$-A=sin(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-2\mathrm{\π}\frac{2}{4})=cos(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-\mathrm{\π})\mathrm{...}\left(6\right),$

式(7)

$-B=sin(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-2\mathrm{\π}\frac{3}{4})=cos(\frac{2\mathrm{\π}x}{\mathrm{\λ}}-\frac{3\mathrm{\π}}{2})\mathrm{...}\left(7\right).$

相位调整器100具有使正输入的四相输入信号的各相偏移Δθ的结构。图1是示意性例示根据第一实施例的相位调整器100的结构的电路图。

相位调整器100包括电阻器串1、开关部2(或开关)和放大器AMP1～AMP4。电阻器串1具有多个分压电阻器以级联方式连接的结构。在本示例中，16个电阻器R1～R16串联连接。在这种情况下，将包括电阻器R1～R16的电阻器串的电阻器R1侧的第一端称为节点N0，并且将电阻器R16侧的第二端称为节点N16。将从节点N0起计数的第j个电阻器Rj(其中j是1≦j≦15的整数)以及从节点N0起计数的第(j+1)个电阻器R(j+1)之间的节点称为Nj。

分别将A相、B相、-A相、-B相和A相直接输入至节点N0、N4、N8、N12和N16。

将A相从节点N0输出至开关部2。将A相的相位分别延迟22.5°、45°和67.5°的信号从节点N1～N3输出至开关部2。图2例示A相、B相以及来自节点N1～N3的输出信号的电压V₁～V₃。

将B相(A相的相位延迟90°的信号)从节点N4输出至开关部2。将B相的相位分别延迟22.5°、45°和67.5°的信号(A相的相位分别延迟112.5°、135°和157.5°的信号)从节点N5～N7输出至开关部2。

将-A相(A相的相位延迟180°的信号)从节点N8输出至开关部2。将-A相的相位分别延迟22.5°、45°和67.5°的信号(A相的相位分别延迟202.5°、225°和247.5°的信号)从节点N9～N11输出至开关部2。

将-B相(A相的相位延迟270°的信号)从节点N12输出至开关部2。将-B相的相位分别延迟22.5°、45°和67.5°的信号(A相的相位分别延迟292.5°、315°和337.5°的信号)从节点N13～N15输出至开关部2。

将与节点N0相同的A相从节点N16输出至开关部2。换句话说，节点Nh(其中h是0≦h≦16的整数)可以被理解为对A相的相位延迟h×22.5°的信号进行输出。

如上所述，通过使用在四相输入信号中所包括的两相之间串联连接的电阻器所得到的电阻分压，来生成相位相差22.5°的信号。以下说明用于确定实现上述电阻分压的各电阻器的电阻值的方法。以上，作为示例，两相之间串联连接的电阻器的数量是4并且相位的调整宽度是22.5°。然而，电阻器的数量、相位的调整宽度和总相数不限于本示例。以下，给出使得在M相信号(其中M是2以上的整数)中所包括的两个邻接相之间串联连接N个电阻器的说明。

图3例示第一相和第二相之间所连接的电阻器。通过具有电阻器R1～RN的电阻器串的电阻器R1侧的末端来输入第一相，并且通过电阻器RN侧的末端来输入第二相。V_E是第一相的电压并且V_F是第二相的电压。

首先，得出来自第k个节点(其中k为1≦k≦N-1)的输出信号的电压V_k。在本示例中，将从节点N_k起的第一相侧的电阻器R1～Rk的合成电阻视为R_E，并且将从节点N_k起的第二相侧的电阻器Rk+1～RN的合成电阻视为R_F。为了便于理解，图3将节点N1～NN表示为节点N_1～N_N。合成电阻R_E和R_F流过相同的电流，因此，分别由以下的式(8)和(9)表示：

式(8)

$R_E=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\mathrm{...}\left(8\right),$

式(9)

$R_F=\underset{i=k+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\mathrm{...}\left(9\right).$

此外，电阻R_TOTAL，即电阻器R1～RN的电阻的和，由以下的式(10)表示：

式(10)

$R_{TOTAL}=R_E+R_F=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\mathrm{...}\left(10\right)$

此外，图3中的电阻器R1～RN流过相同的电流，因此，以下的式(11)成立：

式(11)

$\frac{V_E-V_k}{R_E}=\frac{V_F-V_k}{R_F}\mathrm{...}\left(11\right)$

针对电压V_k求解式(11)，给出式(12)：

式(12)

$V_k=\frac{V_E{R}_F+V_F{R}_E}{R_E+R_F}=\frac{V_E{R}_F+V_F{R}_E}{R_{TOTAL}}\mathrm{...}\left(12\right)$

在本示例中，第一相的电压V_E由以下的式(13)定义：

式(13)

V_E＝V sinθ···(13)

此时，第二相的电压V_F由以下的式(14)定义：

$V_F=Vsin(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{M})\mathrm{...}\left(14\right)$

在将式(13)和(14)代入式(12)的情况下得到以下的式(15)：

$\begin{array}{c}{V}_k=\frac{V\sin \mathrm{\θ}\·R_F+Vsin(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{M})\·R_E}{R_{TOTAL}}\\ =\frac{V}{R_{TOTAL}}\·\[R_F\sin \mathrm{\θ}+R_E(\sin \mathrm{\θ}\·\cos \frac{2\mathrm{\π}}{M}+\cos \mathrm{\θ}\·\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M})\]\\ =\frac{V}{R_{TOTAL}}\·\[(R_F+R_E\cos \frac{2\mathrm{\π}}{M})\sin \mathrm{\θ}+R_E\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}\·\cos \mathrm{\θ}\]\end{array}\mathrm{...}\left(15\right)$

与第一相的电压V_E相比，电压V_k的相位延迟了2πk/MN并且电压由于k个电阻器而下降。在将电压V_k的振幅定义为V_att的情况下，电压V_k由以下的式(16)表示：

$\begin{array}{c}{V}_k=V_{att}sin(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}\·\frac{k}{N})\\ =V_{att}\[\sin \mathrm{\θ}\·\cos \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\cos \mathrm{\θ}\·\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\]\end{array}\mathrm{...}\left(16\right)$

如上所述得出的式(15)和(16)描述同一电压V_k，因此，式(15)和(16)可以被认为是等价的。因此，式(15)的包括sinθ的第一项和式(16)的包括sinθ的第一项彼此相等，因而以下的式(17)成立：

式(17)

$\begin{array}{c}\frac{V}{R_{TOTAL}}\·(R_F+R_E\cos \frac{2\mathrm{\π}}{M})\sin \mathrm{\θ}=V_{att}\sin \mathrm{\θ}\·\cos \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\\ R_F+R_{E}cos\frac{2\mathrm{\π}}{M}=R_{TOTAL}\frac{V_{att}}{V}\·\cos \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\end{array}\mathrm{...}\left(17\right)$

另外，式(15)的包括cosθ的第二项和式(16)的包括cosθ的第二项彼此相等，因而以下的式(18)成立：

$\begin{array}{c}\frac{V}{R_{TOTAL}}\·R_{E}sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}\·cos\mathrm{\θ}=V_{att}cos\mathrm{\θ}\·sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\\ R_E\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}=R_{TOTAL}\frac{V_{att}}{V}\·\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\end{array}\mathrm{...}\left(18\right)$

在本示例中，如式(19)所示来定义β_k。β_k可以被认为是电压V_k的对于第一相的电压V_E的衰减率并且可以被认为是对于第二相的电压V_F的放大因子。

式(19)

$\frac{V_{att}}{V}={\mathrm{\β}}_k\mathrm{...}\left(19\right)$

在将式(19)代入式(17)和(18)的情况下得到以下的式(20)和(21)：

式(20)

$R_F+R_{E}cos\frac{2\mathrm{\π}}{M}=R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·cos\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\mathrm{...}\left(20\right)$

式(20)

$R_E\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}=R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\mathrm{...}\left(21\right)$

针对R_E求解式(21)，给出以下的式(22)：

式(22)

$R_E=R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}}\mathrm{...}\left(22\right)$

将式(22)代入式(20)，然后针对R_F进行求解，提供以下的式(23)：

式(23)

$R_F+R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}}\·cos\frac{2\mathrm{\π}}{M}=R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·cos\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}$

$\begin{array}{c}{R}_F=R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}\·cos\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}-cos\frac{2\mathrm{\π}}{M}\·sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}}\\ =R_{TOTAL}\·{\mathrm{\β}}_k\·\frac{\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}\end{array}\mathrm{...}\left(23\right)$

基于式(10)、(22)和(23)，β_k利用以下的式(24)来表示：

式(24)

${\mathrm{\β}}_k=\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}}{sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+sin(\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}\mathrm{...}\left(24\right)$

在将式(24)代入式(22)的情况下，合成电阻R_E由以下的式(25)表示：

式(25)

$\begin{array}{c}{R}_E=R_{TOTAL}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}\\ =R_{TOTAL}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}\end{array}\mathrm{...}\left(25\right)$

通过使用式(25)，可以逐个确定电阻器R1～RN的电阻值。首先，在确定第一个电阻器R1的电阻值的情况下，基于R_E＝R1，将电阻器R1的电阻值确定为以下的式(26)所表示的值：

式(26)

$R1=R_{TOTAL}\·\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}}{MN}}{sin\frac{2\mathrm{\π}}{MN}+sin(\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}}{MN})}\mathrm{...}\left(26\right)$

接着，在确定第二个电阻器R2的电阻值的情况下，基于R2＝R_E-R1，将电阻器R2的电阻值确定为以下的式(27)所表示的值：

式(27)

$\begin{array}{c}R2=R_E-R1\\ =R_{TOTAL}\·\frac{sin\frac{4\mathrm{\π}}{MN}}{sin\frac{4\mathrm{\π}}{MN}+\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{4\mathrm{\π}}{MN})}-R_1\end{array}\mathrm{...}\left(27\right)$

接着，同样地将第k个电阻器Rk的电阻值确定为式(28)所表示的值：

式(18)

$Rk=R_E-\underset{i=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\mathrm{...}\left(28\right)$

例如，可以基于R_E＝R_TOTAL将第N个电阻器RN的电阻值确定为以下的式(29)所表示的值：

式(29)

$\begin{array}{c}RN=R_E-\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\\ =R_{TOTAL}-\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i\end{array}\mathrm{...}\left(29\right)$

在电路设计期间针对R_TOTAL赋予具体值的情况下，可以具体确定电阻器R1～RN的电阻值。此外，如上所述，在与第一相的电压V_E进行比较时，各节点的电压V₁～V_N-1发生分别如系数β₁～β_N-1所表示的衰减并且振幅下降。因此，节点的电压V₁～V_N-1在由后级设置的放大器AMP1～AMPN分别放大了1/β₁～1/β_N-1倍之后输出。

因此，在图1所示的结构中，基于N＝4和M＝4，可以分别根据以下的式(30)～(33)来确定电阻器R1～R4的电阻值。根据图1所示的结构，无需说明，R1＝R5＝R9＝R13，R2＝R6＝R10＝R14，R3＝R7＝R11＝R15，并且R4＝R8＝R12＝R16。

式(30)

$R1=R_{TOTAL}\·\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}}{16}}{sin\frac{2\mathrm{\π}}{16}+cos\frac{2\mathrm{\π}}{16}}\mathrm{...}\left(30\right)$

式(31)

$R2=R_{TOTAL}\·(\frac{1}{2}-\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{16}}{sin\frac{2\mathrm{\π}}{16}+cos\frac{2\mathrm{\π}}{16}})\mathrm{...}\left(31\right)$

式(32)

$R3=R_{TOTAL}\·(\frac{sin3\frac{2\mathrm{\π}}{16}}{sin3\frac{2\mathrm{\π}}{16}+cos3\frac{2\mathrm{\π}}{16}}-\frac{1}{2})\mathrm{...}\left(32\right)$

式(33)

$R4=R_{TOTAL}\·(1-\frac{sin3\frac{2\mathrm{\π}}{16}}{sin3\frac{2\mathrm{\π}}{16}+\cos 3\frac{2\mathrm{\π}}{16}})\mathrm{...}\left(33\right)$

开关部2被配置为能够对哪个节点连接至输出端子T_A、T_B、T_-A和T_-B进行切换。由于从输出端子T_A、T_B、T_-A和T_-B输出的信号是四相信号，因此输出端子T_A、T_B、T_-A和T_-B各自以90°(即，2π/M)的相位差连接至节点。例如，在输出端子T_A与节点N1相连接的情况下，输出端子T_B、T_-A和T_-B分别与节点N5、N9和N13相连接。

图4是例示开关部2的结构的电路图。在本示例中，通过将上述的电阻器R1～RN连接成环状，来实现与图1相同的结构。为了使图简化，图4没有示出开关部后级的放大器。开关部2包括可以以90°的相位差连接至各节点的端子，并且被配置为所谓的旋转开关。开关部2的转动角度由来自外部的控制信号CON所控制。图4表示相位偏移为0的状况。控制信号CON可以由编码器内部所设置的控制装置给出或者根据编码器的用户所期望的相位偏移量来给出。

图5是例示相位偏移为67.5°(k＝3)期间的开关部2的电路图。为了使图简化，与图4相同，图5没有示出开关部后级的放大器。在这种情况下，输出端子T_A与节点N3(67.5°)相连接，输出端子T_B与节点N7(157.5°)相连接，输出端子T_-A与节点N11(247.5°)相连接，并且输出端子T_-B与节点N15(337.5°)相连接。

从输出端子T_A、T_B、T_-A和T_-B分别输出经历了相位偏移的四相信号SA、SB、-SA和-SB。四相信号SA、SB、-SA和-SB经由后级的可变放大器AMP1～AMP4分别放大1/β_k倍。将放大后的信号作为具有一致的振幅的四相输出信号AP、BP、-AP和-BP输出。

因此，相位调整器100可以输出通过使A相、B相、-A相和-B相的相位分别偏移67.5°(k＝3)所获得的四相输出信号AP、BP、-AP和-BP。

如上所述，相位调整器100可以利用简单的电阻器串使多相信号的相位发生偏移量小于90°的延迟，这可以被认为是使得能够进行更准确的相位调整。此外，通过所设置的分压电阻的数量可以容易地调整偏移量，因此，可以根据所要求的精度来配置相位偏移量。

第二实施例

在上述的第一实施例中，说明了相位调整器输出通过使四相输入信号的相位发生偏移所获得的四相输出信号的具体示例。在本示例中，通过例示被配置为旋转开关的开关部的结构来进一步考虑其它具体示例。此外，为了使图简化，从以下的附图中省略开关部后级的放大器。

第一示例性结构

说明对基于三相输入信号施加了预定相位偏移的三相输出信号进行输出的示例。在本示例中，将三相输入信号的各相指定为A相(0°)、B相(120°)和C相(240°)。分别将三相输出信号的各相输出信号指定为AP(0°+Δθ)、BP(120°+Δθ)和CP(240°+Δθ)。

图6是例示电阻器串11和开关部21对基于三相输入信号施加了预定相位偏移的三相输出信号进行输出的电路图。电阻器串11被配置成使得电阻器R1～R24连接成环状。换句话说，在本示例中，在三相输入信号(M＝3)的邻接信号之间各自插入8个电阻器(N＝8)。因此，相位偏移的宽度是15°。为了输出三相输出信号，开关部21被配置为包括可以以120°的相位差连接至各节点的端子的旋转开关。开关部21的转动角度由来自外部的控制信号CON所控制。

图6例示相位偏移为45°(k＝3)的情况。在这种情况下，将三相输出信号AP、BP和CP从节点N3(45°)、N11(165°)和N19(285°)输出。

第二示例性结构

说明对基于六相输入信号施加了预定相位偏移的三相输出信号进行输出的示例。在本示例中，将六相输入信号的各相指定为A相(0°)、B相(60°)、C相(120°)、-A相(180°)、-B相(240°)和-C相(300°)。分别将三相输出信号的各相输出信号指定为AP(0°+Δθ)、BP(120°+Δθ)和CP(240°+Δθ)。

图7是例示电阻器串12和开关部22输出基于六相输入信号施加了预定相位偏移的三相输出信号的电路图。与第一示例性结构相同，电阻器串12被配置成使得电阻器R1～R24连接成环状。因此，在本示例中，在六相输入信号(M＝6)的邻接信号之间各自插入4个电阻器(N＝4)。因此，相位偏移的宽度是15°。为了输出三相输出信号，开关部22被配置为包括可以以120°的相位差连接至各节点的端子的旋转开关。开关部22的转动角度由来自外部的控制信号CON所控制。

图7例示相位偏移为75°(k＝5)的情况。在这种情况下，将三相输出信号AP、BP和CP从节点N5(75°)、N13(195°)和N21(315°)输出。

第三示例性结构

说明对基于三相输入信号施加了预定相位偏移的四相输出信号进行输出的示例。在本示例中，将三相输入信号的各相指定为A相(0°)、B相(120°)和C相(240°)。分别将四相输出信号的各相输出信号指定为AP(0°+Δθ)、BP(90°+Δθ)、-AP(180°+Δθ)和-BP(270°+Δθ)。

图8是例示电阻器串13和开关部23对基于三相输入信号施加了预定相位偏移的四相输出信号进行输出的电路图。电阻器串13与根据第一示例性结构的电阻器串11相同，并且省略说明。为了输出四相输出信号，开关部23被配置为包括可以以90°的相位差连接至各节点的端子的旋转开关。开关部23的转动角度由来自外部的控制信号CON所控制。

图8例示相位偏移为75°(k＝5)的情况。在这种情况下，将四相输出信号AP、BP、-AP和-BP从节点N5(75°)、N11(165°)、N17(255°)和N23(345°)输出。

第四示例性结构

说明对基于六相输入信号施加了预定相位偏移的四相输出信号进行输出的示例。在本示例中，将六相输入信号的各相指定为A相(0°)、B相(60°)、C相(120°)、-A相(180°)、-B相(240°)和-C相(300°)。分别将四相输出信号的各相输出信号指定为AP(0°+Δθ)、BP(90°+Δθ)、-AP(180°+Δθ)和-BP(270°+Δθ)。

图9是例示电阻器串14和开关部24输出基于六相输入信号施加了预定相位偏移的四相输出信号的电路图。电阻器串14与根据第二示例性结构的电阻器串12相同，并且省略说明。开关部24与根据第三示例性结构的开关部23相同，并且省略说明。

图9例示相位偏移为75°(k＝5)的情况。在这种情况下，将四相输出信号AP、BP、-AP和-BP从节点N5(75°)、N11(165°)、N17(255°)和N23(345°)输出。

第五示例性结构

说明对基于四相输入信号施加了预定相位偏移的八相输出信号进行输出的示例。在本示例中，将四相输入信号的各相指定为A相(0°)、B相(90°)、-A相(180°)和-B相(270°)。分别将八相输出信号的各相输出信号指定为AP(0°+Δθ)、BP(45°+Δθ)、CP(90°+Δθ)、DP(135°+Δθ)、-AP(180°+Δθ)、-BP(225°+Δθ)、-CP(270°+Δθ)和-DP(315°+Δθ)。

图10是例示电阻器串15和开关部25对基于四相输入信号施加了预定相位偏移的八相输出信号进行输出的电路图。电阻器串15与根据第一实施例的电阻器串1相同，并且省略说明。为了输出八相输出信号，开关部25被配置为包括可以以45°的相位差连接至各节点的端子的旋转开关。开关部25的转动角度由来自外部的控制信号CON所控制。

图10例示相位偏移为67.5°(k＝3)的情况。在这种情况下，将八相输出信号AP、BP、CP、DP、-AP、-BP、-CP和-DP从节点N3(67.5°)、N5(112.5°)、N7(157.5°)、N9(202.5°)、N11(247.5°)、N13(292.5°)、N15(337.5°)和N1(22.5°(385.5°))输出。

第六示例性结构

说明对基于八相输入信号施加了预定相位偏移的四相输出信号进行输出的示例。在本示例中，将八相输入信号的各相指定为A相(0°)、B相(45°)、C相(90°)、D相(135°)、-A相(180°)、-B相(225°)、-C相(270°)和-D相(315°)。分别将四相输出信号的各相输出信号指定为AP(0°+Δθ)、BP(90°+Δθ)、-AP(180°+Δθ)、和-BP(270°+Δθ)。

图11是例示电阻器串16和开关部26对基于八相输入信号施加了预定相位偏移的四相输出信号进行输出的电路图。电阻器串16与根据第一实施例的电阻器串1相同，并且省略说明。开关部26与根据第一实施例的开关部2相同，并且省略说明。

图11例示相位偏移为67.5°(k＝3)的情况。在这种情况下，将四相输出信号AP、BP、-AP和-BP从节点N3(67.5°)、N7(157.5°)、N11(247.5°)和N15(337.5°)输出。

其它实施例

此外，本发明不限于上述的实施例，并且可以在没有背离本发明的范围的情况下根据需要进行修改。例如，在以上说明中，正输入至电阻器串的多相信号可以经由缓冲器来输入。

正输入至电阻器串的多相信号在输入至电阻器串之前可以使用相转换电路等来变换相数(例如，将三相信号变换为四相信号)。

以上，说明了相位调整器用在编码器中的情况，然而，本发明当然可以适用于除编码器以外的使用多相信号的其它装置。

注意，上述示例仅是为了说明的目的而提供并且不应被视为限制本发明。尽管参考典型实施例说明了本发明，但应当理解，这里所使用的词语是用于说明和例示的词语，并不是用于限制的词语。在没有背离本发明的方面中的范围和精神的情况下，可以在所附权利要求书的范围内，如当前所陈述以及如所修改的那样，进行变化。尽管这里参考特定的结构、材料和实施例说明了本发明，但本发明并非意在受这里所公开的特定实施例所限制；相反地，本发明扩展至诸如在所附权利要求书的范围内等的所有功能等价的结构、方法和使用。

本发明不限于上述实施例，并且可以在没有背离本发明的精神的情况下进行各种变化和修改。

Claims (8)

1.一种相位调整器，包括：

电阻器串，其被配置为通过在相位差为2π/M的M相输入信号中的两个邻接相之间进行分压来输出相位差为2π/MN的MN个信号，所述电阻器串还被配置为针对所述M相输入信号的各相生成具有相位延迟的N个信号，其中M和N是2以上的整数；

开关部，其被配置为从所述MN个信号中选择相位差为2π/L的L个信号，其中L是2以上的整数；

L个放大器，其被配置为通过对利用所述电阻器串进行分压而发生衰减的所述L个信号中的各信号进行放大以使得所述L个信号的振幅与所述M相输入信号的振幅一致，来输出L相输出信号。

2.根据权利要求1所述的相位调整器，其中，

作为所述M相输入信号中的两个邻接相其中之一的第一相能够被输入至串联连接的N个电阻器的第一端；以及

作为所述M相输入信号中的两个邻接相中的另一相的第二相能够被输入至串联连接的所述N个电阻器的第二端。

3.根据权利要求2所述的相位调整器，其中，在串联连接的所述N个电阻器的合成电阻定义为R_TOTAL的情况下，串联连接的所述N个电阻器中从所述第一相侧起计数到第k个为止的k个电阻器的合成电阻R_E利用下式(1)来表示，其中k是满足关系1≦k≦N的整数：

$\begin{array}{c}{R}_E=R_{TOTAL}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\right)}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{M}}\\ =R_{TOTAL}\·\frac{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}}{\sin \frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}\right)}\end{array}...\left(1\right)$

以及

串联连接的所述N个电阻器中从所述第一相侧起计数的第k个电阻器的电阻值为Rk，并且利用下式(2)来表示：

$Rk=R_E-\underset{i=1}{\overset{k-1}{\Σ}}{R}_i...\left(2\right).$

4.根据权利要求3所述的相位调整器，其中，所述L个放大器中的各放大器被配置为将从自所述第一相侧起计数的第k个电阻器和第k+1个电阻器之间输出的信号放大1/β_k倍，其中，

β_k利用下式(3)来表示：

${\mathrm{\β}}_k=\frac{sin\frac{2\mathrm{\π}}{M}}{sin\frac{2\mathrm{\π}k}{MN}+sin(\frac{2\mathrm{\π}}{M}-\frac{2\mathrm{\π}k}{MN})}...\left(3\right).$

5.根据权利要求2所述的相位调整器，其中，

所述电阻器串中的MN个电阻器被串联连接成环状，以及

所述开关部是旋转开关，其中所述旋转开关包括能够连接至所述MN个电阻器之间的MN个节点中的隔开了MN/L个节点的节点的端子。

6.根据权利要求3所述的相位调整器，其中，

所述电阻器串中的MN个电阻器被串联连接成环状，以及

所述开关部是旋转开关，其中所述旋转开关包括能够连接至所述MN个电阻器之间的MN个节点中的隔开了MN/L个节点的节点的端子。

7.根据权利要求4所述的相位调整器，其中，

所述电阻器串中的MN个电阻器被串联连接成环状，以及

所述开关部是旋转开关，其中所述旋转开关包括能够连接至所述MN个电阻器之间的MN个节点中的隔开了MN/L个节点的节点的端子。

8.一种编码器，包括：

根据权利要求1至7中任一项所述的相位调整器；

检测器，其被配置为读取并输出原点信号和作为主信号的所述M相输入信号；以及

原点信号同步器，其被配置为通过使所述原点信号和所述L相输出信号同步，来确定所述原点的位置。