CN105790676B - 旋转电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

公开了一种旋转电机控制装置，该装置包括：在旋转电机(10)的每个绕组集(11，12)中的逆变器(21，22)，该逆变器具有与每个相对应的高电势侧开关元件和低电势侧开关元件(211至216，221至226)；以及控制器(41至45)。该控制器具有：用于接通和关断高电势侧开关元件和低电势侧开关元件的控制信号的信号生成器(48)；干扰电压估计装置(62，71，72)，该干扰电压估计装置基于在发生短路故障时故障系统中流动的电流来计算正常系统中生成的干扰电压的干扰电压估计值；以及命令计算装置(51，53，55，56，57)，该命令计算装置根据干扰电压估计值来计算正常系统命令值。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本公开内容涉及旋转电机控制装置。
背景技术
至今，已知通过使用多个逆变器来控制一个电动机中具有多个绕组的多绕组电动机的多绕组电动机控制装置。例如，专利文献1提出了以下控制：补偿相应绕组的电流控制系统之间的干扰以使它们处于非干扰状态。
然而，专利文献1没有描述例如在构成逆变器的开关元件中发生短路故障的情况下的控制。
专利文献1：JP 2003-153585 A(对应于US 2003/0085683)
发明内容
本公开内容的目的是提供一种旋转电机控制装置，该旋转电机控制装置即使在部分地发生短路故障时也适当地控制旋转电机的驱动。
根据本公开内容的一方面，一种用于控制旋转电机的驱动的旋转电机控制装置，该旋转电机具有彼此磁耦合的多个绕组集，该旋转电机控制装置包括：布置在每个绕组集中的逆变器，该逆变器具有对应于相应绕组集的每个相的高电势侧开关元件、以及连接至高电势侧开关元件的低电势侧的低电势侧开关元件；以及控制器，该控制器控制每个绕组集中的逆变器。每个绕组集和与相应绕组集对应的逆变器提供系统。控制器具有：信号生成器，该信号生成器生成用于控制每个高电势侧开关元件和低电势侧开关元件的导通和关断操作的控制信号；干扰电压估计装置，该干扰电压估计装置计算干扰电压估计值，其中通过基于在故障系统中发生短路故障时所述故障系统中流动的电流估计在没有发生短路故障的正常系统中生成的干扰电压，来获得该干扰电压估计值；以及命令计算装置，该命令计算装置根据干扰电压估计值来计算与对正常系统的通电控制有关的正常系统命令值。上侧母线连接每个绕组集中的高电势侧开关元件的高电势侧。下侧母线连接每个绕组集中的低电势侧开关元件的低电势侧。短路故障被限定为上侧母线或下侧母线电连接至相应绕组集的一相的故障。
因此，即使当某个系统发生短路故障时，仍可以在不受故障系统中流动的电流的影响的情况下控制正常系统，从而通过使用正常系统来适当地驱动旋转电机。
附图说明
根据参照附图进行的以下的详细描述，本公开内容的以上和其他目的、特征以及优点将会变得更加明显。在附图中：
图1是示出了根据本公开内容的第一实施方式的电动助力转向装置的示意性配置图；
图2是示出了根据本公开内容的第一实施方式的旋转电机控制装置的电路配置的电路图；
图3是示出了根据本公开内容的第一实施方式的控制部的框图；
图4是示出了根据本公开内容的第二实施方式的控制部的框图；
图5是示出了根据本公开内容的第三实施方式的控制部的框图；
图6是示出了根据本公开内容的第四实施方式的控制部的框图；
图7是用于说明根据本公开内容的第四实施方式的故障相确定处理的流程图；
图8是示出了根据本公开内容的第五实施方式的控制部的框图；以及
图9A和图9B是用于说明根据本公开内容的第六实施方式的故障系统中的逆变器部的控制的说明图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图描述根据本公开内容的旋转电机控制装置。在以下多个实施方式中，将对基本上相同的配置设置相同的附图标记，并且将省略其重复描述。
(第一实施方式)
图1至图3示出了根据本公开内容的第一实施方式的旋转电机控制装置。本实施方式的旋转电机控制装置1与作为旋转电机的电动机10一起被应用于辅助驾驶员进行的转向操作的电动助力转向装置5。
图1示出了设置有电动助力转向装置5的转向系统90的总体配置。转向系统90具有：方向盘91、转向轴92、小齿轮96、齿条轴97、车轮98、电动助力转向装置5等。
方向盘91与转向轴92连接。转向轴92设置有用于检测由驾驶员操作方向盘91而输入的转向扭矩的扭矩传感器94。小齿轮96设置在转向轴92的尖端处，并且与齿条轴97啮合。一对车轮98通过拉杆等耦接至齿条轴97的相应侧。
因此，当驾驶员旋转方向盘91时，连接至方向盘91的转向轴92被旋转。转向轴92的旋转运动通过小齿轮96被转换成齿条轴97的线性运动，并且这对车轮98以与齿条轴97的移位量相符的角被转向。
电动助力转向装置5设置有用于输出辅助扭矩以辅助驾驶员进行的方向盘91的转向的电动机10，用于控制电动机10的驱动的旋转电机控制装置1，以及用于使电动机10的旋转减速以将经减速的旋转传递至转向轴92或齿条轴97等的减速齿轮9。
从作为DC电源的电池30(参见图2)向电动机10供给电力以向前和向后旋转减速齿轮9。
如在图2中所示，电动机10是具有转子和定子的三相无刷电动机，转子和定子均未示出。转子是在其表面附有永磁体的圆柱形构件，因此转子具有磁极。绕组集11和绕组集12绕定子缠绕。
第一绕组集11包括U1线圈111、V1线圈112以及W1线圈113。第二绕组集12包括U2线圈121、V2线圈122以及W2线圈123。
第一绕组集11和第二绕组集12没有电耦合，而是绕同一定子缠绕，并且通过由电动机10构成的磁路被磁耦合。此外，第一绕组集11的U1线圈111和第二绕组集12的U2线圈121布置在其相位彼此偏移30度的位置上。这也适用于V相和W相。
旋转电机控制装置1设置有第一逆变器部21、第二逆变器部22、第一电流检测部26、第二电流检测部27、旋转角传感器29、第一电源继电器31、第二电源继电器32、第一电容器33、第二电容器34、驱动电路(预驱动器)35、控制部41等。
第一逆变器部21具有六个开关元件(在下文中称为“SW元件”)211至216，并且切换至第一绕组集11的线圈111、112、113的传导。
设置在高电势侧的高电势侧SW元件211、212、213的漏极通过第一上侧母线218连接至电池30的正极侧。高电势侧SW元件211、212、213的源极连接至设置在低电势侧的低电势侧SW元件214、215、216的漏极。低电势侧SW元件214、215、216的源极通过第一下侧母线219连接至电池30的负极侧。高电势侧SW元件211、212、213与低电势侧SW元件214、215、216的连接点分别连接至U1线圈111、V1线圈112和W1线圈113的一端。
第二逆变器部22具有六个SW元件221至226，并且切换至第二绕组集12的线圈121、122、123的传导。
高电势侧SW元件221、222、223的漏极通过第二上侧母线228连接至电池30的正极侧。高电势侧SW元件221、222、223的源极连接至低电势侧SW元件224、225、226的漏极。低电势侧SW元件224、225、226的源极通过第二下侧母线229连接至电池30的负极侧。高电势侧SW元件221、222、223与低电势侧SW元件224、225、226的连接点分别连接至U2线圈121、V2线圈122和W2线圈123的一端。
本实施方式的SW元件211至216、221至226中的每个SW元件是MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)，但是每个SW元件可以是IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、晶闸管等。
第一电流检测部26包括电流检测元件261、262、263。电流检测元件261设置在SW元件214的低电势侧，并且检测作为要被传导至U1线圈111的电流的U1电流Iu1。电流检测元件262设置在SW元件215的低电势侧，并且检测作为要被传导至V1线圈112的电流的V1电流Iv1。电流检测元件263设置在SW元件216的低电势侧，并且检测作为要被传导至W1线圈113的电流的W1电流Iw1。电流检测元件261的检测值被称为U1电流检测值Iu1_s，电流检测元件262的检测值被称为V1电流检测值Iv1_s，以及电流检测元件263的检测值被称为W1电流检测值Iw1_s。
第二电流检测部27包括电流检测元件271、272、273。电流检测元件271设置在SW元件224的低电势侧，并且检测作为要被传导至U2线圈121的电流的U2电流Iu2。电流检测元件272设置在SW元件225的低电势侧，并且检测作为要被传导至V2线圈122的电流的V2电流Iv2。电流检测元件273设置在SW元件226的低电势侧，并且检测作为要被传导至W2线圈123的电流的W2电流Iw2。
本实施方式的电流检测元件261至263、271至273是分流电阻器。
旋转角传感器29检测电动机10的旋转角。由旋转角传感器29检测的电动机10的电角θ被输出至控制部41。
第一电源继电器31可以切断从电池30至第一逆变器部21的电力供给。第二电源继电器32可以切断从电池30至第二逆变器部22的电力供给。与SW元件211等类似，电源继电器31、32是MOSFET，但是电源继电器31、32可以是IGBT、机械式继电器等。此外，在使用MOSFET用于电源继电器31的情况下，优选的是，提供反向连接保护继电器(未示出)，反向连接保护继电器与电源继电器31、32中的每个电源继电器串联连接以使二极管的方向反向，使得当电池30错误地反向连接时，防止电流反向流过二极管。
第一电容器33与电池30和第一逆变器部21并联连接。第二电容器34与电池30和第二逆变器部22并联连接。电容器33、34存储电荷以辅助至逆变器部21、22的电力供给，以及减少噪声分量例如浪涌电流。
在本实施方式中，第一绕组集11、用于第一绕组集11的传导控制的第一逆变器部21、第一电流检测部26、第一电源继电器31以及第一电容器33作为“第一系统101”。此外，第二绕组集12、用于第二绕组集12的传导控制的第二逆变器部22、第二电流检测部27、第二电源继电器32以及第二电容器34作为“第二系统102”。
控制部41控制整个旋转电机控制装置1，并且包括执行各种计算的微型计算机等。控制部41中的每个处理可以是通过在CPU中执行预先存储的程序而进行的软件处理，或者可以是借助于专用电子电路而执行的硬件处理。
控制部41具有信号生成部48。信号生成部48基于从扭矩传感器94获取的转向扭矩、从旋转角传感器29获取的电角θ等来生成用于控制SW元件211至216、221至226中的每个SW元件的导通-关断的控制信号。所生成的控制信号通过驱动电路(预驱动器)35被输出至SW元件211至216、221至226的栅极中的每个栅极。
控制部41控制SW元件211至216、221至226中的每个SW元件的导通-关断操作，以控制电动机10的驱动。
类似地，稍后描述的实施方式中的控制部42至45中的每个具有信号生成部48。要注意的是，在图2中，除了信号生成部48的控制配置之外，省略了控制配置的详细描述。
在第二系统102中，可能发生下述故障：第二上侧母线228与第二绕组集12的每个相不能电气断开并且进入基本上导通状态。此外，可能发生下述故障：第二下侧母线229与第二绕组集12的每个相不能电气断开并且进入基本上导通状态。
如上所述的第二上侧母线228或第二下侧母线229与第二绕组集12的每个相不能电气断开并且进入基本上导通状态的故障被称为“短路故障”。短路故障包括：SW元件221至226本身短路的元件异常、在引线之间发生短路的引线异常、绕组的异常、以及来自控制部41的信号的异常。
在本实施方式中，第一绕组集11和第二绕组集12被磁耦合。此外，转子具有磁体。因此，如果在第二系统102中发生短路故障的情况下在第一系统101中继续电动机10的驱动，则由于电动机10的驱动而产生的感应电压，电流也在第二绕组集12中流动。这会阻碍在正常的第一系统101中的控制。这也适用于在第一系统101中发生短路故障的情况。在下文中，将采取第二系统102中发生短路故障的情况作为示例给出描述，并且将省略第一系统101中发生短路故障的情况的描述。这也适用于稍后描述的实施方式。
因此在本实施方式中，控制部41在考虑发生了短路故障的系统(在下文中称为“故障系统”)中流动的电流的影响的情况下控制没有发生短路故障的系统(在下文中称为“正常系统”)，从而即使在发生短路故障时也适当地驱动电动机10。在下文中，假定正常系统是第一系统101以及故障系统是第二系统102。
在本实施方式中，前提是基于例如线圈121至123的端电压等来指定发生了短路故障的相。例如，可以将在电流检测元件271、272、273中检测到最大电流的相指定为发生短路故障的相，并且当端电压基本上是电源电压时(即，端电压在包括电源电压的预定范围内)，可以指定在指定相的线圈121、122或123以及第二上侧母线228中发生短路故障。此外，例如，当端电压基本上是接地电压时(即，端电压在包括接地电压的预定范围内)，可以指定在指定相的线圈121、122或123以及第二下侧母线229中发生短路故障。
图3示出了控制部41的细节。在图3中的电动机10内部的图示出了电压方程。将在稍后描述的实施方式中描述电压方程的细节。
在图3中描述了与第一系统101的控制有关的配置，并且假定第二系统102具有类似的控制配置。当第二系统102是故障系统时，控制作为正常系统的第一系统101以驱动电动机10。控制第二逆变器部22以关断SW元件221至226中的所有SW元件以及第二电源继电器32。也就是说，信号生成部48生成控制信号以关断SW元件221至226中的所有SW元件以及第二逆变器部22。这也适用于第二至第五实施方式。
如在图3中所示，控制部41具有：命令计算部51、第一电流估计器61、第一干扰电压估计器62以及扭矩计算器63。
命令计算部51具有：三相至两相转换部510，扭矩校正部511，减法器512、513，控制器514、515，dq非交互电压计算部516、517，非交互电压校正部518、519，两相至三相转换部520、以及干扰电压校正部521、522、523。在此描述的命令计算部51计算在故障系统中发生短路故障的情况下的正常系统的命令，以及当旋转电机控制装置1正常时，以单独的处理来进行命令计算。这也适用于在稍后描述的实施方式中的每个实施方式中的命令计算部。
三相至两相转换部510基于电角θ对U1电流检测值Iu1_s，V1电流检测值Iv1_s以及W1电流检测值Iw1_s(这些值由第一电流检测部26检测)执行dq转换，以计算第一绕组集11的d轴电流检测值Id1_s和q轴电流检测值Iq1_s。本文中，d-q轴电流检测值Id1_s、Iq1_s是通过对三相电流检测值Iu1_s、Iv1_s以及Iw1_s简单地执行dq转换而获得的值。这些电流检测值都包括在“电流检测值”的概念中以及可以被适当地选择。类似地，关于稍后描述的干扰电压估计值和电流估计值，可以关于使用三相值还是使用d-q轴值适当地选择。
扭矩校正部511将在扭矩计算器63中计算的扭矩校正值Iq_c与q轴电流命令值Iq*相加，以计算经校正的q轴电流命令值Iq**。
d轴减法器512计算d轴电流偏差ΔId。本实施方式的d轴电流偏差ΔId是d轴电流命令值Id*与反馈的d轴电流检测值Id1_s之间的偏差。
q轴减法器513计算q轴电流偏差ΔIq。本实施方式的q轴电流偏差ΔIq是经校正的q轴电流命令值Iq**与反馈的q轴电流检测值Iq1_s之间的偏差。
d轴控制器514通过PI计算等来计算基本d轴电压命令值Vd*_b，使得d轴电流偏差ΔId收敛至0。
q轴控制器515通过PI计算等来计算基本q轴电压命令值Vq*_b，使得q轴电流偏差ΔIq收敛至0。
dq非交互电压计算部516基于q轴电流偏差ΔIq来计算d轴非交互电压Vd_dc。
dq非交互电压计算部517基于d轴电流偏差ΔId来计算q轴非交互电压Vq_dc。
d轴非交互电压校正部518从基本d轴电压命令值Vd*_b中减去d轴非交互电压Vd_dc，以计算d轴电压命令值Vd*。
q轴非交互电压校正部519将q轴非交互电压Vq_dc与基本q轴电压命令值Vq*_b相加，以计算q轴电压命令值Vq*。
两相至三相转换部520基于电角θ对d轴电压命令值Vd*和q轴电压命令值Vq*执行反向dq转换，以计算U相电压命令值Vu*、V相电压命令值Vv*以及W相电压命令值Vw*，值Vv*和值Vw*是校正前的值。
U相干扰电压校正部521将U相第一干扰电压估计值Vu_g1与U相电压命令值Vu*相加，以计算经校正的U相电压命令值Vu**。
V相干扰电压校正部522将V相第一干扰电压估计值Vv_g1与V相电压命令值Vv*相加，以计算经校正的V相电压命令值Vv**。
W相干扰电压校正部523将W相第一干扰电压估计值Vw_g1与W相电压命令值Vw*相加，以计算经校正的W相电压命令值Vw**。
所计算的经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**被输出至信号生成部48(参见图2)。信号生成部48基于经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**来生成用于控制SW元件211至216中的每个SW元件的导通-关断的控制信号。所生成的控制信号通过驱动电路35(参见图2)被输出至第一逆变器部21。在图3中，省略了信号生成部48和驱动电路35的描述。这也适用于稍后描述的图4和一些其他附图。
第一电流估计器61计算第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1，所述第一电流估计值是通过估计由于反向电压而在故障系统中流动的故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f而获得的值。基于电角θ和通过电角θ的时间微分所计算的旋转角速度ω，使用电路方程来计算第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1。可以通过使用预先存储的映射的映射计算而不是电路方程来计算第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1。
第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1被输出至第一干扰电压估计器62和扭矩计算器63。
第一干扰电压估计器62计算第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1，所述第一干扰电压估计值是通过估计由于故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f而在正常系统中产生的干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g而获得的值。第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1是基于第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1来计算的。通过表达式(1-1)至(1-3)来计算第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1。要注意的是，表达式中的M是在磁耦合的第一绕组集11和第二绕组集12之间产生的互感。此外，表达式中的s是拉普拉斯变量。
Vu_g1＝M×s×Iu_f1-M×s×Iv_f1 .....(1-1)
Vv_g1＝M×s×Iv_f1-M×s×Iw_f1 .....(1-2)
Vw_g1＝M×s×Iw_f1-M×s×Iu_f1 .....(1-3)
所计算的第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1被输出至干扰电压校正部521、522、523。
扭矩计算器63计算通过第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1产生的制动扭矩Tb。通过表达式(2)来计算制动扭矩Tb。要注意的是，表达式中的Kt是针对扭矩转换的系数。
Tb＝Iu_f1×Kt×sinθ+Iv_f1×Kt×sin(θ-120)+Iw_f1×Kt×sin(θ+120).....(2)
此外，扭矩计算器63将所计算的制动扭矩Tb转换成q轴电流，以计算扭矩校正值Iq_c。
在本实施方式中，干扰电压校正部521、522、523将第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1与电压命令值Vu*、Vv*、Vw*相加。换言之，也可以这样说，命令计算部51计算通过补偿干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g而获得的经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**。
此外，扭矩校正部511将扭矩校正值Iq_c与q轴电流命令值Iq*相加。换言之，也可以这样说，命令值计算部51通过使用经校正的电流命令值Iq**来计算经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**，经校正的电流命令值Iq**通过补偿由于在故障系统中流动的电流而产生的制动扭矩来获得。
也就是说，即使在一个系统中发生短路故障时，通过校正在故障系统中流动的电流的影响来计算经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**，以使得能够实现正常系统的适当控制。
如以上详细描述的那样，本实施方式的旋转电机控制装置1控制具有彼此磁耦合的多个绕组集11、12的电动机10的驱动，并且旋转电机控制装置1设置有逆变器部21、22，以及控制部41。
分别针对绕组集11、12设置逆变器部21、22。第一逆变器部21具有高电势侧SW元件211至213以及低电势侧SW元件214至216，高电势侧SW元件211至213与第一绕组集11的相应相对应地设置，以及低电势侧SW元件214至216分别连接至高电势侧SW元件211至213的低电势侧。第二逆变器部22具有高电势侧SW元件221至223以及低电势侧SW元件224至226，高电势侧SW元件221至223与第二绕组集12的相应相对应地设置，以及低电势侧SW元件224至226分别连接至高电势侧SW元件221至223的低电势侧。
控制部41控制逆变器部21、22。更具体地，控制部41控制逆变器部21、22的SW元件211至216、221至226中的每个SW元件的导通-关断操作。
在本实施方式中，绕组集11、12以及与绕组集11、12对应地设置的逆变器部21、22作为“系统”。具体地，第一绕组集11和第一逆变器部21作为第一系统101，以及第二绕组集12和第二逆变器部22作为第二系统102。
控制部41具有信号生成部48、第一干扰电压估计器62以及命令计算部51。
信号生成部48生成下述控制信号，该控制信号用于控制高电势侧SW元件211至213、221至223以及低电势侧SW元件214至216、224至226中的每个的导通-关断操作。
本文中，用于连接高电势侧SW元件211至213的高电势侧的第一上侧母线218、或者用于连接低电势侧SW元件214至216的低电势侧的第一下侧母线219、以及第一绕组集11的任意相进入导通状态的故障被称为“短路故障”。类似地，用于连接高电势侧SW元件221至223的高电势侧的第二上侧母线228、或者用于连接低电势侧SW元件224至226的低电势侧的第二下侧母线229、以及第二绕组集12的任意相进入导通状态的故障被称为“短路故障”。要注意的是，“导通状态”不限于完全短路状态，而是如上所述，“导通状态”包括被导通至不被电气断开的程度的状态。
此外，发生短路故障的系统被称为“故障系统”，以及没有发生短路故障的系统被称为“正常系统”。
当发生短路故障时，第一干扰电压估计器62计算第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1，第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1是通过估计干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g而获得的值，干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g是由于在故障系统中流动的电流而在正常系统中生成的电压。
命令计算部51根据第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1来计算与至正常系统的传导有关的经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**。
因此，即使在某个系统中发生短路故障时，可以在不受故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f影响的情况下控制正常系统，从而通过使用正常系统来适当地驱动电动机10。
命令计算部51通过第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1来校正基于与电动机10的驱动有关的电流命令值Id*、Iq*以及正常系统中的相应相的电流检测值Iu1_s、Iv1_s、Iw1_s所计算的电压命令值Vu*、Vv*、Vw*，以计算经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**。
因而，可以在不受故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f影响的情况下更适当地控制正常系统。
基于电动机10的旋转角速度ω来计算第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1。
因此，通过开环控制，可以通过相对简单的计算来适当地估计干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g。
在本实施方式中，当发生短路故障时，信号生成部48生成控制信号以关断第二逆变器部22的高电势侧SW元件221至223和低电势侧SW元件224至226中的所有SW元件，其中，第二逆变器部22是故障系统中的逆变器部。这可以使干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g尽可能小。
在本实施方式中，命令计算部51与“命令计算装置”对应，第一干扰电压估计器62与“干扰电压估计装置”对应，以及信号生成部48与“信号生成装置”对应。此外，第一干扰电压估计值Vu_g1、Vv_g1、Vw_g1与“干扰电压估计值”对应，以及经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**与“正常系统命令值”对应。
(第二实施方式)
将参照图4来描述本公开内容的第二实施方式。
本实施方式的控制部42具有：命令计算部53、第二干扰电压估计器71、带通滤波器73、第二电流估计器75以及三相至两相转换部77。
命令计算部53具有：三相至两相转换部510，电流命令值校正部531、532，减法器533、534，控制器514、515，dq非交互电压计算部516、517，非交互电压校正部518、519，两相至三相转换部520，以及干扰电压校正部541、542、543。
d轴电流命令值校正部531将d轴第二电流命令值Id_f2与d轴电流命令值Id*相加以计算经校正的d轴电流命令值Id**，d轴第二电流命令值Id_f2是通过在三相至两相转换部77中对在第二电流估计器75中估计的第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2执行dq转换而获得的值。
q轴电流命令值校正部532将q轴第二电流命令值Iq_f2与q轴电流命令值Iq*相加以计算经校正的q轴电流命令值Iq**，q轴第二电流命令值Iq_f2是通过在三相至两相转换部77中对在第二电流估计器75中估计的第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2执行dq转换而获得的值。
d轴减法器533计算d轴电流偏差ΔId。本实施方式的d轴电流偏差ΔId是经校正的d轴电流命令值Id**与反馈的d轴电流检测值Id1_s之间的偏差。
q轴减法器534计算q轴电流偏差ΔIq。本实施方式的q轴电流偏差ΔIq是经校正的q轴电流命令值Iq**与反馈的q轴电流检测值Iq1_s之间的偏差。
U相干扰电压校正部541将U相第二干扰电压估计值Vu_g2与U相电压命令值Vu*相加，以计算经校正的U相电压命令值Vu**。
V相干扰电压校正部542将V相第二干扰电压估计值Vv_g2与V相电压命令值Vv*相加，以计算经校正的V相电压命令值Vv**。
W相干扰电压校正部543将W相第二干扰电压估计值Vw_g2与W相电压命令值Vw*相加，以计算经校正的W相电压命令值Vw**。
第二干扰电压估计器71计算第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2，第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2是通过用故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f估计在正常系统中生成的干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g来获得的值。基于电压命令值Vu*、Vv*、Vw*、电流检测值Iu1_s、Iv1_s、Iw1_s以及旋转角速度ω，使用电压方程来计算第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2。
由表达式(3-1)至(3-3)表示为多绕组电动机的电动机10的三相的电压方程。
表达式中的符号如下：
Vu1：U1线圈111的电压
Vv1：V1线圈112的电压
Vw1：W1线圈113的电压
R：电阻
L：自感
M：互感
ω：电角速度
电枢交链磁通
由表达式(4-1)至(4-3)表示干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g。
Vu_g＝M×s×Iu_f .....(4-1)
Vv_g＝M×s×Iu_f .....(4-2)
Vw_g＝M×s×Iu_f .....(4-3)
要注意的是，在图4的电动机10中，由图来表示表达式(3-1)至(3-3)和表达式(4-1)至(4-3)。这也适用于图5等。
此外，可以根据电压命令值Vu*、Vv*、Vw*、电流检测值Iu1_s、Iv1_s、Iw1_s以及旋转角速度ω用表达式(5-1)至(5-3)来计算第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2。
在第二干扰电压估计器71中估计的第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2包括温度特性、电流检测误差、噪声以及输出电压误差的影响。因此，在本实施方式中，应用带通滤波器73以降低如上所述的检测误差等的影响。因此，可以取出具有期望的频率分量的第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2。可以使带通滤波器73的频率特性根据电角速度而改变。这也适应于稍后描述的带通滤波器74。在下文中，从带通滤波器73输出的值简称为“第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2”。
在干扰电压校正部541、542、543中将从带通滤波器73输出的第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2与电压命令值Vu*、Vv*、Vw*相加，以计算经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**。
第二电流估计器75计算第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2，第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2是通过估计故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f而获得的值。第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2是基于第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2来计算的。可以根据以表达式(6)为前提的表达式(7-1)、(7-2)、(7-3)计算第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2。
Iu_f2+Iv_f2+Iw_f2＝0 .....(6)
Iu_f2＝(Vu_g-Vw_g)/(3×M×s) .....(7-1)
Iv_f2＝(Vv_g-Vu_g)/(3×M×s) .....(7-2)
Iw_f2＝(Vw_g-Vv_g)/(3×M×s) .....(7-3)
在本实施方式中，通过三相模型来计算第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2和第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2，从而消除考虑d-q轴之间的干扰的需要。此外，使用在表达式(6)中示出的三相之和＝0简化了计算。
所估计的第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2在三相至两相转换部77中进行dq转换。在三相至两相转换部77中计算的第二电流估计值Id_f2、Iq_f2被输出至电流命令值校正部531、532。
在本实施方式中，基于在正常系统中的相应相的电流检测值Iu1_s、Iv1_s、Iw2_s来计算第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2，以及基于与电动机10的驱动有关的电流命令值Id*、Iq*和电流检测值Iu1_s、Iv1_s、Iw2_s来计算电压命令值Vu*、Vv*、Vw*。
这使得能够在不指定发生故障的相的情况下通过使用正常系统中的电流检测值Id1_s、Iq1_s来适当地估计干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g。
控制部42具有第二电流估计器75。
第二电流估计器75计算第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2，第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2是通过基于第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2来估计故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f而获得的值，其中故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f是在故障系统中流动的电流。
这使得能够基于第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2来适当地估计故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f，第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2是基于正常系统中的电流检测值Iu1_s、Iv1_s、Iw1_s而计算的。
命令计算部53基于通过用第二电流估计值Id_f2、Iq_f2校正电流命令值Id*、Iq*而获得的经校正的电流检测值Id**、Iq**，来计算经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**。
因此，当合计两个系统时，可以补偿在正常系统中由故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f引起的制动扭矩，以减小扭矩的变化。
此外，产生与上面的实施方式的效果类似的效果。
在本实施方式中，命令计算部53与“命令计算装置”对应，第二干扰电压估计器71与“干扰电压估计装置”对应，以及第二电流估计器75与“电流估计装置”对应。此外，第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2与“干扰电压估计值”对应，以及三相第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2和d-q轴第二电流估计值Id_f2、Iq_f2与“电流估计值”对应。其他部分与上面的实施方式中的部分类似。
(第三实施方式)
将参照图5来描述本公开内容的第三实施方式。不同之处在于在本实施方式中使用d-q轴电压方程，而在第二实施方式中使用三相电压方程。使用d-q轴模型来代替三相模型，这允许算术表达式的数目减少。
如在图5中所示，控制部43具有：命令计算部55、第二干扰电压估计器72、带通滤波器74、以及第二电流估计器76。
命令计算部55具有：三相至两相转换部510，电流命令值校正部531、532，减法器533、534，控制器514、515，dq非交互电压计算部516、517，非交互电压校正部518、519，干扰电压校正部551、552，以及两相至三相转换部553。
d轴干扰电压校正部551将第二干扰电压估计值Vd_g2与d轴电压命令值Vd*相加，以计算经校正的d轴电压命令值Vd**。
q轴干扰电压校正部552将第二干扰电压估计值Vq_g2与q轴电压命令值Vq*相加，以计算经校正的q轴电压命令值Vq**。
两相至三相转换部553基于电角θ对经校正的d轴电压命令值Vd**和经校正的q轴电压命令值Vq**执行反向dq转换，以计算U相电压命令值Vu*、V相电压命令值Vv*以及W相电压命令值Vw*。信号生成部48基于电压命令值Vu*、Vv*、Vw*来替代经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**，生成控制信号。这也适用于稍后描述的第五实施方式。
第二干扰电压估计器72计算第二干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2，第二干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2是通过用故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f估计在正常系统中生成的d-q轴干扰电压Vd_g、Vq_g而获得的值。基于电压命令值Vd*、Vq*，电流检测值Id1_s、Iq1_s以及旋转角速度ω使用电压方程来计算第二干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2，其中电流检测值Id1_s、Iq1_s是通过在三相至两相转换部510中执行dq转换而获得的。
由表达式(8-1)、(8-2)来表示为多绕组电动机的电动机10的d-q轴的电压方程。此外，表达式中的Vd1是第一绕组集11的d轴电压，以及表达式中的Vq1是第一绕组集11的q轴电压。此外，表达式中的Id1是第一绕组集11的d轴电流，以及表达式中的Iq1是第一绕组集11的q轴电流。
Vd1＝R×Id1+L×s×Id1-ω×L×Iq1+M×s×Id2-ω×M×Iq2 .....(8-1)
由表达式(9-1)、(9-2)来表示d-q轴干扰电压Vd_g、Vq_g。
Vd_g＝M×s×Id_f-ω×M×Iq_f .....(9-1)
Vq_g＝M×s×Iq_f+ω×M×Id_f .....(9-2)
此外，可以根据电压命令值Vd*、Vq*，电流检测值Id1_s、Iq1_s以及旋转角速度ω用表达式(10-1)、(10-2)来计算干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2。
Vd_g2＝Vd*-(R×Id1_s+L×s×Id1_s-ω×L×Iq1_s) .....(10-1)
由于在干扰电压估计器72中估计的干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2包括与在第二实施方式中的误差类似的误差，所以应用带通滤波器74以取出期望的频率分量。在下文中，从带通滤波器74输出的值简称为“干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2”。
在干扰电压校正部551、552中将从带通滤波器74中输出的干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2与电压命令值Vd*、Vq*相加。然后，计算出经校正的电压命令值Vd**、Vq**。
第二电流估计器76计算第二电流估计值Id_f2、Iq_f2，第二电流估计值Id_f2、Iq_f2是通过估计故障系统电流Id_f、Iq_f而获得的值。第二电流估计值Id_f2、Iq_f2是基于第二干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2而计算的。可以通过对表达式(10-1)、(10-2)的联立方程求解、根据表达式(11-1)、(11-2)来计算第二电流估计值Id_f2、Iq_f2。
ID_f2＝(-ω×M×Vd_g2+M×s×Vq_g2)/(M2×s2+ω2×M2) .....(11-1)
Iq_f2＝(ω×M×Vq_g2+M×s×Vd_g2)/(M2×s2+ω2×M2) .....(11-2)
估计的d-q轴第二电流估计值Id_f2、Iq_f2被输出至电流命令值校正部531、532。在本实施方式中，由于在第二电流估计器76中计算了d-q轴第二电流估计值Id_f2、Iq_f2，则可以省略在第二实施方式中设置的三相至两相转换部77，以简化控制配置。
本实施方式产生与第二实施方式的效果类似的效果。
在本实施方式中，命令计算部55与“命令计算装置”对应，第二干扰电压估计器72与“干扰电压估计装置”对应，以及第二电流估计器76与“电流估计装置”对应。此外，第二干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2与“干扰电压估计值”对应，第二电流估计值Id_f2、Iq_f2与“电流估计值”对应，以及电压命令值Vu*、Vv*、Vw*与“正常系统命令值”对应。其他部分与上面的实施方式中的部分类似。
(第四实施方式)
将参照图6和图7来描述本公开内容的第四实施方式。
如在图6中所示，控制部44具有：命令计算部56、第一电流估计器61、扭矩计算器63、第二干扰电压估计器71、带通滤波器73、第二电流估计器75、以及故障相检测器79。
命令计算部56具有：三相至两相转换部510，扭矩校正部511，减法器512、513，控制器514、515，dq非交互电压计算部516、517，非交互电压校正部518、519，两相至三相转换部520，以及干扰电压校正部541、542、543。
除了将第二干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2与电压命令值Vu*、Vv*、Vw*相加以计算经校正的电压命令值Vu**、Vv**、Vw**之外，命令计算部56与第一实施方式的命令计算部51类似。
在本实施方式中，通过使用在第二电流估计器75中估计的第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2来在故障相检测器79中指定发生短路故障的位置。
将参照在图7中示出的流程图来描述故障相检测器79中的故障相确定处理。在预定时段内在故障相检测器79中执行故障相确定处理。要注意的是，用于故障相确定处理的计算时段可以与命令计算部56的计算时段相同，或者可以是比命令计算部56的计算时段更长的时段。
在第一步骤S101中(在下文中，“步骤”被省略并用符号“S”简单地表示)，确定U相第二电流估计值Iu_f2是否大于正极侧短路确定阈值I_th。正极侧短路确定阈值I_th可以是预定值，或者可以使其可变以使得绝对值随着电动机10的转数或旋转角速度ω增加而变得更大。这也适用于负极侧短路确定阈值-I_th。当确定U相第二电流估计值Iu_f2不大于正极侧短路确定阈值I_th时(S101：否)，处理进行至S103。当确定U相第二电流估计值Iu_f2大于正极侧短路确定阈值I_th时(S101：是)，处理进行至S102。
在S102中，使U相正极侧故障计数器递增。在下文中，在图7中由“+计数器”来表示正极侧故障计数器。
在S103中，确定V相第二电流估计值Iv_f2是否大于正极侧短路确定阈值I_th。当确定V相第二电流估计值Iv_f2不大于正极侧短路确定阈值I_th时(S103：否)，处理进行至S105。当确定V相第二电流估计值Iv_f2大于正极侧短路确定阈值I_th时(S103：是)，处理进行至S104。
在S104中，使V相正极侧故障计数器递增。
在S105中，确定W相第二电流估计值Iw_f2是否大于正极侧短路确定阈值I_th。当确定W相第二电流估计值Iw_f2不大于正极侧短路确定阈值I_th时(S105：否)，处理进行至S107。当确定W相第二电流估计值Iw_f2大于正极侧短路确定阈值I_th时(S105：是)，处理进行至S106。
在S106中，使W相正极侧故障计数器递增。
在S107中，确定U相第二电流估计值Iu_f2是否小于负极侧短路确定阈值-I_th。当确定U相第二电流估计值Iu_f2不小于负极侧短路确定阈值-I_th时(S107：否)，处理进行至S109。当确定U相第二电流估计值Iu_f2小于负极侧短路确定阈值-I_th时(S107：是)，处理进行至S108。
在S108中，使U相负极侧故障计数器递增。在下文中，在图7中由“-计数器”来表示负极侧故障计数器。
在S109中，确定V相第二电流估计值Iv_f2是否小于负极侧短路确定阈值-I_th。当确定V相第二电流估计值Iv_f2不小于负极侧短路确定阈值-I_th时(S109：否)，处理进行至S111。当确定V相第二电流估计值Iv_f2小于负极侧短路确定阈值-I_th时(S109：是)，处理进行至S110。
在S110中，使V相负极侧故障计数器递增。
在S111中，确定W相第二电流估计值Iw_f2是否小于负极侧短路确定阈值-I_th。当确定W相第二电流估计值Iw_f2不小于负极侧短路确定阈值-I_th时(S111：否)，处理进行至S113。当确定W相第二电流估计值Iw_f2小于负极侧短路确定阈值-I_th时(S111：是)，处理进行至S112。
在S112中，使W相负极侧故障计数器递增。
在S113中，确定U相正极侧故障计数器的计数值是否大于确定值B。当确定U相正极侧故障计数器的计数值不大于确定值B时(S113：否)，处理进行至S115。当确定U相正极侧故障计数器的计数值大于确定值B时(S113：是)，处理进行至S114。
在S114中，确定发生了U2线圈121和第二上侧母线228进入基本上导通状态的异常，以及开启U+故障标记FlgU+。
在S115中，确定V相正极侧故障计数器的计数值是否大于确定值B。当确定V相正极侧故障计数器的计数值不大于确定值B时(S115：否)，处理进行至S117。当确定V相正极侧故障计数器的计数值大于确定值B时(S115：是)，处理进行至S116。
在S116中，确定发生了V2线圈122和第二上侧母线228进入基本上导通状态的异常，以及开启V+故障标记FlgV+。
在S117中，确定W相正极侧故障计数器的计数值是否大于确定值B。当确定W相正极侧故障计数器的计数值不大于确定值B时(S117：否)，处理进行至S119。当确定W相正极侧故障计数器的计数值大于确定值B时(S117：是)，处理进行至S118。
在S118中，确定发生了W2线圈123和第二上侧母线228进入基本上导通状态的异常，以及开启W+故障标记FlgW+。
在S119中，确定U相负极侧故障计数器的计数值是否大于确定值B。当确定U相负极侧故障计数器的计数值不大于确定值B时(S119：否)，处理进行至S121。当确定U相负极侧故障计数器的计数值大于确定值B时(S119：是)，处理进行至S120。
在S120中，确定发生了U2线圈121和第二下侧母线229进入基本上导通状态的异常，以及开启U-故障标记FlgU-。
在S121中，确定V相负极侧故障计数器的计数值是否大于确定值B。当确定V相负极侧故障计数器的计数值不大于确定值B时(S121：否)，处理进行至S123。当确定V相负极侧故障计数器的计数值大于确定值B时(S121：是)，处理进行至S122。
在S122中，确定发生了V2线圈122和第二下侧母线229进入基本上导通状态的异常，以及开启V-故障标记FlgV-。
在S123中，确定W相负极侧故障计数器的计数值是否大于确定值B。当确定W相负极侧故障计数器的计数值不大于确定值B时(S123：否)，结束处理。当确定W相负极侧故障计数器的计数值大于确定值B时(S123：是)，处理进行至S124。
在S124中，确定发生了W2线圈123和第二下侧母线229进入基本上导通状态的异常，以及开启W-故障标记FlgW-。
因此，可以基于第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2来适当地将故障相指定为发生短路故障的相。作为与指定的故障相有关的信息的故障标记FlgU+、FlgV+、FlgW+、FlgU-、FlgV-、FlgW-被输出至第一电流估计器61。
在第一电流估计器61中，使用基于从故障相检测器79输出的FlgU+、FlgV+、FlgW+、FlgU-、FlgV-、FlgW-而指定的故障相的信息，来计算第一电流估计值Iu_f1、Iv_f1、Iw_f1。
要注意的是，当指定发生了短路故障并且所有故障标记FlgU+、FlgV+、FlgW+、FlgU-、FlgV-、FlgW-关闭时，可以指定这是由于信号异常引起的短路故障以及SW元件221至226本身是正常的。例如，通过停止第二系统102侧的整体控制，可以关断SW元件221至226，以及当可以切断线圈121至123与上侧母线228或下侧母线229之间的电连接时，不发生由于反向电压导致的至故障系统的传导。这防止正常系统被干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g影响。在这种情况下，可以将扭矩校正值Iq_c和干扰电压估计值Vu_g2、Vv_g2、Vw_g2设定成零。此外，可以通过与在正常时间的处理类似的处理来执行正常系统中的命令计算。
本实施方式的控制部44具有故障相检测器79。故障相检测器79基于第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2来指定故障系统中的故障位置。
因此，可以基于第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2来适当地指定故障位置。
此外，产生与上面的实施方式的效果类似的效果。
在本实施方式中，命令计算部56与“命令计算装置”对应，并且故障相检测器79与“故障位置指定装置”对应。其他部分与上面的实施方式中的部分类似。
(第五实施方式)
将参照图8来描述本公开内容的第五实施方式。
如在图8中所示，控制部45具有：命令计算部57、第一电流估计器61、扭矩计算器63、第二干扰电压估计器72、带通滤波器74、第二电流估计器76、两相至三相转换部78、以及故障相检测器79。
命令计算部57具有：三相至两相转换部510，扭矩校正部511，减法器512、513，控制器514、515，dq非交互电压计算部516、517，非交互电压校正部518、519，干扰电压校正部551、552，以及两相至三相转换部553。
在本实施方式中，与第三实施方式类似，在干扰电压校正部551、552中将第二干扰电压估计值Vd_g2、Vq_g2与电压命令值Vd*、Vq*相加，以计算经校正的电压命令值Vd**、Vq**。此外，在两相至三相转换部553中对经校正的电压命令值Vd**、Vq**执行反向dq转换，以计算电压命令值Vu*、Vv*、Vw*。除这方面之外，本实施方式的命令计算部57与第一实施方式的命令计算部51类似。
两相至三相转换部78对在第二电流估计器76中计算的d-q轴第二电流估计值Id_f2、Iq_f2执行反向dq转换，以计算三相第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2。所计算的第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2被输出至故障相检测器79。
在故障相检测器79中，与第四实施方式类似，基于第二电流估计值Iu_f2、Iv_f2、Iw_f2来指定发生短路故障的位置。
即使在这样的配置的情况下，也产生与上面的实施方式的效果类似的效果。
在本实施方式中，命令计算部57与“命令计算装置”对应。其他部分与上面的实施方式中的部分类似。
(第六实施方式)
将参照图9A和图9B来描述本公开内容的第六实施方式。在图9A和图9B中，省略除了第二绕组集12、第二逆变器部22、电池30以及第二电源继电器32的描述之外的描述。此外，在图9A中，还省略了第二电源继电器32的描述。此外，图9A和图9B示出了由点划线指示的W相低电势侧SW元件226中发生了短路故障的示例，并且由实线指示要接通的SW元件，而由虚线指示要关断的SW元件。
在本实施方式中，将描述故障系统的控制。在本文中，将正常系统的控制配置与第一实施方式中的控制配置类似的情况作为示例给出描述，但是可以应用第二实施方式至第五实施方式的控制配置之一。
如在图9A和图9B中所示，在故障系统中的第二逆变器部22中一个SW元件226处于短路故障的情况下，使用第一系统101来驱动电动机10，以允许故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f流动，这然后允许脉动电流在电力主周期(electric primary period)中流动。
估计与脉动电流关联的干扰电压要求干扰电压估计器62关于脉动电流的响应性足够快。然而，干扰电压估计器62的响应性在电流检测部26、27、旋转角传感器29等的噪声水平和控制周期方面具有限制。因此在本实施方式中，对作为故障系统的第二系统102中的第二逆变器部22的SW元件221至226进行控制，以降低脉动电流的频率。
如在图9A中所示，连接至与处于短路故障的SW元件226的电势相同的电势的所有相的SW元件224至226接通。要注意的是，当处于短路故障的SW元件是高电势侧元件时，所有相的高电势侧SW元件221至223接通。
当要接通连接至与处于短路故障的SW元件226的电势相同的电势侧的所有相的SW元件224至226时，期望从控制部41输出用于接通所有相的低电势侧SW元件224、225、226的信号。此外，即使在发生的短路故障是SW元件226本身的短路故障并且其在不输出用于接通SW元件226的信号的情况下进入导通状态时，可以输出用于接通剩余的两相的SW元件224、225的信号。输出用于接通剩余的两相的信号包括在下述构思中：“当发生上侧母线和绕组集的任意相进入导通状态的短路故障时，信号生成装置生成用于接通故障系统中的所有高电势侧开关元件的控制信号”，或者包括在下述构思中：“当发生下侧母线和绕组集的任意相进入导通状态的短路故障时，信号生成装置生成用于接通故障系统中的所有低电势侧开关元件的控制信号”。
这允许在故障系统中三相中的基本上正弦的电流的流动，以使d轴电流和q轴电流基本上一致。也就是说，减小了电流的电流脉动。
此外，如在图9B中所示，可以接通连接至与处于短路故障的SW元件226的电势不同的电势的所有相的SW元件221至223。要注意的是，当处于短路故障的SW元件是高电势侧元件时，所有相的低电势侧SW元件224至226接通。
在这时，由于发生短路故障的相的上SW元件和下SW元件进入导通状态，则需要打开第二电源继电器32。要注意的是，当如图9A中在相同电势侧的所有相的SW元件接通时，第二电源继电器32可以处于打开状态或者闭合状态。
通过接通连接至与处于短路故障的SW元件226的电势不同的电势的所有相的SW元件221至223，三相中的每个相的阻抗变得一致，以使得能够实现电流脉动的更多的减少。
如参照图9A和图9B所述的那样，通过对与处于短路故障的SW元件的电势相同的电势的所有相、或者与处于短路故障的SW元件的电势不同的电势的所有相执行导通控制，与关断故障系统中的所有SW元件的情况相比，干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g整体上增大，而干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g的变化减小。在本实施方式中，由于执行了用于补偿正常系统中的干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g的控制，所以通过减小干扰电压Vu_g、Vv_g、Vw_g的变化改善了可控性。
在本实施方式中，当发生第二上侧母线228和第二绕组集12进入导通状态的短路故障时，信号生成部48(参见图2)生成用于接通第二逆变器部22的所有高电势侧SW元件221至223的控制信号，第二逆变器部22是故障系统中的逆变器部。
此外，当发生第二下侧母线229和第二绕组集12进入导通状态的短路故障时，信号生成部48生成用于接通第二逆变器部22的所有低电势侧SW元件224至226的控制信号，第二逆变器部22是故障系统中的逆变器部。
这使得能够减小故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f的脉动。
旋转电机控制装置1包括设置在逆变器部21、22与电池30之间的电源继电器31、32，电源继电器31、32的打开和闭合由控制部41控制。
当发生第二上侧母线228和第二绕组集12进入导通状态的短路故障时，信号生成部48接通第二逆变器部22的所有低电势侧SW元件214至216，其中第二逆变器部22是故障系统中的逆变器部。
此外，当发生第二下侧母线229和第二绕组集12进入导通状态的短路故障时，信号生成部48接通第二逆变器部22的所有高电势侧SW元件211至213，其中第二逆变器部22是故障系统中的逆变器部。
此外，控制部41打开设置在故障系统中的第二电源继电器32。
这还使得能够减小故障系统电流Iu_f、Iv_f、Iw_f的脉动。
(其他实施方式)
(i)干扰电压估计值、电流估计值
在上面的实施方式中，将与在故障系统中流动的电流有关并且基于旋转角速度使用电路方程而估计的电流估计值当作“第一电流估计值”，以及将基于第一电流估计值而估计的干扰电压当作“第一干扰电压”。此外，将基于正常系统中的电流检测值和电压命令值使用电压方程而估计的干扰电压当作“第二干扰电压估计值”，以及将与在故障系统中流动的电流有关并且基于第二干扰电压估计值而估计的电流估计值当作“第二电流估计值”。作为补充，尽管通过估计类似的故障系统电流来获得第一电流估计值和第二电流估计值，但是由于计算方法的不同，通过用“第一”和“第二”表示来区分第一电流估计值和第二电流估计值。这也适用于干扰电压估计值。
在另一实施方式中，用于估计故障系统电流和干扰电压的方法不限于在上面的实施方式中描述的计算，而是可以使用任何估计方法。
(ii)命令计算装置
在第二实施方式等中，在电流命令值校正部中基于第二电流估计值来校正电流命令值，以及在干扰电压校正部中基于第二干扰电压估计值来校正电压命令值。在另一实施方式中，可以省略电压命令值校正部和干扰电压校正部中的一个。
此外，“命令计算装置基于电流估计值(基于干扰电压估计值而计算的)来校正电流命令值”包括在下述构思之中：“命令计算装置根据干扰电压估计值来计算与至正常系统的传导的控制有关的正常系统命令值”。此外，“命令计算装置基于电流估计值来校正电流命令值”还可以理解为在正常系统中补偿故障系统的扭矩。
自然地，“命令计算装置基于干扰电压估计值来校正电压命令值”也包括在下述构思中：“命令计算装置根据干扰电压来计算与至正常系统的传导有关的正常系统命令值”。
(iii)电流检测元件
在上面的实施方式中，电流检测元件是分流电阻器，并且设置在低电势侧SW元件的低电势侧。在另一实施方式中，电流检测元件不限于分流电阻器，而可以是例如霍尔IC等。此外，在另一实施方式中，电流检测元件可以设置在除了低电势侧SW元件的低电势侧之外的位置，例如高电势侧SW元件的高电势侧，或者在绕组集与逆变器部之间的位置。
(iv)旋转电机
在上面的实施方式中，设置了两个绕组集，以及与绕组集对应地设置两个逆变器部等。在另一实施方式中，绕组集的数目可以是三个或更大数目。
在上面的实施方式中，以第一绕组集和第二绕组集的相中的每个相偏移30度来布置第一绕组集和第二绕组集。在另一实施方式中，可以以任何方式布置绕组集。即使在以不同方式布置绕组集时，尽管系统之间的互感不同地产生，但是仍可以通过类似的计算来估计干扰电压和故障系统电流。
在上面的实施方式中，旋转电机是三相无刷电动机。在另一实施方式中，旋转电机的相数不限于三个，而可以是四个或更大数目。此外，旋转电机不限于无刷电动机，而可以是任何电动机。此外，旋转电机不限于电动机，而可以是发电机，或者是具有电动机和发电机的组合功能的电动发电机。
在上面的实施方式中，旋转电机适用于电动助力转向装置。在另一实施方式中，旋转电机控制装置可以适用于除了电动助力转向装置之外的装置。
要注意的是，本申请中的流程图或流程图的处理包括部(也称为步骤)，每个部例如表示为S101。此外，每个部可以被划分成几个子部，同时几个部可以被组合成单个部。此外，每个这样配置的部还可以被称为设备、模块或装置。
尽管参照本公开内容的实施方式描述了本公开内容，但是要理解的是本公开内容不限于这些实施方式和构造。本公开内容意在覆盖各种修改和等同布置。此外，同时包括更多、更少或仅单个元素的各种组合和配置、其他组合和配置也在本公开内容的精神和范围之内。

Claims (10)

1.一种用于控制旋转电机(10)的驱动的旋转电机控制装置，所述旋转电机具有彼此磁耦合的多个绕组集(11，12)，所述旋转电机控制装置包括：
布置在每个所述绕组集中的逆变器(21，22)，所述逆变器具有对应于相应绕组集的每个相的高电势侧开关元件(211至213，221至223)、以及连接至所述高电势侧开关元件的低电势侧的低电势侧开关元件(214至216，224至226)；以及
控制器(41至45)，所述控制器控制每个所述绕组集中的所述逆变器，其中：
每个所述绕组集和与相应绕组集对应的所述逆变器提供系统；
所述控制器具有：
信号生成器(48)，所述信号生成器生成用于控制每个所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件的导通和关断操作的控制信号；
干扰电压估计装置(62，71，72)，所述干扰电压估计装置计算干扰电压估计值，其中通过用在故障系统中发生短路故障时所述故障系统中流动的电流估计在没有发生短路故障的正常系统中生成的干扰电压，来获得所述干扰电压估计值；以及
命令计算装置(51，53，55，56，57)，所述命令计算装置根据所述干扰电压估计值来计算与对所述正常系统的通电控制有关的用于所述正常系统的电流命令值；
上侧母线(218，228)连接每个所述绕组集中的高电势侧开关元件的高电势侧；
下侧母线(219，229)连接每个所述绕组集中的低电势侧开关元件的低电势侧；以及
所述短路故障被限定为所述上侧母线或所述下侧母线电连接至相应绕组集的一相的故障。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中：
基于所述旋转电机的电流命令值和所述正常系统中的每个相的电流检测值来计算电压命令值；以及
使用所述干扰电压估计值来校正所述电压命令值，以计算用于所述正常系统的电流命令值。
3.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中：
基于所述正常系统中的每个相的所述电流检测值和电压命令值来计算所述干扰电压估计值；以及
基于所述旋转电机的所述电流命令值和所述电流检测值来计算所述电压命令值。
4.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中：
所述命令计算装置基于经校正的电流命令值来计算用于所述正常系统的电流命令值，所述经校正的电流命令值是通过使用所述电流估计值校正所述电流命令值而获得的。
5.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中：
所述控制器还包括故障位置指定装置(79)，所述故障位置指定装置用于基于所述电流估计值来指定所述故障系统中的故障位置。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的旋转电机控制装置，其中：
所述信号生成装置在发生所述短路故障时生成用于关断所述故障系统中的所述逆变器的所有所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件的所述控制信号。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的旋转电机控制装置，其中：
所述信号生成装置在发生所述上侧母线电连接至相应绕组集的一相的短路故障时生成用于接通所述故障系统中的所有所述高电势侧开关元件的所述控制信号；以及
所述信号生成装置在发生所述下侧母线电连接至相应绕组集的一相的短路故障时生成用于接通所述故障系统中的所有所述低电势侧开关元件的所述控制信号。
8.一种用于控制旋转电机(10)的驱动的旋转电机控制装置，所述旋转电机具有彼此磁耦合的多个绕组集(11，12)，所述旋转电机控制装置包括：
布置在每个所述绕组集中的逆变器(21，22)，所述逆变器具有对应于相应绕组集的每个相的高电势侧开关元件(211至213，221至223)、以及连接至所述高电势侧开关元件的低电势侧的低电势侧开关元件(214至216，224至226)；以及
控制器(41至45)，所述控制器控制每个所述绕组集中的所述逆变器，其中：
每个所述绕组集和与相应绕组集对应的所述逆变器提供系统；
所述控制器具有：
信号生成器(48)，所述信号生成器生成用于控制每个所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件的导通和关断操作的控制信号；
干扰电压估计装置(62，71，72)，所述干扰电压估计装置计算干扰电压估计值，其中通过用在故障系统中发生短路故障时所述故障系统中流动的电流估计在没有发生短路故障的正常系统中生成的干扰电压，来获得所述干扰电压估计值；以及
命令计算装置(51，53，55，56，57)，所述命令计算装置根据所述干扰电压估计值来计算与对所述正常系统的通电控制有关的用于所述正常系统的电流命令值；
上侧母线(218，228)连接每个所述绕组集中的高电势侧开关元件的高电势侧；
下侧母线(219，229)连接每个所述绕组集中的低电势侧开关元件的低电势侧；以及
所述短路故障被限定为所述上侧母线或所述下侧母线电连接至相应绕组集的一相的故障，
所述旋转电机控制装置还包括：
电源继电器(31，32)，所述电源继电器被布置在所述逆变器与电池(30)之间并且由所述控制器控制打开和闭合，其中：
所述信号生成装置在发生所述上侧母线电连接至相应绕组集的一相的短路故障时生成用于接通所述故障系统中的所有所述低电势侧开关元件的所述控制信号；
所述信号生成装置在发生所述下侧母线电连接至相应绕组集的一相的短路故障时生成用于接通所述故障系统中的所有所述高电势侧开关元件的所述控制信号；以及
所述控制器控制所述故障系统中的所述电源继电器打开。
9.一种用于控制旋转电机(10)的驱动的旋转电机控制装置，所述旋转电机具有彼此磁耦合的多个绕组集(11，12)，所述旋转电机控制装置包括：
布置在每个所述绕组集中的逆变器(21，22)，所述逆变器具有对应于相应绕组集的每个相的高电势侧开关元件(211至213，221至223)、以及连接至所述高电势侧开关元件的低电势侧的低电势侧开关元件(214至216，224至226)；以及
控制器(41至45)，所述控制器控制每个所述绕组集中的所述逆变器，其中：
每个所述绕组集和与相应绕组集对应的所述逆变器提供系统；
所述控制器具有：
信号生成器(48)，所述信号生成器生成用于控制每个所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件的导通和关断操作的控制信号；
干扰电压估计装置(62，71，72)，所述干扰电压估计装置计算干扰电压估计值，其中通过用在故障系统中发生短路故障时所述故障系统中流动的电流估计在没有发生短路故障的正常系统中生成的干扰电压，来获得所述干扰电压估计值；以及
命令计算装置(51，53，55，56，57)，所述命令计算装置根据所述干扰电压估计值来计算与对所述正常系统的通电控制有关的用于所述正常系统的电流命令值；
上侧母线(218，228)连接每个所述绕组集中的高电势侧开关元件的高电势侧；
下侧母线(219，229)连接每个所述绕组集中的低电势侧开关元件的低电势侧；
所述短路故障被限定为所述上侧母线或所述下侧母线电连接至相应绕组集的一相的故障；以及
基于所述旋转电机的旋转角速度来计算所述干扰电压估计值。
10.一种用于控制旋转电机(10)的驱动的旋转电机控制装置，所述旋转电机具有彼此磁耦合的多个绕组集(11，12)，所述旋转电机控制装置包括：
布置在每个所述绕组集中的逆变器(21，22)，所述逆变器具有对应于相应绕组集的每个相的高电势侧开关元件(211至213，221至223)、以及连接至所述高电势侧开关元件的低电势侧的低电势侧开关元件(214至216，224至226)；以及
控制器(41至45)，所述控制器控制每个所述绕组集中的所述逆变器，其中：
每个所述绕组集和与相应绕组集对应的所述逆变器提供系统；
所述控制器具有：
信号生成器(48)，所述信号生成器生成用于控制每个所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件的导通和关断操作的控制信号；
干扰电压估计装置(62，71，72)，所述干扰电压估计装置计算干扰电压估计值，其中通过用在故障系统中发生短路故障时所述故障系统中流动的电流估计在没有发生短路故障的正常系统中生成的干扰电压，来获得所述干扰电压估计值；以及
命令计算装置(51，53，55，56，57)，所述命令计算装置根据所述干扰电压估计值来计算与对所述正常系统的通电控制有关的用于所述正常系统的电流命令值；
上侧母线(218，228)连接每个所述绕组集中的高电势侧开关元件的高电势侧；
下侧母线(219，229)连接每个所述绕组集中的低电势侧开关元件的低电势侧；
所述短路故障被限定为所述上侧母线或所述下侧母线电连接至相应绕组集的一相的故障；以及
所述控制器包括用于计算电流估计值的电流估计装置(75，76)，其中通过基于所述干扰电压估计值估计在所述故障系统中流动的故障系统电流，来获得所述电流估计值。
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6302727B2 (ja) * 2014-04-10 2018-03-28 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動モータの制御装置
CN108966685A (zh) * 2016-03-04 2018-12-07 日本电产株式会社 电力转换装置、马达驱动单元、电动助力转向装置和继电器模块
BR112018076923A2 (pt) * 2016-07-20 2019-04-02 Nsk Ltd. aparelho de direção elétrica
JP6230677B1 (ja) 2016-10-20 2017-11-15 三菱電機株式会社 回転電機の制御装置および制御方法
WO2018087916A1 (ja) * 2016-11-14 2018-05-17 三菱電機株式会社 回転機の制御装置及びそれを備えた電動パワーステアリング装置
JP6685428B2 (ja) * 2016-11-18 2020-04-22 三菱電機株式会社 異常検出装置
EP3399645B1 (en) * 2017-03-09 2020-09-09 Mitsubishi Electric Corporation Motor driving device and refrigeration cycle application device
JP6544387B2 (ja) * 2017-06-05 2019-07-17 株式会社デンソー 電力変換装置
JP7238777B2 (ja) * 2017-09-13 2023-03-14 日本電産株式会社 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
CN107743004B (zh) * 2017-10-24 2019-09-17 天津大学 双余度永磁同步电动机线圈匝间短路故障在线诊断方法
JP6848832B2 (ja) * 2017-11-28 2021-03-24 三菱電機株式会社 電力変換システム
DK3522362T3 (da) * 2018-02-01 2024-03-04 Siemens Gamesa Renewable Energy As Styring af en elektrisk permanentmagnetmaskine med multiviklingssæt
JP7238475B2 (ja) * 2018-07-12 2023-03-14 株式会社デンソー 異常判定システム
US11437898B2 (en) 2018-07-31 2022-09-06 Dana Automotive Systems Group, Llc Brushless direct current motor with dual stators
US11025133B2 (en) 2019-02-20 2021-06-01 Dana Automotive Systems Group, Llc Electric motor brake
JP7235588B2 (ja) * 2019-05-14 2023-03-08 株式会社Soken 回転電機の制御装置
KR20210012251A (ko) * 2019-07-24 2021-02-03 주식회사 만도 전동 조향 장치 및 방법
JP7349340B2 (ja) * 2019-12-06 2023-09-22 日産自動車株式会社 回転電機制御方法及び回転電機制御システム

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010120453A (ja) * 2008-11-18 2010-06-03 Mitsubishi Electric Corp 外乱振動抑制制御器
JP2011078230A (ja) * 2009-09-30 2011-04-14 Denso Corp 多相回転機の制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
CN103248317A (zh) * 2012-02-09 2013-08-14 株式会社电装 多相旋转机器的控制设备和使用其的电动转向系统
CN103370873A (zh) * 2010-11-05 2013-10-23 路特艾电机有限责任公司 能够在应急模式下操作的变桨距电机驱动电路
CN104052245A (zh) * 2013-03-11 2014-09-17 株式会社电装 功率转换器
CN104137412A (zh) * 2012-02-24 2014-11-05 三菱电机株式会社 交流旋转电机的控制装置及其方法、电动助力转向装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000074228A1 (fr) * 1999-05-28 2000-12-07 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Procede de commande de regime pour moteur synchrone et procede d'identification de constante
JP3938486B2 (ja) 2001-11-06 2007-06-27 三菱電機株式会社 多重巻線電動機の制御装置
JP2004064948A (ja) * 2002-07-31 2004-02-26 Meidensha Corp Ｐｍモータの制御システム
JP5440889B2 (ja) * 2012-01-10 2014-03-12 株式会社デンソー 電動パワーステアリング装置
JP5580360B2 (ja) * 2012-03-29 2014-08-27 株式会社日立製作所 誘導電動機の制御装置、及び駆動装置
JP5556845B2 (ja) 2012-04-26 2014-07-23 株式会社デンソー ３相回転機の制御装置
JP5688689B2 (ja) * 2012-08-27 2015-03-25 株式会社デンソー 電動機駆動装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010120453A (ja) * 2008-11-18 2010-06-03 Mitsubishi Electric Corp 外乱振動抑制制御器
JP2011078230A (ja) * 2009-09-30 2011-04-14 Denso Corp 多相回転機の制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
CN103370873A (zh) * 2010-11-05 2013-10-23 路特艾电机有限责任公司 能够在应急模式下操作的变桨距电机驱动电路
CN103248317A (zh) * 2012-02-09 2013-08-14 株式会社电装 多相旋转机器的控制设备和使用其的电动转向系统
CN104137412A (zh) * 2012-02-24 2014-11-05 三菱电机株式会社 交流旋转电机的控制装置及其方法、电动助力转向装置
CN104052245A (zh) * 2013-03-11 2014-09-17 株式会社电装 功率转换器

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