CN105720927A - 一种频率补偿的跨导放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种频率补偿的跨导放大器，包括NMOS管M1和M2构成的跨导放大器输入级，PMOS管M3和M4构成的跨导放大器第一级有源负载，恒流源Iss构成的跨导放大器第一级尾电流源，PMOS管M5构成的跨导放大器第二级输入管，NMOS管M6构成的跨导放大器第二级恒流源，电容C_L构成的跨导放大器负载电容，增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的跨导放大器频率补偿网络。本发明中的频率补偿网络，能够产生一个很低频的左半平面零点，该左半平面零点能够和跨导放大器的第一非主极点形成零极点抵消，不会降低主极点频率，并能改善跨导放大器的幅频特性曲线，使得在高频处向上抬起，大大增加了单位增益带宽，保证了理想的相位裕度，明显提高跨导放大器的品质因素。

Description

一种频率补偿的跨导放大器

技术领域

本发明属于模拟或数模混合集成电路技术领域，具体涉及一种频率补偿的跨导放大器。

背景技术

近年来，随着集成电路设计技术的不断发展，跨导放大器越来越多的应用在模拟集成电路设计领域，在绝大多数跨导放大器的应用场合，为了使得跨导放大器获得较大的相位裕度，保证跨导放大器的稳定性，都会对跨导放大器进行频率补偿。但是，传统的针对跨导放大器的频率补偿技术，通常是通过极点分裂，在频率域内减小主极点来获得理想的相位裕度，但是减小的主极点会使得-3dB带宽降低，从而大大减低跨导放大器的单位增益带宽。或者，通过被动频率补偿技术，引入一个左半平面零点和第一个非主极点进行抵消，来获得较大的相位裕度，但被动补偿技术同时也会降低第一个非主极点的频率，传输函数的零点和极点都会受到补偿电容的影响，零极点抵消效果并不明显。因此，传统的补偿技术，很难同时满足高性能跨导放大器的各项要求。

为了更详细的描述上述技术问题，先来分析两种针对跨导放大器的频率补偿技术的原理和优缺点。

请参考图1所示的结构1，给出了一种传统的跨导放大器RC补偿技术原理图，补偿网络由补偿电阻Rc和补偿电容Cc串联构成，补偿电阻Rc的一端和补偿电容Cc相连，补偿电阻Rc的另一端和NMOS管M2的漏极相连，同时也和PMOS管M4的漏极相连，且这一节点也是PMOS管M5的栅极，补偿电容Cc的另一端和跨导放大器的输出端相连。本发明的发明人经过研究发现，这种补偿方法是弥勒补偿方法的一种延伸，与弥勒补偿的效果相似，这种补偿方法会在跨导放大器第一级的输出端，即NMOS管M2的漏极和PMOS管M4的漏极处产生一个大电容，通过这种补偿效果，将跨导放大器传输函数的主极点移动到低频处；同时，由于补偿电阻Rc的存在，会在跨导放大器的传输函数中，产生一个较高频率的右半平面零点或者左半平面零点，而这取决于补偿电阻Rc的大小。结构1所示补偿方法的优点是，补偿结构简单，只要合理设计补偿电阻Rc和补偿电容Cc的值，就能够使得跨导放大器获得理想的相位裕度，从而增强跨导放大器的稳定性；但是，这种补偿方法的缺点是，由于跨导放大器的主极点被移动到较低的频率，使得跨导放大器的-3dB带宽降低，从而大大降低跨导放大器的单位增益带宽。

请参考图2所示的结构2，给出了一种跨导放大器被动频率补偿技术原理图，补偿网络同样由补偿电阻Rc和补偿电容Cc串联构成，补偿电阻Rc的一端和补偿电容Cc相连，和传统弥勒补偿方法的不同之处在于，补偿电阻Rc的另一端和NMOS管M1的漏极相连，且这一节点同时也是二极管连接的PMOS管M3的漏极和栅极，补偿电容Cc的另一端和NMOS管M2的漏极相连，同时也和PMOS管M4的漏极相连，且这一节点也是PMOS管M5的栅极。在结构2所示的补偿方法下，跨导放大器的传输函数可近似表示为：

$\frac{Vout}{Vin}=\frac{g_{m1}{g}_{m5}{R}_1{R}_L(1+sRcCc)}{(1+{\mathrm{sR}}_L{C}_L)(1+sCc(\mathrm{\α}+Rc\left)\right)}---\left(1\right)$

其中，需要特别指出的是，R₁表示跨导放大器第一级的输出阻抗，R_L表示跨导放大器第二级的输出阻抗，系数α可表示为：

$\mathrm{\α}=\frac{1+2g_{m3}{R}_1}{g_{m3}}---\left(2\right)$

由式(1)可知，跨导放大器传输函数中存在一个左半平面零点，具体可表示为：

$z=-\frac{1}{RcCc}---\left(3\right)$

同时，跨导放大器传输函数存在两个左半平面极点，具体可表示为：

$p_1=-\frac{1}{Cc(\mathrm{\α}+Rc)}---\left(4\right)$

$p_2=-\frac{1}{R_L{C}_L}---\left(5\right)$

由式(3)和式(5)可知，如果取值恰当，左半平面零点z和第一非主极点p₂可以相互抵消，从而提高跨导放大器的相位裕度，使得跨导放大器保持稳定。另一方面，由式(2)和式(4)可知，由于系数α的存在，跨导放大器传输函数的主极点p₁也会移向低频，这同样会导致跨导放大器单位增益带宽的降低；同时，实际上跨导放大器的左半平面零点和第一非主极点不会完全抵消，它们在频率域上会保持一定的距离。图2所示的跨导放大器被动频率补偿技术的频率特性随补偿电容Cc变化情况如图3所示，从图3中幅频特性可以看出，随着补偿电容Cc的增加，幅频特性中-3dB带宽有所减小，这说明跨导放大器传输函数的主极点会有所减小；从图3中相频特性可以看出，随着补偿电容Cc的增加，相频特性中曲线下凹和上翘的幅度变化不大，这说明左半平面零点和第一非主极点同时移向低频。所以，结构2所示补偿技术的补偿效果也是有限的。

发明内容

针对现有技术的补偿方法会大大降低跨导放大器的单位增益带宽，或者补偿效果有限的技术问题，本发明提供一种新型频率补偿的跨导放大器。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种频率补偿的跨导放大器，包括NMOS管M1和M2构成的跨导放大器输入级，PMOS管M3和M4构成的跨导放大器第一级有源负载，恒流源Iss构成的跨导放大器第一级尾电流源，PMOS管M5构成的跨导放大器第二级输入管，NMOS管M6构成的跨导放大器第二级恒流源，电容C_L构成的跨导放大器负载电容，增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的跨导放大器频率补偿网络；其中，

所述NMOS管M1和M2的栅极连接输入信号Vin，所述NMOS管M1和M2的源极经恒流源Iss接地，所述NMOS管M1的漏极与增益级GAIN的一端、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述NMOS管M2的漏极与PMOS管M4的漏极和PMOS管M5的栅极连接；

所述PMOS管M3、M4和M5的源极与电源电压vdd连接，所述PMOS管M5的漏极、补偿电容Cc的一端、NMOS管M6的漏极和电容C_L的一端相互连接形成一个连接节点，且该连接节点为所述跨导放大器的输出端Vout，所述电容C_L的另一端接地，所述NMOS管M6的源极接地，栅极连接偏置电压Vb。

本发明提供的频率补偿的跨导放大器中，由增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的频率补偿网络，能够产生一个很低频的左半平面零点，这个很低频的左半平面零点能够和跨导放大器的第一非主极点形成零极点抵消，和传统的跨导放大器补偿方法相比，本发明所提出的补偿技术，不会降低主极点频率；同时，产生的低频左半平面零点和第一非主极点发生抵消，会改善跨导放大器的幅频特性曲线，使得其在高频处向上抬起，大大增加了该跨导放大器的单位增益带宽，保证理想相位裕度的同时，明显提高跨导放大器的品质因素。

进一步，所述增益级GAIN包括NMOS管M7、NMOS管M8、阻抗R1和阻抗R2；其中，所述NMOS管M7的栅极与NMOS管M1的漏极、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述NMOS管M7的漏极与NMOS管M8的栅极和阻抗R1的一端连接，所述NMOS管M7和M8的源极接地，所述NMOS管M8的漏极与补偿电阻Rc和阻抗R2的一端连接，所述阻抗R1和R2的另一端与电源电压vdd连接。

进一步，所述阻抗R1和R2为有源器件构成或无源器件构成。

进一步，所述增益级GAIN包括PMOS管M9、NMOS管M10、阻抗R3和阻抗R4；其中，所述PMOS管M9的栅极与NMOS管M1的漏极、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的栅极和阻抗R3的一端连接，所述阻抗R3的另一端和NMOS管M10的源极接地，所述NMOS管M10的漏极与补偿电阻Rc和阻抗R4的一端连接，所述PMOS管M9的源极和阻抗R4的另一端与电源电压vdd连接。

进一步，所述阻抗R3和R4为有源器件构成或无源器件构成。

进一步，所述增益级GAIN的增益大小为40dB～60dB。

附图说明

图1为传统跨导放大器RC补偿技术原理图。

图2为跨导放大器被动频率补偿技术原理图。

图3为跨导放大器被动频率补偿技术频率特性随补偿电容Cc变化情况示意图。

图4为本发明提供的跨导放大器频率补偿技术原理图。

图5为本发明提供的跨导放大器频率补偿技术小信号等效原理示意图。

图6为本发明提供的跨导放大器频率补偿技术频率特性随增益级GAIN增益A变化情况示意图。

图7为图1、图2和图4三种补偿技术的频率特性对比示意图。

图8为本发明提供的一种具体实施方式原理图。

图9为本发明提供的另一种具体实施方式原理图。

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

请参考图4所示，本发明提供一种频率补偿的跨导放大器，包括NMOS管M1和M2构成的跨导放大器输入级，PMOS管M3和M4构成的跨导放大器第一级有源负载，恒流源Iss构成的跨导放大器第一级尾电流源，PMOS管M5构成的跨导放大器第二级输入管，NMOS管M6构成的跨导放大器第二级恒流源，电容C_L构成的跨导放大器负载电容，增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的跨导放大器频率补偿网络；其中，

所述NMOS管M1和M2的栅极连接输入信号Vin，所述NMOS管M1和M2的源极经恒流源Iss接地，所述NMOS管M1的漏极与增益级GAIN的一端、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述NMOS管M2的漏极与PMOS管M4的漏极和PMOS管M5的栅极连接；

所述PMOS管M3、M4和M5的源极与电源电压vdd连接，所述PMOS管M5的漏极、补偿电容Cc的一端、NMOS管M6的漏极和电容C_L的一端相互连接形成一个连接节点，且该连接节点为所述跨导放大器的输出端Vout，所述电容C_L的另一端接地，所述NMOS管M6的源极接地，栅极连接偏置电压Vb。

本发明提供的频率补偿的跨导放大器中，由增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的频率补偿网络，能够产生一个很低频的左半平面零点，这个很低频的左半平面零点能够和跨导放大器的第一非主极点形成零极点抵消，和传统的跨导放大器补偿方法相比，本发明所提出的补偿技术，不会降低主极点频率；同时，产生的低频左半平面零点和第一非主极点发生抵消，会改善跨导放大器的幅频特性曲线，使得其在高频处向上抬起，大大增加了该跨导放大器的单位增益带宽，保证理想相位裕度的同时，明显提高跨导放大器的品质因素。

作为具体实施例，图4所示原理图的小信号等效原理图如图5所示，针对图5所示的小信号等效原理示意图，应用基尔霍夫电流定律(KCL)可列出四个节点方程式如下：

$g_{m1}\frac{Vin}{2}+\frac{\mathrm{\Δ}Vx}{r_{o1}}+g_{m3}\mathrm{\Δ}Vx+\frac{\mathrm{\Δ}Vx}{r_{o3}}=0---\left(6\right)$

$g_{m2}(-\frac{Vin}{2})+\frac{\mathrm{\Δ}Vy}{r_{o2}}+g_{m4}\mathrm{\Δ}Vx+\frac{\mathrm{\Δ}Vy}{r_{o4}}=0---\left(7\right)$

$g_{m5}\mathrm{\Δ}Vy+\frac{Vout}{r_{o5}}+\frac{Vout}{r_{o6}}+{\mathrm{sVoutC}}_L+s(Vout-Vz)Cc=0---\left(8\right)$

$\frac{Vz-A\mathrm{\Δ}Vx}{Rc}+s(Vz-Vout)Cc=0---\left(9\right)$

假设r_o1＝r_o2＝r_o3＝r_o4＝r_o5＝r_o6＝r_o，g_m1＝g_m2，g_m3＝g_m4，通过求解上述方程组，可以得到跨导放大器的传输函数如下：

$\frac{Vout}{Vin}=-\frac{0.5g_{ml}{g}_{m5}{r}_o+\frac{g_{m1}{g}_{m3}{g}_{m5}{r}_o}{1/r_o+0.5g_{m3}}+\frac{sCc}{1+sRcCc}\·\frac{{\mathrm{Ag}}_{m1}}{2/r_o+g_{m3}}}{2/r_o+s(C_L+Cc)+\frac{s^2{\mathrm{Cc}}^{2}Rc}{1+sRcCc}}---\left(10\right)$

由式(10)可知，该传输函数存在一个左半平面零点，可表示为：

$z=-\frac{0.5g_{m1}{g}_{m5}{r}_o+\frac{g_{m1}{g}_{m3}{g}_{m5}{r}_o}{1/r_o+0.5g_{m3}}}{0.5g_{m1}{g}_{m5}{r}_{o}RcCc+\frac{g_{m1}{g}_{m3}{g}_{m5}{r}_{o}RcCc}{1/r_o+0.5g_{m3}}+\frac{{\mathrm{Ag}}_{m1}Cc}{2/r_o+g_{m3}}}---\left(11\right)$

由式(11)可知，随着补偿网络中增益级GAIN增益A的增加，上述左半平面零点z会移向低频，而该传输函数的两个极点的大小和补偿网络中增益级GAIN增益A的大小无关，所以，可以通过调整补偿网络中增益级GAIN增益A的大小，使得传输函数中的左半平面零点和第一非主极点抵消。同时，还可以研究发现，该传输函数的主极点不会随着增益级GAIN增益A的增加而减小，-3dB带宽不会发生变化。本发明所提出的跨导放大器的频率特性随增益级GAIN增益A变化情况如图6所示，从图6中幅频特性可以看出，随着增益级GAIN增益A的增加，幅频特性中-3dB带宽不变，这说明跨导放大器传输函数的主极点不会随着增益级GAIN增益A的增加而减小；从图6中相频特性可以看出，随着增益级GAIN增益A的增加，相频特性中曲线的下凹和上翘相抵消，从而逐渐趋于平坦，这说明左半平面零点逐渐移向低频，从而和第一非主极点发生抵消，这也使得图6中幅频特性曲线在高频处向上抬起，大大增加了该跨导放大器的单位增益带宽，同时保持较好的相位裕度。在0.18μmCMOS工艺下，对图1、图2和图4所示的三种结构进行了仔细的设计，并对上述三种结构采用相同的输入/输出管和负载管尺寸，补偿电阻Rc都取5Kohm，补偿电容Cc都取2pF，负载电容都取15pF，电源电压vdd都取1.8V，本发明结构中的增益级GAIN增益A取40dB，三种结构的频率相应特性如图7所示；其中，实线代表的是本发明的频率特性，虚线代表的是图2结构的频率特性，中心线代表的是图1结构的频率特性。从图7中可以看出，本发明相比于图1和图2所示的结构，单位增益带宽得到了极大的提高；同时，相位裕度也非常理想。

作为一种具体实施例，请参考图8所示，所述增益级GAIN包括NMOS管M7、NMOS管M8、阻抗R1和阻抗R2；其中，所述NMOS管M7的栅极与NMOS管M1的漏极、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述NMOS管M7的漏极与NMOS管M8的栅极和阻抗R1的一端连接，所述NMOS管M7和M8的源极接地，所述NMOS管M8的漏极与补偿电阻Rc和阻抗R2的一端连接，所述阻抗R1和R2的另一端与电源电压vdd连接。具体地，所述阻抗R1和R2既可以采用有源器件构成，也可以采用无源器件构成，其目的是提供一个较大的小信号阻抗，从而产生较大的小信号增益。本实施例中，由NMOS管M7、NMOS管M8、阻抗R1和阻抗R2构成的两个级联的源极放大器来实现增益级，通过两个级联的源极放大器产生一个正的小信号增益，从而实现上述分析中提到的补偿效果。

作为另一种具体实施例，请参考图9所示，所述增益级GAIN包括PMOS管M9、NMOS管M10、阻抗R3和阻抗R4；其中，所述PMOS管M9的栅极与NMOS管M1的漏极、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的栅极和阻抗R3的一端连接，所述阻抗R3的另一端和NMOS管M10的源极接地，所述NMOS管M10的漏极与补偿电阻Rc和阻抗R4的一端连接，所述PMOS管M9的源极和阻抗R4的另一端与电源电压vdd连接。具体地，所述阻抗R3和R4既可以采用有源器件构成，也可以采用无源器件构成，其目的是提供一个较大的小信号阻抗，从而产生较大的小信号增益。本实施例中，由PMOS管M9、NMOS管M10、阻抗R3和阻抗R4构成的两个级联的源极放大器来实现增益级，通过两个级联的源极放大器产生一个正的小信号增益，从而实现上述分析中提到的补偿效果。

需要特别说明的是，本发明所提出的频率补偿网络中，所述增益级GAIN的结构实现并不止上述两种具体实施方式，本领域的技术人员在前述具体实施方式的基础上，还可以采用其它的结构来实现，只要是能够提供一个正的增益的结构都可以作为频率补偿网络中增益级GAIN的具体实施例。作为一种优选实施例，所述增益级GAIN的增益A大小为40dB～60dB，如果增益A取得太小，补偿效果将不明显；如果增益A取得太大，前述的公式推导偏差就比较大。

本发明提供的针对跨导放大器的频率补偿技术，通过引入一个由增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的频率补偿网络，合理设计增益级GAIN的增益A，不会降低跨导放大器传输函数的主极点，由此可以保证跨导放大器拥有较大的单位增益带宽；并通过合理设计增益级GAIN增益A，单独调整跨导放大器传输函数的左半平面零点，而跨导放大器传输函数的第一非主极点并不会发生变化，因而更有利于实现零极点的相互抵消；同时，跨导放大器传输函数零极点的抵消会改善跨导放大器的幅频特性曲线，使得在高频处向上抬起，大大增加了该跨导放大器的单位增益带宽，并保持较好的相位裕度。

以上仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理在本发明的专利保护范围之内。

Claims (6)

1.一种频率补偿的跨导放大器，其特征在于，包括NMOS管M1和M2构成的跨导放大器输入级，PMOS管M3和M4构成的跨导放大器第一级有源负载，恒流源Iss构成的跨导放大器第一级尾电流源，PMOS管M5构成的跨导放大器第二级输入管，NMOS管M6构成的跨导放大器第二级恒流源，电容C_L构成的跨导放大器负载电容，增益级GAIN、补偿电阻Rc和补偿电容Cc顺序串联构成的跨导放大器频率补偿网络；其中，

所述NMOS管M1和M2的栅极连接输入信号Vin，所述NMOS管M1和M2的源极经恒流源Iss接地，所述NMOS管M1的漏极与增益级GAIN的一端、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述NMOS管M2的漏极与PMOS管M4的漏极和PMOS管M5的栅极连接；

所述PMOS管M3、M4和M5的源极与电源电压vdd连接，所述PMOS管M5的漏极、补偿电容Cc的一端、NMOS管M6的漏极和电容C_L的一端相互连接形成一个连接节点，且该连接节点为所述跨导放大器的输出端Vout，所述电容C_L的另一端接地，所述NMOS管M6的源极接地，栅极连接偏置电压Vb。

2.根据权利要求1所述的频率补偿的跨导放大器，其特征在于，所述增益级GAIN包括NMOS管M7、NMOS管M8、阻抗R1和阻抗R2；其中，所述NMOS管M7的栅极与NMOS管M1的漏极、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述NMOS管M7的漏极与NMOS管M8的栅极和阻抗R1的一端连接，所述NMOS管M7和M8的源极接地，所述NMOS管M8的漏极与补偿电阻Rc和阻抗R2的一端连接，所述阻抗R1和R2的另一端与电源电压vdd连接。

3.根据权利要求2所述的频率补偿的跨导放大器，其特征在于，所述阻抗R1和R2为有源器件构成或无源器件构成。

4.根据权利要求1所述的频率补偿的跨导放大器，其特征在于，所述增益级GAIN包括PMOS管M9、NMOS管M10、阻抗R3和阻抗R4；其中，所述PMOS管M9的栅极与NMOS管M1的漏极、PMOS管M3的漏极、PMOS管M3和M4的栅极连接，所述PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的栅极和阻抗R3的一端连接，所述阻抗R3的另一端和NMOS管M10的源极接地，所述NMOS管M10的漏极与补偿电阻Rc和阻抗R4的一端连接，所述PMOS管M9的源极和阻抗R4的另一端与电源电压vdd连接。

5.根据权利要求4所述的频率补偿的跨导放大器，其特征在于，所述阻抗R3和R4为有源器件构成或无源器件构成。

6.根据权利要求1所述的频率补偿的跨导放大器，其特征在于，所述增益级GAIN的增益大小为40dB～60dB。