CN114844473A - 一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明属于射频集成电路领域，具体提供一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，用以解决如何在宽频带范围内实现低相位误差的增益调节这一大难题。本发明基于差分cascode型的电路结构实现，包括：差分cascode结构放大器与匹配网络；通过在单级电路的共栅管(M2、M4)的源极与漏极之间引入补偿电容C_comp、使得补偿后共栅管的源漏电容Cds2(Cds2+C_comp)与共源管栅漏电容(Cgd1)相同，再通过在单级电路的共源共栅管(M1/M2、M3/M4)的中间结点引入了到地的补偿电感L_comp、抵消了该结点的总电容，最终达到增益可调、相位不变的效果，即实现在宽频带范围内实现低相位误差的增益调节。

Description

一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器
技术领域
本发明属于射频集成电路领域，具体提供一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，具有宽带、低相位误差特性。
背景技术
毫米波段(30-300GHz)具有丰富的频谱资源，可以为5G提供需要的频率，随着工艺技术的不断发展和晶体管性能的提高，在过去的几年里，人们一直在积极地研究毫米波(mm-wave)频段的电路结构和设计技术。
在各种类型的电路模块中，可变增益放大器(VGA)控制跨导，导致增益变化，并在各种毫米波波段应用中发挥重要作用；例如，VGA用于波束形成或波束成形系统、以降低增益误差和旁瓣电平，VGA用于动态偏振控制系统、以控制偏振方向。最近，随着对Gb/s级高数据速率应用需求的增加，电路设计工程师们开发了各种结构的宽带VGA，但如何在宽频带范围内实现低相位误差的增益调节仍是需要解决的一大难题。
发明内容
针对上述现有技术中存在的问题，本发明提出一种补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器(VGA)，基于差分cascode型的电路结构实现，通过在单级电路中引入补偿电容C_comp与补偿电感L_comp、并匹配电容值与电感值，达到增益可调、相位不变的效果，实现在宽频带范围内实现低相位误差的增益调节。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，包括：差分cascode结构放大器与匹配网络，其中，所述匹配网络包括：输入变压器与输出变压器；其特征在于，所述差分cascode结构放大器包括：共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3、共栅晶体管M4、补偿电感L_comp与补偿电容C_comp，共源晶体管M1与共源晶体管M3的栅极作为输入结点、分别连接于输入变压器的次级线圈两端，输入变压器的次级线圈中心抽头接控制电压Vctrl1，共栅晶体管M2与共栅晶体管M4的漏极作为输出结点、分别连接于输出变压器的初级线圈两端，输出变压器的初级线圈中心抽头接电源电压VDD，共源晶体管M1的漏极与共栅晶体管M2的源极相连、且中间结点接补偿电感L_comp的一端，共源晶体管M3的漏极与共栅晶体管M4的源极相连、且中间结点接补偿电感L_comp的另一端，共源晶体管M1与共源晶体管M3的源极均接地，共栅晶体管M2与共栅晶体管M4的栅极均接控制电压Vctrl2，共栅晶体管M2的源极与漏极之间、共栅晶体管M4的源极与漏极之间分别接入补偿电容C_comp。
进一步的，所述共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3与共栅晶体管M4采用结构尺寸相同的NMOS晶体管。
进一步的，所述控制电压Vctrl1和Vctrl2满足：Vctrl2＝Vctrl1+VDD/2。
进一步的，所述补偿电感L_comp的电感值满足：jwCB,conv+1/(jwL_comp)＝0，其中，CB,conv＝Cgd1+Cds1+Cds2+Cgs2、Cgd1表示共源晶体管M1的栅漏电容、Cds1表示共源晶体管M1的漏源电容、Cds2表示共栅晶体管M2的漏源电容、Cgs2表示共栅晶体管M2的栅源电容，L_comp表示补偿电感L_comp的电感值。
进一步的，所述补偿电容C_comp的电容值满足：Cds2+C_comp＝Cgd1，其中，Cgd1表示共源晶体管M1的栅漏电容，Cds2表示共栅晶体管M2的漏源电容，C_comp表示补偿电容C_comp的电容值。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，基于差分cascode型的电路结构实现，通过在单级电路的共栅管(M2、M4)的源极与漏极之间引入补偿电容C_comp、使得补偿后共栅管的源漏电容Cds2(Cds2+C_comp)与共源管栅漏电容(Cgd1)相同，同时，通过在单级电路的共源共栅管(M1/M2、M3/M4)的中间结点引入了到地的补偿电感L_comp、抵消了该结点的总电容，最终达到增益可调、相位不变的效果，即实现在宽频带范围内实现低相位误差的增益调节；与传统的在共源管源极添加负反馈电感或电阻的设计相比，本发明对单级电路的增益牺牲较小，通过双偏置控制模式使得增益调节范围有明显的提升；与传统的currentsteering结构相比，对功耗的节约有明显的效果。
附图说明
图1为本发明中采用补偿电容技术的可变增益放大器的整体电路示意图。
图2为本发明中采用补偿电容技术的可变增益放大器的单级电路图。
图3为本发明中采用补偿电容技术的可变增益放大器的小信号电路示意图。
图4为本发明实施例中采用补偿电容技术的可变增益放大器的所有增益档位的仿真结果；
图5为本发明中实施例采用补偿电容技术的可变增益放大器的所有增益档位的相位误差仿真结果。
具体实施方式
为使本发明的发明目的、技术方案及技术效果更加清楚，下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
本实施例提供一种采用补偿电容技术的W波段双控制位型可变增益放大器，其结构如图1所示，具体包括：一对差分cascode结构放大器及其匹配网络；其中，所述匹配网络包括：输入变压器与输出变压器，所述差分cascode结构放大器包括：共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3、共栅晶体管M4、补偿电感L_comp与补偿电容C_comp，差分信号通过差分端VIN、VIP进入输入变压器、输入变压器后接差分cascode结构放大器、差分cascode结构放大器接输出变压器后输出；共源晶体管M1与共源晶体管M3的栅极作为输入结点、分别连接于输入变压器的次级线圈两端，输入变压器的次级线圈中心抽头接控制电压Vctrl1，共栅晶体管M2与共栅晶体管M4的漏极作为输出结点、分别连接于输出变压器的初级线圈两端，输出变压器的初级线圈中心抽头接电源电压VDD，共源晶体管M1的漏极与共栅晶体管M2的源极相连、且中间结点接补偿电感L_comp的一端，共源晶体管M3的漏极与共栅晶体管M4的源极相连、且中间结点接补偿电感L_comp的另一端，共源晶体管M1与共源晶体管M3的源极均接地，共栅晶体管M2与共栅晶体管M4的栅极均接控制电压Vctrl2，共栅晶体管M2的源极与漏极之间、共栅晶体管M4的源极与漏极之间分别接入补偿电容C_comp。
进一步的，上述共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3与共栅晶体管M4采用结构尺寸相同的NMOS晶体管，并且，控制电压Vctrl1和Vctrl2满足：Vctrl2＝Vctrl1+VD D/2，使得各晶体管在相同静态工作点时跨导一致。
从工作原理上讲：
本发明中采用补偿电容技术的W波段可变增益放大器基于cascode型的电路结构实现，其单级电路如图2所示，其小信号等效电路图如图3所示；其中，在共源共栅管M1/M3的中间结点引入了到地的补偿电感L_comp，抵消了小信号模型了下该结点的总电容；在共栅管M2的源极与漏极之间引入补偿电容C_comp，使得补偿后的共栅管源漏电容Cds2(Cds2+C_comp)与共源管栅漏电容(Cgd1)一致；最终，体现在整体电路传输函数中，电路的等效跨导在控制电压改变时，仅变化增益、不改变相位，满足可变增益放大器设计要求。
更为具体的讲：从传输函数的角度分析，传统cascode型放大器等效跨导为：
Figure BDA0003590125690000041
CB,conv＝Cgd1+Cds1+Cds2+Cgs2
其中，gm1、gm2分别为共源晶体管M1、共栅晶体管M2对应的跨导，Cgd1为M1的栅漏电容，Cds1为M1的漏源电容，Cds2为M2的漏源电容，Cgs2为M2的栅源电容，CB,conv为共源晶体管M1的漏极与共栅晶体管M2的源极的中间结点(X)对应的寄生电容总和；
本发明提出引入补偿电容结构的改进型可变增益放大器，其等效跨导记作Gm，其传输函数为：
Figure BDA0003590125690000042
通过引入补偿电容C_comp与串联补偿电感L_comp，补偿电容C_comp的使得Cds2+C_comp＝Cgd1，补偿电感L_comp使得结点X的电容电感在中心频率处相互抵消、即jwCB,conv+1/(jwL_comp)＝0，再控制电压Vctrl1和Vctrl2的选择使得gm1＝gm2＝gm；
最终，化简得到的电路等效跨导为：
Figure BDA0003590125690000043
其中，w为角频率；
由此可见，等效跨导Gm为一个纯实数，从而体现在整体电路传输函数中，电路的等效跨导在控制电压改变时，仅变化增益、不改变相位，满足可变增益放大器设计要求。
本实施例中，共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3与共栅晶体管M4均采用宽长比为320um/60nm的NMOS晶体管，补偿电容C_comp通过正对的平行板金属层实现、其电容值为12fF，补偿电感L_comp通过0.5圈线圈电感实现、其电感值为120p，控制电压Vctrl1以0.05V的步进从0.32V增加到0.6V，Vctrl2以0.05V的步进从1.32V增加到1.6V，电源电压VDD＝2V，两控制电压同步变化，实现不同增益档位的调节。
最终，本实施例实现了在W波段的宽带增益调节，增益调节范围为10dB，步进1dB，共计3bit(8个增益状态)，如图4所示，增益由上自下依次下降；并且，在整个宽频带范围内相位误差小于5°，如图5所示。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (5)

1.一种采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，包括：差分cascode结构放大器与匹配网络，其中，所述匹配网络包括：输入变压器与输出变压器；其特征在于，所述差分cascode结构放大器包括：共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3、共栅晶体管M4、补偿电感L_comp与补偿电容C_comp，共源晶体管M1与共源晶体管M3的栅极作为输入结点、分别连接于输入变压器的次级线圈两端，输入变压器的次级线圈中心抽头接控制电压Vctrl1，共栅晶体管M2与共栅晶体管M4的漏极作为输出结点、分别连接于输出变压器的初级线圈两端，输出变压器的初级线圈中心抽头接电源电压VDD，共源晶体管M1的漏极与共栅晶体管M2的源极相连、且中间结点接补偿电感L_comp的一端，共源晶体管M3的漏极与共栅晶体管M4的源极相连、且中间结点接补偿电感L_comp的另一端，共源晶体管M1与共源晶体管M3的源极均接地，共栅晶体管M2与共栅晶体管M4的栅极均接控制电压Vctrl2，共栅晶体管M2的源极与漏极之间、共栅晶体管M4的源极与漏极之间分别接入补偿电容C_comp。
2.按权利要求1所述采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，其特征在于，所述共源晶体管M1、共栅晶体管M2、共源晶体管M3与共栅晶体管M4采用结构尺寸相同的NMOS晶体管。
3.按权利要求1所述采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，其特征在于，所述控制电压Vctrl1和Vctrl2满足：Vctrl2＝Vctrl1+VDD/2。
4.按权利要求1所述采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，其特征在于，所述补偿电感L_comp的电感值满足：jwCB,conv+1/(jwL_comp)＝0，其中，CB,conv＝Cgd1+Cds1+Cds2+Cgs2、Cgd1表示共源晶体管M1的栅漏电容、Cds1表示共源晶体管M1的漏源电容、Cds2表示共栅晶体管M2的漏源电容、Cgs2表示共栅晶体管M2的栅源电容，L_comp表示补偿电感L_comp的电感值。
5.按权利要求1所述采用补偿电容技术的双控制位型可变增益放大器，其特征在于，所述补偿电容C_comp的电容值满足：Cds2+C_comp＝Cgd1，其中，Cgd1表示共源晶体管M1的栅漏电容，Cds2表示共栅晶体管M2的漏源电容，C_comp表示补偿电容C_comp的电容值。
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