CN1055650C - 调幅式串联谐振逆变弧焊电源 - Google Patents

Abstract

本发明由三相交流电输入经可控整流滤波，得到一幅值可调的直流电压，经串联谐振逆变器将频率提高到70KHZ以上，并经变压器降至适合焊接的电压，再经整流滤波输出直流电压以供焊接，焊接电流的调节由主回路的电流负反馈来实现。这种调幅式串接谐振逆变弧焊电源的特点是：调节范围宽，主回路分析计算简单，调试容易；由于频率固定，脉宽固定，便于滤波器的优化设计；无须电流过零点检测装置，因而提高了运行的可靠性和稳定性。

Description

调幅式串联谐振逆变弧焊电源

本发明属交流功率输入转变为直流功率输出，直流功率输入转变为交流功率输出类。

自从逆变式弧焊电源问世以来，使焊接电源的面貌发生了很大的变化。国内外焊机制造业、高等学府及科研机构对逆变技术在焊接领域里的应用、发展以及对各种新的技术方案的研究和探索倾注了极高的热情，因而使逆变焊机的发展异常迅速。

逆变弧焊电源就本质而言属于开关电源的范畴，所不同的是功率大，工作条件恶劣，经常处于空载——短路——负载状态下运行。开关电源就其工作原理是基于半导体开关管进行接通或断开，所以在理论上有最低损耗点。

但是，由功率开关管构成的逆变器目前一般均采用脉宽调制(PWM)工作方式。例如在文件CN2139492Y(1993年8月4日)《一种弧焊逆变电源的外特性控制电路》中，就是采用PWM(脉宽调制)电路来控制功率开关管，这种逆变弧焊电源有很好的恒流带外拖特性，电弧推力大，容易起弧，弹性好，但这种PWM(脉宽调制)的工作方式属于硬开关电路工作方式，这种方式的特点是功率开关管每次在高压下开通，在大电流下关断，因而产生较大的开关损耗，而这种损耗与逆变器的工作频率成正比，频率越高，开关损耗越大，管子温升也越高，人们为了限制发热，一般都把其工作频率设计在25KHZ以下，无法再进一步提高开关频率。同时变压器的漏感和电路寄生电感和寄生电容在高频时会产生严重的电压尖峰和浪涌电流，为了限制它，又必须引入吸收电路而消耗能量，降低效率。

为了解决上述问题，进一步提高逆变器的工作频率，从而减小逆变器的体积和重量。人们研究了零电流和零电压软开关技术，多达几十种，甚至百余种。所谓软开关技术，就是使功率开关管在开关过程中，创造零电流或零电压开关条件，从而大大降低功率开关管所承受的开关压力和损耗。谐振技术可以实现零电流或零电压软开关条件，特别是串联谐振逆变器因其具有恒流源特性而适合焊接要求。但国内目前还没有软开关类型的逆变焊机产品问世，国外有，如美国的米勒公司生产的XMT300CC手弧焊、氩弧焊两用直流弧焊电源就是采用串联谐振逆变器电路构成的弧焊机，该机的最高工作频率可达50KHZ，是目前一般进口焊机工作频率的两倍以上。但串联谐振逆变器输出电流(电压)大小的调节，必须依靠调节逆变器的工作频率才能实现，而调节逆变器的工作频率又会在技术上带来一系列难以解决的问题，这可从串联谐振电路理论中得到答案，串联回路中的电流I为 $I=\frac{U}{\sqrt{R^2+{(\mathrm{\ωL}-1/\mathrm{\ωc})}^2}}---\left(1\right)$ 式中，I——串联谐振回路中的电流；

  U——加在串联谐振回路中两端的电压；

  R——串联谐振回路中的总电阻，含谐振电感电阻，变压器一次绕组电阻，以及二次绕组电阻及负载电阻归算至一次侧电阻之和；

  L——谐振电感，含变压器绕组漏感及线路寄生电感之和；

  C——谐振电容，含变压器绕组分布电容等；

  ω——角速度，等于2πf(f为谐振频率)。

我们知道，对于一台已经设计好的串联谐振逆变弧焊电源来讲，R值就确定，则当逆变器的工作频率偏离谐振频率时，(ωL-1/ωc)已不等于零，且偏离值越大，(ωL-1/ωc)值也越大，则回路中的电流I也就越小，反之则I就越大，这就是所谓调频调功或调频调压的原理。

同时，当(ωL-1/ωc)＞0时，串联谐振回路的阻抗等值于LR电路，回路中的电流I滞后于电压U，电流与电压不能同时为零，相反，当(ωL-1/ωc)＜0时，串联谐振回路的阻抗等值于RC电路，回路中的电流I领先于电压U，同样电流与电压也不能同时为零。但为了创造零电流开关条件，就必须要有一个灵敏可靠的电流过零点检测装置，使功率开关管驱动信号的结束，要对应于负载电流过零点，如图11中的t₂，t₅点…所示，因而控制电路较复杂，因频率越高，电流过零点(开关管断开)时，会有不同程度的振荡发生(振荡频率一般比逆变器的工作频率高达几十倍)，发生振荡时，电流会有多次过零点出现，因此，设计这种高灵敏高可靠的电路难度较大，成本难以降低。还有在轻载时无法保证零电流开关条件，调节范围受到限制，不能宽范围调节。再则，由于逆变器的工作频率要跟随负载电流大小的变化而变化，这样又增加了对主回路分析计算的复杂性，数学分析较繁琐，同时各元件的工作电压和工作电流也不直观，调试也较麻烦。另外对主回路的设计制造技术要求苛刻，成本较高，这是由于电路的各元件，如谐振电感和谐振电容等元件的参数必须要有严格的配置，同时变压器的漏感，电路寄生电感，功率开关管的结电容及其导通、关断时的延时，整流二极管反向恢复时间等难以从理论上得到完全顾及，而这些又是造成串联谐振逆变焊机故障率高的一个重要原因，因此，这又限制了串联谐振逆变焊机的推广和应用。

但如果将逆变器的工作频率f始终等于串联回路的谐振频率f_o(f＝

，即频率固定，脉宽固定)时，则(ωL-1/ωc)＝0，回路的阻抗就等值于普通的R电路，那么回路的计算就简单了，不仅如此，回路中的电流与电压还同相位，即电流为零时，电压也为零，这样就无须灵敏可靠的电流过零点检测装置了，这就大大简化了逆变器的控制电路，提高了串联谐振逆变焊机运行的可靠性和稳定性(因逆变器是逆变焊机的核心部件)。那么频率固定，脉宽固定后，串联谐振逆变焊机输出电流(电压)大小的调节又是如何实现的呢？这主要是通过调节供给逆变器的直流电压来实现，而无须改变串联谐振逆变器的工作频率，就能达到软开关逆变焊机各种性能的要求。

故本发明的目的，就是针对上述串联谐振逆变焊机的输出电流(电压)大小的调节，必须要依靠调节逆变器的工作频率才能实现，而调节逆变器的工作频率，又会在技术上带来上述一系列诸多问题，同时，为了保留串联谐振逆变器具有恒流源特性这一特点而提出来的。这就是采用可调的直流电压与串联谐振逆变器相结合，即在频率固定，脉宽固定的情况下，输出电流(电压)大小的调节，通过主回路电流负反馈闭环控制系统调整其三相可控整流电压，即向串联谐振逆变器供给可调的直流电压(脉冲幅度)来实现。

本发明的目的可以通过以下措施来达到：

频率固定，脉宽固定的实现

在图6中由运算放大器A₁及电容C₁、电阻、二极管，三极管T₆、T₇构成一个自激方波电压发生器，通过三极管T₁连接到与非门A₂的输入端1、2，由A₂-3输出一列方波，再连接到D型触发器A₃，其Q输出端与D端连接，构成一分频电路，即D型触发器输出端频率为A₂-3频率的一半，然后经与非门A₂的逻辑组合，分别由A₂-10、A₂-11输出两列互成180°的方波。

A₂-10输出的方波连接到三极管T₂、T₄并经放大，通过脉冲变压器B₁的耦合，其次级有2个绕组，分别连接到图7中场效应管V₁、V₄的控制极，同理，A₂-11输出的方波，连接到图7中的场效应管V₂、V₃的控制极，这样V₁、V₄和V₂、V₃交替导通与截止，则在高频变压器B次级绕组输出交流方波，其方波的宽度与频率和A₂-3方波的宽度、频率一致；

串联谐振逆变器的实现

在图7变压器B原边电路中串接一个LC电路，于是图7的电路就是全桥串联谐振逆变器电路。当LC的参数确定后，则回路的谐振频率f_o＝就确定，当功率管V₁、V₄和V₂、V₃控制极驱动信号的频率f等于f_o时，回路便发生谐振。频率f的调整是通过图6中的R₂、R₃、T₆、T₇来实现，调整R₂、R₃可使f＝f_o，R₁是调整两个脉冲之间的宽度，即防止桥臂V₁、V₃，V₂、V₄直通(死区宽度)的。R₂、R₃、T₆、T₇不仅能调整逆变器的频率f，还兼负着调整正负脉冲宽度，使其输出波形保持对称。

脉冲幅度调整的实现

在图2中由小电源同步变压器B₁、B₂、B₃初级绕组按三相星形接法连接，每只小电源变压器次级绕组有2组，按正、反两个极性分别连接到运算放大器A₁、A₂、A₃输入端3、2和5、6，所以当A相电压为正半周时，A₁-1输出一个方波(称为+A)，A₁-7输出0^v，当A相电压为负半周时，A₁-7输出一个方波(称为-A)，A₁-1输出0^v，同理，B相、C相小电源同步变压器次级绕组相连接的运放A₂、A₃的1和7端也分别输出+B、-B，+C、-C4组方波(方波的宽度为180°，即10ms)。

小电源同步变压器B₄、B₅、B₆的初级绕组分别连接到AB、BC、CA线电压，每只B₄、B₅、B₆的次级均有3组绕组，其中B₄的1组绕组经全波整流器D，三极管T₁，反相器A₄，二极管，电阻元件构成一个过零检测脉冲电路，所以，反相器A₄-10输出一组AB线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到图3中第1单元(H₁)和第4单元(H₄)运算放大器的输入端，同理，B₅次级的一个绕组经同上述一样的元件，所以，A₄-12输出一组BC线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到图3中第3单元(H₃)和第6单元(H₆)运算放大器的输入端，B₆次级的一个绕组同样在A₄-15输出一组CA线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到图3中的第2单元(H₂)和第5单元(H₅)运算放大器的输入端，这3组线电压过零脉冲方波(方波宽度较窄，一般在300～500μs之间)，与上述相电压6组方波一同连接到与非门A₅～A₉的有关输入端，经逻辑组合，最后输出6组系列脉冲方波Y₁～Y₆，Y₁连接到图3的H₁，Y₂连接到图3的H₂，…，Y₆连接到图3的H₆。这6组系列脉冲的相互逻辑关系是这样的，Y₁只能在+A方波下才能发2个脉冲，2个脉冲之间距离为120°，在其它情况下将被闭锁不发脉冲，Y₂只能在-C方波下发2个脉冲，2个脉冲之间距离同样为120°(下同)，在其它情况下同样被闭锁不发脉冲(下同)，同理，Y₃在+B方波下发2个脉冲，Y₄在-A方波下发2个脉冲，Y₅在+C方波下发2个脉冲，Y₆在-B方波下发2个脉冲，而且这6组脉冲波形之间互差60°，即Y₂在Y₁后60°发脉冲，Y₃在Y₂后60°发脉冲，…，Y₆在Y₅后60°发脉冲；Y₁在Y₆后60°发脉冲，Y₁～Y₆为360°一个周期，就这样周而复始地按上述逻辑关系顺次发脉冲；

H₁(图3)连接到三极管T₁的基极，电容C₁的一端与T₁的发射极相连，另一端连接到T₁的集电极并连到比较器A₁的同相输入端，当H₁发第1个脉冲时，T₁导通，C₁通过T₁放电，H₁脉冲过后，T₁截止，经三极管T₂恒流源对C₁充电，C₁电位按线性律增长，因从锯齿波移相单元来的控制电压U_K连接到A₁的反相输入端，故当C₁的电位大于U_K时，比较器A_1-1输出一个方波，经微分电路C₃、R₃微分后，与从与门A₆电路来的信号一同连接到三输入与非门A₂的输入端，再通过反相器A₃连接到T₃的基极，经T₃放大，并将T₃的集电极连接到光电耦合器A₄、A₅的输入端，A₄、A₅的输出端连接到图4中的1号、6号可控硅，(这就是在图2中Y₁下标1·6的含意)，且被触发导通。同理，H₂通过上述一样的元件，连接到图4中的1号、2号可控硅，H₃(同上)连接到图4中的3号、2号可控硅，H₄(同上)连接到图4中的3号、4号可控硅，H₅(同上)连接到图4中的5号、4号可控硅，H₆(同上)连接到图4中的5号、6号可控硅。

我们知道，当控制电压U_K上升或下降时，就会使比较器A_1-1拖后或前移发脉冲，因而改变可控硅导通角，达到调整输出电压幅值的目的。

U_K的控制，由图7中高频变压器二次侧电流互感器CT₂连接到图5中的检测电路，与给定电路中来的信号进行比较，得出一个误差信号，经运算放大器放大后输出(U_K)，去控制可控硅触发角α的大小，从而达到调整脉冲幅度大小的目的(图13)。

本发明相比现有串联谐振逆变弧焊电源及其类似的软开关逆变弧焊电源具有如下优点：

1、主回路的分析计算较简单、直观，调试也容易。

2、由于采用调幅式，无须灵敏可靠的电流过零点检测装置，这样就大大简化了逆变器的控制电路，提高了运行的可靠性和稳定性。

3、由于频率固定，脉宽固定，有利于变压器和滤波器的优化设计。

4、调节范围大，可以从零调到额定值，而且抗干扰强。

5、可控硅每次均在电流接近零时关断，有时也能在零电流下导通，因此开关损耗小，效率高。

6、由振荡器产生锯齿波移相电路，去触发可控硅，因三相交流电源的频率时刻在变化着，为使可控硅触发信号与电源同步，就要用到锁相环路技术，进行频率(相位)跟踪，所谓跟踪，就是当三相交流电源频率和相位发生变化时，通过环路作用，压控振荡器的频率和相位能不断地跟踪三相交流电源的频率和相位的变化而变化，这一技术虽然可行，也较先进，但难度较大且复杂，就是解决了也得不偿失，因而人们都放弃了这方面的研究。本发明利用三相交流电源相与相的交点和线电压过零点这些固有同步点发脉冲，构成锯齿波移相触发电路，既简单可行，又准确稳定，提高了焊机运行的可靠性和稳定性。

图1是本发明调幅式串联谐振逆变弧焊电源基本原理框图。

图2是本发明三相桥式全控晶闸管式整流器触发逻辑电路原理图。

图3是本发明三相桥式全控晶闸管式整流器锯齿波移相控制触发电路原理图。

图4是本发明三相桥式全控晶闸管式整流器主电路图。

图5是本发明锯齿波移相及焊机动特性控制电路原理图。

图6是本发明逆变器频率控制电路原理图。

图7是本发明全桥场效应管式串联谐振逆变器主电路图。

图8是本发明调幅式串联谐振逆变弧焊电源各部分电路间相互连接图。

图9本发明三相桥式全控整流器锯齿波移相控制电路波形图。

图10是本发明全桥串联谐振逆变简化电路图。

图11是本发明全桥串联谐振简化电路图的电流及功率管控制极驱动信号波形图。

图12是本发明逆变器频率控制电路原理波形图。

图13是本发明三相桥式全控品闸管在不同触发角α时输出电压波形图。

下面结合附图对本发明作进一步描述：

一、调幅式即可调直流电压的工作原理

三相50HZ交流电压输入，经全控整流桥整流滤波，得到一幅值可调的直流电压，经由LC组成的串联谐振电路，通过大功率场效应管组构成的全桥逆变器Q交替开关作用，将频率提高到70KHZ以上的交流方波电压，再经变压器B降至适合于焊接的几十伏电压，最后还需经输出整流器D整流和滤波，变成平滑的直流电压输出。焊接电流大小的调节，是通过主回路的电流负反馈环闭系统调整其三相全控晶闸管的触发角α大小来实现(图13)。

三相桥式全控晶闸管式整流器的基本原理

在图2中小电源同步变压器B₁、B₂、B₃初级绕组按三相星形接法连接，每只小变压器次级绕组有2组，按正、反两个极性分别连接到运算放大器A₁、A₂、A₃输入端3、2和5、6，所以当A相电压为正半周时，A_1-1输出一个方波(称为+A)，A₁-7输出0V，当A相电压为负半周时，A_1-7输出一个方波(称为-A)，A_1-1输出OV，同理，B相、C相小电源同步变压器次级绕组相连接的运放A₂、A₃的1和7端也分别输出+B、-B，+C、-C4组方波(方波的宽度为180°，即10ms，见图9)。

小电源同步变压器B₄、B₅、B₆的初级绕组分别连接到AB、BC、CA线电压，每只次级均有3组绕组，其中1组绕组经全波整流器D，三极管T₁反相器A₄，二极管，电阻等元件构成一个过零检测脉冲电路，所以反相器A_4-10输出一组AB线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到图3中第1单元(H₁)和第4单元(H₄)运算放大器的输入端。同理，B₅次级的一个绕组经同上述一样的元件，所以A_4-12输出一组BC线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到图3中第3单元(H₃)和第6单元(H₆)运算放大器的输入端，B₆次级的一个绕组经上述同样的元件，所以A_4-15输出一组CA线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到图3中的第2单元(H₂)和第5单元(H₅)运算放大器的输入端。这3组线电压过零脉冲方波(方波宽度一般在300～500μs之间)，与上述相电压6组方波一同连接到与非门A₅～A₉的有关输入端，经逻辑处理(见图2)后，输出6组系列脉冲方波，即A_5-10、A_5-11、A_6-10、A_7-10、A_9-10、A_8-10，其波形见图9。其中Y₁(A_5-10)连接到图3的H₁，Y₂(A_5-11)连接到图3的H₂，…Y₆(A_8-10)连接到图3的H₆(见图8)。这6组系列脉冲的相互逻辑关系是这样的，Y₁只能在+A方波下才能发2个脉冲，2个脉冲之间的距离为120°，在其它情况下将被闭锁不发脉冲，同理，Y₂只能在-C方波下发2个脉冲；Y₃在+B方波下发2个脉冲；Y₄在-A方波下发2个脉冲；Y₅在+C方波下发2个脉冲；Y₆在-B方波下发2个脉冲。而且这6组脉冲之间波形的相位差为60°，即Y₂在Y₁后60°发脉冲；Y₃在Y₂后60°发脉冲，…，Y₆在Y₅后60°发脉冲；Y₁在Y₆后60°发脉冲。就这样周而复始地按图9三相交流电相电压的交点1、2、3、…、6、7、…，的顺序依次发脉冲。

现在我们再回到前面所述的当H₁(Y₁)发第1个脉冲时，图3中的三极管T₁导通，C₁通过T₁放电，H₁脉冲过后，T₁截止，经三极管T₂恒流源对C₁充电，C₁电位按线性律增长，当C₁的电位大于控制电压U_K时，比较器A_1-1输出一个方波，经微分电路(C₃、R₃)微分后，在反相器A_3-2输出一个方波(方波的宽渡在10°～20°之间，即由C₃、R₃的大小而定)，经三极管T₃放大，通过光电耦合器去触发图4中的1号、6号可控硅(这就是在图2中Y₁下标1·6的含意，1·6表示A相、B相可控硅，1·2表示A相、C相可控硅，依此类推。)

我们知道，当控制电压U_K上升或下降时，就会使比较器A_1-1拖后或前移发脉冲，因而改变可控硅导通角，从而达到调整输出电压幅值的目的。

在图3中与门A₆的作用。假如没有A₆，虽然与非门A_5-10(图2)在第2与第3个脉冲之间不会发脉冲，但在第2个脉冲过后，图3中的C₁仍然充电，也就是说比较器A_1-1在A_5-10的第2各与第3个脉冲之间仍然会发脉冲，则1·6号可控硅仍然会被触发导通。设置了与门A₆之后，使其在A_5-10的第2个脉冲与第3个脉冲之间输出低电位，即0^v(见图9+AB、-CA波形)，将与非门A_2-6闭锁(当A_6-3＝“0”时，A_2-6＝“1”，A_3-2＝“0”，T₃截止)。若将A_1-7直接连接到A_2-5(省掉A₆)，则虽然在三相交流电的交点3与6之间被闭锁，但在6与7之间仍然有可能发脉冲，因为A_1-7＝“1”高电位，见图9)，所以设置了与门A₆之后，如前所述将被闭锁。

图5U_K的控制，由图7中高频变压器二次侧电流互感器CT₂连接到图5中的1、2两点，通过双T滤波器(R₄₀、R₄₁、R₄₂、C₂、C₃、C₄)与运算放大器A_1-3的给定电位D₁₀进行比较，并经A₁放大后，由A_1-7输出U_K，去控制图3中的比较器A_1-2的电位。

恒流外特性的控制，当焊接电流增加时，通过R₂滑动点，双T滤波器，使A_1-2电位上升，则A_1-1电位下降，A_1-7电位上升，输出电压下降，使焊接电流下降到原值，维持恒定，反之亦然。R₂为给定焊接电流大小的电位器。

恒流带外拖特性的控制，其原理是，由图7输出电压取样U_F连接到图5中的R₃₇，当电弧工作电压低到某值后，A_2-7输出低电位0V，通过R₁₀，D₁₅，R₃₄使A_1-2电位下降，于是A_1-1电位上升，A_1-7电位下降，使输出电压增加，焊接电流增大，达到恒流加外拖特性的要求，通过R₁₀的调节，使其增大的电流置于允许值之内。正常时，即电弧工作电压在25^v(或20^v)～40^v之间变化时，A_2-7输出高电位，二极管D₁₅截止，对A_1-2不起作用。

焊接电流衰减通过A_2-1来实现。在焊接过程中开关K₂合到1位置，A_2-1输出低电位0^v，D₁₄截止，对A_1-2不起作用。在焊接终了之前，将K₂合到2位置，12^v电源通过R₁₁对C₈进行充电，其电位逐步升高，A_2-1的电位也逐步上升，通过D₁₄，R₃₃作用到A_1-2，使其A_1-1电位逐步下降，A_1-7电位逐步升高，于是焊接电流逐步衰减至零，以使在收弧时填满弧坑。R₁₁阻值的大小，可以调节收弧时间长短。短路电流限制和焊接电流递增过程的控制，这部分原理由T₄、T₅、T₆、A_3-7，D₆，D₁₆，D₁₈，R₅₁，R₅₂，R₁₃，R₅₃等元件组成，当焊接刚开始时，由于正、负极短接(U_o＝0)。所以电流较大，故T₄、T₅饱和导通，C₉电位逐步上升，A_3-7电位逐步下降至0^v，但由于C₉电位逐步上升，通过D₁₆以及R₅₁、R₅₂、R₅₃，R₁₃的分压，最终使a点电位逐步上升至某一值为止，因A_3-7最低有个限值，C₉最高也有个限值12^v，因而在焊接开始时，焊接电流有个递增过程，短路电流也被限制在一定值之内。

二、串联谐振逆变器的工作原理

在图7变压器B原边电路中串接一个LC电路，便成了一个串联谐振逆变器电路图。它的简化电路图如图10所示，现就图10说明其原理。

假定T₁、T₄在t₁(图见11)时刻导通，此时电源E通过T₁、B、L、C、T₄形成回路，由于是串联电路，所以只要逆变器的工作频率f等于回路的谐振频率

时，回路就发生谐振，而且当回路的品质因素Q(Q＝ω₀L/R，ω₀＝2πf₀，R为回路电阻)值足够大时，则回路中的电流i所含的谐波分量很少，而且电流i非常接近正弦波，同时，因回路中存在电感L和电容C，所以当到t₂时，电流i到0，根据LC串联谐振电路理论，此刻电容C上的电压会高于电源电压E(电容C上的电压是电源电压E的Q倍)，故i反向通过D₁、D₄又流回电源，仍呈正弦律变化，在此期间应撤除T₁、T₄的驱动信号。到t₃时，T₂、T₃导通，则电路又以类似的上述过程发生谐振。这里要说明的是在T₂、T₃导通初期(t₃～t₄)，若电容C上的电压仍高于电源电压E时，则电容C将通过L、B、T₃、D₄回路放电(见图10虚线所示)，根据L、C参数大小不同的情况，放电时间长短和电流大小也不一样，如图11波形所示。由此可见，在半周内负载电流i部分地接正弦律变化，不是一个完整的正弦波。

从上面的分析可知，由于是串联电路，所以当回路发生谐振时，回路中的电流达最大值，回路阻抗表现为纯阻性质，此时回路中的电流i与输入方波电压同相，也就是说当电流i过0点时刻，正好也是桥臂功率管的驱动信号撤除的时刻，这也就是调幅式串联谐振逆变器无须电流i过0点检测装置所致。

当开关的工作频率大于谐振频率时，LC的作用相当于一个电感L，谐振电路阻抗等值于LR电路，当开关的工作频率小于谐振频率时，LC的作用相当于一个电容C，此时谐振电路阻抗等值于RC电路，所以只要开关的工作频率偏离回路的谐振频率时，就会在回路的阻抗上引起电压降落，这也就是通过改变开关的工作频率来控制其输出电压大小的目的，即所谓调频调压或调频调功原理。但主回路的分析计算较繁琐，既要考虑LC两个参数之间互相搭配(其中L应包含线路电感和变压器漏感，C应包含功率器件的寄生电容以及线路和变压器的分布电容)，又要考虑焊机在各种负载如轻载、额定负载、重载和空载情况下各种特性均要符合焊接要求，所以数学分析较复杂。同时主回路中各元件的工作电流、电压数值也不直观。如回路始终在谐振情况下工作，谐振电路阻抗表现为纯阻性质，计算就简单了。

还有，当逆变器的工作频率低于谐振频率较多时，负载电流i就会出现断续现象，这对焊接不利，这就是串联谐振逆变器调节范围受到限制的原因。

现在我们再回过头来，看看逆变器的工作频率是如何调整的？

在图6中由运算放大器A₁及电容C₁、三极管T₆、T₇，二极管、电阻等元件组成一个自激方波电压发生器，通过T₁连接到与非门A₂的输入端1·2，由A_2-3输出一列方波，再通过D型触发器A₃，其Q输出端与D端连接，构成一分频电路，即D型触发型输出端频率为A_2-3频率的一半，然后经与非门A₂的逻辑处理，分别由A_2-10、A_2-11输出两列互成180°的方波。

A_2-10输出的方波经三极管T₂、T₄放大，通过脉冲变压器B₁的耦合，其次级有2个绕组，分别连接到图7中场效应管V₁、V₄的控制极，同理，A_2-11输出的方波，连接到图7中的场效应管V₂、V₃的控制极，这样V₁、V₄和V₂、V₃交替导通和截止，则在高频变压器B次级绕组输出交流方波，本发明频率设计在70KHZ～100KHZ之间。

T₆的作用是，当A_2-10为低电位时，T₆导通(T₇因此刻A_2-11为高电位而截止，见图12)，通过R₂的调节可改变A_2-10方波的宽度。也即调整逆变器的频率。同理，通过T₇可改变A_2-11方波的宽度。R₁阻值的调整可改变两个脉冲之间的宽度，也即改变同一桥臂为了防止两管直通即死区的宽度。

短路保护，这部分原理由图7中的A₁、反相器A₂与非门A₃等元件组成，正常时，直流电压经电阻R₆、R₇分压，并经稳压管D₄、D₅稳压后，使A_1-1输出低电位(0^v)，同时一次侧电流互感器CT₁经整流管D₃整流后，也使A1-7输出低电位0^v(整定时，此电流应躲过二次侧正、负极短接时的焊接短路电流)，故A_2-2＝“1”，A_2-4＝“1”，A_3-4＝“0”，A_2-6＝“1”，这一切均使电路按正常方式运行，短路时，E₁(图7)点的电位降至0^v，由于有C₁和D₈的存在，使A_1-1输出高电位，这时A_2-2＝“0”，A_3-4＝“1”(e₃＝1)，A_2-6＝“0”(e₄＝0)，e₃＝1即输出高电位(12^v)，使T₂、T₃(图6)饱和导通，T₄、T₅截止，封闭V₁、V₄和V₂、V₃(图7)场效应管，同时e₄＝0，使图3中的A_2-6＝“1”，A_3-2＝“0”，T₃截止，将图4中的6只可控硅全部封锁，不让导通。同理，若短路电流超过整定值时，A_1-7也输出高电位，与上述过程同，使功率管全部封锁。

Claims (1)

1、一种调幅式串联谐振逆变弧焊电源，包括逆变器电路，整流电路及滤波电路，其特征在于：

采用可调的直流电压与串联谐振逆变器相结合，即在普通的桥式开关电源变压器原边串接一个LC电路，便成了串联谐振逆变器电路了，逆变器的工作频率始终等于串联回路的谐振频率，其焊接电流大小的调节，是通过主回路电流负反馈闭环控制系统调整其三相全控晶闸管触发角α大小来实现；

由运算放大器A₁及电容C₁、电阻、二极管，三极管T₆、T₇构成一个自激方波电压发生器，通过三极管T₁连接到与非门A₂的输入端1、2，由A₂-3输出一列方波，再连接到D型触发器A₃，其Q输出端与D端连接，构成一分频电路，然后经与非门A₂的逻辑组合，分别由A₂-10、A₂-11输出两列互成180°的方波；A₂-10输出的方波连接到三极管T₂、T₄，通过脉冲变压器B₁的耦合，其次级有2个绕组，分别连接到场效应管V₁、V₄的控制极，同理，A₂-11输出的方波，连接到的场效应管V₂、V₃的控制极；

由小电源同步变压器B₁、B₂、B₃初级绕组按三相星形接法连接，每只小变压器次级绕组有2组，按正、反两个极性分别连接到运算放大器A₁、A₂、A₃输入端3、2和5、6；小电源同步变压器B₄、B₅、B₆的初级绕组分别连接到AB、BC、CA线电压，每只B₄、B₅、B₆的次级均有3组绕组，其中B₄的1组绕组经全波整流器D，三极管T₁，反相器A₄，二极管，电阻元件构成一个过零检测脉冲电路，其余2个绕组分别连接到第1单元(H₁)和第4单元(H₄)运算放大器的输入端，同理，B₅次级的一个绕组经同上述一样的元件，在A_4-12输出一组BC线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到第3单元(H₃)和第6单元(H₆)运算放大器的输入端，B₆次级的一个绕组同样在A₄-15输出一组CA线电压过零脉冲方波，其余2个绕组分别连接到第2单元(H₂)和第5单元(H₅)运算放大器的输入端，与上述相电压6组方波一同连接到与非门A₅～A₉的有关输入端，经逻辑组合，最后输出6组系列脉冲方波Y₁～Y₆，Y₁连接到H₁，Y₂连接到H₂，…，Y₆连接到H₆；H₁连接到三极管T₁的基极，电容C₁的一端与T₁的发射极相连，另一端连接到T₁的集电极并连到比较器A₁的同相输入端，经微分电路C₃、R₃微分后，与从与门A₆电路来的信号一同连接到三输入与非门A₂的输入端，再通过反相器A₃连接到T₃的基极，经T₃放大，并将T₃的集电极连接到光电耦合器A₄、A₅的输入端，A₄、A₅的输出端连接到1号、6号可控硅，同理，H₂通过上述一样的元件，连接到1号、2号可控硅，H₃(同上)连接到3号、2号可控硅，H₄(同上)连接到3号、4号可控硅，H₅(同上)连接到5号、4号可控硅，H₆(同上)连接到5号、6号可控硅。

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