CN1197711A - 调幅式串联谐振逆变弧焊电源 - Google Patents
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Abstract
本发明由三相交流电输入经可控整流滤波,得到一幅值可调的直流电压,经串联谐振逆变器将频率提高到70KHz以上,并经变压器降至适合焊接的电压,再经整流滤波输出直流电压以供焊接,焊接电流的调节由主回路的电流负反馈来实现。这种调幅式串接谐振逆变弧焊电源的特点是:调节范围宽,主回路分析计算简单,调试容易;由于频率固定,脉宽固定,便于滤波器的优化设计;无须电流过零点检测装置,因而提高了运行的可靠性和稳定性。
Description
本发明属交流功率输入转变为直流功率输出,直流功率输入转变为交流功率输出类。
自从逆变式弧焊电源问世以来,使焊接电源的面貌发生了很大的变化。国内外焊机制造业及科研机构对逆变技术在焊接领域里的应用、发展和改进倾注了很高的热情,使逆变焊机的发展异常迅速。
但是,由开关器件构成的逆变器目前一般均采用脉宽调制(PWM)工作方式。这种方式的特点是开关器件在开关过程中会产生较大的开关损耗,而这种损耗与逆变器的工作频率成正比,频率越高,开关损耗越大,管子温升也越高,人们为了限制发热,一般都把其工作频率设计在25KHZ以下,无法再进一步提高开关频率。同时变压器的漏感和电路寄生电感和寄生电容在高频时会产生严重的电压尖峰和浪涌电流,为了限制它,又必须引入吸收电路而消耗能量,降低效率。
为了解决上述问题,进一步提高逆变器的工作频率,从而减小逆变器的体积和重量。必须采用零电流和零电压开关技术,特别是串联谐振逆变器因其具有恒流源特性而适合焊接要求,但在轻负载时无法保证零电流开关条件。同时,还需要有一个灵敏可靠的电流过零点检测装置,使功率开关器件驱动信号的结束,要对应于负载电流i过零点。因而控制电路较复杂,没有开关电源专用器件芯片可用。还有串联谐振逆变器的调节范围受到限制,不能宽范围调节。再则,主回路的分析计算较繁琐,各元件的工作电流,电压也不直观,数学分析较复杂,调试也很麻烦。
因而有人将移相控制技术应用于谐振逆变器,提出了相控恒频逆变器的想法。其基本原理是两个谐振逆变器工作在相同的开关频率下,但它们之间有一个可被调节的相位差,通过该相位差的调节,可以控制其输出电压的大小,但该项技术仍有一些难题尚未得到解决。还有一些如最近有人提出采用非线性控制策略,利用变压器的漏感和开关器件的寄生电容来实现零电压开关的思想开展了大量的研究工作。还有一些方法和思索,这里就不一一列举了。
本发明的目的是针对上述串联谐振逆变器和相控恒频逆变器现有技术存在的问题,设计了一种频率固定,脉宽固定,采用调整脉冲幅值控制其输出电压大小的调幅式串联谐振逆变弧焊电源。
本发明的目的可以通过以下措施来达到:
频率固定,脉宽固定的实现
在图6中由运算放大器A1及电容C1、电阻、二极管,三极管T6、T7构成一个自激方波电压发生器,通过三极管T1连接到与非门A2的输入端1、2,由A2-3输出一列方波,再连接到D型触发器A3,其
Q输出端与D端连接,构成一分频电路,即D型触发器输出端频率为A2-3频率的一半,然后经与非门A2的逻辑组合,分别由A2-10、A2-11输出两列互成180°的方波。
A2-10输出的方波连接到三极管T2、T4并经放大,通过脉冲变压器B1的耦合,其次级有2个绕组,分别连接到图7中场效应管V1、V4的控制极,同理,A2-11输出的方波,连接到图7中的场效应管V2、V3的控制极,这样V1、V4和V2、V3交替导通与截止,则在高频变压器B次级绕组输出交流方波,其方波的宽度与频率和A2-3方波的宽度、频率一致;
串联谐振逆变器的实现
在图7变压器B原边电路中串接一个LC电路,于是图7的电路就是全桥串联谐振逆变器电路。当LC的参数确定后,则回路的谐振频率f0=就确定,当功率管V1、V4和V2、V3控制极驱动信号的频率f等于f0时,回路便发生谐振。频率f的调整是通过图6中的R2、R3、T6、T7来实现,调整R2、R3可使f=f0,R1是调整两个脉冲之间的宽度,即防止桥臂V1、V3,V2、V4直通(死区宽度)的。R2、R3、T6、T7不仅能调整逆变器的频率f,还兼负着调整正负脉冲宽度,使其输出波形保持对称。
脉冲幅度调整的实现
在图2中由小电源同步变压器B1、B2、B3初级绕组按三相星形接法连接,每只小电源变压器次级绕组有2组,按正、反两个极性分别连接到运算放大器A1、A2、A3输入端3、2和5、6,所以当A相电压为正半周时,A1-1输出一个方波(称为+A),A1-7输出0v,当A相电压为负半周时,A1-7输出一个方波(称为-A),A1-1输出0v,同理,B相、C相小电源同步变压器次级绕组相连接的运放A2、A3的1和7端也分别输出+B、-B,+C、-C4组方波(方波的宽度为180°,即10ms)。
小电源同步变压器B4、B5、B6的初级绕组分别连接到AB、BC、CA线电压,每只B4、B5、B6的次级均有3组绕组,其中B4的1组绕组经全波整流器D,三极管T1,反相器A4,二极管,电阻元件构成一个过零检测脉冲电路,所以,反相器A4-10输出一组AB线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到图3中第1单元(H1)和第4单元(H4)运算放大器的输入端,同理,B5次级的一个绕组经同上述一样的元件,所以,A4-12输出一组BC线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到图3中第3单元(H3)和第6单元(H6)运算放大器的输入端,B6次级的一个绕组同样在A4-15输出一组CA线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到图3中的第2单元(H2)和第5单元(H5)运算放大器的输入端,这3组线电压过零脉冲方波(方波宽度较窄,一般在300~500μs之间),与上述相电压6组方波一同连接到与非门A5~A9的有关输入端,经逻辑组合,最后输出6组系列脉冲方波Y1~Y6,Y1连接到图3的H1,Y2连接到图3的H2,…,Y6连接到图3的H6。这6组系列脉冲的相互逻辑关系是这样的,Y1只能在+A方波下才能发2个脉冲,2个脉冲之间距离为120°,在其它情况下将被闭锁不发脉冲,Y2只能在-C方波下发2个脉冲,2个脉冲之间距离同样为120°(下同),在其它情况下同样被闭锁不发脉冲(下同),同理,Y3在+B方波下发2个脉冲,Y4在-A方波下发2个脉冲,Y5在+C方波下发2个脉冲,Y6在-B方波下发2个脉冲,而且这6组脉冲波形之间互差60°,即Y2在Y1后60°发脉冲,Y3在Y2后60°发脉冲,…,Y6在Y5后60°发脉冲;Y1在Y6后60°发脉冲,Y1~Y6为360°一个周期,就这样周而复始地按上述逻辑关系顺次发脉冲;
H1(图3)连接到三极管T1的基极,电容C1的一端与T1的发射极相连,另一端连接到T1的集电极并连到比较器A1的同相输入端,当H1发第1个脉冲时,T1导通,C1通过T1放电,H1脉冲过后,T1截止,经三极管T2恒流源对C1充电,C1电位按线性律增长,因从锯齿波移相单元来的控制电压UK连接到A1的反相输入端,故当C1的电位大于UK时,比较器A1-1输出一个方波,经微分电路C3、R3微分后,与从与门A6电路来的信号一同连接到三输入与非门A2的输入端,再通过反相器A3连接到T3的基极,经T3放大,并将T3的集电极连接到光电耦合器A4、A5的输入端,A4、A5的输出端连接到图4中的1号、6号可控硅,(这就是在图2中Y1下标1.6的含意),且被触发导通。同理,H2通过上述一样的元件,连接到图4中的1号、2号可控硅,H3(同上)连接到图4中的3号、2号可控硅,H4(同上)连接到图4中的3号、4号可控硅,H5(同上)连接到图4中的5号、4号可控硅,H6(同上)连接到图4中的5号、6号可控硅。
我们知道,当控制电压UK上升或下降时,就会使比较器A1-1拖后或前移发脉冲,因而改变可控硅导通角,达到调整输出电压幅值的目的。
UK的控制,由图7中高频变压器二次侧电流互感器CT2连接到图5中的检测电路,与给定电路中来的信号进行比较,得出一个误差信号,经运算放大器放大后输出(UK),去控制可控硅移相角α的大小,从而达到调整脉冲幅度大小的目的。
本发明相比现有串联谐振逆变焊接电源具有如下优点:
1、主回路的分析计算较简单、直观,调试也容易。
2、由于采用调幅式,无须灵敏可靠的电流过零点检测装置,这样就大大简化了逆变器的控制电路,提高了运行的可靠性和稳定性。
3、由于频率固定,脉宽固定,有利于滤波器的优化设计。
4、调节范围大,可以从零调到额定值,而且抗干扰强。
5、可控硅每次均在电流接近零时关断,有时也能在零电流下导通,因此开关损耗小,效率高。
6、由振荡器产生锯齿波移相电路,去触发可控硅,因三相交流电源的频率时刻在变化着,为使可控硅触发信号与电源同步,就要用到锁相环路技术,进行频率(相位)跟踪,所谓跟踪,就是当三相交流电源频率和相位发生变化时,通过环路作用,压控振荡器的频率和相位能不断地跟踪三相交流电源的频率和相位的变化而变化,这一技术虽然可行,也较先进,但比较复杂,计算也较繁琐。本发明利用三相交流电源相与相的交点和线电压过零点这些固有同步点发脉冲,构成锯齿波移相触发电路,既简单可行,又准确稳定,提高了可靠性和稳定性。
图1是本发明调幅式串联谐振逆变弧焊电源基本原理框图。
图2是本发明三相桥式全控晶闸管式整流器触发逻辑电路原理图。
图3是本发明三相桥式全控晶闸管式整流器锯齿波移相控制触发电路原理图。
图4是本发明三相桥式全控晶闸管式整流器主电路图。
图5是本发明锯齿波移相及焊机动特性控制电路原理图。
图6是本发明逆变器频率控制电路原理图。
图7是本发明全桥场效应管式串联谐振逆变器主电路图。
图8是本发明调幅式串联谐振逆变弧焊电源各部分电路间相互连接图。
图9是本发明三相桥式全控整流器锯齿波移相控制电路波形图。
图10是本发明全桥串联谐振逆变简化电路图。
图11是本发明全桥串联谐振简化电路图的电流及功率管控制极驱动信号波形图。
图12是本发明逆变器频率控制电路原理波形图。
下面结合附图对本发明作进一步描述:
一、调幅式即幅值调整的工作原理
三相50HZ交流电压输入,经全控整流桥整流滤波,得到一幅值可调的直流电压,经由LC组成的串联谐振电路,通过大功率场效应管组构成的全桥逆变器Q交替开关作用,将频率提高到70KHZ以上的交流方波电压,再经变压器B降至适合于焊接的几十伏电压,最后还需经输出整流器D整流和滤波,变成平滑的直流电压输出。焊接电流的调节,由主回路的电流负反馈,通过电子控制电路,改变可控硅触发角α来实现。
三相桥式全控晶闸管式整流器的基本原理
在图2中小电源同步变压器B1、B2、B3初级绕组按三相星形接法连接,每只小变压器次级绕组有2组,按正、反两个极性分别连接到运算放大器A1、A2、A3输入端3、2和5、6,所以当A相电压为正半周时,A1-1输出一个方波(称为+A),A1-7输出0V,当A相电压为负半周时,A1-7输出一个方波(称为-A),A1-1输出0V,同理,B相、C相小电源同步变压器次级绕组相连接的运放A2、A3的1和7端也分别输出+B、-B,+C、-C4组方波(方波的宽度为180°,即10ms,见图9)。
小电源同步变压器B4、B5、B6的初级绕组分别连接到AB、BC、CA线电压,每只次级均有3组绕组,其中1组绕组经全波整流器D,三极管T1反相器A4,二极管,电阻等元件构成一个过零检测脉冲电路,所以反相器A4-10输出一组AB线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到图3中第1单元(H1)和第4单元(H4)运算放大器的输入端。同理,B5次级的一个绕组经同上述一样的元件,所以A4-12输出一组BC线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到图3中第3单元(H3)和第6单元(H6)运算放大器的输入端,B6次级的一个绕组经上述同样的元件,所以A4-15输出一组CA线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到图3中的第2单元(H2)和第5单元(H5)运算放大器的输入端。这3组线电压过零脉冲方波(方波宽度一般在300~500μs之间),与上述相电压6组方波一同连接到与非门A5~A9的有关输入端,经逻辑处理(见图2)后,输出6组系列脉冲方波,即A5-10、A5-11、A6-10、A7-10、A9-10、A8-10,其波形见图9。其中Y1(A5-10)连接到图3的H1,Y2(A5-11)连接到图3的H2,…Y6(A8-10)连接到图3的H6(见图8)。这6组系列脉冲的相互逻辑关系是这样的,Y1只能在+A方波下才能发2个脉冲,2个脉冲之间的距离为120°,在其它情况下将被闭锁不发脉冲,同理,Y2只能在-C方波下发2个脉冲;Y3在+B方波下发2个脉冲;Y4在-A方波下发2个脉冲;Y5在+C方波下发2个脉冲;Y6在-B方波下发2个脉冲。而且这6组脉冲之间波形的相位差为60°,即Y2在Y1后60°发脉冲;Y3在Y2后60°发脉冲,…,Y6在Y5后60°发脉冲;Y1在Y6后60°发脉冲。就这样周而复始地按图9三相交流电相电压的交点1、2、3、…、6、7、…,的顺序依次发脉冲。
现在我们再回到前面所述的当H1(Y1)发第1个脉冲时,图3中的三极管T1导通,C1通过T1放电,H1脉冲过后,T1截止,经三极管T2恒流源对C1充电,C1电位按线性律增长,当C1的电位大于控制电压UK时,比较器A1-1输出一个方波,经微分电路(C3、R3)微分后,在反相器A3-2输出一个方波(方波的宽渡在10°~20°之间,即由C3、R3的大小而定),经三极管T3放大,通过光电耦合器去触发图4中的1号、6号可控硅(这就是在图2中Y1下标1.6的含意,1.6表示A相、B相可控硅,1.2表示A相、C相可控硅,依此类推。)
我们知道,当控制电压UK上升或下降时,就会使比较器A1-1拖后或前移发脉冲,因而改变可控硅导通角,从而达到调整输出电压幅值的目的。
在图3中与门A6的作用。假如没有A6,虽然与非门A5-10(图2)在第2与第3个脉冲之间不会发脉冲,但在第2个脉冲过后,图3中的C1仍然充电,也就是说比较器A1-1在A5-10的第2各与第3个脉冲之间仍然会发脉冲,则1.6号可控硅仍然会被触发导通。设置了与门A6之后,使其在A5-10的第2个脉冲与第3个脉冲之间输出低电位,即0v(见图9+AB、-CA波形),将与非门A2-6闭锁(当A6-3=“0”时,A2-6=“1”,A3-2=“0”,T3截止)。若将A1-7直接连接到A2-5(省掉A6),则虽然在三相交流电的交点3与6之间被闭锁,但在6与7之间仍然有可能发脉冲,因为A1-7=“1”高电位,见图9),所以设置了与门A6之后,如前所述将被闭锁。
图5UK的控制,由图7中高频变压器二次侧电流互感器CT2连接到图5中的1、2两点,通过双T滤波器(R40、R41、R42、C2、C3、C4)与运算放大器A1-3的给定电位D10进行比较,并经A1放大后,由A1-7输出UK,去控制图3中的比较器A1-2的电位。
恒流外特性的控制,当焊接电流增加时,通过R2滑动点,双T滤波器,使A1-2电位上升,则A1-1电位下降,A1-7电位上升,输出电压下降,使焊接电流下降到原值,维持恒定,反之亦然。R2为给定焊接电流大小的电位器。
恒流加外拖特性的控制,其原理是,由图7输出电压取样UF连接到图5中的R37,当电弧工作电压低到某值后,A2-7输出低电位0V,通过R10,D15,R34使A1-2电位下降,于是A1-1电位上升,A1-7电位下降,使输出电压增加,焊接电流增大,达到恒流加外拖特性的要求,通过R10的调节,使其增大的电流置于允许值之内。正常时,即电弧工作电压在25v(或20v)~40v之间变化时,A2-7输出高电位,二极管D15截止,对A1-2不起作用。
焊接电流衰减通过A2-1来实现。在焊接过程中开关K2合到1位置,A2-1输出低电位0v,D14截止,对A1-2不起作用。在焊接终了之前,将K2合到2位置,12v电源通过R11对C8进行充电,其电位逐步升高,A2-1的电位也逐步上升,通过D14,R33作用到A1-2,使其A1-1电位逐步下降,A1-7电位逐步升高,于是焊接电流逐步衰减至零,以使在收弧时填满弧坑。R11阻值的大小,可以调节收弧时间长短。短路电流限制和焊接电流递增过程的控制,这部分原理由T4、T5、T6、A3-7,D6,D16,D18,R51,R52,R13,R53等元件组成,当焊接刚开始时,由于正、负极短接(U0=0)。所以电流较大,故T4、T5饱和导通,C9电位逐步上升,A3-7电位逐步下降至0v,但由于C9电位逐步上升,通过D16以及R51、R52、R53,R13的分压,最终使a点电位逐步上升至某一值为止,因A3-7最低有个限值,C9最高也有个限值12v,因而在焊接开始时,焊接电流有个递增过程,短路电流也被限制在一定值之内。
二、串联谐振逆变器的工作原理
在图7变压器B原边电路中串接一个LC电路,便成了一个串联谐振逆变器电路图。它的简化电路图如图10所示,现就图10说明其原理。
假定T1、T4在t1(图见11)时刻导通,此时电源E通过T1、B、L、C、T4形成回路,由于是串联电路,所以只要逆变器的工作频率f等于回路的谐振频率
时,回路就发生谐振,而且当回路的品质因素Q(Q=ω0L/R,ω0=2πf0,R为回路电阻)值足够大时,则回路中的电流i所含的谐波分量很少,而且电流i非常接近正弦波,同时,因回路中存在电感L和电容C,所以当到t2时,电流i到0,根据LC串联谐波电路理论,此刻电容C上的电压会高于电源电压E(电容C上的电压是电源电压E的Q倍),故i反向通过D1、D4又流回电源,仍呈正弦律变化,在此期间应撤除T1、T4的驱动信号。到t3时,T2、T3导通,则电路又以类似的上述过程发生振荡。这里要说明的是在T2、T3导通初期(t3~t4),若电容C上的电压仍高于电源电压E时,则电容C将通过L、B、T3、D4回路放电(见图10虚线所示),根据L、C参数大小不同的情况,放电时间长短和电流大小也不一样,如图11波形所示。由此可见,在半周内负载电流i部分地接正弦律变化,不是一个完整的正弦波。
从上面的分析可知,由于是串联电路,所以当回路发生谐振时,回路中的电流达最大值,回路阻抗表现为纯阻性质,此时回路中的电流i与输入方波电压同相,也就是说当电流i过0点时刻,正好也是桥臂功率管的驱动信号撒除的时刻,这也就是调幅式串联谐振逆变器无须电流i过0点检测装置所致。
当开关的工作频率大于谐振频率时,LC的作用相当于一个电感L,谐振电路阻抗等值于LR电路,当开关的工作频率小于谐振频率时,LC的作用相当于一个电容C,此时谐振电路阻抗等值于RC电路,所以只要开关的工作频率偏离回路的谐振频率时,就会在回路的阻抗上引起电压降落,这也就是通过改变开关的工作频率来控制其输出电压大小的目的,即所谓调频调压和调频调功。但主回路的分析计算较繁琐,既要考虑LC两个参数之间互相搭配(其中L应包含线路电感和变压器漏感,C应包含功率器件的寄生电容以及线路和变压器的分布电容),又要考虑焊机在各种负载如轻载、额定负载、重载和空载情况下各种特性均要符合焊接要求,所以数学分析较复杂。同时主回路中各元件的工作电流、电压数值也不直观。如回路始终在谐振情况下工作,谐振电路阻抗表现为纯阻性质,计算就简单了。
还有,当逆变器的工作频率低于谐振频率较多时,负载电流i就会出现断续现象,这对焊接不利,这就是串联谐振逆变器调节范围受到限制的原因。
现在我们再回过头来,看看逆变器的工作频率是如何调整的?
在图6中由运算放大器A1及电容C1、三极管T6、T7,二极管、电阻等元件组成一个自激方波电压发生器,通过T1连接到与非门A2的输入端1.2,由A2-3输出一列方波,再通过D型触发器A3,其
Q输出端与D端连接,构成一分频电路,即D型触发型输出端频率为A2-3频率的一半,然后经与非门A2的逻辑处理,分别由A2-10、A2-11输出两列互成180°的方波。
A2-10输出的方波经三极管T2、T4放大,通过脉冲变压器B1的耦合,其次级有2个绕组,分别连接到图7中场效应管V1、V4的控制极,同理,A2-11输出的方波,连接到图7中的场效应管V2、V3的控制极,这样V1、V4和V2、V3交替导通和截止,则在高频变压器B次级绕组输出交流方波,本发明频率设计在70KHZ~100KHZ之间。
T6的作用是,当A2-10为低电位时,T6导通(T7因此刻A2-11为高电位而截止,见图12),通过R2的调节可改变A2-10方波的宽度。也即调整逆变器的频率。同理,通过T7可改变A2-11方波的宽度。R1阻值的调整可改变两个脉冲之间的宽度,也即改变同一桥臂为了防止两管直通即死区的宽度。
短路保护,这部分原理由图7中的A1、反相器A2与非门A3等元件组成,正常时,直流电压经电阻R6、R7分压,并经稳压管D4、D5稳压后,使A1-1输出低电位(0v),同时一次侧电流互感器CT1经整流管D3整流后,也使A1-7输出低电位0v(整定时,此电流应躲过二次侧正、负极短接时的焊接短路电流),故A2-2=“1”,A2-4=“1”,A3-4=“0”,A2-6=“1”,这一切均使电路按正常方式运行,短路时,E1(图7)点的电位降至0v,由于有C1和D8的存在,使A1-1输出高电位,这时A2-2=“0”,A3-4=“1”(e3=1),A2-6=“0”(e4=0),e3=1即输出高电位(12v),使T2、T3(图6)饱和导通,T4、T5截止,封闭V1、V4和V2、V3(图7)场效应管,同时e4=0,使图3中的A2-6=“1”,A3-2=“0”,T3截止,将图4中的6只可控硅全部封锁,不让导通。同理,若短路电流超过整定值时,A1-7也输出高电位,与上述过程同,使功率管全部封锁。
Claims (1)
1、一种调幅式串联谐振逆变弧焊电源,其特征在于:
由运算放大器A1及电容C1、电阻、二极管,三极管T6、T7构成一个自激方波电压发生器,通过三极管T1连接到与非门A2的输入端1、2,由A2-3输出一列方波,再连接到D型触发器A3,其
Q输出端与D端连接,构成一分频电路,然后经与非门A2的逻辑组合,分别由A2-10、A2-11输出两列互成180°的方波;A2-10输出的方波连接到三极管T2、T4,通过脉冲变压器B1的耦合,其次级有2个绕组,分别连接到场效应管V1、V4的控制极,同理,A2-11输出的方波,连接到的场效应管V2、V3的控制极;
由小电源同步变压器B1、B2、B3初级绕组按三相星形接法连接,每只小变压器次级绕组有2组,按正、反两个极性分别连接到运算放大器A1、A2、A3输入端3、2和5、6;小电源同步变压器B4、B5、B6的初级绕组分别连接到AB、BC、CA线电压,每只B4、B5、B6的次级均有3组绕组,其中B4的1组绕组经全波整流器D,三极管T1,反相器A4,二极管,电阻元件构成一个过零检测脉冲电路,其余2个绕组分别连接到第1单元(H1)和第4单元(H4)运算放大器的输入端,同理,B5次级的一个绕组经同上述一样的元件,在A4-12输出一组BC线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到第3单元(H3)和第6单元(H6)运算放大器的输入端,B6次级的一个绕组同样在A4-15输出一组CA线电压过零脉冲方波,其余2个绕组分别连接到第2单元(H2)和第5单元(H5)运算放大器的输入端,与上述相电压6组方波一同连接到与非门A5~A9的有关输入端,经逻辑组合,最后输出6组系列脉冲方波Y1~Y6,Y1连接到H1,Y2连接到H2,…,Y6连接到H6;H1连接到三极管T1的基极,电容C1的一端与T1的发射极相连,另一端连接到T1的集电极并连到比较器A1的同相输入端,经微分电路C3、R3微分后,与从与门A6电路来的信号一同连接到三输入与非门A2的输入端,再通过反相器A3连接到T3的基极,经T3放大,并将T3的集电极连接到光电耦合器A4、A5的输入端,A4、A5的输出端连接到1号、6号可控硅,同理,H2通过上述一样和元件,连接到1号、2号可控硅,H3(同上)连接到3号、2号可控硅,H4(同上)连接到3号、4号可控硅,H5(同上)连接到5号、4号可控硅,H6(同上)连接到5号、6号可控硅。
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