CN104836466A - 基于60°坐标系的三相vienna整流器及控制方法 - Google Patents

Abstract

基于60°坐标系的三相VIENNA整流器及控制方法，它涉及一种三电平VIENNA整流器及其控制方法。本发明的目的是为了解决现有技术的电网功率因数低，网侧谐波成分高，系统稳定性差的问题。本发明包括电感组、主电路、DSP控制系统、驱动模块、网侧电压信号处理电路、网侧电流信号处理电路、直流电压采样模块和负载，电感组包括第一电感、第二电感和第三电感，主电路包括三相VIENNA整流电路，电网分别通过第一电感、第二电感和第三电感与三相VIENNA整流电路的输入端建立连接，三相VIENNA整流电路的输出端与负载建立连接。本发明的装置和方法改善了电网的功率因数，提高系统响应速度，增强系统的稳定性。

Description

基于60°坐标系的三相VIENNA整流器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相VIENNA整流器及其控制方法，具体涉及基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器及其控制方法，属于高效整流器技术领域。

背景技术

随着科技的发展，大量的电力电子装置在日常生活中得以使用，造成了电能质量下降。为了提高电网的功率因数，降低电流总谐波畸变率，PWM整流技术得到了人们的日益关注。由于电压和功率等级的提高，传统两电平变换器难以实现高电压大功率化，器件的承受电压电流能力也受到限制。

与两电平PWM变换器相比，三电平PWM可以有效的减少系统谐波含量，降低对网侧电抗器的要求，从而降低系统成本。随着这种三电平以及多电平PWM技术的发展，出现了新型三电平拓扑结构整流器，如二极管钳位电路和VIENNA整流器，其中VIENNA整流器具有电路结构简单、功率器件电压应力低、效率高、不存在桥臂直通问题等优点。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术的电网功率因数低，网侧谐波成分高，系统稳定性差的问题。

本发明的技术方案是：基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器，包括电感组、主电路、DSP控制系统、驱动模块、网侧电压信号处理电路、网侧电流信号处理电路、直流电压采样模块和负载，所述电感组包括第一电感、第二电感和第三电感，主电路包括三相VIENNA整流电路，电网分别通过第一电感、第二电感和第三电感与三相VIENNA整流电路的输入端建立连接，三相VIENNA整流电路的输出端与负载建立连接，网侧电压信号处理电路的输入端接在电网与电感组之间，网侧电流信号处理电路的输入端接在电感组与三相VIENNA整流电路的三相输入端之间，网侧电压信号处理电路的输出端和网侧电流信号处理电路的输出端连接DSP控制系统，直流电压采样模块的输入端连接三相VIENNA整流电路的输出端，直流电压采样电路的输出端连接DSP控制系统，DSP控制系统的输出端通过驱动模块与VIENNA整流电路建立连接。

所述基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器包括辅助电路，辅助电路包括开关电源和过流保护电路，所述过流保护电路包括电压比较器和钳位二极管，电压比较器的反相输入端与网侧电流信号处理电路的输出端建立连接，电压比较器的输出端经钳位二极管的中点与DSP控制系统建立连接，保证系统在一个安全电流内工作。

所述三相VIENNA整流电路包括三个结构相同的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，第一桥臂包括功率管、第一续流二极管、第二续流二极管、第一钳位电路和第二钳位电路，第一钳位电路包括串联的第一开关二极管和第二开关二极管，第二钳位电路包括串联的第三开关二极管和第四开关二极管，所述功率管的集电极连接第一续流二极管的正极，功率管的发射极连接第二续流二极管的负极，第一钳位电路的一端和第二钳位电路的一端接在第一续流二极管与功率管的集电极之间，第一钳位电路另一端和第二钳位电路的另一端接在功率管的源极与第二续流二极管与之间，与二极管钳位电路相比，拓扑结构简单，功率管仅为钳位电路的四分之一，为此只需要三个驱动电路。所述的整流电路采用功率管IGBT，具有开关损耗小，耐压能力强、饱和压降低，电压、电流容量较大等优点，为此可提高功率管的电流等级。功率器件少，仅需三个驱动电路，降低系统成本，功率管的通断不会造成桥臂直通现象，无需设置死区，简化了硬件电路结构，减小了电路的体积；通过使输入电流正弦化，实现单位功率因数运行。

所述网侧电压信号处理电路包括变压器、RC滤波电路、比较器、二极管和反相整形电路，变压器的输出端通过RC滤波电路连接比较器的同相输入端，比较器的输出端通过二极管连接反相整形电路，反相整形电路的输出端为网侧电压信号处理电路的输出端。

所述网侧电流信号处理电路包括电流霍尔传感器、采样电阻、电压跟随电路、反相加法电路和反相比例电路，所述电流霍尔传感器的输出端电压跟随电路，电压跟随电路的输出端连接反相加法电路的输入端，反相加法电路的输出端连接反相比例电路的输入端，反相比例电路的输出端为网侧电流信号处理电路的输出端，采样电阻的一端连接在电流霍尔传感器与电压跟随电路的输入端，另一端接地，电流霍尔传感器副边电流由电阻RM进行采样得到UM，经过隔离、偏置、低通滤波和嵌位处理后输入到A/D转换芯片中。

所述反相加法电路包括运算放大器、第一电阻、第二电阻和第三电阻，第一电阻的一端与电压跟随器的输出端连接，第一电阻的另一端连接运算放大器的反相输入端，第二电阻的一端连接运算放大器的反相输入端，另一端为电源输入端，第三电阻并接在运算放大器的反相输入端与输出端之间，所述第一电阻的阻值＝第二电阻的阻值＝第三电阻的阻值。

所述驱动模块包括三个结构相同驱动电路，所述驱动电路包括光耦和反压电路，光耦的输出端连接反压电路的输入端，反压电路的输出端与三相VIENNA整流电路的功率管建立连接，光耦的输入端为驱动模块的输入端，反压电路的输出端为驱动模块的输出端。

基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器的控制方法，包括以下步骤：

步骤一，对DSP控制系统进行初始化，开始捕捉中断程序，具体为：设置触发条件，通过网侧电压信号处理电路将正弦电网电压信号换位方波脉冲信号并送至DSP控制系统的中断捕获端，将两次送入中断DSP控制系统的信号作差得到系统的电网频率，当电网频率符合触发条件时，进入中断子程序；

步骤二，进行中断程序，具体包括：首先判断系统是否处于故障状态，当系统出现故障时，记录下故障类型，并关闭PWM模块，同时切断系统主电路，当系统无故障时，进入A/D采样子程序，读取A/D采样结果，通过谐波检测算法计算得到补偿电流指令信号，运用60°坐标系SVPWM调制实现电流跟踪控制，得出DSP控制系统的比较寄存器中的比较值，最后利用DSP控制系统事件管理器输出PWM脉冲驱动三相VIENNA整流电路中的功率管；

基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器的控制方法，还包括利用滞环控制法调节正负小矢量的作用时间，实现中点电压的平衡控制的步骤，具体为：设定滞环宽度，通过检测直流分压电容电压差判断电容电压调节方向，当电压差值大于系统设定的滞环宽度时，调整正负小矢量的作用时间，从而使分压电容电压趋于平衡，设调节因子为f，T₀为调节前的负小矢量作用时间，调节后的负小矢量作用时间T_p为：

$T_p=\frac{T_0}{2}(1+f),-1\≤f\≤1$

正小矢量作用时间T_q为：

$T_q=\frac{T_0}{2}(1-f),-1\≤f\≤1$

将调整后的作用时间进行重新分配，进而使电压矢量作用时间改变。

所述60°坐标系SVPWM调制过程包括以下步骤：

步骤1，利用前馈解耦的电压电流双闭环控制策略，得到电压矢量在dq坐标系下的分量，经过Park反变换得到g-h坐标系；

步骤2，根据g-h坐标系建立空间矢量关系图，给定一个参考电压空间矢量U_ref，将电压空间矢量坐标向上或向下取整得到参考电压空间矢量U_ref的4个基本矢量V_UD、V_DU、V_UU和V_DD，具体为：

$\left\{\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{UD}}={\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \underset{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T& V_{\mathrm{DU}}={\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T\\ V_{\mathrm{UU}}={\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T& V_{\mathrm{DD}}={\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \underset{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T\end{array}\right.;$

其中，V_UD,V_DU分别为第一基本矢量和第二基本矢量V_UU和V_DD为第三基本矢量，V_rh为参考矢量在h轴的投影；V_rg为参考矢量在g轴的投影；V _rh 参考矢量在h轴的投影向下取整；V _rg 参考矢量在g轴的投影向下取整；参考矢量在h轴的投影向上取整；参考矢量在g轴的投影向上取整；

步骤3，判断参考电压空间矢量所在的大扇形区域和小扇形区域，利用步骤二得到的基本矢量，通过伏秒平衡原理得到矢量作用时间T₁、T₂和T₃，表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{refg}}\×T_S=V_{1g}\×T_1+V_{2g}\×T_2+V_{3g}\×T_3\\ V_{\mathrm{refh}}\×T_S=V_{1h}\×T_1+V_{2h}\×T_2+V_{3h}\×T_3\\ T_S=T_1+T_2+T_3\end{array}\right.;$

当第三基本矢量为为V_UU时得到：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=(V_{\mathrm{refh}}-V_{\mathrm{UUh}}){\×T}_s\\ T_2=(V_{\mathrm{refg}}-V_{\mathrm{UUg}})\×T_s\\ T_3=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.$

当第三基本矢量为V_DD时得到：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=(V_{\mathrm{refg}}-V_{\mathrm{DDg}}){\×T}_s\\ T_2=(V_{\mathrm{refh}}-V_{\mathrm{DDh}})\×T_s\\ T_3=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.$

其中，T_s：系统采样周期；V_refh：为参考矢量在h轴的投影；V_refg：为参考矢量在g轴的投影；

步骤4，设开关矢量所对应的所有开关状态为：

$\left[\begin{array}{c}k\\ k-g\\ k-g-h\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}k\\ k-g\\ k-g-h\end{array}\right]\∈\left[\mathrm{0,2}\right]$

式中，g、h为合成参考矢量的基本电压矢量坐标值，通过在合理的范围内选择k值，得出三电平变换器的三相开关状态。

本发明与现有技术相比具有以下效果：本发明的装置改善了电网的功率因数，即保留了可以有效的抑制谐波，减小谐波成分，使电流畸变减少的优点，还对传统SVPWM控制算法进行了优化，使得算法更加简洁，提高系统响应速度，从而提高系统的稳定性。本发明的控制方法采用60°非正弦坐标系下的空间矢量技术，在60°坐标系下进行扇区的划分，且各基本电压矢量可以使用整数表示，区域判定过程简单，不涉及三角函数运算，实现对VIENNA整流电路中功率管的驱动控制，三电平PWM整流器输出电压谐波含量小，从而降低了交流侧滤波电感的设计难度，不仅减小系统体积，而且简化了扇区的判断及基本矢量的合成，缩短了计算时间，提高系统响应速度，增强系统的稳定性，同时降低了系统的成本，提高电能质量的目的，所述VIENNA整流电路具有电路结构简单、功率器件电压应力低、效率高、不存在桥臂直通的优点。

附图说明

图1，本发明的整体结构框图；

图2，VIENNA拓扑结构图；

图3，VIENNA整流器简化电路图；

图4，VIENNA整流器工作原理(电网电压正半周)；

图5，VIENNA整流器工作原理(电网电压负半周)；

图6，三电平SVPWM空间矢量图；

图7，VIENNA整流器矢量控制框图；

图8，g-h坐标系三电平空间矢量图；

图9，参考电压矢量所在小扇区图；

图10，作用时间分布对比图；

图11，网侧电压信号处理电路图；

图12，网侧电流信号处理电路图；

图13，驱动电路电路图；

图14，过流保护电路图；

图15，系统主程序流程图；

图16，捕获中断流程图；

图17，A/D中断程序流程图；

图18，中点电压调节程序流程图。

具体实施方式

结合附图说明本发明的具体实施方式，本发明的基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器，包括电感组、主电路、DSP控制系统、驱动模块、网侧电压信号处理电路、网侧电流信号处理电路和直流电压采样模块，所述电感组包括第一电感、第二电感和第三电感，主电路包括三相VIENNA整流电路，电网分别通过第一电感La、第二电感Lb和第三电感Lc与三相VIENNA整流电路的输入端建立连接，网侧电压信号处理电路的输入端接在电网与电感组之间，网侧电流信号处理电路的输入端接在电感组与三相VIENNA整流电路的三相输入端之间，网侧电压信号处理电路的输出端和网侧电流信号处理电路的输出端连接DSP控制系统，直流电压采样模块的输入端连接三相VIENNA整流电路的输出端，直流电压采样电路的输出端连接DSP控制系统，DSP控制系统的输出端通过驱动模块与VIENNA整流电路建立连接，本实施方式的DSP控制系统包括TMS320F2812芯片，其中DSP2812最高频率可达150MHz，该芯片外设包括16路12位精度ADC、2路SCI以及两个事件管理模块EVA、EVB，每个事件管理模块包括6路全比较PWM/CMP、2路QEP和3路CAP。

所述基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器包括过流保护电路，所述过流保护电路包括电压比较器1和钳位二极管电路2，电压比较器1的反相输入端与网侧电流信号处理电路的输出端建立连接，电压比较器1的输出端经钳位二极管电路2的中点与DSP控制系统建立连接，所述电压比较器1为LM393，电流信号接LM393的反相输入端，当电路中电流在正常范围内时，LM393输出+5V高电平，经过+3.3V和二极管钳位，最终输出+3.3V高电平，当电路中电流过大时，LM393输出0V低电平，电路最终输出为0V，此时将触发PDPINTA中断，DSP响应中断、封锁PWM输出信号，以达到过流保护的目的。

所述三相VIENNA整流电路包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂，所述第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂结构相同，第四桥臂包括串联的第一电容C1和第二电容C2，第一桥臂包括功率管Sa、第一续流二极管D+、第二续流二极管D-、第一钳位电路和第二钳位电路，第一钳位电路包括串联的第一开关二极管D1和第二开关二极管D3，第二钳位电路包括串联的第三开关二极管D2和第四开关二极管D4，所述功率管Sa的集电极连接第一续流二极管D+的正极，功率管Sa的发射极连接第二续流二极管D-的负极，第一钳位电路的一端和第二钳位电路的一端接在第一续流二极管D+与功率管Sa的集电极之间，第一钳位电路另一端和第二钳位电路的另一端接在功率管Sa的发射极与第二续流二极管D-与之间，三相VIENNA整流电路的每个桥臂的一个功率管Sa和四个二极管构成的双向开关，第一续流二极管D+和第二续流二极管D-起续流作用。

所述三相VIENNA整流电路的第二桥臂包括第二桥臂包括功率管Sb、第二续流二极管D2+、第二续流二极管D2-、第三钳位电路和第四钳位电路，第三钳位电路包括串联的第五开关二极管D5和第七开关二极管D7，第四钳位电路包括串联的第六开关二极管D6和第八开关二极管D8；第三桥臂包括功率管Sc、第一续流二极管D3+、第二续流二极管D3-、第第五钳位电路和第六钳位电路，第五钳位电路包括串联的第九开关二极管D9和第十一开关二极管D11，第六钳位电路包括串联的第十开关二极管D10和第十二开关二极管D12。

所述三相VIENNA整流电路的工作原理为：三相VIENNA整流电路的工作状态与功率器件的开关状态和交流侧的电流方向有关，每一相桥臂都可以等效成为一个正向和反相Boost电路，三相三线制结构流入M点的一相电流通过另外两相构成回路，以一相电流流通路径为例，可根据电网电压的极性分别加以讨论。

(1)当电网电压在正半周时，所得回路如图4所示。

当功率管Sa导通是，电流通过N—La—D1—Sa—D4—M，此过程中，电流Va>0，电流不断增大，电感La充电储能，此时A点电位相对于中点电容而言电位为0；当功率管Sa关断是，电流通过续流二极管D-续流，电流路径为N—La—D1—D+—C1—M，电感释放能量，对电容C1进行充电，此时A点相对于电容中点电位为1/2Vdc。此过程相当于Boost电路充放电的过程。

(2)当电网电压在负半周时，所得回路如图5所示。

在电网电压为负半周时，功率管导通时，A点电位被钳位至电容中点M，A点对中点电位为0。电流流通路径M—D2—Sa—D3—La—N。当功率管关断时，电流通过续流二极管D+续流，续流通路为M—C2—D1-—D3—La—N。A点相对于电容中点电位为-1/2Vdc。这一过程相当于反向Boost电路。

当去掉所述三相VIENNA整流电路每个桥臂的第一续流二极管和第二续流二极管，将剩余电路提取出来，并得到它的等效电路图，其中等效所得电路图即可分别看做双向开关Sa、Sb和Sc；通过对每个桥臂简化，得到三相三电平VIENNA整流器的等效电路图，如图3所示。

简化后的电路中，开关所承受的最大反向电压为直流输出全压，而简化前所有的二极管及功率管所承受的最大反相电压为输出电压的一半。

在三相三电平电路中，通过控制每个桥臂双向开关的通断结合电流流向，每相交流侧都有1/2Vdc、-1/2Vdc、0三种电平状态。重新定义一个开关函数，设S_i(i＝a，b，c)为第i相的开关函数，则可以将S_i表示为。

所以三电平整流器共有3³＝27中电平状态，其中，(1 1 1)以及(-1 -1 -1)为两种无效状态。则对于25种电平状态得到了25种电压矢量，其中包括12个小矢量(其中6个正小矢量和6个负小矢量)，6个中矢量，6个大矢量和1个零矢量，认为V_C1＝V_C2＝V_dc/2，按模值不同，将25个矢量按大小分为零矢量、小矢量、中矢量、大矢量。对应的模值分别为0、V_dc/3、2V_dc/3，可以产生19个不等的电压矢量，25个顶点组成了一个正六边形的空间矢量图，如图6所示([P O N]分别对应VIENNA的[1 0 -1]三个状态量)，矢量表为：

表1矢量表：

所述网侧电压信号处理电路包括变压器T、RC滤波电路3、比较器4、二极管D和反相整形电路5，变压器T的输出端通过RC滤波电路3连接比较器4的同相输入端，比较器4的输出端通过二极管D连接反相整形电路5，反相整形电路5的输出端为网侧电压信号处理电路的输出端，本实施方式的比较器4为LM339，反相整形电路5包括反向器74HC06，用变比为220：6的降压变压器T对电网电压进行降压处理，得到有效值为6V左右与电网同频同相的正弦信号，该信号经过RC滤波电路3后接入LM339的同相输入端，LM339的反相端接地，此时，当电网电压大于零时，LM339输出+15V的高电平；当电网电压小于零时，LM339输出0V的低电平，通过+5V电源和上拉电阻R2将+15V高电平信号变为+5V，二极管D起单向导通作用，此时的信号为50％占空比的方波信号，该信号经过74HC06整形，由+3.3V电源和上拉电阻R4将+5V的方波信号变为+3.3V的方波信号，以满足DSP2812对输入信号的电压范围要求，此时与电网电压同频反相的方波信号进入了DSP。通过DSP的捕获单元接口CAP3捕获该方波信号的下降沿，即可得到电网电压的过零点，相邻两次捕获操作的时间间隔即为电网电压的周期。

所述网侧电流信号处理电路包括电流霍尔传感器、采样电阻RM、电压跟随电路7、反相加法电路8和反相比例电路9，所述电流霍尔传感器的输出端电压跟随电路7，电压跟随电路7的输出端连接反相加法电路8的输入端，反相加法电路8的输出端连接反相比例电路9的输入端，反相比例电路9的输出端为网侧电流信号处理电路的输出端，采样电阻RM的一端连接在电流霍尔传感器与电压跟随电路7的输入端，采样电阻RM另一端接地，所述的电流霍尔传感器采用电流霍尔模块CHB-25NP实现三相电流检测，传感器输出的电流信号通过采样电阻RM转换为电压信号，该电压信号是与被测电流存在一定的比例关系的交流信号，需要将其叠加一定的偏置电压后才能进入DSP进行计算。由于DSP2812内部A/D采样的电压范围为0～3V，故偏置电压选为1.5V，采样电流最大值对应的电压选为2.5V，采样电流最小值对应的电压选为0.5V，即电压的幅值设为1V，也就是测量电阻上的电压幅值为1V。V_M经过电压跟随电路7阻抗隔离之后与1.5V直流偏置一同进入反相加法电路8。此时的电压信号在-2.5V～-0.5V之间，再经过反相比例电路9，最后输出0.5V～2.5V的电压信号进入DSP的A/D口。

所述反相加法电路8包括运算放大6、第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3，第一电阻R1的一端与电压跟随电路7的输出端连接，第一电阻R1的另一端连接运算放大6的反相输入端，第三电阻R3并接在运算放大6的反相输入端与输出端之间，第二电阻R2的一端连接运算放大6的反相输入端，另一端为电源输入端，所述第一电阻R1的阻值＝第二电阻R2的阻值＝第三电阻R3的阻值。

所述驱动模块包括三个结构相同驱动电路，所述驱动电路包括光耦10和反压电路11，光耦10的输出端连接反压电路11的输入端，反压电路11的输出端与三相VIENNA整流电路的功率管建立连接光耦10的输入端为驱动模块的输入端，反压电路11的输出端为驱动模块的输出端，本文使用TLP250做为系统驱动控制芯片，使用光耦10驱动可以实现强弱电信号的隔离，降低系统功率单元对核心控制单元的干扰。同时，光耦10输出端所接反压电路11可以保证功率管的可靠关断，防止误导通造成功率开关器件损坏，提高系统可靠性。

基于60°坐标系下的三相VIENNA整流器的控制方法，包括以下步骤：

步骤一，对DSP控制系统进行初始化，开始捕捉中断程序，具体为：设置触发条件，通过网侧电压信号处理电路将正弦电网电压信号换位方波脉冲信号并送至DSP控制系统的中断捕获端，将两次送入中断DSP控制系统的信号作差得到系统的电网频率，当电网频率符合触发条件时，进入中断子程序；

步骤二，进行中断程序，具体包括：首先判断系统是否处于故障状态，当系统出现故障时，记录下故障类型，并关闭PWM模块，同时切断系统主电路，当系统无故障时，进入A/D采样子程序，读取A/D采样结果，通过谐波检测算法计算得到补偿电流指令信号，运用60°坐标系SVPWM调制实现电流跟踪控制，得出DSP控制系统的比较寄存器中的比较值，最后利用DSP控制系统事件管理器输出PWM脉冲驱动三相VIENNA整流电路的功率管；

所述60°坐标系SVPWM调制过程包括以下步骤：

谐波检测算法：Clark、Park变换，Clark变换为：通过坐标变换，将变量由三相静止坐标下转换成两相静止αβ坐标系下，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=C_{32}\·\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

其中， $C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right];$

式中，i_a、i_b、i_c为三相电流的瞬时值；i_α、i_β为经转换后的两相电流；

对i_α和i_β进行Park变换得到有功和无功电流分量i_d和i_q，具体为下式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=C\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

其中， $C=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& -\cos \mathrm{\ωt}\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\end{array}\right];$

根据所得的电压电流的有功与无功分量，由电流前馈解耦控制算法得出：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_d^{*}=-(K_p+\frac{K_I}{S})(i_d^{*}-i_d)+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+V_d\\ V_q^{*}=-(K_p+\frac{K_I}{S})(i_q^{*}-i_q)-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+V_q\end{array}\right.$

式中：解耦后所得的有功电压值；解耦后所得的无功电压值；K_p：比例系数；K_I：积分系数；输出电压的采样值与给定值做差所得到的电压指令值；系统无功电流指令值；ωL：网侧输入电感的等效感抗；V_d、V_q为经坐标变换后所得的电压有功和无功分量。

通过上式得到指令电压矢量值在dq坐标系的分量，再经过Park反变换即可得到在αβ坐标系下的分量；也就是指令电压矢量在αβ坐标轴中的投影。由于d轴代表有功分量，q轴表示无功分量，通过解耦后的电压电流可以分别控制系统的有功与无功。指令电流矢量可以通过下面的公式获得：

$i_d^{*}=(K_1+\frac{K_2}{S})(V_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{dc}})$

式中，V_ref直流电压给定值；V_dc：实际直流电压采样值；K₁：比例系数；K₂：积分系数，通过αβ坐标系下的电压分量经过Park反变换，得到αβ坐标系下的(V_rα,V_rβ)，利用下式变换矩阵C得到g-h坐标系下的坐标，

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{rg}}\\ V_{\mathrm{rh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& -\frac{1}{\sqrt{3}}\\ 0& \frac{2}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{r\α}}\\ V_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]=C\·\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{r\α}}\\ V_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]$

式中，(V_rg，V_rh)为坐标变换后g-h轴下的系数，矩阵C为α-β坐标系到g-h坐标系的变换矩阵，通过上述坐标变换，运用类似传统空间矢量的方式，可以得到g-h坐标系下的空间矢量关系图，如图8所示；

步骤1，利用前馈解耦的电压电流双闭环控制策略，得到电压矢量在dq坐标系下的分量，经过Park反变换得到g-h坐标系，具体包括：

如图7，输出电压的采样值与给定值做差，经PI调节器可以得到电流指令值；

步骤2，根据g-h坐标系建立空间矢量关系图，给定一个参考电压空间矢量U_ref，将电压空间矢量坐标向上或向下取整得到参考电压空间矢量U_ref的4个基本矢量V_UD、V_DU、V_UU和V_DD，具体为：

$\left\{\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{UD}}={\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \underset{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T& V_{\mathrm{DU}}={\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T\\ V_{\mathrm{UU}}={\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T& V_{\mathrm{DD}}={\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \underset{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T\end{array}\right.;$

其中，V_UD,V_DU分别为第一基本矢量和第二基本矢量V_UU和V_DD为第三基本矢量，V_rh为参考矢量在h轴的投影；V_rg为参考矢量在g轴的投影；V _rh 参考矢量在h轴的投影向下取整；V _rg 参考矢量在g轴的投影向下取整；参考矢量在h轴的投影向上取整；参考矢量在g轴的投影向上取整；

从空间关系上可以确定参考矢量的合成必定需要V_UD,V_DU这两个基本矢量，而第三个基本矢量的确定，则由参考矢量与这两基本矢量的关系所决定，V_UD,V_DU坐标连线上任何一点的gh坐标之和均等于V_UD,V_DU的gh坐标之和，即：

g+h＝V_UDg+V_UDh

式中，g、h：为60°坐标系下g-h坐标；V_UDg、V_UDh：为合成矢量在g-h坐标系下在g、h轴上的投影。

因此，只需判断参考矢量U_ref的gh坐标之和与U_UD或U_DU的gh坐标之和之间的关系就可以确定第三个基本电压矢量，当参考矢量的gh坐标之和大于U_UD的gh坐标之和时，U_UU为第三个基本电压矢量，否则，U_DD为第三个基本电压矢量。关系式如下：

步骤3，判断参考电压空间矢量所在的大扇形区域和小扇形区域，具体为：当U_ref落在不同象限中时，其在g-h坐标轴上的投影具有互异性，当U_ref落在Ⅰ扇区时，其在g-h坐标轴上的投影均大于0，当U_ref落在Ⅳ扇区时，其在g-h坐标轴上的投影均小于0，这样就可以判断U_ref是否在Ⅰ、Ⅳ扇区中。Ⅱ、Ⅲ扇区中g-h坐标轴上的投影正负关系相同，这样就需要引入新的判据对参考电压矢量所在扇区情况进行判定，通过研究发现Ⅱ、Ⅲ扇区中Urg+Urh值不同，因此通过判断Urg+Urh与0的关系就可以确定具体扇区，Ⅴ、Ⅵ扇区可以使用相同的判断方法。通过上述方式就可以完成对判断得出，大扇区判断如表2所示：

表2，大扇区判断表：

根据参考矢量所在的大扇区，对于小扇区的判断与传统的SVPWM调制方式类似，需要特殊的直线区分参考矢量所在的小扇区，如图9所示，通过判断|V_rg|、|V_rh|与数值1的关系可以区分V_ref在扇区2、4的两种情况；对于小扇区1、3，│V_rg│、│V_rh│符号相同，由(1,0)与(0,1)坐标构成直线方程为V_rg+V_rh＝1，而扇区1、3分别在该直线两侧，因此通过判断V_rg+V_rh与1关系即可区分扇区1、3，第Ⅰ大扇区中小扇区确定方法如表3所示，其它各大扇区中小扇区的确定方法类似。

表3扇区的确定表：

根据上述过程得到的参考矢量所在的区间，利用步骤二得到的基本合成矢量，通过伏秒平衡原理得到矢量作用时间T₁、T₂和T₃，表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{refg}}\×T_S=V_{1g}\×T_1+V_{2g}\×T_2+V_{3g}\×T_3\\ V_{\mathrm{refh}}\×T_S=V_{1h}\×T_1+V_{2h}\×T_2+V_{3h}\×T_3\\ T_S=T_1+T_2+T_3\end{array}\right.;$

当第三个矢量V₃为V_UU时得到：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=-(V_{\mathrm{refh}}-V_{\mathrm{UUh}}){\×T}_s\\ T_2=-(V_{\mathrm{refg}}-V_{\mathrm{UUg}})\×T_s\\ T_3=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.$

当第三个矢量V₃为V_DD时得到：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=(V_{\mathrm{refg}}-V_{\mathrm{DDg}}){\×T}_s\\ T_2=(V_{\mathrm{refh}}-V_{\mathrm{DDh}})\×T_s\\ T_3=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.$

T₁、T₂、T₃分别是三个矢量的作用时间；T_s：系统采样周期；V_refh：为参考矢量在h轴的投影；V_refg：为参考矢量在g轴的投影；

步骤4，设开关矢量所对应的所有开关状态为：

$\left[\begin{array}{c}k\\ k-g\\ k-g-h\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}k\\ k-g\\ k-g-h\end{array}\right]\∈\left[\mathrm{0,2}\right]$

式中，g、h为合成参考矢量的基本电压矢量坐标值，通过在合理的范围内选择k值，得出三电平变换器的三相开关状态，例如，当V_ref落在Ⅰ大区1小扇区时，其3个基本矢量中的一个为[1,0]^T，通过上式可知该矢量对应的三相开关状态为：[1,0,0]^T，[2,1,1]^T。同理可以得到其他开关状态，将这些开关状态进行排序得到七段式PWM脉冲信号，现将第I扇区中的矢量状态次序如表4。([2 1 0]分别对应开关状态[1 0 -1])

表4基本矢量作用次序表：

实现中点电压的平衡控制的步骤，具体为：由步骤2和步骤3得出大矢量及小矢量，由VIENNA整流器的工作原理可知，大矢量对应的工作状态中的各导通开关均接于直流母线上，不会同分压电容中点构成回路，因此对中点电压无影响；同样，零矢量作用时不会与中点电容建立电流回路，也不会造成中点电压波动。中矢量作用情况下整流器三相中的一相与中点相连，另外两相分别接于直流母线的正负两端，这时两分压电容中均会有电流流过，当电流大小不一致时，造成中点电压波动。小矢量同样会对中点电压造成影响，这是因为每一个小矢量都会使分压电容中的一个产生电压波动，影响中点电位的主要因素为中矢量和小矢量，将各个矢量对中点电压的影响归纳如表5：

表5电压矢量对中点电位影响表：

其中小矢量按照所影响的电容的不同分为正小矢量和负小矢量，而正负小矢量对中点电位的影响恰好相反，因此通过合理的分配小矢量的作用时间可以有效的对中点电位进行控制。

本实施例采用基于滞环调节SVPWM调制的中点电压控法，中矢量虽对中点有影响，但其没有冗余状态可供选择，因此是不可控的，所以通过调节正负小矢量的作用时间，即可实现中点电压的平衡控制。

利用滞环控制法调节正负小矢量的作用时间，出参考矢量的三个基本矢量以及基本矢量作用的时间后，通过转换控制VIENNA整流器开关管的导通与关断，由于VIENNA整流电路的不对称、低频电流分量以及负载电压的波动导致的中点电位不平衡，从而导致是开关器件和二极管、电容的电压应力值增高，引起开关损耗增大，降低了系统的可靠性，因此需要对中点电压进行平衡控制。

实现中点电压的平衡控制，具体为：设定滞环宽度，通过检测直流分压电容电压差判断电容电压调节方向，当电压差值大于系统设定的滞环宽度时，调整正负小矢量的作用时间，从而使分压电容电压趋于平衡，设调节因子为f，T₀为调节前的负小矢量作用时间，调节后的负小矢量作用时间T_p为：

$T_p=\frac{T_0}{2}(1+f),-1\≤f\≤1$

正小矢量作用时间T_q为：

$T_q=\frac{T_0}{2}(1-f),-1\≤f\≤1$

将调整后的作用时间进行重新分配，进而使电压矢量作用时间改变。

图15所示为系统的主程序流程图，其主要对DSP系统的工作环境进行配置、系统中相关变量的初始化、各中断的初始化、判断是否开启中断子程序等，接着进入接收和发送数据的循环中，同时等待中断事件的发生。当中断被开启，暂时停止主循环，进入到相应的中断服务子程序中进行各种运算和配置PWM控制信号。当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。

图16所示，捕获中断子程序流程图，通过DSP捕获模块实现锁相功能，通过前述电网电压同步检测电路将正弦电网电压信号转换为方波脉冲信号，并将该信号接入捕获引脚，开启捕获单元中断，并设置捕获单元的中断触发条件，本实施例中设定捕获单元的触发条件为下降沿中断，将两次进入中断的结果作差计算得出系统的电网频率，系统中设定电网频率的上下限值，通过程序判断，当计算所得电压频率在此范围内时，认为此次结果有效，进而运行锁相程序，否则跳出此次中断。

图17为系统A/D中断子程序流程图，首先进行系统A/D采样模块的初始化，按照系统设计需求完成A/D采样模块相关参数的设置，之后启动A/D采样，进入A/D采样子程序前需要判断系统是否处在故障状态，当系统出现故障时，记录下故障类型，并关闭PWM模块，同时切断系统主电路，防止功率管误动作，造成系统硬件电路的损坏。当系统故障标志位没有置位，即系统无故障时，进入A/D采样子程序，读取A/D采样结果，同时判断系统是否已经启动，如果系统没有启动，进行系统软启动，当确定系统已经启动后，通过谐波检测算法计算得到补偿电流指令信号，运用60°坐标系SVPWM调制算法实现电流跟踪控制，得出比较寄存器中的比较值，最后利用事件管理器输出PWM脉冲驱动功率单元。

图18所示为滞环控制方式中点平衡程序流程图，检测整流器输出电流信号，同时对电容电压进行检测，计算出中点电压的偏移量，作为判断是否进行中点电压控制的标志，当偏移量大于系统程序设定值时，进入电压平衡调节子程序，首先判断参考矢量所在扇区，进入电压调节子程序计算得出调节因子f的值，并用其重新分配基本矢量的作用时间，生成七段式PWM脉冲控制功率管实现中点电压的平衡控制。

Claims (10)

1.基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：包括电感组、主电路、DSP控制系统、驱动模块、网侧电压信号处理电路、网侧电流信号处理电路和直流电压采样模块，所述电感组包括第一电感、第二电感和第三电感，主电路包括三相VIENNA整流电路，电网分别通过第一电感、第二电感和第三电感与三相VIENNA整流电路的输入端建立连接，网侧电压信号处理电路的输入端接在电网与电感组之间，网侧电流信号处理电路的输入端接在电感组与三相VIENNA整流电路的三相输入端之间，网侧电压信号处理电路的输出端和网侧电流信号处理电路的输出端连接DSP控制系统，直流电压采样模块的输入端连接三相VIENNA整流电路的输出端，直流电压采样电路的输出端连接DSP控制系统，DSP控制系统的输出端通过驱动模块与VIENNA整流电路建立连接。

2.根据权利要求1所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器包括过流保护电路，所述过流保护电路包括电压比较器和钳位二极管电路，电压比较器的反相输入端与网侧电流信号处理电路的输出端建立连接，电压比较器的输出端经钳位二极管电路的中点与DSP控制系统建立连接。

3.根据权利要求1或权利要求2所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：所述三相VIENNA整流电路包括三个结构相同的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，第一桥臂包括功率管、第一续流二极管、第二续流二极管、第一钳位电路和第二钳位电路，第一钳位电路包括串联的第一开关二极管和第二开关二极管，第二钳位电路包括串联的第三开关二极管和第四开关二极管，所述功率管的集电极连接第一续流二极管的正极，功率管的发射极连接第二续流二极管的负极，第一钳位电路的一端和第二钳位电路的一端接在第一续流二极管与功率管的集电极之间，第一钳位电路另一端和第二钳位电路的另一端接在功率管的源极与第二续流二极管与之间。

4.根据权利要求1或权利要求2所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：所述网侧电压信号处理电路包括变压器、RC滤波电路、比较器、二极管和反相整形电路，变压器的输出端通过RC滤波电路连接比较器的同相输入端，比较器的输出端通过二极管连接反相整形电路，反相整形电路的输出端为网侧电压信号处理电路的输出端。

5.根据权利要求1或权利要求2所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：所述网侧电流信号处理电路包括电流霍尔传感器、采样电阻、电压跟随电路、反相加法电路和反相比例电路，所述电流霍尔传感器的输出端电压跟随电路，电压跟随电路的输出端连接反相加法电路的输入端，反相加法电路的输出端连接反相比例电路的输入端，反相比例电路的输出端为网侧电流信号处理电路的输出端，采样电阻的一端连接在电流霍尔传感器与电压跟随电路的输入端，另一端接地。

6.根据权利要求5所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：所述反相加法电路包括运算放大器、第一电阻、第二电阻和第三电阻，第一电阻的一端与电压跟随器的输出端连接，第一电阻的另一端连接运算放大器的反相输入端，第二电阻的一端连接运算放大器的反相输入端，另一端为电源输入端，第三电阻并接在运算放大器的反相输入端与输出端之间，所述第一电阻的阻值＝第二电阻的阻值＝第三电阻的阻值。

7.根据权利要求1或权利要求2所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器，其特征在于：所述驱动模块包括三个结构相同驱动电路，所述驱动电路包括光耦和反压电路，光耦的输出端连接反压电路的输入端，反压电路的输出端与三相VIENNA整流电路的功率管建立连接，光耦的输入端为驱动模块的输入端，反压电路的输出端为驱动模块的输出端。

8.基于权利要求1所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤一，对DSP控制系统进行初始化，开始捕获中断程序，具体为：设置触发条件，通过网侧电压信号处理电路将正弦电网电压信号换位方波脉冲信号并送至DSP控制系统的中断捕获端，将两次送入中断DSP控制系统的的信号作差得到系统的电网频率，当电网频率符合触发条件时，进入中断程序流程；

步骤二，进行中断程序，具体包括：首先判断系统是否处于故障状态，当系统出现故障时，记录下故障类型，并关闭PWM模块，同时切断系统主电路，当系统无故障时，进入A/D采样子程序，读取A/D采样结果，通过谐波检测算法计算得到补偿电流指令信号，运用基于60°坐标系的SVPWM调制实现电流跟踪控制，得出DSP控制系统的比较寄存器中的比较值，最后利用DSP控制系统事件管理器输出PWM脉冲驱动VIENNA整流电路中的功率管。

9.根据权利要求8所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器的控制方法，其特征在于：包括利用滞环控制法调节正负小矢量的作用时间，实现中点电压的平衡控制，具体为：设定滞环宽度，通过检测直流分压电容电压差判断电容电压调节方向，当电压差值大于系统设定的滞环宽度时，调整正负小矢量的作用时间，从而使分压电容电压趋于平衡，设调节因子为f，T₀为调节前的负小矢量作用时间，调节后的负小矢量作用时间T_p为：

$T_p=\frac{T_0}{2}(1+f),-1\≤f\≤1$

正小矢量作用时间T_q为：

$T_q=\frac{T_0}{2}(1-f),-1\≤f\≤1$

将调整后的作用时间进行重新分配，进而使电压矢量作用时间改变。

10.根据权利要求8所述基于60°坐标系的三相VIENNA整流器的控制方法，其特征在于：所述60°坐标系SVPWM调制过程包括以下步骤：

步骤1，利用前馈解耦的电压电流双闭环控制策略，得到电压矢量在dq坐标系下的分量，经过Park反变换得到g-h坐标系；

步骤2，根据g-h坐标系建立空间矢量关系图，给定一个参考电压空间矢量U_ref，将电压空间矢量坐标向上或向下取整得到参考电压空间矢量U_ref的4个基本矢量V_UD、V_DU、V_UU和V_DD，具体为：

$\left\{\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{UD}}={\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \underset{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T& V_{\mathrm{DU}}={\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T\\ V_{\mathrm{UU}}={\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \stackrel{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T& V_{\mathrm{DD}}={\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{V_{\mathrm{rg}}}& \underset{\‾}{V_{\mathrm{rh}}}\end{array}\right]}^T\end{array}\right.;$

其中，V_UD,V_DU分别为第一基本矢量和第二基本矢量V_UU和V_DD为第三基本矢量，V_rh为参考矢量在h轴的投影；V_rg为参考矢量在g轴的投影；V _rh 参考矢量在h轴的投影向下取整；V _rg 参考矢量在g轴的投影向下取整；参考矢量在h轴的投影向上取整；参考矢量在g轴的投影向上取整；

步骤3，判断参考电压空间矢量所在的大扇形区域和小扇形区域，利用步骤二得到的基本矢量，通过伏秒平衡原理得到矢量作用时间T₁、T₂和T₃，表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{refg}}\×T_S=V_{1g}\×T_1+V_{2g}\×T_2+V_{3g}\×T_3\\ V_{\mathrm{refh}}\×T_S=V_{1h}\×T_1+V_{2h}\×T_2+V_{3h}\×T_3\\ T_S=T_1+T_2+T_3\end{array}\right.;$

当第三基本矢量为为V_UU时得到：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=-(V_{\mathrm{refh}}-V_{\mathrm{UUh}})\×T_s\\ T_2=-(V_{\mathrm{refg}}-V_{\mathrm{UUg}})\×T_s\\ T_3=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.$

当第三基本矢量为V_DD时得到：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=(V_{\mathrm{refg}}-V_{\mathrm{DDg}})\×T_s\\ T_2=(V_{\mathrm{refh}}-V_{\mathrm{DDh}})\×T_s\\ T_3=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.;$

其中，T_s：系统采样周期；V_refh：为参考矢量在h轴的投影；V_refg：为参考矢量在g轴的投影；

步骤4，设开关矢量所对应的所有开关状态为：

$\left[\begin{array}{c}k\\ k-g\\ k-g-h\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}k\\ k-g\\ k-g-h\end{array}\right]\∈\left[\mathrm{0,2}\right]$

式中，g、h为合成参考矢量的基本电压矢量坐标值，通过在合理的范围内选择k值，得出三电平变换器的三相开关状态。