CN105634025A - 直流微网中并网逆变装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力技术领域，本发明的直流微网中并网逆变装置，包括太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块及直流母线，太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块分别连接到直流母线上，所述太阳能发电模块利用DC/DC电路将光伏电能传输到直流母线上，并可利用该DC/DC电路实现MPPT功能；风力发电模块发出三相交流电流，通过整流桥后变成直流，然后再利用DC/DC电路将风机发出的电能传输到直流母线上。直流母线较交流母线，控制上相对容易，功率及电压控制均可归结为直流母线电压控制。

Description

直流微网中并网逆变装置

技术领域

本发明属于电力技术领域，尤其涉及一种能够使直流微网与电网交换电能的逆变装置。

背景技术

电力需求随着国民经济的发展而迅速增长,大规模电力系统的弊端在电网规模不断扩大的过程中，日益显现。大规模电网运行难度大，成本高，可靠性难以适应用户越来越高的要求，以及多样化的供电需求。近年来世界范围内发生几次大规模的停电事故,中国也在2008年南方冰灾和汶川震灾期间发生了大面积的停电，充分暴露了电网的脆弱性。分布式发电电源比通过改造电网来加强安全更加简便、快捷。分布式发电具有污染少、能源利用率高、安装地点灵活等优点，并且与集中式发电相比，节省了输配电资源与运行费用，减少了集中输电的线路损耗。分布式发电可以减少电网总容量，改善电网峰谷性能，提高供电可靠性，是大电网的有力补充和有效支撑。

发明内容

本发明的技术效果能够克服上述缺陷，提供一种直流微网中并网逆变装置，其减少电网总容量，改善电网峰谷性能，提高供电可靠性，是大电网的有力补充和有效支撑。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：其包括太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块及直流母线，太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块分别连接到直流母线上，所述太阳能发电模块利用DC/DC电路将光伏电能传输到直流母线上，并可利用该DC/DC电路实现MPPT功能；风力发电模块发出三相交流电流，通过整流桥后变成直流，然后再利用DC/DC电路将风机发出的电能传输到直流母线上；储能模块利用同类型的DC/DC电路，实现储能模块与直流母线能量传递；三相逆变模块将直流电能转换成三相交流电能传送到电网或是三相负载上，该逆变模块还可将三相电网上电能通过PWM整流方式传输到直流母线上。

三相逆变模块通过滤波电路及隔离变压器后，分别经过交流接触器后与负载及电网相连，其包括主控制器、电压电流传感器、直流接触器、交流接触器、调理电路、驱动电路、保护逻辑电路，直流接触器、交流接触器分别受主控制器控制，主控制器输出的PWM信号通过保护逻辑电路后进入IPM驱动电路，IPM驱动电路控制IPM逆变器；利用电压、电流传感器分别检测直流母线电压、流入逆变器的电流及隔离变压器原边的电压及电流，随后通过调理电路后，将电压、电流信号送入A/D转换器AD7606，将频率及相位信息送入主控制器的CAP口，供DSP检测频率及相位；A/D转换器AD7606将模拟信号转换成数字信号后通过主控制器数据总线传入DSP。

所述的主控制器采用TMS320F28335型号。

微网实验平台主要包括太阳能发电、风力发电、储能、单相变频逆变、三相并网逆变、直流电机驱动、直流负载等。要想使实验平台中各个部分组成微网，在一个系统中同时运行，需要将光伏、风机、蓄电池等连接到一个统一的母线上。目前主要有交流和直流两种母线类型。交流母线与传统电网更为贴近，在保证该母线电压、频率、相位与电网相同时，即可并网，但需要利用逆变装置将直流电流逆变成交流电流。直流母线较交流母线，控制上相对容易，功率及电压控制均可归结为直流母线电压控制，采用DC/DC电路就可将微网中新能源发出的电能并入到直流母线上。微网实验平台中的光伏、蓄电池、超级电容等均为直流型器件，采用直流母线较为合适。直流母线电压选择为48V。

附图说明

图1为本发明的平台结构示意图；

图2为本发明的三相逆变模块示意图；

图3为本发明的霍尔电压传感器电路图；

图4为本发明的霍尔电流传感器电路图；

图5为本发明的电压跟随偏置电路；

图6为本发明的频率检测电路；

图7为本发明的比较及触发电路；

图8为本发明的绝对值电路；

图9为本发明的IPM部分驱动电路；

图10为本发明的软件总体设计流程图；

图11为本发明的PWM中断服务子程序。

图12为CAP中断服务程序流程图

具体实施方式

本发明的直流微网中并网逆变装置，包括太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块及直流母线，太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块分别连接到直流母线上，所述太阳能发电模块利用DC/DC电路将光伏电能传输到直流母线上，并可利用该DC/DC电路实现MPPT功能；风力发电模块发出三相交流电流，通过整流桥后变成直流，然后再利用DC/DC电路将风机发出的电能传输到直流母线上；储能模块利用同类型的DC/DC电路，实现储能模块与直流母线能量传递；三相逆变模块将直流电能转换成三相交流电能传送到电网或是三相负载上，该逆变模块还可将三相电网上电能通过PWM整流方式传输到直流母线上。

平台组成及结构图

该实验平台可划分成以下几个模块：太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相并网模块及直流负载模块。

太阳能发电模块利用DC/DC电路将光伏电能传输到直流母线上，并可利用该DC/DC电路实现MPPT功能。风机发出三相交流电流，通过整流桥后变成直流，然后再利用DC/DC电路将风机发出的电能传输到直流母线上，该模块同样需要实现MPPT功能。储能模块的储能设备主要是蓄电池和超级电容，二者可利用同类型的DC/DC电路，实现储能模块与直流母线能量传递。三相逆变模块，主要将直流电能转换成三相交流电能传送到电网或是三相负载上，该逆变模块还可将三相电网上电能通过PWM整流方式传输到直流母线上，供实验平台上直流用电设备使用。其余的用电设备多通过单相逆变模块及DC/DC模块与直流母线相连。实验平台结构图如图1所示。

硬件总体设计

图2为逆变器的硬件结构图，通过此图可清楚地了解该系统的硬件组成。直流母线通过直流接触器与IPM(解释IPM)逆变器相连。IPM逆变器通过滤波电路及隔离变压器后，分别经过交流接触器后与负载及电网相连。直流接触器、交流接触器分别受DSP控制，DSP输出的PWM信号通过保护逻辑电路后进入IPM驱动电路，IPM驱动电路控制IPM逆变器。利用电压、电流传感器分别检测直流母线电压、流入逆变器的电流及隔离变压器原边的电压及电流，随后通过调理电路后，将电压、电流信号送入A/D转换器AD7606，将频率及相位信息送入DSP的CAP口，供DSP检测频率及相位。AD7606将模拟信号转换成数字信号后通过DSP数据总线传入DSP。利用检测得到的电压电流信息，并利用第三章所描述的控制算法就可使逆变器按我们要求工作在目标状态。下文将介绍逆变器系统主要器件选型及主要功能模块设计。

逆变器开关器件选择

需要采用6只电力电子开关器件来组成全桥结构。较常用的电力电子器件有晶闸管、电力晶体管、IGBT、MOSFET等。晶闸管能在高电压、大电流条件下工作，属于半控型器件，只有在关断触发信号和晶闸管电流为零时，才可关闭，不适用于双极性PWM调制算法。电力晶体管耐压高、电流大、开关特性好，但驱动电路复杂，要求驱动功率较大，且驱动功率与流过器件的电流成正比。IGBT由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低、载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小、开关速度快，但导通压降大、载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。MOSFET属于电压驱动型电力电子器件，驱动功率小、开关频率高，但其耐压和耐流特性均不是很好，功率不大。

综合以上各种电力电子器件，本逆变器系统采用IGBT器件作为开关管。考虑到学生实验的可靠及安全性，采用带有IGBT驱动及过流过压保护输出信号的IPM，即集成智能功率模块，该模块稳定性高，用于中小功率场合。考虑到学生可在该平台上做直流电压为600V～800V的三相逆变实验，选择IPM耐压及耐流应有较大的裕量。本逆变器系统采用的IPM型号为PM50RLA120，该IPM可耐压1200V，耐流可达到50A。该模块内集成7只IGBT，6只可应用来组成三相逆变器电路，1只可用来作为BOOST电路的开关器件，可供学生方便的组成双级逆变结构逆变器，本文只利用该模块中的6只IGBT用来组成三相逆变电路。

主控制器

该逆变器系统的控制核心是主控制器，该控制器控制电压及电流使其达到我们预定的参考值。传统的控制器主要有单片机、ARM、DSP等。DSP是一种独特的微处理器，它不仅具有可编程性，而且其实时运行速度可达每秒数以千万条复杂指令程序，远远超过通用微处理器，是数字化电子世界中日益重要的电脑芯片。它的强大数据处理能力和高运行速度，是最值得称道的两大特色。

DSP微处理器一般具有如下主要特点：1)、在一个指令周期内可完成一次乘法和一次加法；2)程序和数据空间分开，可以同时访问指令和数据；3)片内具有快速RAM，通常可通过独立的数据总线在两块中同时访问；4)具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持；5)快速的中断处理和硬件I/O支持；6)具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器；7)可以并行执行多个操作；8)支持流水线操作，使取指、译码和执行等操作可以重叠执行。

鉴于DSP在数字信号处理上的巨大优势，本逆变系统采用DSP作为逆变器的主控制器。TMS320C2000系列的DSP适用于数字控制。目前较通用的数字处理器是TMS320F28335，该芯片最高运行速度可达150MHz，配有256Kx16Flash,34Kx16SARAM，1.9V内核供电，3.3V外设供电，支持32位浮点运算。外设包括：6通道DMA控制器，18路PWM输出口线、16路12位AD、UART、SPI等。本逆变系统采用型号为TMS320F28335的DSP处理器作为逆变器的主控制器，用到的功能主要有：输入捕捉功能，定时器，PWM，UART，普通I\O功能。

电压电流传感器选型及电路

本逆变系统需要通过逆变器交流侧的滤波电感电流、负载电压、逆变器直流侧电压、电网电压等变量值的反馈来对逆变器控制使其工作在我们所期望的状态下。为此需要检测相关的电压及电流，再将检测到的电压电流信号调理到AD转换器所能转换的范围内。由于系统中存在开关频率较高的电力电子开关器件，逆变器电感电流及输出电压中含有开关频率倍数次谐波。若采用非隔离式的电压电流检测算法，将使控制回路受谐波污染，从而降低了系统的抗干扰能力，及稳定性。

为保证弱电系统与强电系统隔离，采用霍尔电压、电流传感器来检测系统电压、电流。LEM公司生产的霍尔电压电流传感器得到广泛的应用，其精度高、零漂较小，但价格比较昂贵。考虑到本实验平台功率不高，电压级别也不高，要求的稳定性及精度不需要太高，遂采用国产TBC-D系列霍尔电流传感器和TBV10/20系列霍尔电压传感器。

TBC25D霍尔电流传感器为额定电流25A的穿孔式传感器。工作电压为±15V，其在额定电流时，输出25±0.5％mA的电流，失调电流为±0.2mA，带宽最高100KHz。

TBV10/20霍尔电压传感器先将被测电压转换成电流信号，然后再利用霍尔传感器测出该电流量，并输出与被测电流量成两倍关系的电流信号，该电流信号与被测电压完全隔离。需要选用合适的采样电阻将被测电压转换成适中的电流后才能利用霍尔电压传感器。由表4-2可知，霍尔电压传感器的额定输入电流有效值为10mA。若测量电压为U(V)，则采样电阻R≥U×100(Ω)。本文需要测量的电压为48V直流母线电压，18V交流输出电压(三相变压器低压侧)。直流母线电压电压级别最高，选取串联采样电阻为5.1KΩ，测量直流电压时，霍尔电压传感器输入电流为9.41mA(直流)，输出侧输出电流为18.82mA(直流)。为统一采样电路，在电压为18V交流电压时，串联采样电阻仍取5.1KΩ，则霍尔电压传感器输入电流为3.53mA(有效值)，输出侧输出电流为7.06mA(有效值)。

目前较常用的电力系统检测相关的双极性AD，主要是AD公司的生产的76系列AD转换器。该系列转换器模拟电压输入范围分±10V和±5V，供电电压为±15V和±5V两种。本逆变系统采用AD7606，该转换器采用5V单电源供电，可通过外部编程方式实现量程为±10V或±5V真双极性AD转换，其八通道可同时采样，所有通道均能以高达200kSPS的吞吐速率采样。输入箝位保护电路可以耐受最高达±16.5V的电压。无论以何种采样频率工作，AD7606的模拟输入阻抗均为1MΩ。它采用单电源工作方式，具有片内滤波和高输入阻抗，因此无需驱动运算放大器和外部双极性电源。AD7606抗混叠滤波器的3dB截止频率为22kHz；当采样速率为200ksps时，它具有40dB抗混叠抑制特性。本文通过外部配置使AD7606的AD转换范围为±5V。

由于霍尔电压电流传感器测得的逆变器交流侧电压及电流是以交流电流信号的形式输出的。要通过采样电阻将交流电流信号转换成交流电压信号，方可利用AD转换器。采样电阻(测量电阻)最小值为100Ω，最大为350Ω。本课题取采样电阻为200Ω，这样在电压传感器输出20mA电流时，采样电阻上的电压为4V。图3为霍尔电压传感器外围电路图，图中的C1、C2、C3、C4为去耦电容，用于消除噪声对传感器电路的影响。电阻R4为霍尔电压传感器的串联采样电阻，电阻R5为输出电压采样电阻。Vout为P、N两端电压所对应的霍尔电压传感器输出电压。则V_out可通过式(1)算得。

$V_{\mathrm{out}}=2\×\frac{U_{\mathrm{PN}}}{R4}\×R5---\left(1\right)$

霍尔电压传感器输出电压与实际电压变比为2×R5/R4。取R5＝200Ω，R4＝5.1KΩ，则变比k_ud＝1/12.75。

图4为TBC-D霍尔传电流感器外围电路图，该传感器外围电路与电压传感器基本一致。该电流传感器既可通过物理连线的方式，测量流过的电流值；也可通过穿孔的方式，非接触式的检测穿过电流传感器孔径的电流值。本逆变系统利用非接触式的电流测量方法。霍尔电流传感器输出电压与实际电流变比为R5/1000。R5取200Ω时，变比为1V/5A。

电压电流检测调理电路

用霍尔电压电流传感器可将被测电压及电流变成与其隔离的-5V～+5V的电压信号，将该电压信号输入到电压跟随器后即可送入AD转换器。通过一个加法电路可将-5V～+5V的交流电压信号变成0V～+10V的直流电压信号，若再选择合适的霍尔电压电流传感器采样电阻就可将直流电压信号变为0V～+3V，该信号可直接送入DSP内部AD转换器。考虑到学生能利用DSP内部AD转换器测量电压及电流。特增加一电压偏置电路，使交流信号变为直流信号，如图5所示。

图中VOUT_SIN可输送到外部AD，偏置后的直流电压信号在保证其电压为0V～+3V时，可将其输送到DSP内部AD引脚上。此处仅采用一个运放，该运放将使正弦信号反向并偏置+1.65V。在霍尔传感器未接入跟随器时，直流输出电压将为15V或-15V。若此时接入DSP将烧毁DSP，故在DSP内部AD输入处接一3.3V单电源供电的电压跟随器，这将保证输送给DSP的电压信号在3.3V以内。为降低电压跟随器到AD转换器过程中的电磁干扰，采用屏蔽电缆传送测量得到的电压信号，并在靠近AD转换器输入引脚的地方放置一个由RC组成的滤波器，该滤波器必须靠近AD转换器输入引脚，否则其效果将大打折扣。

频率检测电路

本逆变系统需要利用硬件电路检测电网电压频率。可通过检测电网电压的过零时间间隔来计算电网电压频率。若将交流电压通过双电源供电的过零比较器，将会在比较器输出端输出正负交替的方波信号。该信号还需再经过整形变成电平在0-3.3V内的方波后方能送入DSP输入捕捉管脚。若将交流电压直接输送到单电源供电的过零比较器，在交流电压瞬时值小于-0.7V时，比较器将输出与交流电压为正时相同的电平，从而导致无法判断过零点。所以采用图4-5所示的经偏置电路偏置后的电网电压信号输送到图6所示的单电源供电的比较器，由于电网电压检测信号通过+1.65V偏置后过零点变成1.65V，所以将偏置后的电压信号与1.65V比较。大于1.65V时，比较器输出0V；小于1.65V，比较器输出3.3V。该方波信号可直接送入DSP的输入捕捉端口。为了防止电网电压过零点时震荡，采用施密特比较器，取电阻R34为200Ω。图4-6为电网电压频率相位检测电路，R200、R201、C52构成T型低通滤波器，R200＝R201＝1KΩ，C52＝104。该滤波器的截止频率为频率为50Hz的正弦信号通过该滤波器，相位及幅值变化均较小.

比较及触发电路

本逆变装置用于微网实验平台，供学生学习、实验所用。学生在对逆变原理不清楚及编程出错的情况下时，会出现过流等极端情况。若不加任何保护措施，将会使逆变器在很短时间内遭到毁坏，还会引起火灾等危险事故。故需要在本实验平台上加过流过压保护。本逆变器采用的IPM本身带有过流、过温信号输出但不能自动闭琐触发脉冲，需要PWM脉冲闭锁电路才能实现过压过流保护。

本文除采用IPM过流过温保护外，还利用霍尔电压、电流传感器检测转换得到的电压信号来实现过流过压保护。得到过流过压信号后，有两种方法封锁IPM的PWM控制信号。一种通过软件的方式，将过流过压信号输送到DSP的TZ引脚(该引脚上电平变化会使DSP封锁PWM输出，并将输出固定为高电平或低电平)，或是利用中断程序关闭PWM模块。另一种方法是通过外部硬件闭锁电路实现，将PWM信号通过74LS245后输出，245带有使能端(低电平有效)，在使能下才输出PWM信号，在检测到过压过流信号时，将使能电平从低电平变成高电平，从而封锁PWM信号。第二种方法，可靠性高，不需要软件配合，较适用于本逆变系统涉及的逆变器保护。74LS245是双向的，控制信号有EN与DIR，给出具体电路。另外，未说明驱动有效电平。

本逆变系统采用上文描述的硬件闭锁电路，实现过流过压保护。将霍尔传感器输出的电压信号与一参考电压通过比较器比较，在霍尔传感器输出电压偏高(过流、过压情况下)时，比较器输出低电平，反之输出高电平。当比较器输出低电平时，可用该低电平关闭逆变器，使其输出电压、电流为零从而避免过压过流。但关闭PWM后，比较器又会迅速的恢复高电平。这样会在较短的时间内重复解锁、封锁逆变器，不能起到很好的保护作用。

本逆变系统在比较器输出后接一D触发器。该触发器可保持过压过流时比较器的输出状态，并可通过清零端口控制触发器复位，从而实现可靠的自启动。图7为比较器及触发电路。通过调整图中电位器阻值，即可改变比较器的门槛电压，从而改变过流及过压的门槛值。绝对值电路

由于交流电路中，过压过流既可能出现正向过压过电，也可出现负向过压过流，本逆变系统采用加绝对值电路的方式，把霍尔传感器输出的电压信号变成全为正电压值的半波信号，再将该信号送入图7所示电路，就可保证在正向和负向过压过流时，均能有效动作。绝对值电路如图8所示。

IPM驱动电路

本逆变系统采用的IPM内部集成7只IGBT，有7个控制输入端分别控制该7个IGBT的导通与关闭。IGBT控制端输入低电平时，其对应的IGBT导通；输入高电平时，其对应的IGBT关断。只有保证控制输入端高电平时大于9.0V，低电平时小于0.8V时，IPM才可正常工作。由于74LS245芯片输出的控制IPM的PWM信号高电平为5V，低电平为0V，所以需要增加一组IPM驱动电路。该驱动电路要能够隔离输入与输出信号，且其带宽要较高。通过比较现有方案后，决定采用HCPL4504来设计IPM驱动电路，具体电路如图9所示。

图9中仅为一个IPM中一个IGBT的驱动电路。本逆变系统为三相逆变，需要6只IGBT同时工作，因此需要6个此类型的驱动电路。图4-10中PWM_IN为高电平或高阻态时，HCPL4504内部发光二极管不工作，光耦输出管脚输出高电平，IPM内部对应IGBT关闭；PWM_IN为低电平时，HCPL4504内部发光二极管工作，光耦输出管脚输出低电平，IPM内部对应IGBT导通。

电容C2用于稳定GS两端电压，提高抗扰能力。在实际使用时，电容C2比较重要，不加此电容，IGBT会在干扰的作用下，随机导通关闭，严重影响逆变器输出的波形质量。本逆变系统中取C2值为100pf。

电阻R4的选择也极为重要。光耦内部的光敏三极管在导通时会存在导通电阻，在非导通状态时，存在暗电阻。若R4较小，则导通时，R4与光敏三极管导通电阻分压，光敏三极管压降偏大，若大于0.8V则会导致IGBT不能有效的导通。若R4较大，则非导通时，R4与光敏三极管暗电阻分压，使非导通状态下光敏三极管压降偏小，若小于9.0V则会导致IGBT不能有效的关断。且R4越大，光耦输出由低电平变成高电平的延迟时间就越长。数据手册上给出的R4取值范围为10K～20K，通过实验发现取20K时，光耦输出低电平接近0V，下降沿延时0.3us，上升沿延时0.4us，基本上可以满足使用要求。

此外还需注意，IGBT驱动是加于IGBT的栅极与发射极之间的，三相全桥逆变器上桥臂上IGBT的发射极与下桥臂上IGBT的集电极相连，若上下桥臂IGBT驱动采用同一个15V电源，将使下桥臂IGBT短路。所以，三相全桥逆变器需要四个隔离的15V电源，其中三个分别给三个上桥臂IGBT驱动供电，其余一个给下桥臂三个IGBT供电。

软件总体设计

软件设计主要包括：主程序设计，PWM中断服务程序设计，CAP中断服务程序设计等。其中还包括PI及PR程序设计，数字滤波程序设计等。软件总体设计流程图如图10所示。

程序开始运行时，首先判断键盘输入的控制命令，用变量i的数值代表逆变器工作的模式及状态。判断出键盘输入的逆变器工作状态后，在PWM中断中调用对应工作状态的程序，其中电压电流参考值生成程序需要利用外部AD转换值及CAP检测到的电网电压相位。运行各模式下电压电流参考值生成程序和相应的控制算法后，更新PWM周期值和匹配比较器值，进而控制逆变器使其完成期望的功能。本逆变系统中的主程序主要完成全局变量初始化，外部AD转换器初始化等操作，控制算法等均体现在PWM中断服务程序，CAP中断服务程序中，下文详细介绍PWM中断服务程序，CAP中断服务程序设计。

PWM中断服务程

本逆变系统PWM中断服务程序要完成的任务主要有：读取键盘输入值，判断逆变器工作模态，读取外部AD值，并对其清零后重新启动外部AD转换。利用数字滤波器对AD转换器转换的电压、电流值滤波，计算出控制电压或控制电流参考信号，利用PID或PR控制算法后，更新得到的PWM事件比较器数值。图11为PWM中断服务子程序流程图。

进入PWM中断服务子程序后，开始统计中断次数。统计的中断次数用于标记电压电流相位。通过控制PWM周期，使PWM事件管理器在一个电网电压周期内中断300次。PWM周期由下文的CAP中断服务程序中得出。中断次数大于300次时将中断次数设为1次，接下来读取外部AD转换数值。本逆变系统主控制器通过CPLD控制外部AD对电压信号转换，并将外部AD作为DSP一个外设处理。DSP仅对外部AD对应的地址进行读操作就可在数据总线上读取AD转换的值。每读一次，获得一个通道的AD转换数值，读八次即可获得全部八个通道的AD转换值。获取线电压、线电流对应的AD转换数值后，通过计算得出实际的电压、电流值。

接下来判断逆变器工作在哪种模式下。若逆变器工作在独立模式下，则通过3/2变换计算u_α，u_β，i_α，i_β数值。逆变模式下要保证逆变器输出电压幅值为键盘输入的电压幅值，频率为50Hz。所以由DSP产生输出电压的参考值，α为离散正弦值，为离散余弦值，一个周期有300个点，事先保存在DSP中。将u_α，u_β与其参考值，经过PR算法后得到线电流i_α，i_β的参考值，，再利用i_α，i_β与其参考值，通过比例运算得出PWM事件管理器的比较值，并将其更新。

若逆变器工作在恒电流并网状态下，利用第二章中介绍的16阶数字滤波器对AB线电压滤波运算。利用相电压与线电压关系，并补偿滤波器滞后相位后计算出A相电压，通过A相电压相位与u_α，u_β关系，计算出u_α，u_β相位。若主程序中输入的并网电流幅值为正，则得到线电流i_α、i_β的参考值、相位与u_α，u_β相位相同，逆变器工作在并网逆变状态。若主程序中输入的并网电流幅值为负，则得到线电流i_α、i_β的参考值、相位与u_α，u_β相位相反，逆变器工作在PWM整流状态。利用i_α、i_β、、通过PR算法得出PWM事件管理器的比较值，并将其更新。

逆变器工作在恒直流电压并网状态下，并网电流参考值由程序计算得出。将主程序键入的直流侧电压参考值与直流侧电压值通过PID算法后，得出并网电流的参考值、。若、为正值，则逆变器工作在并网逆变状态下，若、为负值，则逆变器工作在PWM直流状态下。利用i_α、i_β、、通过PR算法得出PWM事件管理器的比较值，并将其更新。

CAP中断服务程序

电网电压频率不是一成不变的，它会随着电力系统有功负荷的变化而变化，“电力工业技术管理法规”中规定的频率偏差范围为±0.2～±0.5Hz。本逆变系统要根据电力系统的频率，调整PWM周期值，使在一个电网电压周期中，DSP执行300次PWM调节。因每次PWM周期计数器满后产生一次PWM中断，所以在一个电网周期中，要有300次中断。也只有这样才能根据中断统计次数来计算超前或滞后的相位。图12为CAP中断服务程序流程图。

将CAP设置成每捕捉到四次上升沿，触发一次中断。将此四次上升沿时刻分别记录在t1～t4寄存器中，则可利用t1，t2及t3，t4计算出电网周期T1，T2(T1＝t2-t1，T2＝t4-t3)。电网频率波动是在一定范围内，若T1，T2离20ms相差较大则认为是干扰引起的CAP中断，此次不再调整PWM周期值。DSP时钟频率为150MHz，20ms对应的计算器计数值为3000000，若最大允许频率偏差1％，则T1，T2在2970000到30030000之间时，认为检测正确，取T1，T2平均值为电网周期值，更新PWM周期寄存器数值。

主要介绍了逆变系统的总体设计方案，并分别介绍逆变器系统工作在不同状态下PWM中断程序中的控制算法流程图。对CAP中断服务程序作了详细说明，并介绍了本逆变系统采用的软件去干扰方法。

Claims (3)

1.一种直流微网中并网逆变装置，其特征在于，包括太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块及直流母线，太阳能发电模块、风力发电模块、储能模块、单相逆变模块、三相逆变模块、直流负载模块分别连接到直流母线上，所述太阳能发电模块利用DC/DC电路将光伏电能传输到直流母线上，并可利用该DC/DC电路实现MPPT功能；风力发电模块发出三相交流电流，通过整流桥后变成直流，然后再利用DC/DC电路将风机发出的电能传输到直流母线上；储能模块利用同类型的DC/DC电路，实现储能模块与直流母线能量传递；三相逆变模块将直流电能转换成三相交流电能传送到电网或是三相负载上，该逆变模块还可将三相电网上电能通过PWM整流方式传输到直流母线上。

2.根据权利要求1所述的直流微网中并网逆变装置，其特征在于，三相逆变模块通过滤波电路及隔离变压器后，分别经过交流接触器后与负载及电网相连，其包括主控制器、电压电流传感器、直流接触器、交流接触器、调理电路、驱动电路、保护逻辑电路，直流接触器、交流接触器分别受主控制器控制，主控制器输出的PWM信号通过保护逻辑电路后进入IPM驱动电路，IPM驱动电路控制IPM逆变器；利用电压、电流传感器分别检测直流母线电压、流入逆变器的电流及隔离变压器原边的电压及电流，随后通过调理电路后，将电压、电流信号送入A/D转换器AD7606，将频率及相位信息送入主控制器的CAP口，供DSP检测频率及相位；A/D转换器AD7606将模拟信号转换成数字信号后通过主控制器数据总线传入DSP。

3.根据权利要求2所述的直流微网中并网逆变装置，其特征在于，所述的主控制器采用TMS320F28335型号。