CN105353197A - 一种交流真有效值的测量方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交流真有效值的测量方法及测量装置，所述交流真有效值的测量方法根据初步频率和乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数，利用该数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。由于该方法的陷波器是根据输入信号序列的初步频率和乘法序列中的混频干扰频率设计的，针对性强，能够对大量复杂的混频频率成分产生深度的抑制作用，因此通过该方法测量的交流真有效值具有准确度高、实时性好的特点。

Description

一种交流真有效值的测量方法和装置

技术领域

本发明涉及电力信号测量技术领域，特别是一种交流真有效值的测量方法和装置。

背景技术

在电力工程实践中，交流真有效值(RMS)是对交流信号幅度的基本量度，能反映电流流过导体产生的热效应,交流真有效值测量对电力系统具有重要意义。传统测量方法主要基于信号平方运算、平滑滤波运算、开方运算等。当交流信号中存在次谐波成分及分次谐波成分时，在信号平方运算后将产生大量复杂的混频频率成分，需要进行平滑滤波处理。典型的平滑滤波运算包括：直接积分运算、在积分运算前加窗口函数运算，典型的窗口函数如汉宁窗函数、布莱克曼窗函数等，具有良好的低通滤波效果，但这些平滑滤波运算没有针对性，不能够对所述大量复杂的混频频率成分产生深度的抑制作用，因此不能满足交流真有效值较高准确度和较好实时性的测量要求。

发明内容

本发明所要解决的问题在于提供一种准确度高、实时性好的交流真有效值的测量方法和装置。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案。

一种交流真有效值的测量方法，包括以下步骤：

根据预设信号时间长度和预设采样频率，对电力信号进行采样，获得输入信号序列；

测量所述输入信号序列的频率，作为所述电力信号的初步频率；

将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列；

根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；

利用所述数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对所述乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列；

对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

进一步地，通过零交法、基于滤波的算法、基于小波变换算法、基于神经网络的算法、基于DFT变换的频率算法或基于相位差的频率算法对所述输入信号序列进行频率初测，以作为所述初步频率。

进一步地，所述数字陷波采用算术平均陷波算法，将所述乘法序列的若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次数字陷波的输出值。

进一步地，所述数字陷波参数指所述乘法序列的若干个连续离散值相加的长度。

进一步地，所述输入信号序列包括直流信号、1/3次谐波成分、1/2次谐波成分、基波、2次谐波成分、3次谐波成分、4次谐波成分、5次谐波成分。

进一步地，所述乘法序列中的混频干扰频率以基波频率为计算单位，包括分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。

进一步地，所述数字陷波过程为：所述乘法序列经过三种陷波参数的陷波器，分别完成对分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率和所有次单位混频频率的陷波抑制。

本发明还公开了一种交流真有效值的测量装置，其包括：

采样模块，用于根据预设信号时间长度和预设采样频率，对电力信号进行采样，获得输入信号序列；

频率初测模块，用于测量所述输入信号序列的频率，作为所述电力信号的初步频率；

乘法序列模块，用于将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列；

陷波模块，用于根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；利用所述数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对所述乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列；

开方运算模块，用于对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

进一步地，所述陷波模块进行数字陷波时采用算术平均陷波算法，将所述乘法序列的若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次数字陷波的输出值。

进一步地，所述陷波模块设置的数字陷波参数指若干个连续离散值相加的长度。

进一步地，所述采样模块获得的所述输入信号序列包括直流信号、1/3次谐波成分、1/2次谐波成分、基波、2次谐波成分、3次谐波成分、4次谐波成分、5次谐波成分。

进一步地，所述乘法序列模块得到的所述乘法序列中的混频干扰频率以基波频率为计算单位，包括分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。

进一步地，所述陷波模块的数字陷波过程为：所述乘法序列经过三种陷波参数的陷波器，分别完成对分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率和所有次单位混频频率的陷波抑制。

本发明与现有技术相比的有益效果是：上述交流真有效值的测量方法根据初步频率和乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数，利用该数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。由于该方法的陷波器是根据输入信号序列的初步频率和乘法序列中的混频干扰频率设计的，针对性强，能够对大量复杂的混频频率成分产生深度的抑制作用，因此通过该方法测量的交流真有效值具有准确度高、实时性好的特点。

附图说明

图1是本发明交流真有效值的测量方法的流程示意图。

图2是一些实施例中三级数字陷波域幅频特性仿真图。

图3是本发明交流真有效值相对误差绝对值|Xerr(f)|随信号基波频率f变化特性的实验结果图。

图4是本发明交流真有效值的测量装置的结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

请参阅图1，图1是一些实施方式中交流有功功率的测量方法的流程示意图。

步骤S101，根据预设信号时间长度和预设采样频率，对电力信号进行采样，获得输入信号序列；

步骤S102，测量所述输入信号序列的频率，作为所述电力信号的初步频率；

步骤S103，将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列；

步骤S104，根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；

步骤S105，利用所述数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对所述乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列；

步骤S106，对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

上述交流真有效值的测量方法根据初步频率和乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数，利用该数字陷波参数构造陷波器，对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。由于该方法的陷波器是根据输入信号序列的初步频率和乘法序列中的混频干扰频率设计的，针对性强，能够对大量复杂的混频频率成分产生深度的抑制作用，因此通过该方法测量的交流真有效值具有准确度高、实时性好的特点。

其中，对于步骤S101，可通过电网领域的采样设备对所述电力信号进行采样，获得输入信号序列。

优选地，可根据在额定频率50Hz，采样频率远大于电力系统额定频率的原则设置预设数的采样频率。

进一步地，为了保证一定的频率测量实时性，输入信号对应的输入时间可取0.25s。

更进一步地，电力系统额定频率50Hz，为了提高性能，采样频率应远大于50Hz，优选地，设置采样频率等于f_n＝10KHz，采样间隔表达为式(1)：

$T_n=\frac{1}{f_n}---\left(1\right);$

式(1)中，T_n为采样间隔，单位s；f_n为所述预设采样频率，单位Hz。

所述采样输入信号序列长度表达为式(2)：

N＝T_sf_n(2)；

式(2)中，N为输入信号序列长度，单位无量纲；T_s为输入信号对应的输入时间，单位s；f_n为所述预设采样频率，单位Hz。在采样频率f_n＝10KHz，输入信号对应的输入时间T_s＝0.25s时，则输入信号序列长度N＝2500。

在一些实施例中，在不考虑直流成分和谐波成分时，所述输入信号序列表达为式(3)：

X_i(n)＝Acos(ωT_nn)

(3)；

n＝0,1,2,.....,N-1

式中，X_i(n)为输入信号序列；A为信号幅值，单位v；ω为信号基波频率，单位rad/s；T_n为采样间隔，单位s；n为序列离散数，单位无量纲；N为输入信号序列长度。

对于步骤S102，可通过零交法对所述输入信号序列进行频率测量，以作为所述初步频率。还可通过本领域技术人员惯用的其他频率测量方法如基于滤波的算法、基于小波变换算法、基于神经网络的算法、基于DFT变换的频率算法、基于相位差的频率算法等。对所述输入信号序列进行频率初测，允许频率初测存在±0.25％以内相对误差。

所述初步频率表达式为式(4)：

ω_o(4)；

式(4)中，ω_o为初步频率，单位rad/s；

对于步骤S103，将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列。

在一些实施例中，在不考虑直流成分和谐波成分时，所述乘法序列表达为式(5)：

[X_i(n)]²＝[Acos(ωT_nn)]²

(5)；

n＝0,1,2,.....,N-1

式(5)中，X_i(n)为输入信号序列；[X_i(n)]²为所述乘法序列。

在一些实施例中，在输入信号序列含有直流成分、谐波成分时，设输入信号序列由直流信号、1/3次谐波成分、1/2次谐波成分、基波信号、2次谐波成分、3次谐波成分、4次谐波成分、5次谐波成分所构成，表达为式(6)：

$\begin{array}{c}{X}_{i+}\left(n\right)=A_0\\ +A_1\cos \left({\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_{1/3}\cos \left(\frac{{\mathrm{\ωT}}_{n}n}{3}\right)\\ +A_{1/2}cos\left(\frac{{\mathrm{\ωT}}_{n}n}{2}\right)\\ +A_2\cos \left(2{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_3\cos \left(3{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_4\cos \left(4{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_5\cos \left(5{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\end{array}---\left(6\right);$

n＝0，1，2，.....，N-1

式中，X_i+(n)为输入信号序列；A₀为直流幅值，单位v；A₁为基波幅值，单位v；A_1/3为1/3分次谐波幅值，单位v；A_1/2为1/2分次谐波幅值，单位v；A₂为2次谐波幅值，单位v；A₃为3次谐波幅值，单位v；A₄为4次谐波幅值，单位v；A₅为5次谐波幅值，单位v；ω为信号基波频率，单位rad/s；T_n为采样间隔，单位s；n为序列离散数，单位无量纲；N为输入信号序列长度。

由式(6)可知，X_i+(n)的乘法序列的混频成分将非常复杂，为了简化问题，式(6)乘法序列表达为式(7)：

[X_i+(n)]²＝U₀+U_～[n](7)；

式(7)中，U₀为直流成分，U_～[n]为混频干扰频率成分。其中，

$U_0={A_0}^2+\frac{{A_1}^2}{2}+\frac{{A_{1/3}}^2}{2}+\frac{{A_{1/2}}^2}{2}+\frac{{A_2}^2}{2}+\frac{{A_3}^2}{2}+\frac{{A_4}^2}{2}+\frac{{A_5}^2}{2}.$

对于步骤S104，根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数。

优选地，数字陷波具体采用算术平均陷波算法，即将若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次陷波值输出。所述数字陷波参数指若干个连续离散值相加的长度N_T，其需要根据对所述输入信号序列进行频率初测得到的初步频率ω_o来设置，具体还需要根据所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置该数字陷波参数。

式(7)中的混频干扰成分即为式(6)序列中各频率成分相互混频得到的混频频率，如表1所示：

表1

表1中，a₀、a_1/3、a_1/2、a₁、a₂、a₃、a₄、a₅分别代表输入信号中的直流、1/3次谐波、1/2次谐波、基波、2次谐波、3次谐波、4次谐波、5次谐波频率成分。

表1中混频频率分成以基波频率为计算单位，可分为：分次单位混频频率，次单位混频频率，具体地可分为5类：零频率成分、分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。其中零频率成分为有用成分，即所述的直流成分，其它的成分均为混频干扰频率成分。

N_T为采用算术平均陷波算法时若干个连续离散值相加的长度，现设N_T1为六分之一初步频率的单位周期序列长度，该序列用于对分母为6的分次单位混频频率进行陷波抑制，陷波参数计算为式(8)：

$N_{T1}=\left(\mathrm{int}\right)6\frac{f_{n}2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_o}---\left(8\right);$

式(8)中，int代表取整数，f_n为所述预设采样频率，单位Hz；ω_o为初步频率，单位rad/s。在采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s时，则N_T1＝1200。

同理，设N_T2为三分之一初步频率的单位周期序列长度时，该序列用于对分母为3的分次单位混频频率进行陷波抑制，陷波参数计算为式(9)：

$N_{T2}=\left(\mathrm{int}\right)3\frac{f_{n}2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_o}---\left(9\right);$

式(9)中，int代表取整数，f_n为所述预设采样频率，单位Hz；ω_o为初步频率，单位rad/s。在采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s时，则N_T2＝600。

同理，设N_T3为二分之一初步频率的单位周期序列长度时，该序列用于对分母为2的分次单位混频频率和所有次单位混频频率进行陷波抑制。陷波参数计算为式(10)：

$N_{T3}=\left(\mathrm{int}\right)2\frac{f_{n}2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_o}---\left(10\right);$

式(10)中，int代表取整数，f_n为所述预设采样频率，单位Hz；ω_o为初步频率，单位rad/s。在采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s时，N_T3＝400。

对于步骤S105，利用数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。

为了提高混频干扰的抑制性能，数字陷波由三种陷波参数的陷波器所构成，三级数字陷波的表达式为(11)：

$\begin{array}{c}{X}_o\left(n\right)=\frac{1}{N_{T3}}\underset{n}{\overset{N_{T3}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{T2}}\underset{n}{\overset{N_{T2}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{T1}}\underset{n}{\overset{N_{T1}-1}{\Σ}}{\[X_{i+}\left(n\right)\]}^2\\ \begin{array}{cc}{\[X_{i+}\left(n\right)\]}^2& n=0,1,2,3,\mathrm{...},N-1\end{array}\\ \begin{array}{cc}{X}_o\left(n\right)& n=0,1,2,3,\mathrm{...},N-N_{T1}-N_{T2}-N_{T3}-1\end{array}\end{array}---\left(11\right);$

式(11)中，X_o(n)为输出的数字陷波序列、序列长度为N-T_T1-T_T2-T_T3-1。N_T1为数字陷波参数1，N_T2为数字陷波参数2，N_T3为数字陷波参数3。

在一些实施例中，采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s，数字陷波参数N_T1取值为六分之一参考频率的单位周期序列长度、N_T2取值为三分之一参考频率的单位周期序列长度、N_T3取值为二分之一参考频率的单位周期序列长度。在三级数字陷波参数N_T1＝1200、N_T2＝600、N_T3＝400时，得到三级数字陷波域幅频特性仿真图，如图2所示。

在频率初测没有误差、三级数字陷波参数没有误差时，混频干扰频率点正好处于图2给出的频域陷波特性的陷波频率点，因此图2给出的频域陷波特性对混频干扰频率成分具有完全的抑制特性。但由于实际存在误差，包括初步频率误差，三级陷波参数整数化误差。在初步频率相对误差±0.25％以内，三级数字陷波参数整数化误差±1时，图2给出的频域陷波特性对混频干扰频率成分仍然具有良好的抑制特性。

对于步骤S106，对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

由于三级数字陷波滤除了式(7)中波动频率成分，X_o(n)为输出的数字陷波序列,其终值等于式(7)中直流成分U₀，为式(12)：

$X_{o-end}\left(n\right)=U_0={A_0}^2+\frac{{A_1}^2}{2}+\frac{{A_{1/3}}^2}{2}+\frac{{A_{1/2}}^2}{2}+\frac{{A_2}^2}{2}+\frac{{A_3}^2}{2}+\frac{{A_4}^2}{2}+\frac{{A_5}^2}{2}---\left(12\right);$

式(12)中，X_o-end为陷波序列式的终值，对式(12)信号开方，得到所述输入信号序列的交流真有效值，为式(13)：

$\begin{array}{c}{X}_o=\sqrt{X_{o-end}}=\sqrt{U_0}\\ =\sqrt{{A_0}^2+\frac{{A_1}^2}{2}+\frac{{A_{1/3}}^2}{2}+\frac{{A_{1/2}}^2}{2}+\frac{{A_2}^2}{2}+\frac{{A_3}^2}{2}+\frac{{A_4}^2}{2}+\frac{{A_5}^2}{2}}\end{array}---\left(13\right)$

式(13)中，X₀为所述输入信号序列的交流真有效值。

为了验证本发明具有较高的准确度，以式(14)所表示的具体信号为例进行验证：

$\begin{array}{c}{X}_i\left(t\right)=0.1+\cos \left(100\mathrm{\π}t\right)+0.1\cos \left(50\mathrm{\π}t\right)\\ +0.1\cos \left(\frac{100\mathrm{\π}}{3}t\right)+0.1\cos \left(200\mathrm{\π}t\right)\\ +0.1\cos \left(300\mathrm{\π}t\right)+0.1\cos \left(400\mathrm{\π}t\right)\\ +0.1\cos \left(500\mathrm{\π}t\right)\end{array}---\left(14\right)$

对该具体信号，在信号时间长度等于0.25s、采样频率10KHz、离散数据量化位数16bit、信号基波频率f变化45Hz—55Hz、频率初测相对误差≤|±0.25％|、得到的交流真有效值相对误差绝对值|X_err(f)|随信号基波频率f变化特性的实验结果图，图3所示。图3给出的交流真有效值测量准确度在10^-5量级。

本发明还公开了一种交流真有效值的测量装置，如图4所示，在一些实施例中该测量装置包括采样模块1010、频率初测模块1020、乘法序列模块1030、陷波模块1040、开方运算模块1050，其中：

采样模块1010，用于根据预设信号时间长度和预设采样频率，对电力信号进行采样，获得输入信号序列。

频率初测模块1020，用于测量所述输入信号序列的频率，作为所述电力信号的初步频率。

乘法序列模块1030，用于将所述输入信号序列相乘，得到乘法序列。

陷波模块1040，用于根据初步频率和乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；利用数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。

开方运算模块1050，用于对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

在上述交流真有效值的测量装置中，陷波模块1040根据初步频率和乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数，利用该数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。由于该陷波器是根据输入信号序列的初步频率和乘法序列中的混频干扰频率设计的，针对性强，能够对大量复杂的混频频率成分产生深度的抑制作用，因此由该测量装置测量的交流真有效值具有准确度高、实时性好的特点。

其中，对于采样模块1010，可通过电网领域的采样设备对所述电力信号进行采样，获得输入信号序列。

优选地，可根据在额定频率50Hz，采样频率远大于电力系统额定频率的原则设置预设数的采样频率。

进一步地，为了保证一定的频率测量实时性，输入信号对应的输入时间可取0.25s。

更进一步地，电力系统额定频率50Hz，为了提高性能，采样频率应远大于50Hz，优选地，设置采样频率等于f_n＝10KHz，采样间隔表达为式(1)：

$T_n=\frac{1}{f_n}---\left(1\right);$

式(1)中，T_n为采样间隔，单位s；f_n为所述预设采样频率，单位Hz。

所述采样输入信号序列长度表达为式(2)：

N＝T_sf_n(2)；

式(2)中，N为输入信号序列长度，单位无量纲；T_s为输入信号对应的输入时间，单位s；f_n为所述预设采样频率，单位Hz。在采样频率f_n＝10KHz，输入信号对应的输入时间T_s＝0.25s时，则输入信号序列长度N＝2500。

在一些实施例中，在不考虑直流成分和谐波成分时，所述输入信号序列表达为式(3)：

X_i(n)＝Acos(ωT_nn)

(3)；

n＝0,1,2,.....,N-1

式(3)中，X_i(n)为输入信号序列；A为信号幅值，单位v；ω为信号基波频率，单位rad/s；T_n为采样间隔，单位s；n为序列离散数，单位无量纲；N为输入信号序列长度。

对于频率初测模块1020，可通过零交法对所述输入信号序列进行频率测量，以作为所述初步频率。还可通过本领域技术人员惯用的其他频率测量方法如基于滤波的算法、基于小波变换算法、基于神经网络的算法、基于DFT变换的频率算法、基于相位差的频率算法等。对所述输入信号序列进行频率初测，允许频率初测存在±0.25％以内相对误差。

所述初步频率表达式为式(4)：

ω_o(4)；

式(4)中，ω_o为初步频率，单位rad/s；

对于乘法序列模块1030，将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列。

在一些实施例中，在不考虑直流成分和谐波成分时，所述乘法序列表达为式(5)：

[X_i(n)]²＝[Acos(ωT_nn)]²

(5)；

n＝0,1,2,.....,N-1

式(5)中，X_i(n)为输入信号序列；[X_i(n)]²为所述乘法序列。

在一些实施例中，在输入信号序列含有直流成分、谐波成分时，设输入信号序列由直流信号、1/3次谐波成分、1/2次谐波成分、基波信号、2次谐波成分、3次谐波成分、4次谐波成分、5次谐波成分所构成，表达为式(6)：

$\begin{array}{c}{A}_{i+}\left(n\right)=A_0\\ +A_1\cos \left({\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_{1/3}\cos \left(\frac{{\mathrm{\ωT}}_{n}n}{3}\right)\\ +A_{1/2}\cos \left(\frac{{\mathrm{\ωT}}_{n}n}{2}\right)\\ +A_2\cos \left(2{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_3\cos \left(3{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_4\cos \left(4{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\\ +A_5\cos \left(5{\mathrm{\ωT}}_{n}n\right)\end{array}---\left(6\right);$

n＝0，1，2，.....，N-1

式(6)中，X_i+(n)为输入信号序列；A₀为直流幅值，单位v；A₁为基波幅值，单位v；A_1/3为1/3分次谐波幅值，单位v；A_1/2为1/2分次谐波幅值，单位v；A₂为2次谐波幅值，单位v；A₃为3次谐波幅值，单位v；A₄为4次谐波幅值，单位v；A₅为5次谐波幅值，单位v；ω为信号基波频率，单位rad/s；T_n为采样间隔，单位s；n为序列离散数，单位无量纲；N为输入信号序列长度。

由式(6)可知，X_i+(n)的乘法序列的混频成分将非常复杂，为了简化问题，式(6)乘法序列表达为式(7)：

[X_i+(n)]²＝U₀+U_～[n](7)；

式(7)中，U₀为直流成分，U_～[n]为混频干扰频率成分。其中，

$U_0={A_0}^2+\frac{{A_1}^2}{2}+\frac{{A_{1/3}}^2}{2}+\frac{{A_{1/2}}^2}{2}+\frac{{A_2}^2}{2}+\frac{{A_3}^2}{2}+\frac{{A_4}^2}{2}+\frac{{A_5}^2}{2}.$

对于陷波模块1040，根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；利用数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列。

优选地，数字陷波具体采用算术平均陷波算法，即将若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次陷波值输出。所述数字陷波参数指若干个连续离散值相加的长度N_T，其需要根据对所述输入信号序列进行频率初测得到的初步频率ω_o来设置，具体还需要根据所述乘法序列模块1030生成的乘法序列中的混频干扰频率成分设置该数字陷波参数。

乘法序列模块1030的式(7)中的混频干扰成分，即为式(6)序列中各频率成分相互混频得到的混频频率，如表2所示：

表2

表2中，a₀、a_1/3、a_1/2、a₁、a₂、a₃、a₄、a₅分别代表输入信号中的直流、1/3次谐波、1/2次谐波、基波、2次谐波、3次谐波、4次谐波、5次谐波频率成分。

表2中混频频率分成以基波频率为计算单位，可分为：分次单位混频频率，次单位混频频率，具体地可分为5类：零频率成分、分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。其中零频率成分为有用成分，即所述的直流成分，其它的成分均为混频干扰频率成分。

N_T为采用算术平均陷波算法时若干个连续离散值相加的长度，现设N_T1为六分之一初步频率的单位周期序列长度，该序列用于对分母为6的分次单位混频频率进行陷波抑制，陷波参数计算为式(8)：

$N_{T1}=\left(\mathrm{int}\right)6\frac{f_{n}2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_o}---\left(8\right);$

式(8)中，int代表取整数，f_n为所述预设采样频率，单位Hz；ω_o为初步频率，单位rad/s。在采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s时，则N_T1＝1200。

同理，设N_T2为三分之一初步频率的单位周期序列长度时，该序列用于对分母为3的分次单位混频频率进行陷波抑制，陷波参数计算为式(9)：

$N_{T2}=\left(\mathrm{int}\right)3\frac{f_{n}2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_o}---\left(9\right);$

式(9)中，int代表取整数，f_n为所述预设采样频率，单位Hz；ω_o为初步频率，单位rad/s。在采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s时，则N_T2＝600。

同理，设N_T3为二分之一初步频率的单位周期序列长度时，该序列用于对分母为2的分次单位混频频率和所有次单位混频频率进行陷波抑制。陷波参数计算为式(10)：

$N_{T3}=\left(\mathrm{int}\right)2\frac{f_{n}2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_o}---\left(10\right);$

式(10)中，int代表取整数，f_n为所述预设采样频率，单位Hz；ω_o为初步频率，单位rad/s。在采样频率f_n＝10KHz，初步频率ω_o＝100πrad/s时，N_T3＝400。

优选的，为了提高混频干扰的抑制性能，数字陷波由三种陷波参数的陷波器所构成，三级数字陷波的表达式为(11)：

$\begin{array}{c}{X}_o\left(n\right)=\frac{1}{N_{T3}}\underset{n}{\overset{N_{T3}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{T2}}\underset{n}{\overset{N_{T2}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{T1}}\underset{n}{\overset{N_{T1}-1}{\Σ}}{\[X_{i+}\left(n\right)\]}^2\\ \begin{array}{cc}{\[X_{i+}\left(n\right)\]}^2& n=0,1,2,3,\mathrm{...},N-1\end{array}\\ \begin{array}{cc}{X}_o\left(n\right)& n=0,1,2,3,\mathrm{...},N-N_{T1}-N_{T2}-N_{T3}-1\end{array}\end{array}---\left(11\right);$

式(11)中，X_o(n)为输出的数字陷波序列、序列长度为N-T_T1-T_T2-T_T3-1。N_T1为数字陷波参数1，N_T2为数字陷波参数2，N_T3为数字陷波参数3。

在一些实施例中，数字陷波参数N_T1取值为六分之一参考频率的单位周期序列长度、N_T2取值为三分之一参考频率的单位周期序列长度、N_T3取值为二分之一参考频率的单位周期序列长度。

对于开方运算模块，对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

由于三级数字陷波滤除了式(7)中波动频率成分，X_o(n)为输出的数字陷波序列,其终值等于式(7)中直流成分U₀，为式(8)：

$X_{o-end}\left(n\right)=U_0={A_0}^2+\frac{{A_1}^2}{2}+\frac{{A_{1/3}}^2}{2}+\frac{{A_{1/2}}^2}{2}+\frac{{A_2}^2}{2}+\frac{{A_3}^2}{2}+\frac{{A_4}^4}{2}+\frac{{A_5}^2}{2}---\left(12\right);$

式(8)中，X_o-end为陷波序列式的终值，对式(12)信号开方，得到所述输入信号序列的交流真有效值，为式(13)：

$\begin{array}{c}{X}_o=\sqrt{X_{o-end}}=\sqrt{U_0}\\ =\sqrt{{A_0}^2+\frac{{A_1}^2}{2}+\frac{{A_{1/3}}^2}{2}+\frac{{A_{1/2}}^2}{2}+\frac{{A_2}^2}{2}+\frac{{A_3}^2}{2}+\frac{{A_4}^2}{2}+\frac{{A_5}^2}{2}}\end{array}---\left(13\right)$

式(13)中，X₀为所述输入信号序列的交流真有效值。

以上陈述仅以实施例来进一步说明本发明的技术内容，以便于读者更容易理解，但不代表本发明的实施方式仅限于此，任何依本发明所做的技术延伸或再创造，均受本发明的保护。

Claims (10)

1.一种交流真有效值的测量方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据预设信号时间长度和预设采样频率，对电力信号进行采样，获得输入信号序列；

测量所述输入信号序列的频率，作为所述电力信号的初步频率；

将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列；

根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；

利用所述数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对所述乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列；

对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

2.如权利要求1所述的交流真有效值的测量方法，其特征在于，所述数字陷波采用算术平均陷波算法，将所述乘法序列的若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次数字陷波的输出值。

3.如权利要求1所述的交流真有效值的测量方法，其特征在于，所述数字陷波参数指所述乘法序列的若干个连续离散值相加的长度。

4.如权利要求1所述的交流真有效值的测量方法，其特征在于，所述乘法序列中的混频干扰频率以基波频率为计算单位，包括分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。

5.如权利要求1所述的交流真有效值的测量方法，其特征在于，所述乘法序列中的混频干扰频率包括分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。

6.一种交流真有效值的测量装置，其特征在于，包括：

采样模块，用于根据预设信号时间长度和预设采样频率，对电力信号进行采样，获得输入信号序列；

频率初测模块，用于测量所述输入信号序列的频率，作为所述电力信号的初步频率；

乘法序列模块，用于将所述输入信号序列进行平方运算，得到乘法序列；

陷波模块，用于根据所述初步频率和所述乘法序列中的混频干扰频率成分设置数字陷波参数；利用所述数字陷波参数构造陷波器，利用该陷波器对所述乘法序列进行数字陷波，得到数字陷波序列；

开方运算模块，用于对所述数字陷波序列终值进行开方运算，得到所述输入信号序列的交流真有效值。

7.如权利要求6所述的交流真有效值的测量装置，其特征在于，所述陷波模块进行数字陷波时采用算术平均陷波算法，将所述乘法序列的若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次数字陷波的输出值。

8.如权利要求6所述的交流真有效值的测量装置，其特征在于，所述陷波模块设置的数字陷波参数指若干个连续离散值相加的长度。

9.如权利要求6所述的交流真有效值的测量装置，其特征在于，所述乘法序列模块得到的所述乘法序列中的混频干扰频率以基波频率为计算单位，包括分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率、次单位混频频率。

10.如权利要求6所述的交流真有效值的测量装置，其特征在于，所述陷波模块的数字陷波过程为：所述乘法序列经过三种陷波参数的陷波器，分别完成对分母为6的分次单位混频频率、分母为3的分次单位混频频率、分母为2的分次单位混频频率和所有次单位混频频率的陷波抑制。