CN101806835A - 基于包络分解的间谐波测量仪 - Google Patents

Abstract

基于包络分解的间谐波测量仪，涉及电力系统间谐波测量方法和电力系统间谐波测量仪器，属于电能质量监测技术领域，主要由多路ADC环节、提取电力系统工频信号的包络提取环节、分解出包络信号中的整次谐波的包络分解环节、分解出工频信号中的整次谐波的工频信号分解环节、从工频信号的整次谐波和包络信号的整次谐波数据计算出间谐波的频率、幅值和相角的间谐波合成环节组成。本发明排除了整次谐波频谱泄漏产生的虚假间谐波，用于实际电网时它提供的间谐波信息更为真实、精确。

Description

基于包络分解的间谐波测量仪

技术领域

本发明涉及电力系统间谐波测量方法和电力系统间谐波测量仪器，属于电能质量监测技术领域。

背景技术

电网间谐波测量比整次谐波的测量困难得多，目前在工程上还没有行之有效的方法。迄今，工程上的间谐波测量仪器仍然沿用整次谐波测量方法——DFT(离散富里叶变换)法，在这些仪器中间谐波DFT与整次谐波DFT的不同仅仅在于：

(1)增多了频点数。比如，如果只测量1～50次的整次谐波，每个周波的采样点数大于101点就行了——DFT后可得到50个频点的整次谐波；如果要测量0.1、0.2、0.3、...、49.8、49.9次的间谐波，每个周波的采样点数必须大于1001点——DFT后才能得到500个频点：1、2、3...、499、500，其中“整数频点”(10的整数倍的频点)对应整次谐波、“分数频点”(不是10的整数倍的频点)对应间谐波。

众所周知，采样总是有同步误差的，有同步误差就有频谱泄漏。“整数频点”到“整数频点”的频谱泄露相对较小，但是“整数频点”到“分数频点”的频谱泄漏就要大得多。比如，整数频点20对整数频点10、30的频谱泄露较小，但对分数频点19和21的频谱泄漏就很大、对分数频点18和22的频谱泄漏也较大、......。

电网中间谐波的幅值一般比整次谐波的幅值小得多，所以整次谐波泄漏占间谐波幅值的比例很大，有的甚至超过100％。所以，DFT的频谱泄漏所产生的虚假间谐波对依赖传统DFT的间谐波测量仪是致命的——它与真实间谐波混迭使间谐波无法测准。用传统的间谐波测量仪器，没有间谐波的信号也会测量出间谐波。

本发明提出的“基于包络分解的间谐波测量仪”首先将间谐波信息从信号中提取出来，如何提取？这来源于对间谐波机理的一个重要认识：间谐波信息一定包含在工频信号的包络之中。

基于这一重要认识，提取了包络就提取了间谐波信息。这样，基于包络分解的间谐波测量仪与传统的间谐波测量仪器的主要取别在于：基于包络分解的间谐波测量不是来自信号“分数频点”上的频谱，而是来自信号包络的频谱和信号“整数频点”上的频谱，这样，只要同步误差不很大，信号DFT的频谱泄漏几乎对间谐波没有影响。

发明内容

本发明目的在于为智能电网电能质量监测提供一种精确参数的基于包络分解的间谐波测量仪。

本发明主要部件有：多路ADC环节、提取电力系统工频信号的包络提取环节、分解出包络信号中的整次谐波的包络分解环节、分解出工频信号中的整次谐波的工频信号分解环节、从工频信号的整次谐波和包络信号的整次谐波数据计算出间谐波的频率、幅值和相角的间谐波合成环节；所述包络提取环节和工频信号分解环节分别连接在多路ADC环节的输出端，所述包络分解环节的输入端连接包络提取环节，包络分解环节的输出端连接间谐波合成环节的输入端，所述包络分解环节的输出端连接间谐波合成环节的另一端入端。

另，本发明还在工频信号分解环节的输入端连接同步环节，一般用PLL——锁相环。

包络分解环节的输入端连接同步环节。

所述包络提取环节的为滤波器、小波变换Wavelet或希尔伯特-黄变换HHT。

所述包络分解环节采用快速傅里叶变换FFT方法计算包络d(t)各整次谐波(即频率lη)的幅值D_l和相角θ_l，将包络d(t)分解为：

$d\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l\sin (2\mathrm{l\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_l)$

上式中，常数D_l和θ_l分别为包络的第l次谐波的幅值和初相角，η为包络的基波频率，0＜η＜f，L是包络所含整次谐波的最高次数，L为正整数。

所述工频信号分解环节采用快速傅里叶变换FFT方法计算工频信号y(t)整次谐波(频率mf)的幅值A_m和相角φ_m，忽略间谐波对整次谐波的泄漏，用PLL同步后这个泄漏极小，工频信号y(t)的平稳部分的分解为：

$\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)$

上式中，常数A_m和φ_m分别为信号的第m次谐波的幅值和初相角，f是基波频率，M是信号所含整次谐波的最高次数，M为正整数。

所述间谐波合成环节的间谐波频率、幅值和初相角的计算公式为：

$y\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)+$

$\frac{1}{2}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l{A}_m\left\{\right[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{mf}-\mathrm{l\η})t+{\mathrm{\φ}}_m-{\mathrm{\θ}}_l]-[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{mf}+\mathrm{l\η})t+{\mathrm{\φ}}_m+{\mathrm{\θ}}_l\left]\right\}$

上式中，常数A_m和φ_m分别为信号的第m次谐波的幅值和初相角，f是基波频率；常数D_l和θ_l分别为包络的第l次谐波的幅值和初相角，η为包络的基波频率，0＜η＜f，L是包络所含整次谐波的最高次数，M和L为正整数；所有整次谐波和间谐波频点为(mf±lη)，mf±lη≥0，m＝0，1，Λ，M，l＝0，1，Λ，L。

本发明的工作原理、步骤是：

1)多路ADC环节对工频信号y(t)连续等间隔采样(并ADC)S个周波——得到N点采样序列{y(n)}，采样应尽量与工频信号同步，{y(n)}应至少包含包络的一个完整周期；

2)工频分解环节对{y(n)}执行DFT得到整次谐波的频率、幅值和相位，执行DFT之前{y(n)}可以加某种“窗”以减少同步误差，也可用插值的方法提高整次谐波参数计算精度，推荐用Hanning窗插值；

3)包络提取环节从{y(n)}中提取包络d(t)，提取可以用滤波器、Wavelet、HHT(Hilbert-Huang Transaction)等有效方法，推荐用窄带Hilbert变换进行包络提取；

4)包络分解环节对包络d(t)按频率分解，当d(t)为平稳周期信号时可以用DFT得到d₁、d₂、...、d_L，仍可采用Hanning窗插值的方法提高包络频谱的计算精度；当d(t)为非平稳周期信号时可以用Wavelet、HHT等方法；

5)间谐波合成环节用附录1的公式(9)求出各次间谐波的频率、幅值和相角。

本发明排除了整次谐波频谱泄漏产生的虚假间谐波，用于实际电网时它提供的间谐波信息更为真实、精确。

附图说明

图1为本发明的结构原理图。

图2为简单谐波信号的信号x(t)包络分解法过程图。

图3为电网频率为50.5Hz时信号x₁(t)包络分解法过程图。

图4为采样0.4S插值幅频图。

图5为采样0.6S插值幅频图。

图6为采样0.4S包络分解法幅频图。

图7为采样0.4S幅值误差图。

具体实施方式

如图1所示，本发明主要部件有：多路ADC环节、提取电力系统工频信号的包络提取环节、分解出包络信号中的整次谐波的包络分解环节、分解出工频信号中的整次谐波的工频分解环节和从工频信号的整次谐波和包络信号的整次谐波并计算出间谐波的频率、幅值和相角的间谐波合成环节。

其中，包络提取环节和工频分解环节分别连接在多路ADC环节的输出端，包络分解环节的输入端连接包络提取环节，包络分解环节的输出端连接间谐波合成环节的输入端，包络分解环节的输出端连接间谐波合成环节的另一端入端。

电网的三相电压和电流u_a、i_a、u_b、i_b、u_c、i_c经电压互感器(PT)和电流互感器(CT)送到6路ADC，同步环节将采样同步误差减小到0.02％以下，ADC输出的6路数字信号送到工频分解环节和包络提取环节。

工频分解环节对6路数字信号执行FFT，得到6路各50个整次谐波的频率、幅值和相位，然后送到间谐波合成环节。

包络提取环节从6路数字信号中提取6路包络信号，然后将6路包络信号送到包络分解环节。

包络分解环节对6路包络信号执行FFT，得到6路包络信号的频谱，然后送到间谐波合成环节。

间谐波合成环节根据工频分解环节和包络分解环节送来的两类频谱数据，计算出各次间谐波的频率、幅值和相角。

本发明最好采用‘数字化实现’，具体讲就是：包络提取环节、包络分解环节和工频分解环节都用DSP来实现，间谐波合成环节用MCU来实现。比如DSP采用TI的F28系列，MCU采用ARM7系列。也可以用1片功能强大的DSP(如F2812)实现上述4个环节的功能。

包络提取环节推荐用《IEC61000-4-15：2003 Flickermeter-Functional anddesign specifications》中给出的滤波器。

包络分解环节和工频分解环节推荐用加Hanning窗的FFT。

间谐波合成环节用公式9。

包络提取环节可以用滤波器、Wavelet、Hilbert变换、HHT(Hilbert-HuangTransaction)等有效方法，比如采用《IEC61000-4-15：2003Flickermeter-Functional and design specifications》中给出的滤波器。

包络分解环节可以用FFT、滤波器、Wavelet、HHT等有效方法，推荐用FFT方法求出包络d(t)的各整次谐波的频率(lη)、幅值(D_l)和相角(θ_l)：

$d\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l\sin (2\mathrm{l\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_l)$

工频分解环节可以用FFT、滤波器、Wavelet、HHT等有效方法，推荐用FFT方法求出工频信号

$y\left(t\right)=[1+d\left(t\right)]\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)$

中的整次谐波的频率(mf)、幅值(A_m)和相角(φ_m)。

一、本发明的原理论证：

1.信号的平稳性

要正确分析间谐波，首先要分析间谐波“产生”的机理，为此先作如下定义：

定义1(平稳周期信号) 平稳周期信号y(t)定义为

y(t)＝y(mT+t)，m＝0，1，2，Λ                       (1)

其中，信号周期T为常数。显然，平稳周期信号就是严格的周期信号。

这里加“平稳”2字是为了区别工程上的“准周期信号”。下文中，凡提到“平稳周期信号”均指定义1描述的信号。

定义2(平稳工频信号) 频率为工频的平稳周期信号称为平稳工频信号。具体讲就是：y(t)是平稳周期信号且其频率f＝1/T满足0.9f₀≤f≤1.1f₀，f₀是电网的额定频率。

这里加“工频”2字是强调一个重要事实：平稳性是针对特定频率而言的，在工频上非平稳的信号可能在某个更低的频率上是平稳的。

结论1 平稳工频信号y(t)可以展开为基波频率为工频的Fourier级数：

$y\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)---\left(2\right)$

式中，常数A_m和φ_m分别为第m次谐波的幅值和初相角，f是基波频率，m是整数，M是y(t)所含整次谐波的最高次数。

定义3(间谐波) 工频信号中频率不是基波频率整数倍的谐波称为间谐波。

结论2 平稳工频信号一定不含间谐波，含间谐波的工频信号一定不是平稳工频信号。

这个结论可以从结论1和定义3直接得到。

定义4(非平稳工频信号) 非平稳工频信号y(t)定义为

$y\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\left(t\right)\sin [2\mathrm{m\πf}\left(t\right)t+{\mathrm{\φ}}_m\left(t\right)]---\left(3\right)$

其中，A_m(t)、f(t)、φ_m(t)至少有一个是时变的，0.9f₀≤f(t)≤1.1f₀。显然，非平稳工频信号只能算准周期信号，实际电网的电压、电流信号都是这类准周期信号。

式(3)中，如果只有f(t)变化，按瞬时频率看不会产生新的频率成份，当然也不会出现间谐波。同样，式(3)中，如果只有φ_m(t)变化或φ_m(t)和f(t)同时变化，也不会出现间谐波。但是，A_m(t)的变化会直接“产生”间谐波，这一点将在下文论述。

对平稳工频信号y(t)同步采样S个工频周波，设S个周波的采样点数为N，y(t)所含整次谐波的最高次数为M，则y(t)的各次谐波幅值为：

$A_m=2\sqrt{{\left[\mathrm{Real}\left(X(\mathrm{mS}+1\right)\right]}^2+{\left[\mathrm{Imag}\left(X(\mathrm{mS}+1\right)\right]}^2},m=\mathrm{0,1},2,\mathrm{\Λ},M---\left(4\right)$

$X\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}},k=\mathrm{0,1,2},\mathrm{\Λ},N,n=\mathrm{0,1,2},\mathrm{\Λ},N---\left(5\right)$

式(5)就是离散Fourier变换(DFT)，根据采样定理必须N≥2(MS+1)。

用DFT方法还可以求出非整次频点的幅值：

$A_k=2\sqrt{[\mathrm{Rel}\left(X(k\right){]}^2+{\left[\mathrm{Img}\right]\left(X(k\right)]}^2},k=\mathrm{0,1},\mathrm{\Λ},\mathrm{MS},k\≠\mathrm{mS}+1---\left(6\right)$

对于平稳工频信号y(t)，如果采样是严格同步的，一定有A_k≡0(k＝0，1，Λ，MS，k≠mS+1)；如果采样不是严格同步的，会出现许多A_k≠0，这就是频谱泄漏。频谱泄漏出现在间谐波的频点上，但频谱泄漏决不是间谐波——它是DFT方法造成的假象，频谱泄漏与真实间谐波混迭使间谐波无法测准。

2.包络与间谐波的关系

根据上文的分析，“产生”间谐波的直接原因是工频信号的幅值不平稳，我们把幅值不平稳的工频信号描述为：

$y\left(t\right)=[1+d\left(t\right)]\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)---\left(7\right)$

其中，d(t)是工频信号幅值的波动量——称为包络。d(t)可能是：(1)平稳周期信号，(2)非平稳周期信号，(3)非周期信号，工程中的波动大多可近似为第1种情况，当然其思路也可用于第2、3两种情况。当d(t)是平稳周期信号时，d(t)可描述为：

$d\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l\sin (2\mathrm{l\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_l)---\left(8\right)$

其中，常数D_i和θ_l分别为d(t)的第l次谐波的幅值和初相角，η为d(t)的基波频率，L是d(t)所含整次谐波的最高次数。将式(8)代入式(7)得：

$y\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)+\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l\sin (2\mathrm{l\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_l)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)+D_1\sin (2\mathrm{\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_1)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)$

$+D_2\sin (4\mathrm{\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_2)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)+\mathrm{L\; L}$

$\mathrm{L\; L}+D_L\sin (2\mathrm{L\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_L)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)+$

$+\frac{1}{2}{D}_1{A}_1[\cos 2\mathrm{\π}(f-\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_1-{\mathrm{\θ}}_1]-\frac{1}{2}{D}_1{A}_1[\cos 2\mathrm{\π}(f+\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\θ}}_1]+$

$+\frac{1}{2}{D}_2{A}_1[\cos 2\mathrm{\π}(f-2\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_1-{\mathrm{\θ}}_2]-\frac{1}{2}{D}_2{A}_1[\cos 2\mathrm{\π}(f+2\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\θ}}_1]+$

$+\mathrm{L\; L}+$

$+\frac{1}{2}{D}_L{A}_1[\cos 2\mathrm{\π}(f-\mathrm{L\η})t+{\mathrm{\φ}}_1-{\mathrm{\θ}}_L]-\frac{1}{2}{D}_L{A}_1[\cos 2\mathrm{\π}(f+2\mathrm{L\η})t+{\mathrm{\φ}}_L+{\mathrm{\θ}}_L]+$

$+\mathrm{L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L\; L}+$

$+\frac{1}{2}{D}_1{A}_M[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{Mf}-\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_M-{\mathrm{\θ}}_1]-\frac{1}{2}{D}_1{A}_M[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{Mf}+\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_M+{\mathrm{\θ}}_1]+$

$+\frac{1}{2}{D}_2{A}_M[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{Mf}-2\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_M-{\mathrm{\θ}}_2]-\frac{1}{2}{D}_2{A}_M[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{Mf}+2\mathrm{\η})t+{\mathrm{\φ}}_M+{\mathrm{\θ}}_2]+---\left(9\right)$

$+\mathrm{L\; L}+\frac{1}{2}{D}_L{A}_M[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{Mf}-\mathrm{L\η})t+{\mathrm{\φ}}_M-{\mathrm{\θ}}_L]$

$-\frac{1}{2}{D}_L{A}_M[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{Mf}+2\mathrm{L\η})t+{\mathrm{\φ}}_M+{\mathrm{\θ}}_L]$

从上式不难看出，如果f不是η的整数倍，那么η、2η、...、Lη、(f±η)、(f±2η)、...、(f±Lη)、(2f±η)、(2f±2η)、...、(2f±Lη)、...、(Mf±η)、(Mf±2η)、...、(Mf±Lη)都是间谐波的频率。综上分析，不难得出：

结论3 对于式(7)(8)描述的非平稳工频信号y(t)，如果y(t)的基波频率f不是其包络d(t)基波频率η的整数倍，则包络d(t)不影响工频信号的整次谐波(幅值、相位)，只“产生”间谐波。

二、实例：

为了进一步介绍这种谐波测量仪的特点和应用，给出三个例子，三个例子的采样频率均为10KHz。

1.简单谐波信号

本例讨论仅有谐波存在时，IEC标准和包络分解法计算精度问题。信号模型为

包括基波分量和三次谐波分量。表1给出基波频率变化时，根据IEC61000-4-30：2003标准和包络分解法计算出各次谐波子群和间谐波子群绝对误差值。由表1可见当基波频率为50Hz(采样同步)，根据IEC标准得到的测量值没有误差；但当电网频率发生波动，导致采样非同步，IEC结果出现误差，同步偏差越大，测量误差越大。值得注意的是采样不同步时，由于频谱泄漏，IEC结果得到“虚假”的间谐波成分G_isg，1，G_isg，3。

            表1 谐波和间谐波子群绝对误差

采用包络分解法，则不会得到虚假间谐波成分。为简单起见，仅给出电网频率为50.5Hz时包络分解法分解过程，如图2所示。从图2.a可以看出，由于信号x(t)不含间谐波，其时域波形和窄带滤波后波形没有幅度调制。滤波后信号的包络基本为定值见图2.b，图2.c为图2.b局部放大。包络频谱见图2.d，图中没有低频调制信号，故可判定此时无间谐波存在。

包络分解法否定了间谐波的存在，同时插值算法可以精确得到基波和三次谐波幅值，其计算精度远高于IEC标准。

2.简单谐波和间谐波信号

本例讨论了谐波和间谐波并存时，IEC标准和包络分解法计算精度问题。信号模型为x₁(t)＝[1+0.1×sin(2π×8.6×t)]x(t)，图3给出电网频率为50.5Hz时，包络分解法过程图，信号出现明显幅度调制现象，信号包络频谱中出现将近10Hz低频调制信号，因而可以判定此时存在间谐波。

对信号包络采用加窗插值算法得到调制频率为8.59Hz(真值为8.6Hz)，调制系数为0.0996(真值为0.1)，根据式(9)可得到各次谐波和间谐波频率和幅值，进而按照IEC分组得到各个谐波和间谐波子群绝对误差。

表2给出根据IEC标准和包络分解法计算出各次谐波子群和间谐波子群绝对误差值，包络分解法不仅可以明确判定间谐波的存在，而且计算精度均高于IEC标准。

              表2 谐波和间谐波子群绝对误差

3.复杂谐波和间谐波信号

真实电网信号往往包括多个谐波和间谐波成分，本例比较了复杂谐波和间谐波模型下加窗插值算法和包络分解法的计算精度和稳定性问题。信号采用式(7)(8)给出的模型，具体参数取：M＝21、A_m＝1/m(m为奇数)，A_m＝1/40(m为偶数)、f＝50.05(Hz)、φ_m＝0、L＝1、D_l＝0.1/l、η＝8.6(Hz)、θ_l＝0。

对信号采样0.4S，采用Hanning窗插值算法计算出各次谐波和间谐波幅值如图4所示，图5为采样0.6S的幅值计算结果。对比两图可知，信号采样长度影响插值算法的精度和稳定度，采样0.4S时，加窗插值算法无法计算出高次谐波附近的间谐波成分，导致计算结果出现误差。

采样0.4S时，包络分解法得到调制频率为8.6036Hz(真值为8.6Hz)，调制系数为0.0996(真值为0.1)，根据式(9)得到各次谐波和间谐波频率和幅值，结果如图6所示。图7为包络分解法和Hanning窗插值算法幅值误差比较图，由图可见包络分解法精度要高于Hanning窗插值算法。

Claims (7)

1.基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于所述测量仪主要由多路ADC环节、提取电力系统工频信号的包络提取环节、分解出包络信号中的整次谐波的包络分解环节、分解出工频信号中的整次谐波的工频信号分解环节、从工频信号的整次谐波和包络信号的整次谐波数据计算出间谐波的频率、幅值和相角的间谐波合成环节组成；所述包络提取环节和工频信号分解环节分别连接在多路ADC环节的输出端，所述包络分解环节的输入端连接包络提取环节，包络分解环节的输出端连接间谐波合成环节的输入端，所述包络分解环节的输出端连接间谐波合成环节的另一端入端。

2.根据权利要求1所述基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于在工频信号分解环节的输入端连接同步环节。

3.根据权利要求1所述基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于包络分解环节的输入端连接同步环节。

4.根据权利要求1所述基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于所述包络提取环节的为滤波器、小波变换Wavelet或希尔伯特-黄变换HHT。

5.根据权利要求1所述基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于所述包络分解环节采用快速傅里叶变换FFT方法计算包络d(t)各整次谐波(即频率lη)的幅值D_l和相角θ_l，将包络d(t)分解为：

$d\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l\sin (2\mathrm{l\π\ηt}+{\mathrm{\θ}}_l)$

式中，常数D_l和θ_l分别为包络的第l次谐波的幅值和初相角，η为包络的基波频率，0＜η＜f，L是包络所含整次谐波的最高次数，L为正整数。

6.根据权利要求1所述基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于所述工频信号分解环节采用快速傅里叶变换FFT方法计算工频信号y(t)整次谐波(频率mf)的幅值A_m和相角φ_m，忽略间谐波对整次谐波的泄漏，用PLL同步后这个泄漏极小，工频信号y(t)的平稳部分的分解为：

$\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)$

式中，常数A_m和φ_m分别为信号的第m次谐波的幅值和初相角，f是基波频率，M是信号所含整次谐波的最高次数，M为正整数。

7.根据权利要求1所述基于包络分解的间谐波测量仪，其特征在于所述间谐波合成环节的间谐波频率、幅值和初相角的计算公式为：

$y\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{A}_m\sin (2\mathrm{m\πft}+{\mathrm{\φ}}_m)+$

$\frac{1}{2}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l{A}_m\left\{\right[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{mf}-\mathrm{l\η})t+{\mathrm{\φ}}_m-{\mathrm{\θ}}_l]-[\cos 2\mathrm{\π}(\mathrm{mf}+\mathrm{l\η})t+{\mathrm{\φ}}_m+{\mathrm{\θ}}_l]\}$

式中，常数A_m和φ_m分别为信号的第m次谐波的幅值和初相角，f是基波频率；常数D_l和θ_l分别为包络的第l次谐波的幅值和初相角，η为包络的基波频率，0＜η＜f，L是包络所含整次谐波的最高次数，M和L为正整数；所有整次谐波和间谐波频点为(mf±lη)，mf±lη≥0，m＝0，1，Λ，M，l＝0，1，Λ，L。

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