CN105324923B - 功率半导体元件的驱动电路 - Google Patents

Abstract

具有：电压指令生成部(2)，其生成向功率半导体元件(1)的栅极端子－发射极端子间的充电指令、即电压指令(VGEref)；减法器(3)，其对电压指令(VGEref)和功率半导体元件(1)的栅极端子－发射极端子间电压之间的偏差电压(Verr)进行计算；栅极电流控制器(4)，其被输入偏差电压(Verr)，对栅极电流指令电压(VIGref)进行计算，其中，该栅极电流指令电压(VIGref)决定流过功率半导体元件(1)的栅极端子的栅极电流；栅极电流指令限制器(19)，其对栅极电流指令电压(VIGref)进行限制；以及栅极电流供给器，其被输入栅极电流指令限制器(19)的输出、即实际栅极电流指令电压(VIGout)，将栅极电流供给至功率半导体元件(1)的栅极端子。

Description

功率半导体元件的驱动电路

技术领域

本发明涉及功率半导体元件的驱动电路。

背景技术

在将直流变换为交流的逆变器装置、将交流变换为直流的电力变换装置等中，使用诸如IGBT(绝缘栅双极晶体管)、MOSFET(绝缘栅型场效应晶体管)这样的功率半导体元件。在上述功率半导体元件中通过下述方式对在IGBT中从集电极端子向发射极端子流动的电流、在MOSFET中从漏极端子向源极端子流动的电流进行控制，即，通过在栅极端子－发射极端子间(以下称为“GE间”)或者栅极端子－源极端子间(以下称为“GS间”)，对电荷进行充电或放电，从而使栅极端子－发射极端子间电压(以下称为“VGE电压”)或者栅极端子－源极端子间电压(以下称为“VGS电压”)变化。

用于对上述所示的功率半导体元件中的VGE电压及VGS电压进行控制的驱动电路、即功率半导体元件的驱动电路，通常基于从控制电路发送的脉冲信号即导通信号、截止信号而进行动作。在导通信号发送至驱动电路的情况下，驱动电路以向驱动对象即IGBT的GE间或者MOSFET的GS间对电荷进行充电的方式进行动作，使VGE电压或者VGS电压上升。另一方面，在截止信号发送至驱动电路的情况下，驱动电路以从IGBT的GE间或者MOSFET的GS间对电荷进行放电的方式进行动作，使VGE电压或者VGS电压下降。

作为功率半导体元件的驱动电路，存在下述非专利文献1记载的恒定电压驱动电路。恒定电压驱动电路在从控制电路将导通信号发送至驱动电路的情况下，经由栅极电阻，将正电源与IGBT或者MOSFET的栅极端子之间电连接，向GE间或GS间对电荷进行充电，使VGE电压或VGS电压上升，使IGBT或MOSFET导通。另外，在从控制电路将截止信号发送至驱动电路的情况下，恒定电压驱动电路经由栅极电阻而将负电源(或者接地0V)与栅极端子之间电连接，对充电至GE间或GS间的电荷进行放电，使VGE电压或VGS电压下降。

另外，在专利文献1中公开了下述技术，即，设置用于将恒定的电流向栅极端子供给的恒定电流驱动电路，对向与恒定电流驱动电路的输出端子连接的功率半导体元件的GE间进行充电而得到的VGE电压和规定的电压值进行比较，如果VGE电压变得大于设定电压值，则使恒定电流驱动电路的电流减小。

根据专利文献1所示的技术，由于能够抑制导通时的波动，并且仅在需要时使电流增加，因此能够实现功率半导体元件的低损耗化及驱动电路的省电化。

专利文献1：国际公开第2009/044602号

非专利文献1：“日本インター株式会社IGBTアプリケーションノートRev.1.01”(第20-22页)

发明内容

然而，虽然都称为VGE电压，但具有在功率半导体元件的导通时集电极电流开始流动的VGE电压(以下称为“阈值电压VGEth”)、和进入镜像(mirror)期间的VGE电压(以下称为“镜像期间电压VGEon”)。在非专利文献1所示的恒定电压驱动电路的情况下，根据栅极电阻的电阻值，决定出开关损耗以及诸如传输噪声、辐射噪声这样的EMI噪声(以下统称为“EMI”)。

例如，如果使栅极电阻减小，则流过栅极端子的电流增大，因此VGE电压的充电时间变短，开关损耗变小。但是，由于功率半导体元件的集电极电流的电流变化率di/dt增大，因此EMI噪声增大。

与此相对，如果使栅极电阻增大，则流过栅极端子的电流变小，因此VGE电压的充电时间变长，开关损耗增大，另一方面，由于功率半导体元件的集电极电流的电流变化率di/dt减小，因此能够降低EMI噪声。即，在使用恒定电压驱动电路的情况下，开关损耗和EMI噪声呈折衷的关系。

根据专利文献1所示的技术，如前述所示，由于流过栅极端子的电流是恒定的，因此能够缩短VGE电压的充电时间，而不使di/dt增大。并且，示出在VGE电压超过规定的电压后，会进行使恒定电流驱动电路的电流值减小的控制，因此还能够实现驱动电路的省电化。

但是，通常，VGE电压是基于由开关电源等所生成的电源而得到的值，在由于开关电源的波动等，VGE电压未达到前述的规定的电压的情况下，存在不能使恒定电流驱动电路的电流值减小的课题。

另外，还残留下述课题，即，由于构成以与规定的电压之间的比较结果为基础的动作序列，因此控制也变得复杂。

本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于提供一种功率半导体元件的驱动电路，该功率半导体元件的驱动电路能够同时实现导通时功率半导体元件的开关损耗的降低、和EMI噪声的降低。

为了解决上述课题，实现目的，本发明的特征在于，具有：电压指令生成部，其生成向功率半导体元件的栅极端子－发射极端子间的充电指令、即电压指令；偏差计算部，其对电压指令和所述功率半导体元件的栅极端子－发射极端子间电压之间的偏差电压进行计算；栅极电流控制器，其被输入所述偏差电压，对栅极电流指令电压进行计算，其中，该栅极电流指令电压决定流过所述功率半导体元件的栅极端子的栅极电流；栅极电流指令限制器，其对所述栅极电流指令电压进行限制；以及栅极电流供给器，其被输入所述栅极电流指令限制器的输出、即实际栅极电流指令电压，将栅极电流供给至所述功率半导体元件的栅极端子。

发明的效果

根据本发明，具有下述效果，即，同时实现导通时的功率半导体元件的开关损耗的降低以及EMI噪声的降低，另外，不易因电源等外部因素及功率半导体元件自身的波动而受到损害，还实现驱动电路自身的省电化。

附图说明

图1是表示本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的结构例的框图。

图2是表示功率半导体元件的驱动电路所控制的、作为一个例子的电动机驱动用电力变换装置的结构的图。

图3A是表示电压指令生成部的内部结构例的框图。

图3B是表示正电源VCCP及负电源VCCN的连接结构例的图。

图4是表示栅极电流供给器的结构例的框图。

图5A是表示栅极电流供给器的输入输出特性的一个例子的图。

图5B是表示栅极电流供给器的频率特性(增益及相位)的一个例子的图。

图6是表示使用IGBT作为功率半导体元件并采用恒定电压驱动电路的情况下的一个例子的图。

图7是表示图6所示的恒定电压驱动电路的动作特性的图。

图8是将本实施方式所涉及的驱动电路的与有无栅极电流指令限制器相应的动作进行比较而示出的时序图。

图9是表示本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的更详细的结构例的图。

图10是表示本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的变形例的图。

具体实施方式

下面，参照附图，说明本发明的实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路。此外，本发明不限定于以下所示的实施方式。

图1是表示本发明的实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的结构例的框图。如图1所示，本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路具有下述部件而构成，即：作为功率半导体元件的IGBT 1；电压指令生成部2，其生成对IGBT 1的栅极端子－发射极端子间进行充电时的指令值、即电压指令VGEref；作为偏差电压生成部或偏差计算部的减法器3，其生成电压指令VGEref和IGBT 1的栅极端子－发射极端子间电压(以下称为“电压值VGE”或“VGE电压”)之间的偏差(以下称为“偏差电压Verr”)并输出；栅极电流控制器4，其输入偏差电压Verr，对指令电压(以下称为“栅极电流指令电压VIGref”)进行计算，该指令电压决定流过IGBT 1的栅极端子的栅极电流；栅极电流指令限制器19，其对栅极电流指令电压VIGref进行限制；以及栅极电流供给器5，其输入栅极电流指令限制器19的输出、即实际栅极电流指令电压VIGout，将栅极电流IG供给至IGBT 1的栅极端子。

本发明的功率半导体元件的驱动电路例如能够在图2所示的电动机驱动用电力变换装置等各种电力变换器中使用。在图2所示的例子中，由分别反向并联地连接有二极管22a～22f的电力用半导体元件(IGBT)21a～21f构成了三相的逆变器电路。通过由本发明的功率半导体元件的驱动电路20a～20f分别对电力用半导体元件21a～21f进行通断控制，从而蓄积在平滑电容器23中的电力被供给至作为负载的一个例子的电动机24，进行电动机24的驱动控制。

对图1所示的功率半导体元件的驱动电路整体的动作进行说明。由电压指令生成部2所输出的电压指令VGEref被输入至减法器3的正端子。IGBT 1的栅极端子－发射极端子间电压、即电压值VGE被输入至减法器3的负端子。即，电压值VGE被反馈至栅极电流控制器4的输入侧。

减法器3使用电压指令VGEref及电压值VGE而生成偏差电压Verr，并输出至栅极电流控制器4。栅极电流控制器4生成使减法器3的输出、即偏差电压Verr变小的栅极电流指令电压VIGref，并输出至栅极电流指令限制器19。栅极电流指令限制器19具有用于对栅极电流指令电压VIGref进行限制的功能。即，栅极电流指令限制器19将对栅极电流控制器4的输出、即栅极电流指令电压VIGref的输出进行限制后的实际栅极电流指令电压VIGout输出至栅极电流供给器5。栅极电流供给器5基于实际栅极电流指令电压VIGout，生成向IGBT 1的栅极端子供给的栅极电流IG。通过由栅极电流供给器5所生成的栅极电流IG，电荷被充电至IGBT 1的栅极端子－发射极端子间，电压值VGE上升。通过以上动作，IGBT 1导通。

说明电压指令生成部2的动作。图3A是表示电压指令生成部的内部结构例的框图，图3B是表示正电源VCCP及负电源VCCN的连接结构例的图。

电压指令生成部2基于控制电路8的驱动信号而进行动作，该控制电路8输出IGBT1的动作信号。电压指令生成部2具有正电源VCCP、负电源VCCN(或者接地(GND)0V)、NPN晶体管6及PNP晶体管7而构成。NPN晶体管6及PNP晶体管7的各基极端子彼此连接，NPN晶体管6及PNP晶体管7的各发射极端子彼此连接。另外，正电源VCCP和NPN晶体管6的集电极端子连接，负电源VCCN和PNP晶体管7的集电极端子连接。用于驱动IGBT 1的控制信号CS从控制电路8输出，输入至NPN晶体管6及PNP晶体管7的各基极端子之间的连接端。输出至NPN晶体管6及PNP晶体管7的各发射极端子的电压值作为电压指令VGEref进行使用。此外，在图3B中，将负电源VCCN是负电位的情况作为一个例子而示出，但负电源VCCN也可以是接地(GND)电位、即零电位。

在从控制电路8输出的控制信号CS是用于使IGBT 1接通的信号、即导通信号的情况下，NPN晶体管6接通，PNP晶体管7断开。由此，正电源VCCP的电压(电位)施加于NPN晶体管6及PNP晶体管7的发射极端子，该电压成为电压指令VGEref。另一方面，在从控制电路8输出的控制信号CS是用于使IGBT 1断开的信号、即输出截止信号的情况下，NPN晶体管6断开，PNP晶体管7接通。由此，负电源VCCN的电压(电位)施加于NPN晶体管6和PNP晶体管7的发射极端子，该电压成为电压指令VGEref。

说明栅极电流控制器4。栅极电流控制器4是决定图1所示的功率半导体元件的驱动电路的响应性的部分，由比例控制器(P控制器)构成。在由P控制器构成栅极电流控制器4的情况下，如果将比例增益设为Kp，则栅极电流控制器4的传递函数GI(s)能够由式(1)进行表示。

GI(s)＝Kp……(1)

根据式(1)决定栅极电流控制器4的响应性，基于比例增益Kp将输入的信号计算为栅极电流指令电压VIGref并输出。

说明栅极电流指令限制器19。栅极电流指令限制器19具有对栅极电流指令电压VIGref进行限制的功能。如果将输出上限值设为VIGrefmax、将输出下限值设为VIGrefmin，则栅极电流指令限制器19的输出、即实际栅极电流指令电压VIGout能够由式(2)进行表示。

VIGrefmin≤VIGout≤VIGrefmax……(2)

说明栅极电流供给器5。图4是表示栅极电流供给器5的结构例的框图。关于栅极电流供给器5，作为具有基于实际栅极电流指令电压VIGout而将栅极电流IG供给至IGBT 1的栅极端子这一功能的结构，如图4所示，具备电流镜电路、N沟道型MOSFET 11、电阻12、14以及运算放大器13而构成，该电流镜电路具有PNP晶体管9、10。

向运算放大器13的正端子输入前述的实际栅极电流指令电压VIGout。运算放大器13的输出端子经由电阻14而与N沟道型MOSFET 11的栅极端子连接。N沟道型MOSFET 11的源极端子经由电阻12而与GND电位(0V)连接，电阻12的非GND电位侧的那一端与运算放大器13的负端子连接。

说明由PNP晶体管9、10构成的电流镜电路。PNP晶体管9、10的发射极端子与VCCP连接，PNP晶体管9的基极端子与PNP晶体管10的基极端子连接，并且与PNP晶体管9的集电极端子连接。PNP晶体管9的集电极端子与N沟道型MOSFET 11的漏极端子连接，PNP晶体管10的集电极端子与IGBT 1的栅极端子连接。

栅极电流供给器5基于输入至运算放大器13的正端子的实际栅极电流指令IGref，决定出流过PNP晶体管9的电流I1。如前述所示，PNP晶体管9、10构成了电流镜电路，流过PNP晶体管9的电流I1和流过PNP晶体管10的电流I2是相同的值。PNP晶体管10的集电极端子与IGBT 1的栅极端子连接，流过栅极端子的栅极电流IG成为流过PNP晶体管10的电流I2。

输入至栅极电流供给器5的实际栅极电流指令电压VIGout是栅极电流控制器4的输出，是电压值。与此相对，栅极电流供给器5的输出、即栅极电流IG是电流值。即，栅极电流供给器5起到电压－电流变换器的作用，输入称为实际栅极电流指令电压VIGout的电压值，将栅极电流IG输出至IGBT 1的栅极端子。

图5A是表示栅极电流供给器5的输入输出特性(静态特性)的一个例子的图(图表)，纵轴表示栅极电流IG，横轴表示实际栅极电流指令电压VIGout。在将输入输出变换增益设为K2(K2设为正实数)时，在图5A所示的例子中，在实际栅极电流指令电压VIGout和栅极电流IG之间，式(3)的关系成立。

IG＝K2×VIGout……(3)

图5B是表示栅极电流供给器5的频率特性(增益及相位)的一个例子的图(图表)。

此外，起到作为电压－电流变换器的作用的栅极电流供给器5不限于此处示出的结构及特性，也可以由其他结构实现。

在这里，说明诸如IGBT、MOSFET这样的功率半导体元件的导通时的动作特性。图6是表示使用IGBT作为功率半导体元件并采用恒定电压驱动电路的情况下的一个例子的图。图7是表示图6所示的恒定电压驱动电路的动作特性的图，示出IGBT导通时的栅极端子－发射极端子间电压VGE、栅极电流IG、集电极电流IC及集电极端子－发射极端子间电压VCE的时序图。

对图6进行说明。图6所示的恒定电压驱动电路具有NPN晶体管15、PNP晶体管16及栅极电阻17而构成。NPN晶体管15及PNP晶体管16的各基极端子彼此连接，其连接端与控制电路8的输出连接。NPN晶体管15的集电极端子与正电源VCCP连接，PNP晶体管16的集电极端子与负电源VCCN(或者接地0V)连接。NPN晶体管15及PNP晶体管16的各发射极端子彼此连接，其连接端经由栅极电阻17而与IGBT 1的栅极端子连接。此外，控制电路8具有生成IGBT1的驱动信号并输出的功能。

如果导通信号从控制电路8输出，则NPN晶体管15接通，PNP晶体管16断开。由于NPN晶体管15接通，因此来自正电源VCCP的电流经由栅极电阻17而向IGBT 1的栅极端子流动，电荷被充电至栅极端子－发射极端子间。另一方面，如果截止信号从控制电路8输出，则NPN晶体管15断开，PNP晶体管接通。由于PNP晶体管接通，因此电流经由栅极电阻17而向负电源VCCN流动，栅极端子－发射极端子间的电荷进行放电。

对图7进行说明。如前述所示，如果导通信号从控制电路8输出，则NPN晶体管15接通，电流经由栅极电阻17而向IGBT 1的栅极端子流动。

对时序图的t0～t1区间进行说明。时刻t0是电荷开始向GE间进行充电的时刻，时刻t1是IGBT 1的集电极电流IC开始流动的时刻。栅极电流的峰值是正电源VCCP除以栅极电阻17而得到的值。如果将栅极电阻17的电阻值设为RG，则导通动作开始时刻t0的栅极电流峰值IGpeak能够由式(4)进行表示。

IGpeak＝VCCP/RG……(4)

由于流过急剧的栅极电流IG，因此栅极端子－发射极端子间电压VGE也上升。如果在时刻t1，栅极端子－发射极端子间电压VGE达到阈值电压VGEth，则集电极电流IC急剧地开始流动，集电极端子－发射极端子间电压VCE开始下降。

对时序图的t1～t2区间进行说明。时刻t2是IGBT 1进入产生镜像效应的期间(以下称为“镜像期间”)的时刻。在时刻t1以后，栅极电流IG不断下降，栅极端子－发射极端子间电压VGE的上升也变得平缓。如果达到时刻t2，则镜像期间开始。

对时序图的t2～t3区间进行说明。时刻t3是IGBT 1结束镜像期间的时刻。在该时刻t2～t3之间，由于镜像效应，栅极端子－发射极端子间电压VGE是恒定的。该镜像期间直至栅极端子－集电极端子间电容的充电结束为止一直持续，栅极电流IG也是恒定的。在镜像期间中，集电极端子－发射极端子间电压VCE不断下降，与此相对，集电极电流IC是恒定的。此外，在t2～t3区间中流动的栅极电流IG能够由式(5)进行表示。

IG＝(VCCP－VGEon)/RG……(5)

对时序图的t3～t4区间进行说明。时刻t4是栅极端子－发射极端子间电压VGE达到正电源VCCP而结束充电的时间。在镜像期间结束的时刻t3以后，栅极端子－发射极端子间电压VGE再次开始上升，栅极电流IG减小，在时刻t4，栅极端子－发射极端子间电压VGE达到正电源VCCP。

如前述所示，在利用恒定电压驱动电路驱动功率半导体元件的情况下，为了降低开关损耗，需要使栅极端子－发射极端子间电压VGE的充电快速结束。为此，使栅极电阻的电阻值减小、使栅极电流增大即可。但是，如果使栅极电流增大，则会流过急剧的集电极电流IC，产生的噪声恶化。其原因在于，如果栅极端子－发射极端子间电压VGE的充电开始时的上升大，则集电极电流IC的电流变化率(以下记作“di/dt”)变大，产生的噪声变大。

另一方面，在镜像期间中，如前述所示，集电极端子－发射极端子间电压VCE不断减小，并且栅极端子－发射极端子间电压VGE是恒定的，集电极电流IC的di/dt小。如果镜像期间长，则集电极端子－发射极端子间电压VCE的减小是平缓的。如果使镜像期间缩短，则集电极端子－发射极端子间电压VCE的减小变快。这说明，通过使镜像期间缩短，从而能够使开关损耗减小。

根据以上所述，为了降低导通时的开关损耗、所产生的噪声，需要具有以下所示的控制功能的功率半导体元件的驱动电路。

(1)直至栅极端子－发射极端子间电压VGE达到阈值电压VGEth为止降低充电速度。即，抑制向栅极端子供给的栅极电流。

(2)缩短栅极端子－发射极端子间电压VGE为恒定的镜像期间。即，在进入镜像期间后增加栅极电流。

本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路基于通过VGE电压和施加于GE间的电压指令VGEref而得到的偏差电压Verr，计算向IGBT 1的栅极端子供给的栅极电流IG。

在图8(a)中，将栅极电流控制器4设为比例控制，作为不存在栅极电流指令限制器19的情况下的各部波形而示出控制信号CS、电压指令VGEref、偏差电压Verr、栅极电流IG、VGE电压、集电极电流IC以及集电极端子－发射极端子间电压VCE。

对时序图t0～t1进行说明。在时刻t0，控制信号CS为“H”，导通信号输入至电压指令生成部2。由此，电压指令VGEref阶跃地变化至VCCP。此时，由于VGE电压为0，因此偏差电压Verr达到VCCP。偏差电压Verr输入至栅极电流控制器4，该栅极电流控制器4对栅极电流指令电压VIGref进行计算。此时的栅极电流指令电压VIGref能够根据式(1)以下述方式进行表示。

VIGref＝Kp×Verr……(6)

根据式(6)也可知，栅极电流指令电压VIGref是将增益Kp与偏差电压Verr相乘而得到的。栅极电流指令电压VIGref输入至栅极电流供给器5，将栅极电流IG供给至IGBT 1的栅极端子。

在直至时刻t1为止的期间，随着VGE电压增加，偏差电压Verr降低，与此相伴，栅极电流IG降低。如果在时刻t1，栅极端子－发射极端子间电压VGE达到阈值电压VGEth，则集电极电流IC急剧地开始流动，集电极端子－发射极端子间电压VCE开始下降。

对时序图的t1～t2区间进行说明。时刻t2是IGBT 1进入镜像效应的时刻。在时刻t1以后，栅极电流IG不断下降，栅极端子－发射极端子间电压VGE的上升也变得平缓。如果达到时刻t2，则镜像效应开始。由于VGE电压的上升变得平缓，因此偏差电压Verr的下降也变得平缓。

对时序图的t2～t3区间进行说明。时刻t3是IGBT 1结束镜像效应的时刻。在时刻t2～t3之间，由于镜像效应，栅极端子－发射极端子间电压VGE是恒定的。由于VGE电压是恒定的，因此偏差电压Verr也是恒定的，基于偏差电压Verr，栅极电流IG也是恒定的。即，直至称为镜像期间的期间结束为止，栅极电流IG也是恒定的。在镜像期间中，集电极端子－发射极端子电压不断下降。

对时序图的t3～t4区间进行说明。时刻t4是栅极端子－发射极端子间电压VGE达到电压指令VGEref、即VCCP而结束充电的时刻。在镜像期间结束的时刻t3以后，栅极端子－发射极端子间电压VGE再次开始上升。因此，由于偏差电压Verr减小，因而栅极电流IG减小，在时刻t4，栅极端子－发射极端子间电压VGE达到VCCP。

然而，根据图7和图8(a)的比较可知，栅极电流IG、VGE电压、集电极电流IC、集电极端子－发射极端子间电压VCE是相同的波形。

图6所示的恒定电压驱动电路的栅极电阻17相当于图1所示的栅极电流控制器4的比例增益。具体地说，使栅极电阻17的电阻值下降等价于使栅极电流控制器4的比例增益上升，使栅极电阻17的电阻值上升等价于使栅极电流控制器4的比例增益下降。

即，本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路在内部包含栅极电流控制器4和栅极电流供给器5，以使电压指令VGEref和所反馈的VGE电压之间的偏差电压Verr变小的方式，对栅极电流IG进行控制，进行VGE电压的控制。此时，如果使栅极电流控制器4的比例增益增大，则能够使栅极电流IG增大，因此能够缩短VGE电压的充电时间，能够使导通时的开关损耗减小。

另一方面，使栅极电流控制器4的比例增益增大等价于使栅极电阻减小，会使EMI噪声恶化。因此，关于本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路，即使增大栅极电流控制器4的比例增益，也会对栅极电流IG的最大值进行限制，因此如图1所示，附加有栅极电流指令限制器19。

图8(b)是表示附加栅极电流指令限制器19而使栅极电流控制器4的比例增益增大的情况下的波形的图。与图8(a)同样地，示出控制信号CS、电压指令VGEref、偏差电压Verr、栅极电流IG、VGE电压、集电极电流IC、以及集电极端子－发射极端子间电压VCE。

对时序图t0～t1的区间进行说明。在时刻t0，控制信号CS为“H”，导通信号输入至电压指令生成部2。由此，指令电压VGEref阶跃地变化至VCCP。此时，由于VGE电压为0，因此偏差电压Verr达到VCCP。偏差电压Verr输入至栅极电流控制器4，该栅极电流控制器4对栅极电流指令电压VIGref进行计算。另一方面，栅极电流指令电压VIGref被栅极电流指令限制器19限制为实际栅极电流指令电压VIGout，从栅极电流供给器5供给栅极电流IG。在时刻t0～t1之间，通过栅极电流指令限制器19对栅极电流IG进行限制。栅极电流IG被限制为恒定值，由此VGE电压不会急剧地进行充电，而是以恒定的斜率进行充电。

对时序图t1～t2的区间进行说明。在时刻t1，VGE电压达到VGEth，IGBT 1的集电极电流IC开始流动，IGBT 1的集电极端子－发射极端子间电压VCE开始下降。在该期间内，栅极电流IG也被限制为恒定值，VGE电压与时刻t0～t1期间同样地，以恒定的斜率进行充电。然后，在时刻t2，VGE电压达到VGEon，进入镜像期间。

对时序图t2～t3的区间进行说明。由于在时刻t2进入镜像期间，因此VGE电压是恒定的。在该镜像期间中，也通过栅极电流指令限制器19而将栅极电流IG限制为恒定值。此时，IGBT 1的集电极端子－发射极端子间电压VCE逐渐地不断降低。在时刻t3，镜像期间结束。

对时序图t3～t4的区间进行说明。从时刻t3起VGE电压再次开始上升。与此相伴，偏差电压Verr降低，基于偏差电压Verr而产生的栅极电流IG也降低。在时刻t4，VGE电压达到电压指令VGEref的输出值、即VCCP，偏差电压Verr及栅极电流IG变为0。

如果对图8(a)和图8(b)进行比较，则在时刻t0～t1，即在从输入导通信号起，直至VGE电压达到IGBT 1的集电极电流IC开始流动的VGE电压、即VGEth为止的期间中，未附加栅极电流指令限制器19的图8(a)达到VGEth的时间较快。在时刻t1～t2，即在VGE电压从VGEth达到VGEon、进入镜像期间为止的期间中，也是未附加栅极电流指令限制器19的图8(a)达到VGEon的时间较快。根据以上所述，在未附加栅极电流指令限制器19的情况下，与附加了栅极电流指令限制器19的情况相比，集电极电流IC的电流变化率di/dt变大，EMI噪声变大。

与此相对，在附加了栅极电流指令限制器19的图8(b)的情况下，由于对栅极电流IG的最大值进行限制，因此VGE电压的充电时间变得平缓，与图8(a)相比，能够使集电极电流IC的电流变化率di/dt减小，能够降低EMI噪声。

另外，在时刻t2～t3、即镜像期间中，附加了栅极电流指令限制器19的图8(b)能够缩短镜像期间。其原因在于，通过使栅极电流控制器4的比例增益增大，从而与图8(a)相比能够流过更多的栅极电流IG。

另外，在时刻t3～t4、即VGE电压达到作为电压指令VGEref的VCCP为止的期间中，图8(a)、图8(b)均是流过基于偏差电压Verr的栅极电流IG，但在图8(b)中，由于将栅极电流控制器4的比例增益设定得较大，因此与图8(a)相比，能够缩短产生偏差电压Verr的期间。

根据以上说明，在本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路中，在附加栅极电流指令限制器19、将栅极电流控制器4的比例增益设定得较大的情况下，具有下述效果。

·在从输入导通信号起至VGE电压达到VGEth、即IGBT 1进入镜像期间为止的期间中，由于能够对集电极电流IC的电流变化率di/dt进行抑制，因此能够防止EMI噪声的恶化。

·能够缩短镜像期间以后的VGE电压的充电期间。因此，由于能够将IGBT 1的集电极端子－发射极端子间电压VCE快速地降低，因此能够降低相当于开关损耗的Pm＝IC×VCE。

·由于基于偏差电压Verr和栅极电流指令限制器19而生成栅极电流IG，因此在偏差电压Verr大的期间，栅极电流基于栅极电流指令限制器19的输出最大值而受到限制，在偏差电压Verr变得小于栅极电流指令限制器19的输出最大值后，供给基于偏差电压Verr的栅极电流IG。由此，由于仅在需要时才供给栅极电流IG，因此驱动电路自身也能够实现省电化。

另外，如前述所示，图8(a)进行与恒定电压驱动电路等价的动作(参照图7)。因此，可以说，本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路进行比非专利文献1所公开的恒定电压驱动电路更优异的动作。

另外，图1所示的功率半导体元件的驱动电路通过以下述方式对栅极电流指令限制器19及栅极电流控制器4进行设定，从而能够同时实现导通时的EMI噪声和开关损耗的降低。

·将栅极电流指令限制器19的输出最大值、即向IGBT 1的栅极端子供给的栅极电流IG设定为集电极电流IC的电流变化率di/dt不会使EMI噪声恶化的水平。或者，设定为由栅极电流指令限制器19对栅极电流IG进行限制、对EMI噪声进行抑制的水平。

·以使栅极电流控制器4的输出、即栅极电流指令电压超过由栅极电流指令限制器19所设定的限制值的方式，对比例增益进行设定。

通过以上述方式对栅极电流指令限制器19及栅极电流控制器4进行设定，从而能够在从导通指令输入时至镜像期间结束为止的期间供给恒定的栅极电流IG，在镜像期间结束后供给基于偏差电压Verr的栅极电流IG，能够同时实现导通时的EMI噪声及开关损耗的降低，并且还能够实现驱动电路自身的省电化。

另外，本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路构成反馈控制系统，即，对VGE电压进行反馈，计算VGE电压与电压指令VGEref之间的偏差电压Verr，以使偏差电压Verr减小的方式对栅极电流IG进行控制，因此成为不易受各种波动损害的驱动电路。下面对波动进行补充说明。

作为与波动相关的因素之一，首先，说明外部因素。通常，功率半导体元件的驱动电路将从外部的电源电路供给的电源电压作为电源而进行动作。在这里，关于图2所示的正电源VCCP，假设从外部的电源电路供给的正电源VCCP由于电源电路的波动而比规定的电压大ΔV1的情况。此时，在恒定电压驱动电路中，栅极电流IG的峰值电流IGpeak能够根据导通动作开始时的式(4)以下述方式进行表示。

IGpeak＝(VCCP+ΔV1)/RG……(7)

在成为式(7)的情况下，由于VGE电压达到VGEth及VGEon的时间变快，因此集电极电流IC的电流变化率di/dt比设想的大，EMI噪声恶化。

另一方面，在本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的情况下，由于通过栅极电流指令限制器19而对栅极电流IG进行限制，因此能够将VGE电压达到VGEth及VGEon的时间设为恒定。因此，集电极电流IC的电流变化率di/dt不会变大，能够防止EMI噪声恶化。

另外，作为与波动相关的其他因素，说明诸如IGBT 1这样的功率半导体元件自身的波动。诸如IGBT及MOSFET这样的功率半导体元件由于周围温度及元件自身的波动，VGEth、VGEon变动。例如，在VGEon增大了ΔV2的情况下，在恒定电压驱动电路中，在镜像期间流动的栅极电流IG根据式(5)而表示如下。

IG＝(VCCP－(VGEon+ΔV2))/RG……(8)

根据式(8)，由于VGEon波动，因此在镜像期间流动的栅极电流IG产生波动。由于该栅极电流IG的波动，从而镜像期间产生波动。根据图7及图8(a)也可知，在镜像期间，IGBT 1的集电极端子－发射极端子间电压VCE降低。如果镜像期间产生波动，则集电极端子－发射极端子间电压VCE降低为止的期间产生波动，因此该镜像期间中的损耗Pm＝IC×VCE也产生波动。

另一方面，在本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的情况下，如前述所示，在镜像期间结束之前，由于能够供给恒定的栅极电流IG，因此能够抑制镜像期间的波动，其结果，能够抑制镜像期间中的损耗Pm的波动。

图9是表示本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的更详细的结构例的图。根据与图1的比较可知，例如栅极电流控制器4能够使用非反转放大器，另外，栅极电流指令限制器19例如能够通过将齐纳二极管18的阴极与输出线连接、将齐纳二极管18的阳极与接地电位连接而实现。

图10是表示本实施方式所涉及的功率半导体元件的驱动电路的变形例的图。如图10所示，也可以省略栅极电流控制器4而构成。在该结构的情况下，作为偏差电压生成部的减法器3对电压指令VGEref和VGE电压之间的偏差电压Verr进行计算，对该偏差电压Verr进行放大并输出。栅极电流指令限制器19将来自作为偏差电压生成部的减法器3的输出、即偏差电压Verr，识别为栅极电流指令电压VIGref，生成对该栅极电流指令电压VIGref的值进行限制后的实际栅极电流指令电压VIGout，其中，该栅极电流指令电压VIGref决定流过功率半导体元件的栅极端子的栅极电流。

下面，对功率半导体元件的原材料进行说明。作为功率半导体元件，通常将硅(Si)作为原材料。另一方面，本实施方式所涉及的技术不限定于以硅为原材料而形成的功率半导体元件。当然也能够应用于取代该硅而将近年来受到关注的碳化硅(SiC)作为原材料的功率半导体元件。

在这里，由于使用碳化硅(SiC)的开关元件与使用硅(Si)的IGBT相比具有能够实现高速通断的特征，因此能够提高载波频率。但是，如上述所示，如果使通断速度加快，则除了EMI噪声恶化这一问题以外，由于提高载波频率所导致的EMI噪声增大也成为问题。因此，单纯地进行提高载波频率的控制而不针对EMI噪声增大的问题采取手段是困难的。

如上述所示，根据本实施方式所涉及的技术，由于能够抑制集电极电流IC的电流变化率di/dt，因此能够对提高载波频率时成为问题的EMI噪声的恶化进行抑制。

此外，碳化硅(SiC)具有与硅(Si)相比带隙较大的特性，是称为宽带隙半导体的半导体的一个例子。除了该碳化硅以外，例如使用氮化镓类材料或金刚石而形成的半导体也属于宽带隙半导体，它们的特性与碳化硅类似之处也较多。因此，使用除了碳化硅以外的其他宽带隙半导体的结构也构成本发明的主旨。

另外，由于由上述宽带隙半导体形成的功率半导体元件的耐电压性高、容许电流密度也高，因此能够实现功率半导体元件的小型化，通过使用这些小型化的功率半导体元件，从而能够实现组装了该功率半导体元件的半导体模块的小型化。

另外，由于由宽带隙半导体形成的功率半导体元件的耐热性也高，因此能够实现散热器及冷却器的小型化。

此外，以上的实施方式所示的结构是本发明的结构的一个例子，还能够与其他的公知技术进行组合，在不脱离本发明的主旨的范围内，当然还能够对一部分进行省略等、进行变更而构成。

工业实用性

如上所述，本发明作为能够同时实现导通时的功率半导体元件的开关损耗降低以及EMI噪声降低的功率半导体元件的驱动电路是有益的。

标号的说明

1功率半导体元件，2电压指令生成部，3减法器，4栅极电流控制器，5栅极电流供给器，6、15 NPN晶体管，7、9、10、16 PNP晶体管，8控制电路，11 N沟道型MOSFET，12、14电阻，13运算放大器，17栅极电阻，18齐纳二极管，19栅极电流指令限制器，CS控制信号，IG栅极电流，VGEref电压指令，Verr偏差电压，VIGref栅极电流指令电压，VIGout实际栅极电流指令电压。

Claims (3)

1.一种功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，具有：

电压指令生成部，其生成向功率半导体元件的栅极端子－发射极端子间的充电指令、即电压指令；

偏差计算部，其对电压指令和所述功率半导体元件的栅极端子－发射极端子间电压之间的偏差电压进行计算；

栅极电流控制器，其被输入所述偏差电压，对栅极电流指令电压进行计算，其中，该栅极电流指令电压决定流过所述功率半导体元件的栅极端子的栅极电流；

栅极电流指令限制器，其对所述栅极电流指令电压进行限制；以及

栅极电流供给器，其被输入所述栅极电流指令限制器的输出、即实际栅极电流指令电压，将栅极电流供给至所述功率半导体元件的栅极端子。

2.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

由比例控制器构成所述栅极电流控制器。

3.一种功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，具有：

电压指令生成部，其生成对功率半导体元件的栅极端子－发射极端子间进行充电时的指令值、即电压指令；

偏差电压生成部，其对电压指令和所述功率半导体元件的栅极端子－发射极端子间电压之间的偏差电压进行计算，对该偏差电压进行放大并输出；

栅极电流指令限制器，其将来自所述偏差电压生成部的偏差电压识别为栅极电流指令电压，生成对该栅极电流指令电压的值进行限制后的实际栅极电流指令电压，其中，该栅极电流指令电压决定流过所述功率半导体元件的栅极端子的栅极电流；以及

栅极电流供给器，其被输入所述实际栅极电流指令电压，将栅极电流供给至所述功率半导体元件的栅极端子。