CN105226951A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关电源装置，能够不增加开关损失且进行充分的针对EMI噪声的对策。该开关电源装置具有：驱动电路(11)，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使开关元件(Q1)进行开关动作；以及负载率检测电路(15)，在额定负载时，在负载率是负载率阈值以下的区域中该负载率检测电路输出指示软驱动的驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过负载率阈值的区域中该负载率检测电路输出指示通常驱动的驱动切换信号。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及通过开关操作进行输出电压控制的开关电源装置。
背景技术
已提出有一种技术(例如，参照专利文献1)，在功率转换器中，根据生成控制脉冲时的脉冲宽度与规定的脉冲宽度阈值之间的比较结果、以及器件的温度估计信息与规定的温度阈值之间的比较结果而确定使栅极电阻增加的规定的时刻，从而降低EMI(Electro-MagneticInterference：电磁干扰)噪声。
专利文献1：日本特开2011-166920号公报
但是，在开关电源装置的情况下，脉冲宽度(接通时间)和器件的温度会由于电源规格、环境条件而存在巨大差异。因此，存在即使像现有技术那样对脉冲宽度和温度进行检测有时也无法在适当的时机切换栅极电阻的问题。在使栅极电阻增加的时机过快的情况下，会增加接通时的开关损失，在使栅极电阻增加的时机过慢的情况下，针对EMI噪声的对策不充分。
发明内容
本发明就是鉴于上述课题而完成的，其目的在于提供一种开关电源装置，该开关电源装置不增加开关损失且能够进行充分的针对EMI噪声的对策。
为了达成上述目的，本发明涉及的开关电源装置以如下方式构成。
本发明的开关电源装置对变压器的一次绕组施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与所述变压器的一次绕组连接的开关元件进行开关动作，从而使所述变压器的二次绕组感应脉冲电压，并对负载输出由二次侧整流平滑电路进行整流平滑后的输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：驱动电路，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使所述开关元件进行开关动作；以及负载率检测电路，在额定(定常)负载时，在负载率是负载率阈值以下的区域中该负载率检测电路输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过所述负载率阈值的区域中该负载率检测电路输出指示所述通常驱动的所述驱动切换信号。
而且，在本发明的开关电源装置中，所述负载率阈值可以被设定为在额定负载时所述开关元件以连续模式进行动作的负载率以下。
而且，在本发明的开关电源装置中，所述负载率检测电路在起动时和过载时可以输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号。
而且，在本发明的开关电源装置中，在所述驱动电路中，所述软驱动情况下的栅极电压的放电速度可以比所述通常驱动情况下的栅极电压的放电速度慢。
而且，在本发明的开关电源装置中，所述负载率阈值可以是可变的。
而且，在本发明的开关电源装置中，该开关电源装置可以具有输入电压检测电路，该输入电压检测电路对所述交流电源的所述输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种进行判断，在所述输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时，即使在负载率超过所述负载率阈值的区域中，所述负载率检测电路也输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号。
而且，在本发明的开关电源装置中，该开关电源装置可以具有输入电压检测电路，该输入电压检测电路对所述交流电源的所述输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种进行判断，在所述输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时，在负载率是比所述负载率阈值大的AC200V用负载率阈值以下的区域中，所述负载率检测电路输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过所述AC200V用负载率阈值的区域中，所述负载率检测电路输出指示所述通常驱动的所述驱动切换信号。
而且，在本发明的开关电源装置中，该开关电源装置对变压器的一次绕组施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与所述变压器的一次绕组连接的开关元件进行开关动作，从而使所述变压器的二次绕组感应脉冲电压，并对负载输出由二次侧整流平滑电路进行整流平滑后的输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：驱动电路，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使所述开关元件进行开关动作；以及驱动切换电路，在所述开关元件的导通占空比不足预先设定的占空阈值的情况下该驱动切换电路输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号，在所述开关元件的导通占空比是所述占空阈值以上的情况下该驱动切换电路输出指示所述通常驱动的所述驱动切换信号。
而且，在本发明的开关电源装置中，所述占空阈值可以设定为比在所述输入电压是AC200V型的情况下能够获得的最大的导通占空比大，且设定为比在所述输入电压是AC100V型的情况下能够获得的最大的导通占空比小。
根据本发明，因为能够在适当的时机切换通常驱动与软驱动，所以能够在额定负载时的整个负载区域内进行最佳的驱动动作，从而实现不增加开关损失且能够进行充分的针对EMI噪声的对策的效果。
附图说明
图1是示出本发明涉及的开关电源装置的第1实施方式的电路结构的电路结构图。
图2是示出图1所示的控制器IC的电路结构的电路结构图。
图3是示出图2所示的驱动电路的电路结构的电路结构图。
图4是示出对图2所示的开关元件的栅极进行通常驱动时与软驱动时的充电放电速度的图。
图5是用于说明对应于负载率的驱动动作的波形图。
图6是用于说明对应于负载率的驱动切换时机的图。
图7是用于说明软驱动所实现的EMI降低效果的图。
图8是示出图3所示的再起动延迟电路进行了动作的情况下的各部分的信号波形和动作波形的波形图。
图9是示出本发明涉及的开关电源装置的第2实施方式的电路结构的电路结构图。
图10是示出图9所示的控制器IC的电路结构的电路结构图。
图11是示出本发明涉及的开关电源装置中的控制器IC的第3实施方式的电路结构的电路结构图。
图12是示出图11的各部分的信号波形和动作波形的波形图。
图13是用于说明对应于导通占空比的驱动切换时机的图。
标号说明
1：控制器IC；1a、1b：控制器IC；2：误差放大器(E/A)；11：驱动电路；12：OSC(内部振荡器)；13：调节器；14：计时电路；15：负载率检测电路；15a：负载率检测电路；16：再起动延迟电路；17：电压上升/下降电路；18：VFC(脉冲转换器)；19：驱动切换电路；21：第1接通用开关元件；22：第2接通用开关元件；23：第1断开用开关元件；24：第2断开用开关元件；31：第1接通驱动电阻；32：第2接通驱动电阻；33：第1断开驱动电阻；34：第2断开驱动电阻；40：延迟电路；41：切换开关；42：或电路；51、52、53、54：逆变器；C1、C2、C3：平滑电容器；C4：电容器；COMP1、COMP2、COMP3、COMP4：比较器；D1、D2：整流二极管；DB：整流电路；FF1、FF2：触发器；NOR1：或非电路；OR2：或电路；PC1：发光二极管；PC2：受光晶体管；Rocp：电流检测电阻；R1、R2、R3、R4、R5：电阻；T：变压器；Q1：开关元件；VR1、VR2：可变电压；Vr30：基准电压。
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施方式进行具体说明。此外，在各图中，对相同的结构标注相同的标号并省略一部分说明。
(第1实施方式)
参照图1，第1实施方式的开关电源装置具有：整流电路DB；平滑电容器C1、C2、C3；变压器T；控制器IC1；整流二极管D1、D2；误差放大器(E/A)2；构成光电耦合器的发光二极管PC1和受光晶体管PC2；电流检测电阻Rocp；电阻R1、R2；以及电容器C4。
在由二极管桥接而构成的整流电路DB的交流输入端子ACin1、ACin2上连接有商用交流电源AC，作为输入电压从商用交流电源AC输入的交流电压经过全波整流后从整流电路DB输出。在整流电路DB的整流输出正极端子与整流输出负极端子之间连接有平滑电容器C1。并且，整流电路DB的整流输出负极端子与接地端子连接。由此，得到通过整流电路DB和平滑电容器C1对商用交流电源AC进行整流平滑后的直流电源。
控制器IC1内置有功率MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)等开关元件和用于进行该开关元件的开关控制的控制电路，控制器IC1具有：D/ST(MOSFET漏极/起动电流输入)端子；S/OCP(MOSFET源极/过电流保护)端子；Vcc(控制电路电源电压输入)端子；FB/OLP(反馈信号输入/过载保护信号输入)端子；以及GND端子。
从一次侧(输入侧)向二次侧(负载侧)供给电力的变压器T由一次绕组P、辅助绕组D以及二次绕组S构成，整流电路DB的整流输出正极端子与变压器T的一次绕组P的一端部连接，变压器T的一次绕组P的另一端部与控制器IC1的D/ST端子连接，并且控制器IC1的S/OCP端子经由电阻Rocp与接地端子连接。由此，通过对内置有控制器IC1的开关元件进行接通/断开控制，将提供给变压器T的一次绕组P的电力传递给变压器T的二次绕组S，在变压器T的二次绕组S中产生脉冲电压。并且，电流检测电阻Rocp是作为如下的电阻连接的，其将在内置有控制器IC1的开关元件中流动的电流检测为电压信号Vocp。控制器IC1具有过电流保护(OCP)功能，当对应于在开关元件中流动的电流的电压信号Vocp为预先设定的过电流阈值以上时停止向二次侧供给电力。
在变压器T的二次绕组S的两端子之间，经由整流二极管D1连接有平滑电容器C2。变压器T的二次绕组S所感应的电压通过整流二极管D1与平滑电容器C2进行整流平滑后，平滑电容器C2的端子间电压作为输出电压Vo从输出端子输出。另外，连接于平滑电容器C2的正极端子的线成为电源线，连接于平滑电容器C2的负极端子的线成为连接于接地端子的GND线。
在电源线与GND线之间串联连接有误差放大器2。误差放大器2连接在电源线与GND线之间，根据输出电压Vo与内置于误差放大器2的基准电压之间的差，控制在光电耦合器的发光二极管PC1中流动的电流。并且，控制器IC1的FB/OLP端子经由并联连接的受光晶体管PC2和电容器C4而与接地端子连接。由此，对应于输出电压的反馈(FB)信号从二次侧的发光二极管PC1发送到一次侧的受光晶体管PC2，作为电压信号VFB输入到控制器IC1的FB/OLP端子。控制器IC1根据输入到FB/OLP端子的电压信号VFB来控制开关元件的占空比，从而控制提供给二次侧的电力量。
并且，在变压器T的辅助绕组D的两端子之间经由整流二极管D2连接有平滑电容器C3，整流二极管D2与平滑电容器C3的连接点连接于控制器IC1的Vcc端子。由此，在辅助绕组D中产生的电压通过整流二极管D2和平滑电容器C3进行整流平滑后，作为IC用电源电压Vcc提供给控制器IC1的Vcc端子。
接着，参照图2对图1所示的控制器IC1的第1实施方式的电路结构进行说明。
参照图2，控制器IC1具有：由N沟道型功率MOSFET等构成的开关元件Q1；驱动电路11；OSC(内部振荡器)12；调节器13；计时电路14；负载率检测电路15；再起动延迟电路16、可变电压VR1、VR2；或非电路NOR1、或电路OR2；触发器FF1；比较器COMP1、COMP2、COMP3；以及电阻R3。
开关元件Q1的漏极端子连接于D/ST端子，并且，开关元件Q1的源极端子连接于S/OCP端子，开关元件Q1的栅极端子连接于驱动电路11，该驱动电路11输出驱动开关元件Q1的驱动信号DRV从而控制接通/断开。对驱动电路11输入或非电路NOR1的输出。
对或非电路NOR1的输入端子输入OSC12的输出与触发器FF1的反转输出端子的输出，触发器FF1的S端子与OSC12的输出连接，触发器FF1的R端子与或电路OR2的输出连接。另外，从OSC12输出的时钟信号的脉冲宽度被设定为不足开关元件Q1的最低接通时间宽度。触发器FF1作为PWM锁存电路发挥功能。由此，在OSC12的输出信号为低电平(未输出时钟信号的状态)、且设置了触发器FF1而反转输出端子的输出信号为低电平的情况下，高电平的输出信号从或非电路NOR1的反转输出端子输入到驱动电路11，开关元件Q1被接通。
S/OCP端子分别连接于比较器COMP1的非反转端子和比较器COMP2的非反转端子。比较器COMP1是检测过电流的OCP比较器，反转端子上连接有在通常动作时被设定为过电流阈值的可变电压VR1。在通常动作时，在对应于在开关元件Q1中流动的漏极电流ID的S/OCP端子的电压信号Vocp为过电流阈值以上的情况下，从比较器COMP1输出高电平的输出信号。比较器COMP2的输出信号成为高电平，由此，触发器FF1经由或电路OR2而被重置，或非电路NOR1的输出信号成为低电平，开关元件Q1断开。
比较器COMP2是用于进行反馈控制的电流读出转换器，其根据作为电压信号VFB而输入到FB/OLP端子的FB信号控制开关元件Q1的占空比。比较器COMP2的反转输入端子与FB/OLP端子连接，该FB/OLP端子经由电阻R3与基准电压Reg连接。在比较器COMP2中，对电压信号Vocp与电压信号VFB进行比较，在电压信号Vocp为电压信号VFB以上的情况下，从比较器COMP2输出高电平的输出信号。比较器COMP2的输出信号成为高电平，由此，触发器FF1经由或电路OR2而被重置，或非电路NOR1的输出信号成为低电平，开关元件Q1断开。由此，根据FB信号进行控制开关元件Q1的占空比的反馈控制。
比较器COMP3是比Vcc端子的IC用电源电压Vcc与可变电压VR2进行比较的比较电路。比较器COMP3的非反转输入端子与Vcc端子连接，反转输入端子与可变电压VR2连接。来自比较器COMP3的输出信号被输入到可变电压VR2，在来自UVLO(欠压锁定)电路COMP3的输出信号为低电平的情况下，可变电压VR2被设定为第1基准电压Von(例如，15V)，在来自UVLO电路COMP3的输出信号为高电平的情况下，可变电压VR2被设定为比第1基准电压Von低的第2基准电压Voff(例如，10V)。由此，比较器COMP3的输出信号具有滞后特性，通过未图示的起动电路对图1所示的平滑电容器C3进行充电，当IC用电源电压Vcc超过了第1基准电压Von时，比较器COMP3的输出信号成为高电平，当IC用电源电压Vcc为第2基准电压Voff以下时，比较器COMP3的输出信号成为低电平。
并且，比较器COMP3的输出端子经由再起动延迟电路16与调节器13连接。调节器13从Vcc端子接受电力供给，在比较器COMP3的输出信号为高电平的情况下，调节器13进行动作，分别提供用于使控制器IC1的各部分动作的电源电压。即，比较器COMP3的输出信号是对控制器IC1的接通/断开进行控制的信号，在控制器IC1的稳定动作时(开关动作接通时)，UVLO电路COMP3的输出信号成为高电平。因此，可变电压VR2的第1基准电压Von是控制器IC1的动作开始电压，可变电压VR2的第2基准电压Voff是控制器IC1的动作停止电压。
并且，比较器COMP3的输出端子经由再起动延迟电路16与计时电路14连接。计时电路14在比较器COMP3的输出成为高电平的时机检测起动开始。并且，计时电路14在从起动开始起的预先设定的期间内进行将可变电阻VR1逐渐提高到过电流阈值的软起动控制。
驱动电路11根据或非电路NOR1的输出信号输出开关元件Q1的驱动信号。参照图3，驱动电路11具有：由P沟道型MOSFET构成的第1接通用开关元件21；由P沟道型MOSFET构成的第2接通用开关元件22；第1接通驱动电阻31；第2接通驱动电阻32；由N沟道型MOSFET构成的第1断开用开关元件23；由N沟道型MOSFET构成的第2断开用开关元件24；第1断开驱动电阻33；第2断开驱动电阻34；延迟电路40；切换开关41；或电路42；以及逆变器51、52、53、54。
在基准电压Reg与开关元件Q1的栅极之间并联连接有：串联连接的第1接通用开关元件21和第1接通驱动电阻31；以及串联连接的第2接通用开关元件22和第2接通驱动电阻32。并且，第1接通用开关元件21的栅极经由逆变器51与或非电路NOR1的输出端子连接，并且，第2接通用开关元件22的栅极经由逆变器52与切换开关41的输出端子连接。切换开关41的一个输入端子与或非电路NOR1的输出端子直接连接，并且，另一个输入端子经由延迟电路40与或非电路NOR1的输出端子直接连接。并且，在开关元件Q1的栅极与接地端子GND之间并联连接有：串联连接的第1断开驱动电阻33和第1断开用开关元件23；以及串联连接的第2断开驱动电阻34和第2断开用开关元件24。并且，第1断开用开关元件23的栅极经由逆变器53与或非电路NOR1的输出端子连接，并且，第2断开用开关元件24的栅极经由逆变器54与或电路OR42的输出端子连接。或电路OR42的一个输入端子与或非电路NOR1的输出端子连接，并且，另一个输入端子与负载率检测电路15的输出端子连接，被输入驱动切换信号。切换开关41通过来自负载率检测电路15的驱动切换信号而被控制，当驱动切换信号为低电平时，切换到与或非电路NOR1的输出端子直接连接的一个输入端子侧，当驱动切换信号为高电平时，切换到经由延迟电路40与或非电路NOR1的输出端子连接的另一个输入端子侧。
在驱动切换信号为低电平而被指示通常驱动的状态下，当或非电路NOR1的输出信号为高电平时，第1接通用开关元件21与第2接通用开关元件22都接通，并且，第1断开用开关元件23断开，或电路OR42的输出成为高电平，所以第2断开用开关元件24也断开。由此，如图4(a)所示，经由并联连接的第1接通驱动电阻31和第2接通驱动电阻32对开关元件Q1的栅极进行充电。
在驱动切换信号为低电平而被指示通常驱动的状态下，当或非电路NOR1的输出信号反转为低电平时，第1接通用开关元件21与第2接通用开关元件22都断开，并且，第1断开用开关元件23接通，或电路OR42的输出成为低电平，所以第2断开用开关元件24也接通。由此，如图4(a)所示，被充电给开关元件Q1的栅极的电荷经由并联连接的第1断开驱动电阻33和第2断开驱动电阻34而放电。
与此相对，在驱动切换信号为高电平而被指示软驱动的状态下，或非电路NOR1的输出信号经由延迟电路40被输入到第2接通用开关元件22。延迟电路40是使或非电路NOR1的输出信号的上升延迟的电路。因此，当或非电路NOR1的输出信号为高电平时，首先仅第1接通用开关元件21接通，如图4(b)所示，仅经由第1接通驱动电阻31对开关元件Q1的栅极进行充电。并且，在经过了延迟电路40中设定的延迟时间Td后，第2接通用开关元件22接通，经由并联连接的第1接通驱动电阻31和第2接通驱动电阻32对开关元件Q1的栅极进行充电。此外，当或非电路NOR1的输出信号为高电平时，第1断开用开关元件23断开，或电路42的输出也为高电平，所以第2断开用开关元件24也断开。如图4(b)所示，延迟电路40中设定的延迟时间Td被设定为仅经由第1接通驱动电阻31而被充电的开关元件Q1的栅极电压VG超过栅极阈值电压Vth的时间。因此，与通常动作时相比，在软驱动时，在直到栅极电压VG经过栅极阈值电压Vth为止的期间内，将接通驱动电阻的电阻值切换为较大值，经过栅极阈值电压Vth时栅极电压VG的充电速度变慢，驱动(源极侧的)速度变慢。
在驱动切换信号为高电平而被指示软驱动的状态下，当或非电路NOR1的输出信号反转到低电平时，第1接通用开关元件21与第2接通用开关元件22都断开，并且，第1断开用开关元件23接通，或电路OR42的输出维持为高电平，所以第2断开用开关元件24维持断开状态。由此，如图4(b)所示，被充电到开关元件Q1的栅极的电荷仅经由第1断开驱动电阻33而放电，放电时间被控制为比图4(a)所示的通常驱动长。
负载率检测电路15根据作为电压信号VFB输入到FB/OLP端子的FB信号对负载率进行检测，并根据检测到的负载率确定对驱动电路11与再起动延迟电路16输出的驱动切换信号的输出电平。如图5所示，在起动时、过载时以及额定负载时的负载率是预先设定的负载率阈值以下的情况下，负载率检测电路15通过输出高电平的驱动切换信号来指示软驱动。并且，当在额定负载时超过负载率阈值时，负载率检测电路15通过输出低电平的驱动切换信号来指示通常驱动。此外，在负载率检测电路15中，也可以根据作为电压信号Vocp被输入到S/OCP端子的在开关元件Q1中流动的漏极电流ID(峰值)对负载率进行判断。此外，如图5所示，在起动时和过载时，可以根据作为电压信号VFB被输入到FB/OLP端子的FB信号进行检测，也可以通过比较器COMP1的输出与比较器COMP2的输出进行检测。
在考虑到额定负载条件的情况下，一般多数使用Max负载条件的60％～80％左右的负载率。Max负载也多数以相对于过电流点为120％左右的负载率获得极限，额定负载区域以相对于过电流点为40％～60％的负载率控制电压信号VFB和电压信号Vocp。并且，负载率阈值设定成超过额定负载区域的负载率40％～60％的值，例如如图6(a)所示设定成80％。
在额定负载时，在包括负载率为40％～60％的额定负载区域的负载率为负载率阈值80％以下的区域中，因为不容易成为连续模式，所以为了降低EMI噪声而采用软驱动，使得接通驱动电阻与断开驱动电阻比通常驱动时大。由此，驱动速度即针对开关元件Q1的栅极的充放电速度变慢，成为针对EMI(Electro-MagneticInterference：电磁干扰)噪声的对策。图7是对进行了通常驱动的情况下的EMI噪声与进行了软驱动的情况下的EMI噪声进行比较的图表。设通常驱动时的接通驱动电阻(并联连接的第1接通驱动电阻31和第2接通驱动电阻32的电阻值)为1，则软驱动情况下的接通驱动电阻(第1接通驱动电阻31的电阻值)设定为其几倍。并且，设通常驱动情况下的断开驱动电阻(并联连接的第1断开驱动电阻33和第2断开驱动电阻34的电阻值)为1，则断开驱动电阻(第1断开驱动电阻33的电阻值)设定为其几倍。根据图7可知，通过采用软驱动，尤其是在频率为20MHz附近，噪音端子电压大大降低，并且，在频率为30～40MHz的情况下放射噪声级别大大降低。
在额定负载时，在负载率超过负载率阈值80％的区域，以连续模式进行动作的可能性高。在变成连续模式时，接通时的开关损失会成为很大损失。因此，负载率阈值被设定为在额定负载时开关元件Q1以连续模式进行动作的负载率以下。并且，在额定负载时，在负载率超过负载率阈值80％的区域，为了降低开关损失而采用通常驱动，使得接通驱动电阻和断开驱动电阻比软驱动小。由此，驱动速度即针对开关元件Q1的栅极的充放电速度变快，能够降低开关损失。
关于起动时以及过载时，虽然是连续模式下的动作，但因为时间短，所以为了抑制整流二极管D1、D2所产生的电涌电压而采用软驱动，使得接通驱动电阻和断开驱动电阻比通常驱动时大。由此，驱动速度即针对开关元件Q1的栅极的充放电速度变慢，从而抑制接通时的放电电流，而能够抑制整流二极管所产生的电涌电压。
再起动延迟电路16是在从负载率检测电路15输入高电平的驱动切换信号的状态下使根据IC用电源电压Vcc而进行的自动重启的周期变慢的电路。即，在本发明中，因为在过载时进行软驱动，所以通过使自动重启的周期变慢来抑制振荡次数(开关驱动动作的重复间隔)，从而抑制开关元件Q1的发热。
如图8所示，从时刻t1起持续为过载状态，当在时刻t2，IC用电源电压Vcc下降到第2基准电压Voff时，从比较器COMP3输出低电平的输出信号，控制器IC1的动作停止。在控制器IC1的动作停止后，通过未图示的起动电路对IC用电源电压Vcc进行充电，当在时刻t3达到第1基准电压Von时，从比较器COMP3输出高电平的输出信号。在这里，再起动延迟电路16以如下方式进行控制：即使达到第1基准电压Von，第一次也不对调节器13和计时电路14输出来自比较器COMP3的高电平的输出信号。然后，在时刻t4，IC用电源电压Vcc下降到第2基准电压Voff，在时刻t5达到第1基准电压Von，由此，使从比较器COMP3输出的高电平的输出信号对调节器13和计时电路14输出，使控制器IC1起动。在该情况下，将未图示的起动电路对IC用电源电压Vcc的2次的量的充电时间(从第2基准电压Voff到第1基准电压Von)与IC用电源电压Vcc的放电时间(从第1基准电压Von到第2基准电压Voff)相加得到的时间成为自动重启的周期。因此，在从因连续的过载状态(图8的Tb)而导致的停止起的再起动中，自动重启的周期至少比通常变慢2个周期以上。由此，能够抑制振荡次数(开关驱动动作的重复间隔)，从而减轻开关元件Q1的发热。
此外，存在连续模式的动作点因电源规格而大幅变化的情况(大功率的电源规格等)。因此，优选负载率阈值可变。例如，可以构成为在控制器IC1中设置负载率阈值变更端子，能够通过与该负载率阈值变更端子连接的电阻来变更负载率阈值。此外，也可以在控制器IC1中设置用于负载率阈值变更的双列直插开关。
如上述所述，第1实施方式是一种开关电源装置，该开关电源装置对变压器T的一次绕组P施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与变压器T的一次绕组P连接的开关元件Q1进行开关动作，从而使变压器T的二次绕组S感应脉冲电压，并向负载输出由二次侧整流平滑电路(整流二极管D1、电容器C2)进行整流平滑后的输出电压Vo，该开关电源装置具有：驱动电路11，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使开关元件Q1进行开关动作；以及负载率检测电路15，在额定负载时，在负载率为负载率阈值以下的区域中该负载率检测电路15输出指示软驱动的驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过负载率阈值的区域中该负载率检测电路15输出指示通常驱动的驱动切换信号。
根据该结构，因为能够对应于负载率阈值而在适当的时机切换通常驱动与软驱动，所以能够在额定负载时的整个负载区域中进行最佳的驱动动作，并能够不增加开关损失且进行充分的针对EMI噪声的对策。
而且，在第1实施方式中，负载率阈值被设定为在额定负载时开关元件Q1以连续模式进行动作的负载率以下。
根据该结构，能够通过软驱动进行针对EMI噪声的对策，并且，在使开关元件Q1以连续模式进行动作的区域中，能够通过通常驱动降低开关损失。
而且，在第1实施方式中，负载率检测电路15在起动时和过载时输出指示软驱动的驱动切换信号。
根据该结构，能够在起动时和过载时进行针对EMI噪声的对策，并且，能够抑制接通时的放电电流，从而能够抑制整流二极管所产生的电涌电压。
而且，在第1实施方式中，在驱动电路11中，软驱动中的栅极电压的放电速度设定为比通常驱动中的栅极电压的放电速度慢。
根据该结构，能够更好地进行针对EMI噪声的对策。
而且，在第1实施方式中构成为负载率阈值可变。
根据该结构，即使连续模式的动作点由于电源规格而大幅变化，也能够切换通常驱动与软驱动。
(第2实施方式)
参照图9，第2实施方式的控制器IC1a除第1实施方式的控制器IC1的结构之外还具有BR(电压上升/下降)端子。在整流电路DB的整流输出正极端子与接地端子之间作为分压电阻串联连接有电阻R4与电阻R5。并且，电阻R4与电阻R5的连接点连接于控制器IC1a的BR端子，在BR端子与接地端子之间连接有用于去除高频率噪声的电容器C5。由此，对BR端子输入与从整流电路DB输出的直流电压成正比的电压。控制器IC1a具有如下的使电压上升/下降的功能：根据BR端子的电压对商用交流电源AC的电压(下面称为输入电压)进行监视，当输入电压低时使开关动作停止，从而防止过输入电流或过热。
电压上升/下降电路17根据BR端子的电压判断商用交流电源AC的输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种，并将判断结果通知给负载率检测电路15a。此外，在本实施方式中，电压上升/下降电路17例如在商用交流电源AC的输入电压是AC85V～AC130V左右的情况下判断为AC100V型，在商用交流电源AC的输入电压是AC180V～AC265V左右的情况下判断为AC200V型。
负载率检测电路15a根据作为电压信号VFB而对FB/OLP端子输入的FB信号来检测负载率，并根据输入电压的判断结果与检测到的负载率确定对驱动电路11与再起动延迟电路16输出的驱动切换信号的输出电平。如图6(b)所示，在输入电压是AC100V型的情况下，在起动时、过载时以及额定负载的情况下当负载率是负载率阈值(例如80％)以下的情况下，负载率检测电路15a通过输出高电平的驱动切换信号来指示软驱动，在额定负载的情况下当超过负载率阈值时，负载率检测电路15a通过输出低电平的驱动切换信号来指示通常驱动。并且，如图6(b)所示，在输入电压是AC200V型的情况下，在整个负载区域中，负载率检测电路15a通过输出高电平的驱动切换信号来指示软驱动。即，在AC100V型的情况下，因为在超过负载率阈值(例如80％)的重负载下以连续模式进行动作的情况较多，所以考虑到开关损失而使其以通常驱动动作。并且，在AC200V型的情况下，因为在超过负载率阈值(例如80％)的重负载下以连续模式进行动作的情况较少，所以比起开关损失更考虑针对EMI噪声的对策以及整流二极管所产生的电涌电压而使其以软驱动动作。此外，在输入电压高的AV200V型的情况下，因为接通时的放电电流变大，所以EMI噪声以及整流二极管所产生的电涌电压容易变大。
此外，在负载率检测电路15a中，也可以设定AC100V用负载率阈值Xa和比AC100V用负载率阈值Xa大的AC200V用负载率阈值Xb，如图6(c)所示，在输入电压是AC100V型的情况下，在额定负载时当超过AC100V用负载率阈值Xa时，通过输出低电平的驱动切换信号来指示通常驱动，在输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时当超过AC200V用负载率阈值Xb时，通过输出低电平的驱动切换信号来指示通常驱动。
此外，在第2实施方式中，构成为通过对由整流电路DB进行了整流的直流电压进行检测而判断商用交流电源AC的输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种，但也可以构成为通过直接检测商用交流电源AC的输入电压或者检测起动端子的电压或正向电压检测端子的电压而判断输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种。
如上述所述，第2实施方式是一种开关电源装置，该开关电源装置对变压器T的一次绕组P施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与变压器T的一次绕组P连接的开关元件Q1进行开关动作，从而使变压器T的二次绕组S感应脉冲电压，并对负载输出由二次侧整流平滑电路(整流二极管D1、电容器C2)进行整流平滑后的输出电压Vo，该开关电源装置具有：驱动电路11，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使开关元件Q1进行开关动作；以及负载率检测电路15a，在额定负载时，在负载率为负载率阈值以下的区域中该负载率检测电路15a输出指示软驱动的驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过负载率阈值的区域中该负载率检测电路15a输出指示通常驱动的驱动切换信号，并且，该开关电源装置具有作为输入电压检测电路的电压上升/下降电路17，该电压上升/下降电路17判断交流电源的输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种，在输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时，即使在负载率超过负载率阈值的区域中，负载率检测电路15a也输出指示软驱动的驱动切换信号。
根据该结构，在AC200V型的情况下，因为在超过负载率阈值(例如80％)的重负载下以连续模式进行动作的情况较少，所以比起开关损失更考虑到针对EMI噪声的对策以及整流二极管所产生的电涌电压而能够使其以软驱动动作。
而且，在第2实施方式中，负载率检测电路15a也可以在输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时，在负载率是比AC200V用负载率阈值Xa大的AC200V用负载率阈值Xb以下的区域中，输出指示软驱动的所述驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过AC200V用负载率阈值Xb的区域中，输出指示通常驱动的驱动切换信号。
根据该结构，因为可以对AC100V型与AC200V型分别设定切换通常驱动与软驱动的时机，所以能够在比对应于输入电压更合适的时机进行驱动的切换。
(第3实施方式)
参照图11，第3实施方式的控制器IC1b设置有VFC(脉冲转换器)18来替代第1实施方式的OSC12，并且，设置有驱动切换电路19，该驱动切换电路19输出对应于开关元件Q1的导通占空比(由反馈控制所控制的占空比中的导通占空的百分比)的驱动切换信号。
VFC18以基于作为电压信号VFB而输入FB/OLP端子的FB信号的频率对触发器FF1的S端子和或非电路NOR1的输入端子输出时钟信号。该时钟信号的脉冲宽度与OSC12同样被设定为不足开关元件Q1的最低接通时间宽度。由此，进行控制使得根据负载而使开关元件Q1接通/断开的开关频率降低。
此外，VFC18生成与时钟信号相同频率的锯齿波VCf并输出至驱动切换电路19。锯齿波VCf在输出时钟信号的脉冲的时机期间从最少电压上升到最大电压，在输出时钟信号的脉冲的时机急剧下降。此外，即使改变时钟信号的频率锯齿波VCf的最大电压也相同，锯齿波VCf的上升的斜率改变。
驱动切换电路19由比较器COMP4与触发器FF2构成。比较器COMP4是对锯齿波VCf与基准电压Vr30进行比较的比较电路。比较器COMP4的非反转输入端子与VFC18中的锯齿波VCf的输出端子连接。反转输入端子与基准电压Vr30连接。基准电压Vr30作为与开关元件Q1的导通占空比进行比较的占空阈值发挥功能，在本实施方式中被设定为锯齿波VCf的最大电压的30％的电压。
触发器FF2是通过负触发器进行动作的D型边沿触发器。在触发器FF2中，对D端子输入比较器COMP4的输出，对CL端子输入或非电路NOR1的输出，从反转输出端子对驱动电路11输出驱动切换信号。
下面参照图12对驱动切换电路19的动作进行详细说明。在图12中，从上方开始分别按顺序示出(a)输入电压、(b)在开关元件Q1中流动的漏极电流ID、(c)驱动开关元件Q1的栅极电压VG、(d)对触发器FF2的CL端子的输入、(e)对触发器FF2的D端子的输入、(f)来自触发器FF2的反转输出端子的输出、(g)对比较器COMP4的输入。
比较器COMP4如图12(g)所示那样对锯齿波VCf与基准电压Vr30进行比较，并对触发器FF2的D端子输出如图12(e)所示那样的信号波形，该信号波形在锯齿波VCf不足基准电压Vr30时为低电平，当锯齿波VCf为基准电压Vr30以上时成为高电平。在锯齿波VCf中，波形开始上升的时机(急剧下降的时机)与开关元件Q1接通的时机同步。因此，触发器FF2的D端子输入成为即使改变开关频率也因开关元件Q1接通而下降、而在由基准电压Vr30所确定的规定的占空阈值(比率)处上升的波形。
对触发器FF2的CL端子输入图12(d)所示的来自或非电路NOR1的输出信号，触发器FF2在CL端子输入下降的时机且D端子输入为高电平的情况下被设置，即从反转输出端子输出成为低电平的信号波形，在CL端子输入下降的时机且D端子输入为低电平的情况下被重置，即从反转输出端子输出成为高电平的如图12(f)所示那样的信号波形。来自触发器FF2的反转输出端子的输出成为驱动切换信号。来自或非电路NOR1的输出信号与图12(c)所示的栅极电压VG同步。因此，CL端子输入的下降与开关元件Q1断开的时机同步。因此，触发器FF2在开关元件Q1的导通占空比不足占空阈值的情况下为高电平，即对驱动电路11输出指示软驱动的驱动切换信号，在开关元件Q1的导通占空比是占空阈值以上的情况下为低电平，即对驱动电路11输出指示通常驱动的驱动切换信号。
在本实施方式中，如图13所示，占空阈值(在本实施方式中是30％)被设定为比在输入电压是AC200V型的情况下能够得到的最大的导通占空比大，比在输入电压是AC100V型的情况下能够得到的最大的导通占空比小。图13是示出在输入电压为AC100V型和AC200V型的情况下，作为电压信号Vocp的峰值的OCP电压(V)与导通占空比(％)之间的关系的图表。
在输入电压为AC100V型的情况下，在轻负载～负载率80％左右的范围，导通占空比不足占空阈值，在负载率80％左右～过电流点范围，导通占空比为占空阈值以上。因此，通过在以连续模式进行动作之前以通常驱动使其动作能够抑制由开关损失造成的IC发热。此外，在轻负载～负载区域80％左右的范围以软驱动动作也能够获得抑制EMI噪声的效果。
在输入电压为AC200V型的情况下，在包含过载点在内的整个负载区域内导通占空比不足占空阈值。因此，在整个负载区域内以软驱动动作，从而在整个负载区域内抑制EMI噪声。此外，接通时的放电电流也被抑制，对输出线的整流二极管D1施加的电压(VRM)也在整个负载区域内被抑制。由此，能够抑制二极管D1的耐压，能够从高速二极管(FRD)改变为肖特基二极管(SBD)等那样，抑制二极管的顺向电压，降低损失/发热，从而改善效率。此外，在AC200V型的情况下，通过增大接通驱动电阻，从而即使是在开关损失稍微增加的情况下，也可以说由频率降低功能所造成的影响少。此外，在AC200V型的情况下，由于在驱动速度被抑制的软驱动状态下会成为过载状态，在过载时，因为控制器IC1可能会发热，所以也可以采用设置有再起动延迟电路16的自动重启控制。
如上述所述，第3实施方式是一种开关电源装置，该开关电源装置对变压器T的一次绕组P施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与变压器T的一次绕组P连接的开关元件Q1进行开关动作，从而使变压器T的二次绕组S感应脉冲电压，并对负载输出由二次侧整流平滑电路(整流二极管D1、电容器C2)进行整流平滑后的输出电压Vo，该开关电源装置具有：驱动电路11，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使开关元件Q1进行开关动作；以及驱动切换电路19，其在开关元件Q1的导通占空比不足预先设定的占空阈值的情况下输出指示软驱动的驱动切换信号，在开关元件Q1的导通占空比是占空阈值以上的情况下输出指示通常驱动的驱动切换信号。
根据该结构，因为能够对应于导通占空比在适当的时机切换通常驱动与软驱动，所以能够在额定负载时的整个负载区域内进行最佳的驱动动作，实现不增加开关损失且能够进行充分的针对EMI噪声的对策的效果。
此外，因为即使负载率相同但导通占空比因输入电压而不同，所以能按照每个输入电压在适当的时机切换通常驱动与软驱动。
而且，根据第3实施方式，占空阈值被设定为：比在输入电压是AC200V型的情况下能够获得的最大的导通占空比大，比在输入电压是AC100V型的情况下能够获得的最大的导通占空比小。
根据以上实施方式进行了说明的结构、形状、大小及配置关系只是以能够理解/实施本发明的程度概略地进行了表示，并且关于数值及各结构的组成(材质)等也只是例示。因此，本发明并不限于已说明的实施方式，只要不脱离权利要求书中所示出的技术思想的范围便能够改变成各种方式。

Claims (9)

1.一种开关电源装置，该开关电源装置对变压器的一次绕组施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与所述变压器的一次绕组连接的开关元件进行开关动作，从而使所述变压器的二次绕组感应脉冲电压，并对负载输出由二次侧整流平滑电路进行整流平滑后的输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：
驱动电路，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使所述开关元件进行开关动作；以及
负载率检测电路，在额定负载时，在负载率是负载率阈值以下的区域中该负载率检测电路输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过所述负载率阈值的区域中该负载率检测电路输出指示所述通常驱动的所述驱动切换信号。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述负载率阈值被设定为在额定负载时所述开关元件以连续模式进行动作的负载率以下。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述负载率检测电路在起动时和过载时输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，
在所述驱动电路中，所述软驱动情况下的栅极电压的放电速度比所述通常驱动情况下的栅极电压的放电速度慢。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，
所述负载率阈值可变。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，
该开关电源装置具有输入电压检测电路，该输入电压检测电路对所述交流电源的所述输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种进行判断，
在所述输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时，即使在负载率超过所述负载率阈值的区域中，所述负载率检测电路也输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号。
7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，
该开关电源装置具有输入电压检测电路，该输入电压检测电路对所述交流电源的所述输入电压是否是AC100V型与AC200V型中的任一种进行判断，
在所述输入电压是AC200V型的情况下，在额定负载时，在负载率是比所述负载率阈值大的AC200V用负载率阈值以下的区域中，所述负载率检测电路输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号，在额定负载时，在负载率超过所述AC200V用负载率阈值的区域中，所述负载率检测电路输出指示所述通常驱动的所述驱动切换信号。
8.一种开关电源装置，该开关电源装置对变压器的一次绕组施加对交流电源的输入电压进行整流后的直流电压，并使与所述变压器的一次绕组连接的开关元件进行开关动作，从而使所述变压器的二次绕组感应脉冲电压，并对负载输出由二次侧整流平滑电路进行整流平滑后的输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：
驱动电路，其根据驱动切换信号而以栅极电压的充电速度快的通常驱动与栅极电压的充电速度慢的软驱动中的任一种使所述开关元件进行开关动作；以及
驱动切换电路，在所述开关元件的导通占空比不足预先设定的占空阈值的情况下该驱动切换电路输出指示所述软驱动的所述驱动切换信号，在所述开关元件的导通占空比是所述占空阈值以上的情况下该驱动切换电路输出指示所述通常驱动的所述驱动切换信号。
9.根据权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，
所述占空阈值设定为比在所述输入电压是AC200V型的情况下能够获得的最大的导通占空比大，且设定为比在所述输入电压是AC100V型的情况下能够获得的最大的导通占空比小。
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