CN105164922B

CN105164922B - 具有谐波消除的差分取样电路

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Publication number: CN105164922B
Application number: CN201480025205.3A
Authority: CN
Inventors: R·弗兰西斯
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2013-05-08
Filing date: 2014-05-08
Publication date: 2019-05-07
Anticipated expiration: 2034-05-08
Also published as: EP2995004B1; US8854085B1; EP2995004A4; WO2014182876A1; CN105164922A; JP2016523048A; JP6474111B2; EP2995004A1

Abstract

差分取样电路(100)包括用于消除由相位不平衡引起的谐波含量的补偿电路(140)。补偿电路(140)包括以饱和模式工作的一对场效应晶体管(142、143)，每个场效应晶体管(142、143)与取样电路(100)的差动开关(122)并联耦合，其以线性模式工作。在差动开关(122)两端的饱和区域晶体管(142、143)允许谐波含量流经补偿电路(140)而不是取样电路(100)的取样电容器(12、13)。

Description

具有谐波消除的差分取样电路

技术领域

本发明一般涉及电子电路，并且更具体地涉及具有谐波消除的差分取样电路。

背景技术

模拟-数字转换器(ADC)用于产生表示输入信号在对应时间点处的强度的数字代码序列。ADC可以各种公知的形式实施，诸如逐次逼近(SAR)ADC、流水线ADC等。

术语ADC的“无杂散动态范围”(SFDR)一般量化谐波含量存在于ADC的输出中的程度。理想的是，谐波含量应不存在于ADC输出中。根据一个惯例，SFDR被称为载波频率(最大信号分量或基本频率)的RMS(均方根)振幅与下一个最大噪声或谐波失真分量(具有为整数倍的载波频率的频率的分量)的RMS值的比率。SFDR可以dBc测量(相对于载波频率振幅的分贝)，或以dBFS测量(相对于ADC的满刻度范围的分贝)。使用该定义，SFDR应理想地具有无穷大值。

若干因素可以造成ADC中低的SFDR。例如，由于MOS取样开关、面结型二极管和取样短时脉冲波干扰(glitch)固有的非线性，在ADC的输入端处的取样和保持电路可能引起谐波分量的生成。第二谐波HD2和第三谐波HD3常常是在高输出频率下影响SFDR的主要分量。

发明内容

差分取样电路包括用于消除由相位不平衡引起的谐波含量的补偿电路。补偿电路包括以饱和模式工作的一对场效应晶体管，每个场效应晶体管与取样电路的差动开关并联耦合，取样电路的差动开关以线性模式工作。在差动开关两端的饱和区域晶体管允许谐波含量流经补偿电路而不是取样电路的取样电容器。

附图说明

图1是示出用于模拟数字转换器的常规取样电路的前端的示意图。

图2是示出由于相位不平衡导致在差动开关中产生谐波含量的图1的示意图的一部分。

图3是示出对产生在差动开关中的谐波含量具有补偿的取样电路的示意图。

图4是示出具有补偿谐波含量的离散的替代性取样电路的示意图。

具体实施方式

所描述的示例包括用于减少或消除由因为差动开关而在差分取样电路中的相位不平衡引起的第二谐波含量的补偿电路。在差分电路中的输入不平衡是由诸如板不匹配、驱动变压器不匹配等若干因素引起的。补偿电路提供以饱和模式工作的、与取样电路的差动开关并联耦合的场效应晶体管，取样电路的差动开关以线性模式工作。通过将饱和区域晶体管放置在差动开关两端，谐波含量不流经取样电路的取样电容器而是流经补偿电路。

图1示出针对差分输入INP和INM(如所使用的，例如在模拟数字转换器(ADC)的前端)的已知取样电路10的典型实施例。图1是简化的表示，并且旨在仅是例示性的。将需要另外的电路以实施特定ADC或其他应用。例如，RCR过滤器(未示出)通常用于分流两个输入INP和INM，以便设置取样电路10的模拟带宽；RLC网络(未示出)可以用于表示封装寄生效应；以及一个或更多个放大器和/或其他处理和逻辑电路将在取样电路之后以存储和进一步处理正被采样的信号。

一对输入级2和3将输入信号INP和INM供给到传递网络20，其中该信号在其上通至ADC电路的剩余部分(未示出)。在输入级2、3中，取样电容器12和13与对应的取样开关14和15串联耦合，以接收并暂时存储差分输入INP和INM。取样开关14、15(以及本文所述的其他开关)利用场效应晶体管实现，如在附图中所示，其中选择尺寸使得电路的带宽比关心的最高输入频率高得多。取样开关14、15的栅极分别由升压电路16和17驱动。当时钟信号CLK高时，升压电路16、17中的每个采用其对应的输入信号(INP或INM)并且产生等于由Vc偏移的输入电平的输出信号(在升压电路中表示为IN+Vc)，其中Vc是恒定电压。当时钟信号CLK低时，升压电路16、17中的每个产生零或低电平输出。以这种方式，取样开关14、15获悉(see)独立于栅极到源极电压(在图1中示出为Vc)的信号，并且因此信号独立于开关电阻并且传输输入信号。

在传递网络20中，一对节点INCM由电压源(未示出)驱动，该电压源具有在此取样级之后的由电路(例如，典型地为放大器电路)限定的值，并且电压INCM通过两个单端开关21和23传递到电路内。

理想地，在差分取样电路中甚至谐波是不存在的。然而，如果在差分输入INP和INM之间的相位差不同于180度，即，则存在相位不平衡，并且差分关闭开关22产生如图1所指示的第二谐波电流I_HD2。表示谐波含量的电流I_HD2乘以电容器阻抗在取样电容器12、13两端产生压降。另外，典型地针对相同的长度，单端开关21、23被制成比差动开关22小得多(近似1/7小)。因此，由于差动开关22而导致的谐波含量HD2的贡献占主导，因为HD2电流与在晶体管两端的特定电压摆动的宽度成比例。然而，如下面所述，与在其线性区域工作的差动开关22相关联的非线性能够通过添加在其饱和区域并联工作的类似的晶体管来消除。

图2示出如何由于相位不平衡产生第二谐波含量。通过在其线性区域内工作的开关22的电流由以下等式给出：

I_DS＝(K/2)((V_GS-V_T)V_DS-V_DS ²/2)，其中K＝μ_nC_OX(W/L)，并且Φ是由于输入相位不平衡导致的相位不平衡(C_OX是栅极氧化层电容除以面积)；

V_GS＝V_g+vSin(ωt+Φ)-V_INCM，其中V_INCM是在晶体管22的漏极和源极处的DC工作点，并且V_g是足以保持晶体管22处于深度反转(deep inversion)的恒定电压；

V(TOPP)＝V_INCM+vSin(ωt)；

V(TOPM)＝V_INCM+vSin(ωt+Φ)；以及

V_DS＝V(TOPP)-V(TOPM)＝vSin(ωt)+vSin(ωt+Φ)。

代替V_GS和V_DS，并求解第二谐波项得出：

I_HD2＝K(v²/2)sin²(ωt+Φ)-K(v²/2)sin²(ωt)，

其中电流I_HD2从晶体管22的漏极(节点TOPP)流向源极(节点TOPM)。如所预期的，Φ＝0，因此I_HD2＝0。根据这些等式，I_HD2与Kv²成比例，其中K与W成比例，并且v与1/W成比例。因此，I_HD2与1/W成比例。

这意味着，为了降低谐波电流I_HD2，晶体管22的宽度W必须增加。然而，增加晶体管22的宽度W还增加了在节点TOPP和TOPM处的寄生效应，并且这使得用于后续放大器电路的说明更紧凑。然而，现在将描述一种消除方法，该方法具有在节点TOPP和TOPM处较小的寄生电容的优点，其中理论上完全消除谐波含量。

在图3的取样电路100中，传递网络120基本上与网络20相同，其中差分晶体管122在线性区域中工作，并且通过单端开关121和123限制在任一端上。单端开关121的漏极耦合至电流源IINP，其耦合至电压AVDD，而单端开关123的漏极耦合至电流源IINM，其也耦合电压AVDD。补偿网络140被添加与传递网络120并联。更具体地，补偿网络140添加两个补偿晶体管142和143，每个具有与差分晶体管122相同的宽度W和长度L。电流源131和133是DC电流源，其充分地被设计尺寸以在差动开关122两端摆动下将补偿晶体管142、143工作饱和区域中。

对于上述谐波电流I_HD2的表达具有两个分量，即K(v²/2)sin²(ωt+Φ)和K(v²/2)sin²(ωt)。这两个谐波分量能够通过在图3中示出的平行补偿网络140消除。单端晶体管121、123作用类似于电流路径中的开关，并且在离散时域中，电流能够使用单端晶体管切断。

通常，通过在饱和区域的晶体管的电流由下式给出：

I_DS＝(K/2)(VGS-V_T)²。

因此，通过单端晶体管142的电流由下式给出：

I_DS ¹⁴²＝(K/2)(V_INCM+vSin(ωt)-V_T)²。

求解该等式中的第二谐波项得到：

I_HD2 ¹⁴²＝K(v²/2)sin²(ωt)，其从节点TOPP流向地。

类似地，通过单端晶体管143的电流由下式给出：

I_DS ¹⁴³＝(K/2)(V_INCM+vSin(ωt+Φ)-V_T)²。

求解该等式中的第二谐波项得到：

I_HD2 ¹⁴³＝K(v²/2)sin²(ωt+Φ)，其从节点TOPM流向地。

因此，从节点TOPM流向节点TOPP的总谐波电流I_HD2'是：

I_HD2'＝I_HD2 ¹⁴³-I_HD2 ¹⁴²。

因此，I_HD2'＝K(v²/2)sin²(ωt+Φ)-K(v²/2)sin²(ωt)＝I_HD2。

使用该解，谐波电流I_HD2在补偿电路140和晶体管122内循环，如图3所示，并且不流向输入或产生HD2电压。因为在差动开关晶体管122两端的摆动非常小，所以使用该解在差动开关处产生的第三谐波电流HD3的量是可忽略的。事实上，因为补偿电路线性化晶体管122的阻抗，所以该解减小了由晶体管122产生的第三谐波电流HD3。该电路的性能已经使用PSP(物理表面电势)模型模拟所有晶体管得到证实，因为PSP模型最有效地限定与VDS＝0附近的开关相关联的线性。

例如，下面的表1示出晶体管尺寸和取样电容器的值以及电流源的值，如用在图3中所示电路的电路模拟中。

表1

元件	尺寸
		晶体管14	206μm W x 0.25μm L
晶体管15	206μm W x 0.25μm L
		晶体管121	8.4μm W x 0.21μm L
晶体管123	8.4μm W x 0.21μm L
		晶体管122	151μm W x 0.21μm L
晶体管142	151μm W x 0.21μm L
		晶体管143	151μm W x 0.21μm L
电容器12	2pF
		电容器13	2pF
电流源131	1.8mA
		电流源133	1.8Ma

为了排除与取样晶体管14和15的源/漏极结电容器相关联的非线性，假设理想的差分电压源，并且峰与峰之间差分2V的输入应用共模的0.95V。所使用的电源是1.8V。升压电路16和17存在理想升压，其将输入的电平偏移1.7V。电压V_INCM是0.88V。

图4示出取样电路200的完整的离散时域版本。在取样电路200中，传递网络220基本上与网络20相同，除了差分晶体管222的栅极和单端开关221和223利用时钟脉冲CLKP而不是电压V_g驱动。

两个MOS开关244和245分别添加在补偿晶体管242和243的漏极侧处，并且用于关断补偿晶体管。MOS开关244、245在尺寸上能够小，因为由补偿晶体管242、243引起的电流取决于V_GS。小的二阶效应由于与补偿晶体管相关联的有限的g_ds而存在。因为差动开关222、单端开关221、223和MOS开关244、245所有均获悉相同的偏压，因此关断情况与在图1中的相同。

在权利要求的范围内，可对所述的实施例进行修改，并且可能存在其他实施例。

Claims

1.一种差分取样电路，其包括：

一对输入级，每个输入级具有耦合至差分输入信号的取样开关和具有与所述取样开关和输出串联耦合的输入的取样电容器；

分流在所述取样电容器的所述输出之间的所述输入级的传递网络，所述传递网络包括在线性区域内工作的多个场效应晶体管；以及

与所述传递网络并联耦合的消除网络，所述消除网络包括在饱和区域内工作的多个场效应晶体管；

其中所述消除网络包括：

具有耦合到来自所述输入级中的第一个的所述电容器的所述输出的栅极、耦合到地的源级和漏级的第四场效应晶体管；

具有耦合到来自所述输入级中的第二个的所述电容器的所述输出的栅极、耦合到地的源级和漏级的第五场效应晶体管；

具有耦合至所述传递网络的栅极、耦合至来自所述输入级中的第一个的所述电容器的所述输出的漏极以及耦合至所述第四场效应晶体管的漏极的源极的第六场效应晶体管；

具有耦合至所述传递网络的栅极、耦合至来自所述输入级中的第二个的所述电容器的所述输出的漏极以及耦合至所述第六场效应晶体管的所述漏极的源极的第七场效应晶体管。

2.根据权利要求1所述的电路，其中每个取样开关是具有耦合至所述输入信号的栅极、耦合至所述输入信号的漏极以及耦合至所述取样电容器的所述输入的源极的场效应晶体管。

3.根据权利要求2所述的电路，其还包括一对升压电路，每个升压电路耦合在所述输入信号和所述场效应晶体管的所述栅极之间。

4.根据权利要求1所述的电路，其中所述传递网络包括：

耦合至第一电压源的第一电流源；

耦合在所述第一电流源和来自所述输入级中的一个的所述电容器的所述输出之间的第一场效应晶体管；

耦合至所述第一电压源的第二电流源；

耦合在所述第二电流源和来自所述输入级中的另一个的所述电容器的所述输出之间的第二场效应晶体管；以及

耦合在来自两个输入级中的所述电容器的所述输出之间的第三场效应晶体管。

5.根据权利要求1所述的电路，其中所述传递网络包括：

耦合至第一电压源的第一电流源；

耦合在所述第一电流源和来自所述输入级中的第一个的所述电容器的所述输出之间的第八场效应晶体管；

耦合至所述第一电压源的第二电流源；

耦合在所述第二电流源和来自所述输入级中的第二个的所述电容器的所述输出之间的第九场效应晶体管；以及

耦合在来自两个输入级的所述电容器的所述输出之间的第三场效应晶体管，其中所述第六场效应晶体管和第七场效应晶体管的所述栅极耦合至所述第三场效应晶体管的栅极。

6.一种差分取样电路，其包括：

耦合至第一差分输入信号的第一场效应晶体管；

与所述第一场效应晶体管串联耦合的第一取样电容器；

耦合至第二差分输入信号的第二场效应晶体管；

与所述第二场效应晶体管串联耦合的第二取样电容器；

具有耦合至所述第一取样电容器的输出的漏极、耦合至所述第二取样电容器的输出的源极以及耦合至参考电压的栅极的第三场效应晶体管；

具有耦合至第一电流源的漏极、耦合至所述第一取样电容器的所述输出的源极以及耦合至所述参考电压的栅极的第四场效应晶体管；

具有耦合至第二电流源的漏极、耦合至所述第二取样电容器的所述输出的源极以及耦合至所述参考电压的栅极的第五场效应晶体管；

具有共同耦合至所述第一取样电容器的所述输出的栅极和漏极以及耦合至地的源极的第六场效应晶体管；以及

具有共同耦合至所述第二取样电容器的所述输出的栅极和漏极以及耦合至地的源极的第七场效应晶体管；

其中所述第三、第四和第五场效应晶体管在线性区域中工作，而所述第六场效应晶体管和第七场效应晶体管在饱和区域中工作。

7.根据权利要求6所述的电路，其还包括：

其中所述第六场效应晶体管的漏极耦合至第八场效应晶体管的源极，所述第八场效应晶体管还具有耦合至所述第三场效应晶体管的所述栅极的栅极以及耦合至所述第一取样电容器的所述输出的漏极；

其中所述第七场效应晶体管的所述漏极耦合至第九场效应晶体管的源极，所述第九场效应晶体管还具有耦合至所述第三场效应晶体管的所述栅极的栅极以及耦合至所述第二取样电容器的所述输出的漏极。

8.根据权利要求6所述的电路，其还包括：

耦合在所述第一差分输入信号和所述第一场效应晶体管的栅极之间的第一升压电路；以及

耦合在所述第二差分输入信号和所述第二场效应晶体管的栅极之间的第二升压电路。

9.根据权利要求6所述的电路，其中所述第六场效应晶体管和第七场效应晶体管被形成为具有与所述第三场效应晶体管相同的面积。

10.一种用于消除在差分取样电路中的第二谐波的方法，其包括：

将一对差分输入信号接收至一对输入级；

将所述输入信号传递通过至少第一场效应晶体管，所述第一场效应晶体管分流所述输入级并且在线性区域中工作；以及

通过至少将所述第一场效应晶体管与第二场效应晶体管并联耦合并且使所述第二场效应晶体管在饱和区域中工作来消除在所述第一场效应晶体管中的谐波含量。

11.根据权利要求10所述的方法，其还包括将所述第一场效应晶体管与第三场效应晶体管并联耦合，并且使所述第三场效应晶体管在饱和区域中工作。

12.根据权利要求11所述的方法，其还包括形成所述第一、第二和第三场效应晶体管具有相同的面积。

13.根据权利要求12所述的方法，其还包括提供开关以关断所述第二场效应晶体管和第三场效应晶体管。