CN101299596A - 自适应偏置输入级和包括该自适应偏置输入级的放大器 - Google Patents

Abstract

一种自适应偏置输入级包括差分耦合的放大和感应场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在该栅极上。此外，静态电流源耦合到预定节点处的放大和感应场效应晶体管的源极。而且，电流镜耦合到感应场效应晶体管用于形成回路机构，用于在差分输入具有非零差值时使通过预定节点的电流增加。

Description

自适应偏置输入级和包括该自适应偏置输入级的放大器

相关申请的交叉参考

本申请要求2007年5月2日提交的韩国专利申请No.2007-42819和在2007年7月31日提交的韩国专利申请No.2007-76963的优先权，其整体内容在此处并入作为参考。

技术领域

本发明通常涉及集成电路放大器，更具体地，涉及具有小的面积和高的电流效率的自适应偏置输入级，并且涉及包括该自适应偏置输入级的放大器。

背景技术

包括模拟集成电路放大器的模拟电路是许多电子设备中的常见元件。由于需要电子设备是便携的和小的，因此模拟集成电路放大器需要被形成为具有低的面积并且在低的功耗下操作。

为了使电流消耗最小，自适应偏置放大器依赖于输入增加偏置电流。图1示出了现有技术的自适应偏置放大器100的电路图，如Degrauwe等人的“Adaptive Biasing CMOS Amplifier”，IEEE Journal ofSolid-State Circuits(IEEE固态电路杂志)，Vol.SC-17，No.3，pages 522-528，June 1982中公开的。

参考图1，自适应偏置放大器100包括具有栅极的NMOSFET(N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)MN1和MN2，输入Vin-和Vin+分别施加在该栅极上。此外，二极管连接(diode-connected)的PMOSFET(P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)MP1和MP2分别连接到NMOSFETMN1和MN2的漏极。NMOSFET MN1和MN2的源极连接到静态电流源ISS。

自适应偏置放大器100还包括形成第一电流镜的第一对NMOSFETMN3和MN4、形成第二电流镜的第二对NMOSFET MN5和MN6、形成第三电流镜的第三对NMOSFET MN7和MN8、和形成第四电流镜的第四对NMOSFET MN9和MN10。NMOSFET MN5和MN6分别具有1∶A的面积比，并且NMOSFET MN7和MN8分别具有A∶1的面积比。

PMOSFET MP3和MP4具有连接到PMOSFET MP1的栅极的栅极，并且PMOSFET MP5和MP6具有连接到PMOSFET MP2的栅极的栅极。PMOSFET MP3、MP4、MP5和MP6连接到由NMOSFET MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8、MN9和MN10形成的电流镜。

此外，PMOSFET MP3、MP4、MP5和MP6具有连接到高供电电压VDD的源极，并且NMOSFET MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8、MN9和MN10具有连接到低供电电压VSS的源极，其中VSS可以是接地电压。随着输入Vin-和Vin+之间的差值的增加，NMOSFETMN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8、MN9和MN10和PMOSFETMP3、MP4、MP5和MP6通过MOSFET MN1、MN2、MP1和MP2增加各自的偏置电流。

自适应偏置放大器100具有由NMOSFET MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8、MN9和MN10形成的许多个电流镜和由PMOSFETMP3、MP4、MP5和MP6形成的许多个静态电流路径。这些元件消耗了相对高的静态电流，导致了低的电流效率。此外，输入NMOSFETMN1和MN2具有二极管连接的负载MP1和MP2，导致了低的GBW(增益带宽)。

图2示出了另一现有技术的自适应偏置放大器110的电路图，如Callewaert等人的“Class AB CMOS Amplifiers with High Efficiency”，IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol.25，No.6，pages 684-691，June1990中公开的。自适应偏置放大器110包括输入NMOSFET MN11和MN12和感应NMOSFET MN13和MN14。该NMOSFET MN11、MN12、MN13和MN14具有栅极，输入Vin-和Vin+施加到该栅极上，如图2中所示。

而且，在图2中，第一静态电流源ISS1连接到NMOSFET MN14的源极，并且第二静态电流源ISS2连接到NMOSFET MN13的源极。自适应偏置放大器110还包括形成第一电流镜的NMOSFET对MN15和MN16以及形成第二电流镜的另一NMOSFET对MN17和MN18。NMOSFET MN15和MN16分别具有1∶A的面积比，并且NMOSFETMN17和MN18分别具有A∶1的面积比。

PMOSFET对MP11和MP12形成第三电流镜，其连接在高供电电压VDD和NMOSFET MN11和MN14之间。PMOSFET对MP13和MP14形成第四电流镜，其连接在高供电电压VDD和NMOSFET MN13和MN12之间。第一偏置电流源Ib1连接在高供电电压VDD、NMOSFETMN11的漏极和偏置的PMOSFET MP15的源极之间。进一步参考图2，PMOSFET MP17’和MP18’是二极管连接的，并且NMOSFET MN19’被形成用于偏置PMOSFET MP15的栅极。PMOSFET MP15具有连接到NMOSFET MN15的漏极的漏极。

第二偏置电流源Ib2连接在高供电电压VDD、NMOSFET MN12的漏极和另一偏置的PMOSFET MP16之间。PMOSFET MP16的漏极连接到NMOSFET MN18的漏极。两个二极管连接的PMOSFET MP17和MP18连接在高供电电压VDD和NMOSFET MN19之间。PMOSFETMP16的栅极连接到PMOSFET MP18的栅极。NMOSFET MN19的栅极连接到NMOSFET MN18的栅极。NMOSFET MN15、MN16、MN17、MN18和MN19具有连接到低供电电压VSS的源极，其中VSS可以是接地电压。

随着输入电压Vin-和Vin+之间的差值的增加，图2的自适应偏置放大器110中的元件通过MOSFET MN11、MN12、MP11和MP14增加各自的偏置电流。此外，相比于图1的自适应偏置放大器100，图2的自适应偏置放大器110的GBW(增益带宽)得到改善。

然而，第一串联的二极管连接的PMOSFET MP17和MP18以及第二串联的二极管连接的PMOSFET MP17’和MP18’导致了自适应偏置放大器110中的增加的操作电压，其因此具有有限的最小操作电压。为了使功耗最小并且利用较轻的电池提高可便携性，需要较低的操作电压。此外，图2的自适应偏置放大器包括四个电流源ISS1、ISS2、Ib1和Ib2，其占用的大的集成电路面积。

因此，期望自适应偏置放大器具有高的GBW(增益带宽)、最小的面积、高的电流效率和低的操作电压。

发明概述

因此，在本发明的一般方面中，自适应偏置输入级被形成为具有单个静态电流源并且不具有串联的多个二极管连接的MOSFET。

根据本发明的一个方面的自适应偏置输入级包括差分耦合的放大场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在该栅极上，并且包括差分耦合的感应场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在该栅极上。该自适应偏置输入级进一步包括静态电流源，其耦合在第一电源节点和预定节点处的放大和感应场效应晶体管的源极之间。而且，该自适应偏置输入级包括第一电流镜，其耦合在一个感应场效应晶体管和第二电源节点之间，并且包括第二电流镜，其耦合在第一电流镜、所述预定节点和第一电源节点之间。

在本发明的实施例中，当施加在该一个感应场效应晶体管上的第一差分输入大于施加在另一感应场效应晶体管上的第二差分输入时，感应场效应晶体管以及第一和第二电流镜使自预定节点流出的电流增加。

在本发明的另一实施例中，第二电流镜包括第一镜晶体管，其具有第一面积并且耦合到第一电流镜，并且包括第二镜晶体管，其具有面积为第一面积的A倍的第二面积并且耦合到预定节点。在本发明的实施例中，A的范围是约1～约2，A被选择为使自适应偏置输入级的电流效率最高。

在本发明的另一实施例中，自适应偏置输入级包括第三电流镜，其耦合在另一感应场效应晶体管和第二电源节点之间，并且包括第四电流镜，其耦合在第三电流镜、预定节点和第一电源节点之间。在该情况中，当施加在另一感应场效应晶体管上的第一差分输入大于施加在该一个感应场效应晶体管上的第二差分输入时，感应场效应晶体管和以及第三和第四电流镜使自预定节点流出的电流增加。

在本发明的另一实施例中，第四电流镜包括第三镜晶体管，其具有第三面积并且耦合到第三电流镜，并且包括第四镜晶体管，其具有为第三面积的A倍的第四面积并且耦合到预定节点。例如，A的范围是约1～约2，A被选择为使自适应偏置输入级的电流效率最高。

在本发明的另一实施例中，通过自适应偏置输入级的每个场效应晶体管的静态电流随A增加，并且通过每个放大和感应场效应晶体管的各个动态电流是差分输入之间的差值的相应二次函数。

在本发明的另一实施例中，自适应偏置输入级进一步包括负载场效应晶体管，其耦合在放大场效应晶体管和第二电源节点之间，并且由第一和第三电流镜偏置。

本发明的实施例的自适应偏置输入级可以特别有利地用于形成放大器。在该情况中，该放大器包括自适应偏置输入级和输出级，该输出级耦合在自适应偏置输入级和输出节点之间，用于生成输出节点处的输出信号。

在本发明的示例性实施例中，输出级包括第一和第二输出场效应晶体管。第一输出场效应晶体管耦合在第二电源节点和输出节点之间并且通过耦合到一个感应场效应晶体管的第一和第三电流镜中的一个进行偏置。第二输出场效应晶体管耦合在第一电源节点和输出节点之间并且通过耦合到该一个感应场效应晶体管的第二和第四电流镜中的一个进行偏置。

在本发明的另一实施例中，输出级包括第一和第二输出场效应晶体管、补偿电阻器和补偿电容器。第一输出场效应晶体管耦合在第二电源节点和输出节点之间并且具有耦合到一个放大场效应晶体管的漏极的栅极，而有源负载耦合到该一个放大场效应晶体管的漏极。补偿电阻器和补偿电容器串联耦合在第一输出场效应晶体管的栅极和输出节点之间。第二输出场效应晶体管耦合在第一电源节点和输出节点之间，并且通过耦合到一个感应场效应晶体管的第二和第四电流镜中的一个进行偏置，其中施加到该一个感应场效应晶体管的差分输入与施加在该一个放大场效应晶体管的差分输入相同。

本发明的实施例的自适应偏置输入级还可以特别有利于形成轨到轨放大器。在该情况中，该轨到轨放大器包括第一和第二自适应偏置输入级，每个自适应偏置输入级都是根据上文描述的本发明的实施例实现的，并且包括输出级。

第一自适应偏置输入级接收差分输入以生成去往输出级的第一中间信号，并且第二自适应偏置输入级接收差分输入以生成去往输出级的第二中间信号。此外，第一和第二自适应偏置输入级的各自的场效应晶体管互为镜像反型，即P型和N型场效应晶体管。

这样，自适应偏置输入级利用相对少的电流镜、单个静态电流源形成，而没有串联的多个二极管连接的场效应晶体管。因此，该自适应偏置输入级占用了小的面积，具有高的电流效率和高的操作电压范围。

通过考虑下面结合附图给出的本发明的详细描述，将更好地理解本发明的这些和其他特征及优点。

附图简述

图1和2示出了根据现有技术的自适应偏置输入级的电路图；

图3示出了根据本发明的实施例的自适应偏置输入级；

图4示出了根据本发明的实施例的图3的自适应偏置放大器的动态电流特性；

图5示出了根据本发明的实施例的自适应偏置放大器的电路图，其有利于高负载电容并且具有图3的自适应偏置输入级；

图6示出了根据本发明的实施例的图5的自适应偏置放大器中的电流效率相对于镜像场效应晶体管的面积比的图线；

图7示出了根据本发明的另一实施例的自适应偏置放大器的电路图，其有利于高增益带宽并且具有图3的自适应偏置输入级；并且

图8和9示出了根据本发明的实施例的每个具有自适应偏置输入级的轨到轨自适应偏置放大器的电路图。

此处参考的附图是出于清楚说明的目的绘制的，不一定依比例绘制。图1、2、3、4、5、6、7、8和9中的具有相同参考数字的元件表示具有相似结构和/或功能的元件。

详细描述

图3示出了根据本发明的实施例的自适应输入级200的电路图。参考图3，自适应输入级200包括差分耦合的放大NMOSFET对(N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)MN21和MN22。此外，自适应输入级200包括差分耦合的感应NMOSFET对MN23和MN24。

静态电流源203在预定节点202处耦合到放大和感应NMOSFETMN21、MN22、MN23和MN24的源极。此外，静态电流源203耦合到提供低供电电压VSS的第一电源节点，该VSS可以是接地电压。放大NMOSFET MN21的栅极和感应NMOSFET MN23的栅极具有施加在其上的第一输入Vin-。放大NMOSFET MN22的栅极和感应NMOSFETMN24的栅极具有施加在其上的第二输入Vin+。在本发明的实施例中，第一和第二输入Vin-和Vin+是差分输入。

第一电流镜由PMOSFET对(P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)MP21和MP22形成。PMOSFET MP21被二极管连接(diode-connect)在提供高供电电压VDD的第二电源节点和感应NMOSFET MN23的漏极之间。PMOSFET MP22具有耦合到第二电源节点VDD的源极并且具有耦合到PMOSFET MP21的栅极的栅极。负载PMOSFET MP23具有耦合到PMOSFET MP21的栅极的栅极，具有耦合到第二电源节点VDD的源极，并且具有耦合到放大NMOSFETMN22的漏极的漏极。

第二电流镜由NMOSFET对MN25和MN26形成，其耦合在第一电流镜的PMOSFET MP22、预定节点202和第一电源节点VSS之间。NMOSFET MN26被二极管连接在第一电源节点VSS和PMOSFETMP22的漏极之间。NMOSFET MN25具有耦合到第一电源节点VSS的源极，具有耦合到NMOSFET MN26的栅极的栅极，并且具有耦合到预定节点202的漏极。

第三电流镜由PMOSFET对MP24和MP25形成。PMOSFET MP24是被二极管连接在第二电源节点VDD和感应NMOSFET MN24的漏极之间。PMOSFET MP25具有耦合到第二电源节点VDD的源极并且具有耦合到PMOSFET MP24的栅极的栅极。负载PMOSFET MP26具有耦合到PMOSFET MP24的栅极的栅极，具有耦合到第二电源节点VDD的源极，并且具有耦合到放大NMOSFET MN21的漏极的漏极。

第四电流镜由NMOSFET对MN27和MN28形成，其耦合在第三电流镜的PMOSFET MP25、预定节点202和第一电源节点VSS之间。NMOSFET MN28被二极管连接在第一电源节点VSS和PMOSFETMP25的漏极之间。NMOSFET MN27具有耦合到第一电源节点VSS的源极，具有耦合到NMOSFET MN28的栅极的栅极，并且具有耦合到预定节点202的漏极。

NMOSFET MN26是具有第一面积的第一镜晶体管，并且NMOSFET MN25是具有第二面积的第二镜晶体管，该第二面积是NMOSFET MN26的第一面积的A倍。NMOSFET MN28是具有第三面积的第三镜晶体管，并且NMOSFET MN27是具有第四面积的第四镜晶体管，该第四面积是NMOSFET MN28的第三面积的A倍。

在本发明的实施例中，PMOSFET MP21、MP22、MP23、MP24、MP25和MP26尺寸相等。此外，根据本发明的实施例，NMOSFETMN21、MN22、MN23和MN24被制造为匹配。

现在通过参考图4中说明的动态电流特性描述图3的自适应输入级200的操作。然而，首先描述静态过程中的自适应输入级200的操作。在静态过程中，当Vin+＝Vin-＝Vin，cm时，Vin＝0，其中Vin，cm是输入Vin+和Vin-的共模电压。在该情况中，在图3的自适应输入级200的静态操作过程中，I1，static＝I2，static＝I1’，static＝I2’，static＝Istatic，其中I1，static是I1的静态电流，I2，static是I2的静态电流，I1’，static是I1’的静态电流，并且I2’，static是I2’的静态电流。

在该情况中，Istatic在下式1中表达如下：

$I_{\mathrm{static}}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{I_{\mathrm{SS}}}{2(2-A)}& 0\&le;A<2\\ \&infin;& 2\&le;A\end{array}\right\}$ [式1]

ISS是由静态电流源203提供的静态电流水平，并且A是NMOSFET MN25与MN26或者NMOSFET MN27与MN28的面积比。当A≥2时，静态电流Istatic不会达到无穷而是达到饱和结果。

下一步，描述动态过程中的自适应输入级200的操作。在动态过程中，Vin≠0，其中Vin＝Vin+-Vin-。假设图3的MOSFET在强反相状态下操作，则电流I1、I1’、I2和I2’的Istatic分量在下式2中表达如下：

$I_{\mathrm{static}}=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in},\mathrm{cm}}-V_{x,\mathrm{static}}-V_{\mathrm{thn}})}^2$ [式2]

K＝μn*Cox*(W/L)，μn是电子的迁移率，Cox是单位面积的电容，并且W/L是每个NMOSFET MN21、MN22、MN23和MN24的宽长比。此外，Vx，static是静态过程中的预定节点202处的电压，并且Vthn是每个NMOSFET MN21、MN22、MN23和MN24的阈值电压。然后式2还可被表达为下式3：

$V_{\mathrm{in},\mathrm{cm}}-V_{x,\mathrm{static}}-V_{\mathrm{thn}}=\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{static}}}{K}}$ [式3]

而且，Vx是预定节点202处的电压，其近似于下式4：

$V_x\&ap;V_{x,\mathrm{static}}-\mathrm{\&alpha;}\left|V_{\mathrm{in}}\right|(\mathrm{\&alpha;}\&ap;\sqrt{A})$ [式4]

如果在动态过程中，当Vin+＞Vin-时Vin＞0，则I1，dynamic表达为下式5：

$I_{1,\mathrm{dynamic}}=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in}+}-V_X-V_{\mathrm{thn}})}^2$

$=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in},\mathrm{cm}}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}-V_{X,\mathrm{static}}+\mathrm{\&alpha;}|V_{\mathrm{in}}|-V_{\mathrm{thn}})}^2$ [式5]

$=\frac{K}{2}\{(\mathrm{\&alpha;}+\frac{1}{2})V_{\mathrm{in}}+\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{static}}}{K}}{\}}^2$

该I1，dynamic在图4中

由相对于Vin的二次函数A说明。

当Vin＞0时，大量的动态电流I1，dynamic自MOSFET MN24、MP24、MP25、MN28和MN27形成的电流回路流出。因此，当Vin＞0时，MOSFET MN28、MN27、MP24和MP25形成的电流镜使流过预定节点202的电流增加。

此外，在该情况中，I2，dynamic、I1’，dynamic和I2’，dynamic被表达为下式6：

$I_{\text{2,dynamic}}=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in}-}-V_X-V_{\mathrm{thn}})}^2$

$=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in},\mathrm{cm}}-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}-V_{X,\mathrm{static}}+\mathrm{\&alpha;}|V_{\mathrm{in}}|-V_{\mathrm{thn}})}^2$ [式6]

$=\frac{K}{2}{\{(\mathrm{\&alpha;}-\frac{1}{2})V_{\mathrm{in}}+\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{static}}}{K}}\}}^2=I_{1^{\&prime;},\mathrm{dynamic}}=I_{2^{\&prime;}\mathrm{dynamic}}$

该I2，dynamic、I1’，dynamic和I2’，dynamic在图4中由相对于Vin的电流特性B说明。

如果在动态过程中，当Vin+＜Vin-时，Vin＜0，则I1，dynamic、I1’，dynamic和I2’，dynamic被表达为下式7：

$I_{1,\mathrm{dynamic}}=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in}+}-V_X-V_{\mathrm{thn}})}^2=\frac{K}{2}{\{(\mathrm{\&alpha;}-\frac{1}{2})V_{\mathrm{in}}-\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{static}}}{K}}\}}^2$ [式7]

$=I_{1^{\&prime;}\mathrm{dynamic}}=I_{2^{\&prime;}\mathrm{dynamic}}$

该I1，dynamic、I1’，dynamic和I2’，dynamic在图4中由相对于Vin的电流特性D说明。

而且在该情况中，I2，dynamic被表达为下式8：

$I_{2,\mathrm{dynamic}}=\frac{K}{2}{(V_{\mathrm{in}-}-V_X-V_{\mathrm{thn}})}^2=\frac{K}{2}{\{(\mathrm{\&alpha;}-\frac{1}{2})V_{\mathrm{in}}-\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{static}}}{K}}\}}^2$ [式8]

该I2，dynamic在图4中由相对于Vin的二次函数C说明。当Vin＜0时，大量的动态电流I2，dynamic自MOSFET MN23、MP21、MP22、MN26和MN25形成的电流回路流出。因此，当Vin＜0时，由MOSFET MN23、MP21、MP22、MN26和MN25形成的电流镜使流过预定节点202的电流增加。

此外，图4示出了Vin＝V1，I1，dynamic＝Ia并且I2，dynamic＝Ib的示例。在该情况中，(A-1)Ia+(A-3)Ib+ISS＞0，由于Ib比Ia小很多，因此其近似于(A-1)Ia≥0。因此，满足该动态范围的A值(其是NMOSFETMN25与MN26或者NMOSFET MN27与MN28的面积比)的范围是A≥1。该A≥1的动态特性导致了，在动态状态中，当Vin≠0时，提供大的动态电流I1，dynamic或I2，dynamic。而且上文给出了式1，为了同时满足保持小静态电流的静态条件和具有快速摆率(slew rate)的动态条件，需要A在范围1≤A＜2内。

图5示出了根据本发明的实施例利用图3的自适应输入级200形成的放大器300。在图3和5中具有相同的参考数字的元件表示具有相似的结构和/或功能的元件。放大器300包括自适应输入级200和输出级302，该输出级302耦合在自适应输入级200和输出节点304之间。

输出级302包括输出PMOSFET MP31，其具有耦合到第二电源节点VDD的源极、耦合到PMOSFET MP24的栅极的栅极和耦合到输出节点304的漏极。输出级302还包括输出NMOSFET MN31，其具有耦合到第一电源节点VSS的源极、耦合到NMOSFET MN26的栅极的栅极和耦合到输出节点304的漏极。负载电容器CL耦合在输出节点304和第一电源节点VSS之间。

而且，面积比A可被最优化，用于使图5的自适应偏置放大器300的电流效率(CE)最高。CE被表达为下式9：

CE＝I_{load，dynamic}/I_total＝SR×C_L/I_total   [式9]

Itotal是自适应偏置放大器300中的总的静态电流(quiescentcurrent)，并且SR是用于使负载电容器CL充电或放电的摆率。

Iload，dynamic是去往负载电容器CL的动态电流，其被表达为下式10：

$I_{\mathrm{load},\mathrm{dynamic}}=I_{1,\mathrm{dynamic}}-I_{2,\mathrm{dynamic}}=\&PlusMinus;\sqrt{K}(\mathrm{\&alpha;}\sqrt{K}{V_{\mathrm{in}}}^2+{2I}_{\mathrm{static}}|V_{\mathrm{in}}\left|\right)$ [式10]

关于式10中的Iload，dynamic的正号表示Vin＞0时使负载电容器CL充电的电流，并且负号表示Vin＜0时使负载电容器CL放电的电流。摆率SR被表达为下式11：

$\mathrm{SR}=\frac{\&PlusMinus;\sqrt{K}(\mathrm{\&alpha;}\sqrt{K}{V_{\mathrm{in}}}^2+{2I}_{\mathrm{static}}|V_{\mathrm{in}}\left|\right)}{C_L}$ [式11]

CE相对A的图线如图6中所示，并且分析该图线用于确定，在使电流效率CE最高时，在图6中的点215处的最优的面积比A＝1.5。

图5的自适应偏置放大器300有利地用于大电容的负载电容器CL的情况或者电容可变的负载电容器CL的情况。利用图5的自适应偏置放大器300可以获得足够的相位裕度。然而，图5的自适应偏置放大器可能具有相对低的增益。

图7示出了根据本发明的另一实施例的自适应偏置放大器350的电路图，其具有相对高的增益并且利用图3的自适应输入级200形成。在图3和7中具有相同的参考数字的元件表示具有相似的结构和/或功能的元件。放大器350包括自适应输入级200和输出级352，该输出级352耦合在自适应输入级200和输出节点354之间。

输出级352包括输出PMOSFET MP32，其具有耦合到第二电源节点VDD的源极、耦合到NMOSFET MN22的栅极的栅极和耦合到输出节点354的漏极。输出级352还包括输出NMOSFET MN32，其具有耦合到第一电源节点VSS的源极、耦合到NMOSFET MN26的栅极的栅极和耦合到输出节点354的漏极。负载电容器CL耦合在输出节点354和第一电源节点VSS之间。

此外，输出级352包括补偿电阻器Rz和补偿电容器Cc，两者串联耦合在PMOSFET MP32的栅极和输出节点354之间。图7的自适应偏置放大器350提供了相对高的增益和高的GBW(增益带宽)，并且当负载电容器CL具有相对小的电容时，其是有利的。

图8示出了根据本发明的另一实施例的自适应偏置轨到轨放大器400的电路图。轨到轨放大器400包括第一自适应偏置输入级402、第二自适应偏置输入级404和输出级406。

第一自适应偏置输入级402接收差分输入Vin+和Vin-以在第一中间节点408处生成第一中间信号。第二自适应偏置输入级404接收差分输入Vin+和Vin-以在第二中间节点410处生成第二中间信号。输出级406接收第一和第二中间节点408和410处的第一和第二中间信号以在输出节点412处生成输出信号Vout。

第一自适应偏置输入级402被实现为与图3的自适应偏置输入级200相似，其中图3和8中具有相同参考数字的元件表示具有相似结构和/或功能的元件。此外，第二自适应偏置输入级404包括的MOSFET与第一自适应偏置输入级402的MOSFET互为镜像反型。

因此，第二自适应偏置输入级404包括NMOSFET MN45、MN46、MN44、MN41、MN43和MN42，其被配置为分别是第一自适应偏置输入级402的PMOSFET MP25、MP26、MP24、MP21、MP23和MP22的镜像反型。此外，第二自适应偏置输入级404包括PMOSFET MP48、MP47、MP45、MP46、MP41、MP43、MP44和MP42，其被配置为分别是第一自适应偏置输入级402的NMOSFET MN28、MN27、MN25、MN26、MN21、MN23、MN24和MN22的镜像反型。第二自适应偏置输入级404包括相应的静态电流源414，其被配置为第一自适应偏置输入级402的相应静态电流源203的镜像反型。

输出级406包括第一偏置电流源IBIAS1，其耦合在第二电源节点VDD与耦合到NMOSFET MN22的漏极的第一中间节点408之间。输出级406还包括第二偏置电流源IBIAS2，其耦合在第一电源节点VSS与耦合到PMOSFET MP42的漏极的第二中间节点410之间。根据本发明的一个实施例，偏置电流源IBIAS1和IBIAS2提供相等的电流。

输出级406进一步包括第一输出PMOSFET MP51，其具有耦合到第二电源节点VDD的源极、耦合到第一中间节点408的栅极和耦合到输出节点412的漏极。第一补偿电容器Cc1耦合在PMOSFET MP51的栅极和漏极之间。

输出级406还包括第一输出NMOSFET MN51，其具有耦合到第一电源节点VSS的源极、耦合到第二中间节点410的栅极和耦合到输出节点412的漏极。第二补偿电容器Cc2耦合在NMOSFET MN51的栅极和漏极之间。根据本发明的一个实施例，补偿电容器Cc1和Cc2具有相等的电容。

输出级406进一步包括第二输出PMOSFET MP52，其具有耦合到第一中间节点408的源极、上面施加有第一偏置电压VBP的栅极和耦合到第二中间节点410的漏极。输出级406还包括第二输出NMOSFETMN52，其具有耦合到第一中间节点408的漏极、上面施加有第二偏置电压VBN的栅极和耦合到第二中间节点410的源极。

第一和第二自适应偏置输入级402和404的操作与图3的自适应偏置输入级200相似。通过将第一和第二自适应偏置输入级402和404配置为镜像反型，轨到轨放大器400可以针对VDD到VSS的轨到轨范围内的每个输入Vin+和Vin-执行操作。

图9示出了根据本发明的另一实施例的自适应偏置轨到轨放大器500的电路图，其进一步使元件数目最少。轨到轨放大器500包括第一自适应偏置输入级502、第二自适应偏置输入级504和输出级506。图9的输出级506被实现为与图8的输出级406相似。

此外，图9的第一自适应偏置输入级502被实现为与图8的第一自适应偏置输入级402相似。然而，在图9的第一自适应偏置输入级502中消除了图8的第一自适应偏置输入级402中的PMOSFET MP22和由NMOSFET MN25和MN26形成的电流镜。而是，图9的第一自适应偏置输入级502包括镜像PMOSFET MP53，其具有耦合到第二电源节点VDD的源极、耦合到PMOSFET MP21的栅极的栅极和耦合到PMOSFET MP25的漏极的漏极。

相似地，图9的第二自适应偏置输入级504被实现为与图8的第二自适应偏置输入级404相似。然而，在图9的第二自适应偏置输入级504中消除了图8的第二自适应偏置输入级404中的NMOSFETMP42和由PMOSFET MP45和MP46形成的电流镜。而是，图9的第二自适应偏置输入级504包括镜像NMOSFET MN53，其具有耦合到第一电源节点VSS的源极、耦合到NMOSFET MN41的栅极的栅极和耦合到NMOSFET MN45的漏极的漏极。

在图9中，通过将第一和第二自适应偏置输入级502和504配置为镜像反型，轨到轨放大器450可以针对VDD到VSS的轨到轨范围内的每个输入Vin+和Vin-执行操作。此外，图9的轨到轨放大器500被实现为在第一和第二自适应偏置输入级502和504中具有比图8的轨到轨放大器400更少的MOSFET。因此，图9的轨到轨放大器500有利地使集成电路面积最小。

这样，图3的自适应偏置输入级200以及包括该自适应偏置输入级的图5、7、8和9的放大器300、350、400和500具有高的电流效率，具有数目最少的电流源和电流镜。因此，该集成电路的操作具有最小的功耗和集成电路面积。

前文应仅被当作示例，并非是限制。因此，此处说明和描述的任何数量的元件应仅被当作示例。此外，图3的自适应偏置输入级200可用于实现除了图5、7、8和9的示例以外的其他类型的放大器。

本发明仅由所附权利要求及其等效物限定。

Claims (25)

1.一种自适应偏置输入级，包括：

差分耦合的放大场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在所述栅极上；

差分耦合的感应场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在所述栅极上；

静态电流源，其耦合在第一电源节点和预定节点处的所述放大和感应场效应晶体管的源极之间；

第一电流镜，其耦合在一个所述感应场效应晶体管和第二电源节点之间；和

第二电流镜，其耦合在所述第一电流镜、所述预定节点和所述第一电源节点之间。

2.如权利要求1所述的自适应偏置输入级，其中当施加在所述一个感应场效应晶体管上的第一差分输入大于施加在另一感应场效应晶体管上的第二差分输入时，所述感应场效应晶体管以及所述第一和第二电流镜使自所述预定节点流出的电流增加。

3.如权利要求2所述的自适应偏置输入级，其中，所述第二电流镜包括第一镜晶体管，其具有第一面积并且耦合到所述第一电流镜，并且包括第二镜晶体管，其具有面积为第一面积的A倍的第二面积并且耦合到所述预定节点。

4.如权利要求3所述的自适应偏置输入级，其中A处于从约1～约2的范围内，并且其中A被选择为使自适应偏置输入级的电流效率最高。

5.如权利要求3所述的自适应偏置输入级，进一步包括：

第三电流镜，其耦合在另一感应场效应晶体管和所述第二电源节点之间；和

第四电流镜，其耦合在所述第三电流镜、所述预定节点和所述第一电源节点之间；

其中当施加在所述另一感应场效应晶体管上的第一差分输入大于施加在所述一个感应场效应晶体管上的第二差分输入时，所述感应场效应晶体管以及所述第三和第四电流镜使白所述预定节点流出的电流增加；

并且其中所述第四电流镜包括第三镜晶体管，其具有第三面积并且耦合到所述第三电流镜，并且包括第四镜晶体管，其具有面积为第三面积的A倍的第四面积并且耦合到所述预定节点。

6.如权利要求5所述的自适应偏置输入级，其中A处于约1～约2的范围内，并且其中A被选择为使自适应偏置输入级的电流效率最高。

7.如权利要求5所述的自适应偏置输入级，其中通过所述自适应偏置输入级的每个场效应晶体管的静态电流随A增加，并且其中通过每个所述放大和感应场效应晶体管的各个动态电流是差分输入之间的差值的相应二次函数。

8.如权利要求6所述的自适应偏置输入级，进一步包括：

负载场效应晶体管，其耦合在所述放大场效应晶体管和所述第二电源节点之间，并且由所述第一和第三电流镜偏置。

9.一种放大器，包括：

自适应偏置输入级，包括：

差分耦合的放大场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在所述栅极上；

差分耦合的感应场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在所述栅极上；

静态电流源，其耦合在第一电源节点和预定节点处的所述放大和感应场效应晶体管的源极之间；

第一电流镜，其耦合在一个感应场效应晶体管和第二电源节点之间；

第二电流镜，其耦合在第一电流镜、所述预定节点和所述第一电源节点之间；

第三电流镜，其耦合在另一感应场效应晶体管和所述第二电源节点之间；和

第四电流镜，其耦合在所述第三电流镜、所述预定节点和所述第一电源节点之间；和

输出级，其耦合在所述自适应偏置输入级和输出节点之间，用于在所述输出节点处生成输出信号。

10.如权利要求9所述的放大器，其中，所述输出级包括：

第一输出场效应晶体管，其耦合在所述第二电源节点和所述输出节点之间，并且通过耦合到一个感应场效应晶体管的所述第一和第三电流镜中的一个电流镜进行偏置；和

第二输出场效应晶体管，其耦合在所述第一电源节点和所述输出节点之间，并且通过耦合到所述一个感应场效应晶体管的所述第二和第四电流镜中的一个电流镜进行偏置。

11.如权利要求9所述的放大器，其中，所述输出级包括：

第一输出场效应晶体管，其耦合在所述第二电源节点和所述输出节点之间，并且具有耦合到一个放大场效应晶体管的漏极的栅极，且有源负载耦合到所述一个放大场效应晶体管的所述漏极；

补偿电阻器和补偿电容器，两者串联耦合在所述第一输出场效应晶体管的栅极和所述输出节点之间；和

第二输出场效应晶体管，其耦合在所述第一电源节点和所述输出节点之间，并且通过耦合到一个感应场效应晶体管的所述第二和第四电流镜中的一个电流镜偏置，其中施加到所述一个感应场效应晶体管的差分输入与施加在所述一个放大场效应晶体管的差分输入相同；

其中当施加在所述一个感应场效应晶体管上的第一差分输入大于施加在另一感应场效应晶体管上的第二差分输入时，所述感应场效应晶体管以及所述第一和第二电流镜使自所述预定节点流出的电流增加，

并且其中当施加在另一感应场效应晶体管上的第二差分输入大于施加在所述一个感应场效应晶体管上的第一差分输入时，所述感应场效应晶体管以及所述第三和第四电流镜使自所述预定节点流出的电流增加。

12.如权利要求9所述的放大器，其中，所述第二电流镜包括第一镜晶体管，其具有第一面积并且耦合到所述第一电流镜，并且包括第二镜晶体管，其具有面积为第一面积的A倍的第二面积并且耦合到所述预定节点，

并且其中，所述第四电流镜包括第三镜晶体管，其具有第三面积并且耦合到所述第三电流镜，并且包括第四镜晶体管，其具有面积为第三面积的A倍的第四面积并且耦合到所述预定节点。

13.如权利要求12所述的放大器，其中A处于约1～约2的范围内，并且其中A被选择为使所述自适应偏置输入级的电流效率最高。

14.如权利要求12所述的放大器，其中通过所述自适应偏置输入级的每个场效应晶体管的静态电流随A增加，并且其中通过每个放大和感应场效应晶体管的各个动态电流是差分输入之间的差值的相应二次函数。

15.如权利要求9所述的放大器，进一步包括：

负载场效应晶体管，其耦合在所述放大场效应晶体管和所述第二电源节点之间，并且由所述第一和第三电流镜偏置。

16.一种轨到轨放大器，包括：

输出级；

第一自适应偏置输入级，其接收差分输入以生成去往所述输出级的第一中间信号；和

第二自适应偏置输入级，其接收差分输入以生成去往所述输出级的第二中间信号，

其中，所述第一和第二自适应偏置输入级的每一个包括：

差分耦合的放大场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在所述栅极上；

差分耦合的感应场效应晶体管对，其具有栅极，差分输入施加在所述栅极上；

静态电流源，其耦合在第一电源节点和预定节点处的放大场效应晶体管和感应场效应晶体管的源极之间；

第一电流镜，其耦合在一个感应场效应晶体管和第二电源节点之间；和

第二电流镜，其耦合在所述第一电流镜、所述预定节点和所述第一电源节点之间，

其中，第一和第二自适应偏置输入级的各自的场效应晶体管互为镜像，即P型和N型场效应晶体管。

17.如权利要求16所述的轨到轨放大器，其中，所述第一和第二自适应偏置输入级的每一个进一步包括：

第三电流镜，其耦合在另一感应场效应晶体管和所述第二电源节点之间；和

第四电流镜，其耦合在所述第三电流镜、所述预定节点和所述第一电源节点之间；

其中一个放大场效应晶体管的漏极耦合到有源负载并且生成第一和第二中间信号中的一个；

并且其中当施加在所述一个感应场效应晶体管上的第一差分输入大于施加在另一感应场效应晶体管上的第二差分输入时，所述感应场效应晶体管以及所述第一和第二电流镜使自所述预定节点流出的电流增加，

并且其中当施加在另一感应场效应晶体管上的第二差分输入大于施加在所述一个感应场效应晶体管上的第一差分输入时，所述感应场效应晶体管以及所述第三和第四电流镜使自所述预定节点流出的电流增加。

18.如权利要求16所述的轨到轨放大器，其中，所述第二电流镜包括第一镜晶体管，其具有第一面积并且耦合到所述第一电流镜，并且包括第二镜晶体管，其具有面积为第一面积的A倍的第二面积并且耦合到所述预定节点，并且其中，所述第四电流镜包括第三镜晶体管，其具有第三面积并且耦合到所述第三电流镜，并且包括第四镜晶体管，其具有面积为第三面积的A倍的第四面积并且耦合到所述预定节点。

19.如权利要求18所述的轨到轨放大器，其中A处于约1～约2的范围内，并且其中A被选择为使所述自适应偏置输入级的电流效率最高。

20.如权利要求18所述的轨到轨放大器，其中通过所述自适应偏置输入级的每个场效应晶体管的静态电流随A增加，并且其中通过每个放大和感应场效应晶体管的各个动态电流是差分输入之间的差值的相应二次函数。

21.如权利要求16所述的轨到轨放大器，其中一个放大场效应晶体管的漏极耦合到有源负载并且生成所述第一和第二中间信号中的一个，并且具有栅极，施加在所述栅极上的差分输入与施加在耦合到所述第一电流镜的所述一个感应场效应晶体管上的差分输入相同。

22.如权利要求21所述的轨到轨放大器，其中，所述第一和第二自适应偏置输入级的每一个包括：

第三电流镜，其耦合在所述第二电源节点、另一感应晶体管和所述第二电流镜之间；和

镜像场效应晶体管，其具有利用所述第三电流镜偏置的栅极并且具有耦合在所述第一和第二电流镜之间的漏极；

其中当差分输入不同时，所述感应场效应晶体管、镜像场效应晶体管以及第一、第二和第三电流镜使自所述预定节点流出的电流增加。

23.如权利要求16所述的轨到轨放大器，其中，所述第二电流镜包括第一镜晶体管，其具有第一面积并且耦合到所述第一电流镜，并且包括第二镜晶体管，其具有面积为第一面积的A倍的第二面积并且耦合到所述预定节点。

24.如权利要求23所述的轨到轨放大器，其中A处于约1～约2的范围内，并且其中A被选择为使所述自适应偏置输入级的电流效率最高。

25.如权利要求24所述的轨到轨放大器，其中通过所述自适应偏置输入级的每个场效应晶体管的静态电流随A增加，并且其中通过每个放大和感应场效应晶体管的各个动态电流是差分输入之间的差值的相应二次函数。

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