CN105027447A - 高度准确的参考振荡器的单插入修整 - Google Patents

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Abstract

本发明描述一种具有高频率稳定性对温度变化的高度集成的单片自补偿振荡器SCO，连同有成本效益的单插入点修整SPT算法。所述SPT用以调整所述SCO的相位及频率以满足对参考时钟的频率稳定性对温度及频率准确性要求。用于所述SPT算法中的技术针对所述SCO提供稳健、快速及低测试成本。此外，SCO？SPT中所利用的概念及技术可有效地用于包含TCXO、MEMS、FBAR及RC振荡器的任何温度补偿振荡器TCO。另外，所述所描述SPT算法能够测量任何振荡器的温度敏感性、估计适合温度补偿参数及同时将振荡器频率调整为所需值。

Description

高度准确的参考振荡器的单插入修整
背景技术
所描述的技术涉及振荡器的修整及校准，且更特定来说涉及可在电子平台中用作时钟参考的高度准确的振荡器。
与例如但不限于供应电压、温度、应力、湿度及老化等不同电及环境条件的变化相比，时钟参考振荡器必须提供高度稳定的输出频率。此振荡器的修整对达成高性能是必要的。
电子系统由于对支持多个标准、增加的功能性、较高数据速率以及较小大小及较低成本的存储器的要求而不断增加复杂性，所述不断增加的复杂性促使设计者以深亚微米互补MOS(CMOS)技术经由芯片上系统(SoC)的开发而增加集成度以受益于增加的门密度。每一应用需要参考时钟，其中振荡器频率必须不能由于供应电压及温度改变超过特定量而变化。
石英晶体振荡器(XO)是用于产生参考时钟的工业标准。石英晶体的成熟及稳定技术准许对制造过程的优良控制以选择确切剖切角来产生优越性能。源自石英晶体的极高品质因数(Q)的晶体振荡器可达成高频率准确性、随温度的低频率漂移及低相位噪声。因此，晶体振荡器主导商业市场达几十年。然而，晶体既未设法缩放，也不集成，因此限制了参考时钟的大小及成本减小。
在使用高Q微电子机械系统(MEMS)谐振器及薄膜腔声谐振器(FBAR)中所做的最近努力已图解说明将高Q元件及专用集成电路(ASIC)集成于相同封装中的可能性。MEMS谐振器的成本低于石英谐振器，这是因为单个MEMS晶片上的极高数目个谐振器。晶体振荡器的昂贵陶瓷封装也减小为低成本塑料封装。然而，基于MEMS的解决方案的组合件成本需要晶片级封装的MEMS裸片与CMOS裸片相堆叠。另外，需要精心生产测试以在规定温度范围内将每一部分修整为所需性能。此过程可需要一个以上温度插入以估计温度补偿参数且将振荡器频率调整为所需值。此使得MEMS及FBAR振荡器的测试成本过高而不能与用于消费型应用的XO竞争。
另一方法是使用RC振荡器来产生参考时钟。由于RC振荡器的低品质因数，因此频率准确性受限制，但可达成优良电力消耗及完全集成，从而使得此解决方案适合于类似无线传感器网络(WSN)的应用。然而，类似MEMS及FBAR振荡器的RC振荡器的测试成本是极高的，这是因为通常需要一个以上温度插入点的广泛的修整。
替代技术使用基于芯片上LC储能电路(LC-tank)的全硅CMOS参考时钟。此类解决方案由于其与XO相比的可编程性而通过定义被高度集成且具有短提前期。此外，其可提供与XO相比的频率准确性及相位噪声性能。然而，LC储能电路的大温度相依性已成为在设计基于LC储能电路的参考中的主要挑战，此需要复杂的补偿技术来抵消频率变化。为了成功地达成所需的补偿准确性，必要的是：不仅具有准确温度测量，而且具有跨越温度的振荡器频率及其频率调谐控制件的精确知识。
一个修整例程通过在第一温度下使用电容器组来选择中心频率(fo)而开始。然后，在第二温度下算法将一或多个电阻耦合到谐振器作为温度补偿的方法。在此之后，在下一温度下，算法确定所需校准是否已在预定的温度范围内发生。在未达成所需性能的情况下，必须迭代地重新进行先前步骤，直到振荡器的总温度相依性在预定的温度范围内最小化同时获得所需输出频率为止。因此，需要一个以上温度插入点来达成可接受的性能，因此增加了产品测试的复杂性且因此增加了产品的总体成本。
美国专利8,072,281中描述了全硅CMOS参考时钟。所述参考时钟使用经设计以在极特定的低温度敏感性相位操作点处操作的芯片上LC储能电路。因此，架构适用于跨越温度自补偿的自补偿振荡器(SCO)。
附图说明
结合附图，根据以下详细说明，可理解本发明。在图式中：
图1(A)是图解说明温度空值(temperature null)及对应相位的概念的曲线图。
图1(B)是针对不同温度范围在温度空值下操作时温度内的频率变化的曲线图。
图2是温度补偿LC振荡器的图式。
图3是图解说明出于确定振荡频率的温度敏感性的目的的温度调制的图式。
图4是用于确定温度敏感性的校准系统的图式。
图5是用于确定温度敏感性的另一校准系统的图式。
图6(A)是以电路形式图解说明可如何确定相移校准值的图式。
图6(B)是图解说明图6(A)的电路的运算的图式。
图7(A)是以电路形式图解说明确定相移校准值的不同方式的图式。
图7(B)是图解说明图7(A)的电路的运算的图式。
图8是以电路形式图解说明可如何确定频率设定校准值的图式。
图9是校准过程的流程图。
图10是以电路形式图解说明确定频率设定校准的不同方式的图式。
图11是用于确定相移及频率设定校准值两者的校准系统的图式。
图12是用于确定相移及频率设定校准值两者的另一校准系统的图式。
图13(A)是加热器元件的图式。
图13(B)是另一加热器元件的图式。
图14是振荡补偿与感测电路的图式。
图15是温度调制电路的图式。
图16是另一温度调制电路的图式。
图17是又一温度调制电路的图式。
图18是频/数转换器的图式。
图19是另一频/数转换器的图式。
图20是一般性温度补偿系统的图式。
图21是用于温度补偿系统的一般性校准系统的图式。
发明内容
自补偿振荡器架构利用相移电路来达成跨越温度的最小频率偏差。其经由数字相位设定(PS)字提供准确、温度独立及可编程的电相移。SCO需要修整以在预定温度范围内获得最优操作相位设定(PSopt)且通过设定振荡器的频率设定(FS)将振荡器输出频率调整为目标频率。
在一个实施例中，针对SCO提供SPT算法，从而减小测试成本，同时达成高频率稳定性。本发明设备能够找到最优相位操作点且同时能够将振荡器频率调整为所需值。因此，其针对SCO提供稳健、快速及低成本的修整解决方案，从而降低产品测试的复杂性且因此降低产品的总体成本。
具体实施方式
LC振荡器由LC储能电路及负责克服储能电路损耗的放大器构成。为使振荡器具有持续的振荡，巴克好森准则(Barkhausen criterion)需要大于整体的开环增益及等于零的相位。假设所使用的放大器贡献零相位，那么在振荡条件下LC储能电路阻抗ZTank将具有零相位。图1(B)展示在不同温度下ZTank相位对频率；在温度(0℃到70℃)下与储能电路相位曲线的零相位交叉产生大的频率变化Δf1。如图1(A)中所见，跨越温度的储能电路相位曲线在其中跨越温度的频率变化最小化(频率变化ΔfNULL)的负相位处交叉。
其中频率的最小温度敏感性发生的条件称为LC储能电路温度空值(TNULL)且跨越储能电路的相位称作。如图2中所展示，振荡器可由跨导体级201及相移级203形成。相位量值是经由具有极精细步长的数字相位设定(PS)字来控制的，而振荡器频率是通过使用具有极精细步长的频率设定(FS)字来改变储能电路阻抗(ZTank)205的有效电容值来调谐。在平稳状态下，跨导体及相移器提供为所需TNULL相位的负的相位。因此，LC储能电路被迫使在所需非零下振荡。相移电路的最重要设计方面中的一者是提供准确及温度独立的相位，否则频率偏差将增加。
SCO依赖于在下操作以跨越特定温度范围达成高频率稳定性。然而，的值将随着过程、振荡频率及所需操作温度范围而变化。因此，需要修整来补偿这些变化。修整是在具有高度准确及完全集成的基于LC的参考振荡器中的主要挑战中的一者，这是因为修整可限制振荡器的总体成本及准确性。修整SCO的主要目标是将振荡器的相位设定为且同时将振荡器的频率调整为所需输出频率。
存在开发用于SCO的准确、稳健及有成本效益的修整解决方案的许多挑战。第一个挑战是不存在用于测量跨越温度的储能电路相位以直接确定值的直接方法。因此，找到的蛮力解决方案是测量振荡器的频率，同时在所需操作范围的两个极端温度点处使PS变化。将两个极端温度点之间的绝对频率差最小化的储能电路PS视为全局。然而，此两个温度点修整解决方案由于两个所需温度插入的高成本而不具有成本效益。另外，大数目个准确频率测量通常需要极长的测试时间。第二个挑战是随着振荡器的频率改变而稍微改变。此外，振荡器的频率取决于储能电路PS字。因此，振荡器的频率与振荡器的温度相依性之间的此耦合关系迫使多次修整迭代以找到且同时将振荡器的频率调整为所需值。
以下稳健的芯片上SPT算法克服这两个挑战且使得能够达成高度准确且有成本效益的SCO参考振荡器。需要修整来设定PSopt，使得振荡器在具有跨越温度的最小频率偏差的处操作，且同时通过设定振荡器的FS将振荡器频率调整为所需频率。在修整之后，将PS及FS的经修整值以数字方式存储于非易失性存储器中以供未来检索，例如一次性可编程(OTP)的芯片上只读存储器(ROM)。
SCO温度敏感性(KT)检测
概念上，可通过在To处施加方波温度调制信号来估计任何振荡器的温度相依性，如图3中所展示。振荡器301响应于温度调制信号的输出将为经频率调制(FM)信号，在此温度下所述经频率调制信号取决于频率对温度相依性斜率(KT)。然后，可使用对振荡器输出执行FM解调的准确的频/数转换器(FDC)303将振荡器频率(Fosc)转换成数字字(Dosc)。可依据频率差FOSC(To+ΔT/2)-FOSC(To-ΔT/2)估计To处的KT值，其中ΔT表示围绕To的温度变化。等效地，DOSC(To+ΔT/2)与DOSC(To-ΔT/2)之间的差可用以产生相同估计。
这两个数字字之间的差给出KT的用于当前SPT修整算法中的准确数字表示。图3中图解说明了所述概念，其中使用温度调制信号及FDC来估计SCO的KT。在下，SCO温度相依性可为抛物线状的且To是所需温度范围的中心，如先前在图1(B)中所图解说明。因此在To下，如果KT＝0，那么将暗指跨越特定温度范围的最小SCO振荡频率温度变化。
振荡器的不同温度调制方法可用以确定其温度敏感性KT以用于单插入温度点修整。在一个实施例中，使用芯片上加热器来产生不同温度调制波形。温度调制波形可为任何形状，包含正弦曲线形、三角形、锯齿形或方波形。所述实例论证了方形或开/关(ON/OFF)调制波形。此方法可容易地扩展为修整包含TCXO、MEMS、FBAR及RC振荡器的其它参考振荡器。
所述架构可采用简单开/关温度调制，从而简化温度调制模块。实际上，在测试下热调制频率受限于经封装部分的热时间常数。因此，温度调制方形波被低通滤波，如图4中所图解说明。温度调制模块401在数字控制器405的控制下对振荡器403施加温度调制。振荡器的输出信号被施加到FDC 407。温度敏感性检测模块409使用FDC 407的输出信号及来自数字控制器405的激发信号来确定KT。
热时间常数取决于许多因数，主要为裸片大小及封装大小。随着热调制频率降低，修整例程变得较慢。因此，测试成本增加，影响了SCO的总体成本。因此，在最小数目个热调制循环中达到等效于的PSopt变得极重要。振荡器的热及闪烁相位噪声影响SPT的准确性，尤其是在KT靠近零的时候，这是因为经解调信号的量值也变得极接近零。
处于极低频率偏移的相位噪声对KT的影响是不显著的，这是因为感测KT取决于两个频率之间的差。因此，将取消大多数噪声。然而，处于高频率偏移的相位噪声是有效的且可通过并入积分与清除滤波器来抑制。由于在测试下由封装的慢热时间常数诱发的低通滤波器效应，积分与清除滤波器仅利用加热及冷却周期的一半。将设定百分比的加热循环周期积分到Ahot中，同时将类似百分比的冷却循环周期积分到Acold中，如图4中所展示。因此，Ahot与Acold之间的差为在存在振荡器相位噪声及大热时间常数的情况下较准确地表示KT的数字字。以此方式，仅处于接近于调制频率的频率偏移的相位噪声可稍微影响KT感测的准确性及(因此)SPT的结果。
图5中图解说明用于在To下找到任何振荡器的KT的另一方法。如与图4相比，使用三角形激发信号来获得三角形温度调制特性。经由温度调制模块将叠加于To上的温度激发信号施加到振荡器。振荡器频率将根据其特性KT响应于温度调制信号而行动。FDC将把振荡器频率转换成数字字(Dosc)。如果激发信号是三角形波，那么可使用差块501来获得Δf/ΔT。在三角形波ΔT的负斜率为负期间，如此通过使用乘法器503使差块501的输出乘以三角形波的斜率符号以最终获得准确表示To下的KT的数字字。差块501帮助滤除振荡器的近端相位噪声，同时积分与清除滤波器505用来抑制高频率噪声。因此，可较准确地测量KT。此三角形波调制使得能够经由方形波调制技术使用较高热调制频率，因此产生较快修整例程。(图21中结构550被重新用作结构2150，如下文所描述。)此方法中的挑战是使用三角形波来准确地调制温度；此要求可将温度调制模块的设计考虑在内。
SCO相位修整算法
相位修整算法的目标是搜索将SCO KT调整为用户的斜率控制字(KCW)的PSopt。KCW的选择取决于运算To、预定温度范围及所要SCO温度相依性曲线。通常，使用图1(B)中所图解说明的不同温度范围的仅室温(RTO)修整(To＝25℃)，使用等于零或极接近零的KCW值来优化SCO温度相依性。在室温下运行修整例程是高度有价值的，这是因为其减少产品的总体测试及修整成本。
找到PSopt的一种方法是扫描PS且测量其对应KT以选择PSopt，其给出KT＝KCW。然而，可需要T个调制循环来找到PSopt，其中n为PS字的位的数目。因此，此方法将耗费大量时间，因此增加了生产测试时间及成本。采纳逐次逼近寄存器(SAR)修整算法来将修整中所涉及的调制循环的数目最小化为n个调制循环。图6(A)图解说明当前SAR修整算法的框图。图6(B)中图解说明二元搜索过程。所述算法通过将初始相位设定(PSinitial)加载到输出累加器601中且将初始步长加载到SAR 603中开始。通常PSinitial经设定为相位设定PS范围的中间，但所述设定可经挑选以减小收敛时间。由块602将先前确定的温度敏感性KT从控制字KCW减去，且将结果应用于符号检测电路605。其次，在一个调制循环之后，由块605检测KT的符号且使其反相，然后使用乘法器607乘以SAR步长。然后将乘法的输出加到PSinitial以产生PSnext。算法的运算需要n个循环来达到PSopt，其中在每一循环之后SAR步长经对分以完成二元搜索。
斜率控制字KCW是规定搜寻的特定斜率准则的修整算法的输入参数，且修整算法仅通过改变振荡器的PS而开始搜索此准则。PSopt与KCW之间的关系是所述算法的结果，其假设存在满足PSopt的单个PS，其中振荡器的行为是具有围绕由KCW定义的To的特定斜率的特定形状。振荡器的设计可如此，使得在PSopt下，振荡器的行为具有特定形状，例如抛物线或反正弦。基于知晓所述形状，修整算法借助于围绕To的预期形状的斜率开始搜索PSopt。举例来说，如果预期形状是抛物线，那么修整算法围绕To搜索KCW＝0。如果预期形状是反正弦，那么修整算法围绕To搜索KCW>0。
与广泛扫描技术相比，SAR算法节省大量时间，但其仅取决于KT的符号且忽视其量值。所述量值可极有助于将算法的循环数目最小化。图7(A)图解说明利用KT的符号及量值两者来达到PSopt的比SAR算法快的最小均方(LMS)修整算法的框图。类似于SAR算法，LMS算法通过将PSinitial加载到输出累加器701中开始。由块702将先前确定的温度敏感性KT从控制字KCW减去，且将结果应用于乘法器电路707。在每一调制循环之后检测KT并使其反相，然后乘以LMS增益因数(乘法器707)。LMS增益因数可为常数或变量。其定义收敛速度、平稳状态误差及环路的稳定性。当使用大步长大小时，自适应过程较快速地收敛，但其将具有较大平稳状态误差及较低相位裕度。在每一调制循环之后，PS值更接近PSopt且KT的量值更接近KCW。当KT的量值小于由用户定义的特定值时或在由用户定义的特定数目个循环之后，所述算法的运算完成。
SCO频率修整
可使用不同方法及设备来修整振荡器的FS以如所论述调整其输出频率。图8展示数字锁相环路(DPLL)及取决于环路滤波器的类型的数字锁频环路(DFLL)的通用框图。FDC 801将把振荡器频率转换成Dosc。FDC使用其频率等于Fref的外部参考时钟。假设参考时钟是准确的且在修整期间其频率稳定，这是因为振荡器输出频率将参考其。在块803处将FDC输出(Dosc)从用户频率控制字(FCW)减去以给出表示振荡器频率(Fosc)与目标所需频率(FCW.Fref)之间的频率误差(fe)的数字字。经由数字环路滤波器805对减法fe的输出进行滤波以控制振荡器807的FS。数字环路滤波器的累加器可加载有初始频率设定(FSInit)以加速频率稳固。当在平稳状态下振荡器的频率等于目标所需频率(Fosc＝FCW.Fref)时，所述环路将稳固。注意，如果数字环路滤波器仅为累加器，那么DPLL环路将变成DFLL。DPLL的稳固时间可比DFLL快，但DFLL的优点是无条件的稳定。
SCO同时相位及频率修整
如先前已阐释，振荡器的频率与振荡器的最优相位之间的耦合关系已呈现修整集成振荡器的主要挑战且具有所需的多次修整迭代。相位修整比频率修整慢的多，这是因为在测试下其受限于经封装部分的慢热时间常数。
图9图解说明针对SCO的迭代修整例程的流程图。在框901处，通过选择将锁定于DPLL中的振荡器频率定义为(Fosc＝FCW.fref)的特定FCW，通过对SCO进行频率修整而开始迭代修整例程。第二步骤(903)是使用KT检测模块来选择特定KCW而对SCO进行单温度点修整，后续接着SAR或LMS修整算法来搜索PSopt。在此过程中，停用DPLL，其中不再锁定振荡器且现在在KT检测模块内使用FDC。在数个温度调制循环之后，SAR或LMS算法选择PSopt。然而，改变PS的值除了改变其温度性能之外也改变振荡器的输出频率。此意指，需要使用DPLL再次重新调整振荡器的FS的值(905)。
最终，使用KT检测模块来检查振荡器的跨越温度的性能(907)。如果性能是可接受的(909)，那么将FS及PS参数两者均编程于OTP ROM中(911)。然而，跨越温度的振荡器性能可在第二频率修整步骤之后退化。此发生，原因是在FS改变时最优相位操作点改变。因此，必须再次重复SCO的单温度点修整。总之，即使此常规修整例程采用单个温度插入点，所述常规修整例程也需要数次迭代且因此增加生产测试时间且相应增加总体产品成本。
为了最小化测试时间，有必要消除多个相位修整迭代。本文中所描述的技术克服迭代修整例程的缺点且通过同时控制PS及FS两者而执行对振荡器温度敏感性及输出频率的同时修整。DPLL用以将其输出频率调整为所需频率。DPLL将迫使振荡器频率为FCW.fref，现在振荡器被锁定到所述频率且不再自由运行。简单开/关温度调制应用于振荡器。温度调制的频率由于大热时间常数而过低，且其比DPLL的带宽小得多。因此，环路将跟踪归因于温度的慢改变，使得振荡器频率保持恒定，而振荡器FS将使任何低频率温度调制反相。以此方式，DPLL替代FDC执行所需频率解调过程，同时将振荡器频率维持为所需频率。图10中图解说明图8的电路的经修改运算。
FS将用作到KT检测模块的输入。加热周期的下半段积分到Ahot中，而冷却周期的下半段积分到Acold中，如图10中所展示。然后Ahot与Acold之间的差是准确表示KT的数字字。在每一调制循环(加热，然后冷却)结束时，将KT检测模块的输出用于SAR/LMS修整算法中以找到新PS。如先前已提及，改变PS将改变振荡器频率。然而，DPLL将在比加热周期的一半小得多的周期内快速地锁定到所需目标频率FCW.fref。此外，DPLL的稳固不影响KT检测模块的运算，这是因为其在加热周期的下半段开始积分，其中ADPLL经稳固且其取决于Ahot与Acold之间的差而非其绝对值。现在两个环路均在所需频率FCW.fref下同时工作以搜索PSopt，从而取消对常规修整例程中所需的数次迭代的需要。
图11展示具有同时相位及频率修整的SPT的顶层图。SPT模块的数字实施方案可高度编程以适应具有不同特性的不同振荡器。串行输入/输出(I/O)接口用以与芯片通信以设定不同可编程参数。其利用单个插入温度点且采用温度调制模块中的芯片上加热器来测量振荡器温度敏感性KT。此外，其利用包含SAR算法及LMS算法的智能算法而非广泛扫描来提供快速、稳健及低成本的修整算法。在修整例程结束时，将振荡器修整参数PS及FS编程于OTP ROM模块中。OTP ROM用以在完成修整之后保持正常运算中的这些参数值。
在图11中，温度调制模块1102在具有输入KCW的修整算法1104的控制下将温度调制应用于振荡器1107。使用将参考频率Fref作为输入的频/数转换器1101来检测振荡器1107的输出频率。所检测频率由DPLL滤波器1105进行滤波。DPLL的输出输入到FS寄存器1109，所述寄存器的值应用到振荡器1107。DPLL的输出还输出到KT检测模块1111，所述检测模块检测KT的值且将其应用到修整算法1104。修整算法确定PS的值且将其存储于PS寄存器1113中，所述寄存器的值施加到振荡器1107。
PS寄存器用于将SCO的相位设定因数的值或温度补偿参数保持于任何其它振荡器中。PS经调整以获得具有随温度的最小频率变化的振荡器。FS寄存器用于保持振荡器的频率设定的值且用于将振荡器调谐为所需频率。
然而，将DPLL用作频率解调器可能不适合于其中FS与输出频率之间的关系遭受高非线性的一些振荡器。当振荡器的电容器组分裂成具有重叠范围的粗糙/精细电容器组时，情形可为如此。对于此类振荡器，DPLL及相位修整算法的同时运算可由于FS的非线性而不收敛。
SCO交错相位及频率修整
在刚刚提及的情形中，可遵循稍微不同的方法。在此方法中，FDC将再次用作频率解调器且其输出将是KT检测模块的输入，如图12中所展示。图12与图11的不同之处在于在图12中KT检测模块直接接收FDC 1201的输出，而振荡器不被锁定。如先前已提及，在每一温度调制循环之后改变PS。将启用DPLL达调制循环的加热周期的一半且起动所述DPLL以重新获取所需频率FCW.fref。之后，停用DPLL且振荡器再次变得自由运行以对温度调制做出响应，这是因为KT检测模块对振荡器的绝对频率不敏感。两个修整环路的时间交错运算允许在所要频率FCW.fref下搜索PSopt，因此其消除常规修整例程的必要迭代且克服数字控制振荡器的频率调谐的非线性。
本文中所描述的技术提供针对SCO的智能、稳健及全数字修整解决方案，从而降低生产测试的复杂性且因此降低产品的总体成本。
温度调制模块实施方案
不同方法及设备可用以使用集成技术来调制芯片温度。图13(A)展示仅使用NMOS晶体管N1的芯片上加热器单元的电路实施方案。所产生的热的量由模拟电压(Vctrl)控制。图13(B)的实施方案添加与NMOS晶体管串联的电阻(R)以便限制电流。许多加热器单元Hl到Hn可散布于振荡器周围，举例来说，耦合到其它振荡器电路1401的电感器L，如图14中所展示。温度传感器1403位于附近处。此配置的目标是达成跨越振荡器的适合温度场。所产生热将把芯片的温度平均增加ΔT，ΔT的量值取决于包含但不限于以下各项的许多因数：加热器单元的数目、裸片面积、封装类型及封装体积。此配置可用于通过将Vctrl设定为接地或供应电压而进行开/关温度调制。
图15展示其中可准确地控制温度调制的模拟温度调制的框图。其采用温度传感器1503来感测芯片温度且将所述芯片温度转换成模拟电压(Vtemp)。芯片温度与Vtemp之间的关系是线性的。从模拟波形产生模块(AWGM)1505将此电压从用户设定电压(Vset)减去，然后使用其增益等于(Ka)的误差放大器1507加以放大。误差放大器1507的输出信号用以控制加热器单元Hl'到Hn'。负反馈环路将迫使加热器产生所需量的热，使得Vtemp等于Vset。由于存在加热器的极低频率主极点，因此维持了环路稳定性。以此方式，可使用Vset线性且准确地控制芯片的温度。可使用AWGM在电压域中容易地产生不同温度调制波形。
为对温度调制波形具有精确控制，由数字波形产生模块(DWGM)1605及数/模转换器(DAC)1606来替换AWGM，如图16中所展示。DWGM的实施方案比AWGM简单地多。
图17展示数字温度调制模块的框图。其采用数字温度传感器1703来感测芯片温度且将所述芯片温度转换成数字字(Dtemp)。类似于模拟温度调制模块，将Dtemp从由数字波形产生1705产生的用户设定数字字(Dset)减去(块1704)，然后使用放大器1701乘以等于(Kd)的增益以经由DAC 1706控制加热器。
频/数转换器(FDC)实施方案
FDC的功能是测量时钟的频率且将其转换成数字字。FDC的主要规格如下：
(1)频率分辨率(fres)
(2)取样频率(fs)
(3)动态范围
不同技术可用以设计FDC。图18展示基于计数器的FDC的框图。计数器1801是以振荡器频率(Fosc)来计时的，且其在通过同步器1803同步之后在参考频率(Fref)的正边缘处开始计时。在参考周期结束时，将计数器输出锁存到寄存器1802。此意指，基于计数器的FDC用以计算Fosc与Fref之间的整数比(Dosc)。此架构的取样频率以及频率分辨率等于Fref。此意指，在达成高取样频率与精细频率分辨率之间存在折衷。动态范围由计数器的位的数目来确定。
图19展示打破达成高取样频率与精细频率分辨率之间的折衷的分数FDC的框图。使用先前所提及的计数器将两个参考边缘之间的整个Fosc周期的数目计算为Dinteger。使用时/数转换器(TDC)1904将参考周期与Dinteger振荡器周期之间的残余时间距离测量为Dfractional。将整数部分及小数部分两者相加(块1905)以产生转换器的数字输出(Dosc)。此处，取样频率等于Fref，而频率分辨率通过TDC的分辨率来确定。
针对TCO的单点修整
所描述的技术可经容易地重新配置以针对包含TCXO、MEMS、FBAR及RC振荡器的任何温度补偿振荡器(TCO)提供稳健、低成本及快速的SPT例程。图20图解说明开环TCO的通用框图。开环温度补偿技术目标是通过使用温度传感器2003及数/模控制模块2010沿相等量值的相对方向施加频率移位而对振荡器2001的温度产生频率移位求反。为达成此，可使用振荡器的一或多个频率调谐控制件来修改振荡器频率。或者，可借助频率乘法器/除法器2009注意振荡器且控制乘法/除法因数使得输出频率是温度相依的。在所图解说明实施例中，数/模控制模块包含温度补偿算法2005及OTP ROM 2007。视需要提供转换电路2020。
智能补偿算法可通过利用准确温度测量及基于线性或高阶多项式拟合而动态调整振荡器或频率乘法器/除法器来取消所述振荡器的温度相依性。然而，挑选多项式拟合的最优系数是困难的且可需要整个系统的广泛表征以在预定温度范围内达成严密温度稳定性。此意指，必须使用多个插入温度点来校准每一单个部分以达成所需规格。因此，生产成本急剧增加，从而增加整个产品的成本。
本文中所描述的技术针对任何TCO提供SPT算法，从而减小测试成本，同时达成高频率稳定性。本发明设备能够找到最优温度补偿参数且同时能够将振荡器频率调整为所需值。因此其针对TCO提供稳健、快速及低成本的修整解决方案，从而降低产品测试的复杂性且因此降低产品的整体成本。
假设待温度补偿的振荡器具有如方程式(1)中所描述的温度相依性，其中T为运算温度且To是预定温度范围的中心，a1、a2及a3是表示振荡器的温度相依性的常数。温度补偿算法的目的是基于准确的温度测量(Dtemp)而对此温度相依性动态地求反。补偿算法根据其系数为c1、c2及c3的多项式函数来调谐振荡器及/或频率乘法器/除法器。补偿系数(c1、c2及c3)的最优值是使温度相依性系数(a1、a2及a3)等于零的值。
Fout＝Fo+a1×(T-To)+a2×(T-To)2+a3×(T-To)3   (1)
图21展示部分基于结构2150的与图5的结构550的基础设施相似的TCO基础设施的SPT的顶层图。SPT模块的数字实施方案可经高度编程以适应具有不同特性的不同振荡器。经由温度调制模块将叠加于To上的温度三角形激发信号施加于振荡器。振荡器频率将根据如方程式(1)中所描述的其温度相依性响应于温度调制信号而行动。FDC将把振荡器频率转换成数字字Dosc。
LMS校准块2160包含导数块2161及2162、系数检测模块2163及LMS修整算法2165。由于激发信号是三角形波，因此第一频率导数可使用差块以数字字(Df1)来表示。过程可经扩展以获得高阶导数(Df2、Df3)。系数检测模块使用频率导数(Df1、Df2及Df3)来估计振荡器的温度相依性系数(a1、a2及a3)。LMS修整算法可用以搜索类似于图13(A)的最优补偿系数(c1opt、C2opt及c3opt)。
修整算法的准确性取决于温度调制波形的振幅。随着温度调制的振幅增加，所需温度范围内的振荡器的总温度相依性增加。在每一调制循环之后可通过启用DPLL模块来重新获取所需频率FCW.fref来重新调整振荡器输出频率。之后，停用DPLL且振荡器再次变得自由运行以对温度调制做出响应。本文中所描述的技术除了调整振荡器输出频率以外，同时还能够调整最优补偿参数以达成最小温度相依性。
本文中所描述的技术针对TCO提供智能、稳健及全数字修整解决方案，从而降低生产测试的复杂性且因此降低产品的总体成本。

Claims (23)

1.一种振荡器电路，其包括：
振荡器，其包括频率确定元件；
频率设定电路，其响应于数字频率设定值以产生所述振荡器的输出频率的改变；
相位设定电路，其响应于数字相位设定值以产生跨越所述频率确定元件的规定相位；
温度调制电路，其响应于校准刺激物以致使所述振荡器的温度根据温度调制模式变化；
存储器，其用以存储所述数字相位设定值及所述数字频率设定值；及
校准电路，其经配置以确定所述数字相位设定值及所述数字频率设定值并将其存储于所述存储器中，以便同时满足规定温度范围内的频率准确性要求及频率稳定性要求。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述校准刺激物是方形波。
3.根据权利要求1所述的设备，其中所述校准刺激物是三角形波。
4.根据权利要求1所述的设备，其中所述温度调制电路包括控制环路，所述控制环路包括多个加热元件及一温度传感器。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述校准电路包括控制环路，所述控制环路包括频/数转换器。
6.根据权利要求1所述的设备，其中所述振荡器电路及所述温度调制电路制作于单个集成电路上。
7.根据权利要求6所述的设备，其中所述存储器及所述校准电路的至少一部分制作于所述单个集成电路上。
8.一种校准振荡器以用于跨越温度范围的频率准确、频率稳定操作的方法，所述振荡器包括频率确定元件、响应于数字频率设定值以产生所述振荡器的输出频率的改变的电路及响应于数字相位设定值以产生跨越所述频率确定元件的规定相位的电路，所述方法包括：
确定所述振荡器的所述输出频率与参考频率之间在不同时刻的频率差；
在温度条件下及在第一控制环路的控制下，将温度调制应用于所述振荡器，确定所述振荡器的所述输出频率的温度敏感性且搜索并识别产生匹配预定准则的温度敏感性的最终数字相位设定值；及
在所述温度条件下及在第二控制环路的控制下，确定将所述频率差最小化的最终数字频率设定值；
其中所述最终数字相位设定值及所述最终数字频率设定值同时满足规定温度范围内的频率准确性要求及频率稳定性要求。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述温度条件为非控制室温。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一控制环路使用反馈控制件来控制所述振荡器的平均温度及温度调制分布曲线。
11.根据权利要求8所述的方法，其中所述所述第一控制环路及所述第二控制环路同时操作，其中所述第二控制环路的响应时间比所述第一控制环路的响应时间快得多，所述方法进一步包括：
所述第二控制环路将所述振荡器锁定到所述参考频率；及
所述第一控制环路响应于所述温度调制而使用数字频率设定的改变来搜索并识别产生匹配预定准则的温度敏感性的最终数字相位设定值。
12.根据权利要求8所述的方法，其包括多次重复以下步骤：确定频率差、识别最终数字相位设定值及确定最终数字频率设定值，每次重复在不同温度条件下进行。
13.根据权利要求8所述的方法，其中所述所述第一控制环路及所述第二控制环路根据所述温度调制的周期以交错方式操作，其中所述第二控制环路的响应时间比所述第一控制环路的响应时间快得多，其中所述第二控制环路在所述温度调制的所述周期的第一部分期间操作且不在所述温度调制的所述周期的第二部分期间操作。
14.根据权利要求8所述的方法，其中使用逐次逼近搜索算法来执行搜索所述最终数字相位设定值。
15.根据权利要求8所述的方法，其中使用最小均方搜索算法来执行搜索所述最终数字相位设定值。
16.一种设备，其包括：
振荡器，其包括频率确定元件；
响应于数字频率设定值以产生所述振荡器的输出频率的改变的电路；
响应于数字相位设定值以产生跨越所述频率确定元件的规定相位的电路；
用以确定所述振荡器的所述输出频率与参考频率之间在不同时刻的频率差的电路；
控制逻辑；
第一控制环路，其由所述控制逻辑控制以在温度条件下将温度调制应用于所述振荡器，确定所述振荡器的所述输出频率的温度敏感性且搜索并识别产生匹配预定准则的温度敏感性的最终数字相位设定值；及
第二控制环路，其由所述控制逻辑控制以在所述温度条件下确定将所述频率差最小化的最终数字频率设定值；
其中所述最终数字相位设定值及所述最终数字频率设定值同时满足跨过温度的频率准确性要求及频率稳定性要求。
17.一种校准振荡器电路的方法，所述振荡器电路制作于集成电路上且响应于频率设定信号以产生所述振荡器电路的输出频率的改变，所述方法包括：
将温度调制应用于所述振荡器；
测量所述温度调制的结果；
处理所述所测量结果以估计所述输出频率的至少第一及第二温度导数；
在致使所述输出频率的温度敏感性匹配预定准则的目标下，使用所述输出频率的所述温度导数的所述估计来确定温度补偿函数的多个系数；及
存储所述多个系数；
其中所述振荡器电路经配置以在操作期间使用所述多个系数及温度测量来产生根据所述温度测量补偿所述输出频率的补偿频率设定信号。
18.根据权利要求17所述的方法，其中：
应用温度调制包括根据三角形或锯齿形波形调制所述振荡器的温度；
测量所述温度调制的结果包括使用频/数转换器来测量所述输出频率以获得数字频率测量；且
处理所述所测量结果包括使用所述数字频率测量来估计所述至少第一及第二温度导数。
19.一种振荡器电路，其包括振荡器及校准电路且响应于频率设定信号以产生所述振荡器电路的输出频率的改变，所述校准电路包括：
温度调制电路，其包括加热器及用于将温度调制应用于所述振荡器的反馈控制环路；
测量电路，其用以测量所述温度调制的结果；
计算电路，其用以使用所述温度调制的结果来确定温度补偿函数的多个系数；
存储装置，其用以存储所述多个系数；
温度测量电路；及
补偿电路，其用以在操作期间使用所述多个系数及温度测量来产生根据所述温度测量补偿所述输出频率的补偿频率设定信号。
20.根据权利要求19所述的设备，其中所述结果包括所述输出频率的至少第一温度导数。
21.根据权利要求19所述的设备，其中所述结果包括所述输出频率的至少第一及第二温度导数。
22.根据权利要求19所述的设备，其中所述振荡器电路是以下类型中的一者：LC振荡器、RC振荡器、MEMS振荡器及FBAR振荡器。
23.一种验证振荡器电路的温度性能且响应于频率设定信号以产生所述振荡器电路的输出频率的改变的方法，其包括：
将温度调制应用于所述振荡器；
测量所述温度调制的结果；
处理所述所测量结果以估计所述输出频率的至少第一及第二温度导数；及
使用所述输出频率的所述温度导数的所述估计来确定所述输出频率的温度敏感性是否匹配预定准则。
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