CN105024653B - 用于mems电容性换能器的低噪声放大器 - Google Patents

用于mems电容性换能器的低噪声放大器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于放大来自MEMS换能器的信号的放大器电路系统。提供一个超级源极跟随器电路(40)，该超级源极跟随器电路包括从其输出节点(NOUT)至偏置控制节点(BC)的一个反馈路径，以提供一个可大于1的前置放大器信号增益。第一晶体管(M1)被配置为使其栅极节点连接至输入节点(NIN)用于接收输入信号(VIN)并且其漏极节点连接至输出级(A)的输入节点(X)。第一晶体管的源极节点连接至输出节点(NOUT)。电流源(I2)被配置为递送一个电流至第一晶体管(M1)的漏极节点，其中电流源(I2)被偏置控制节点(BC)处的偏置控制电压(VBC)所控制。提供一个反馈阻抗网络(Z1)，该反馈阻抗网络包括连接至输出节点(NOUT)的第一端口和连接至偏置控制节点(BC)的第二端口。

Description

用于MEMS电容性换能器的低噪声放大器
技术领域
本发明涉及用于放大来自MEMS电容性换能器的信号的方法和装置，且具体而言，涉及基于超级源极跟随器的低噪声前置放大器的使用。
背景技术
图1示出一个MEMS麦克风2、一个相关联的放大器4和偏置电路系统6。通过电荷泵8提高从供应电压VDD导出的稳定电压VR，以利用一个适当的电压VCP，例如12V，来偏置电容性换能器2(CMEMS)的一个端子。电容性换能器2的另一个端子经由一个非常高的阻抗10(例如，10GΩ量级的阻抗)偏置至另一个固定的电压，通常是地。可以用于产生此阻抗的部件类型的一个实例是多晶硅二极管网络。入射在电容性换能器2上的声学波将导致一个电极板移位，因此改变其与另一个电极板之间的间隔，因此改变电极间的电容。由于仅经由一个非常高的阻抗偏置电容性换能器2的第二端子，因此电容中的这些改变导致一个信号电压VIN出现在输入端子处。通常，电容性换能器2具有1pf量级的电容并且由输入端子处的平均声级产生的信号电压是10mV rms的量级。因此，为了驱动呈现例如500pf的电缆和10kΩ输入阻抗的负载的任何后续电路系统，在该小的信号没有显著衰减的情况下，需要一个低输入电容和低噪声前置放大器4。
前置放大器通常包括差动输入级。然而，对于一些应用，尤其是对于低功率比绝对性能更重要的应用，简单的前置放大器可能比常规差动输入级更合适，所述常规差动输入级例如对于相同的噪声性能可能需要一个相对大功率的消耗。
简单的固定增益低噪声放大器的一个实例是包括一个MOS晶体管的A类源极跟随器，其中所述MOS晶体管的栅极耦合至MEMS换能器且MOS晶体管的源极耦合至放大器输出和一个恒流偏置源。然而，该实例在失真电线性方面并不理想且浪费功率。而且，通过对流经所述MOS晶体管的电流的类似调制来提供被递送至连接到放大器输出负载阻抗的电流的信号分量，导致所述MOS晶体管的栅极-源极电压中的信号相关变化。这产生输出信号的负载相关衰减，该衰减对于大的输出信号摆动还变得明显非线性，导致输出信号失真。换句话说，源极跟随器的非零输出阻抗产生一个负载相关增益并且该输出阻抗的信号相关性引入大输出信号的失真。可以通过使用较高的偏置电流来减小输出阻抗，但是这引起不期望的较高功率消耗。
虽然比包括差动输入级的放大器简单且功率低，但是常规源极跟随器放大器具有一个内在的接近于1或更小的固定增益。这样的源极跟随器放大器的增益不容易被调整，虽然可能期望补偿在换能器敏感性方面各部分之间的制造变化，或提供一个增益调整来匹配特定下游电路系统的动态范围或用于使用期间的增益调整。
发明内容
本发明的实施方案涉及用于MEMS电容性换能器的放大器电路，该放大器电路至少部分地减缓上文提到的缺点中的至少一些。
根据本发明，提供一种放大器电路，该放大器电路在一个输入节点处接收来自MEMS换能器的输入信号并且在一个输出节点递送一个经放大的输出信号，所述放大器电路包括：一个输出级，所述输出级具有一个连接至所述输出节点的输出；一个输入级，所述输入级包括一个第一晶体管，所述第一晶体管的栅极节点连接至所述输入节点，所述第一晶体管的源极节点连接至所述输出节点且所述第一晶体管的漏极节点连接至所述输出级的一个输入；一个电流源，所述电流源被配置为将一个电流递送至所述第一晶体管的漏极节点，其中所述电流源被一个偏置控制节点处的一个偏置控制电压所控制；以及一个反馈阻抗网络，包括一个第一端口和一个第二端口，所述第一端口连接至所述输出节点且所述第二端口连接至所述偏置控制节点。
所述反馈阻抗网络可以在所述第一端口和所述第二端口之间包括至少一个第一电容器。
所述反馈阻抗网络可以具有一个第三端口，所述第三端口连接至一个参考电压并且所述反馈阻抗网络可形成一个电势分压器，其中所述第二端口递送一个衰减形式(attenuated version)的输出信号，在该情况下，反馈阻抗网络可以在所述第二端口和所述第三端口之间包括至少一个第二电容器。在一些实施方案中，电势分压器被配置为一个可调或可变电势分压器。
所述反馈阻抗网络可以包括至少一个电容器和至少一个电阻器。在一些实施方案中，所述反馈阻抗网络包括一个可调电容。
所述反馈阻抗网络可以包括多个电容性部件和一个开关网络。所述开关网络被配置为用于将所述多个电容性部件中的一个或多个选择性地连接至所述第二端口，和/或选择性地连接至所述第一端口或所述第三端口。在一些实施方案中，所述放大器电路还包括一个开关控制器和至少一个数字存储元件，其中所述开关控制器可以被配置为基于所述数字存储元件的内容来控制所述开关网络。所述数字存储元件可以包括非易失性存储器。
在一些实施方案中，所述偏置控制节点经由一个高阻抗结构连接至一个偏置电压，其中所述高阻抗结构可以包括至少一个多晶硅二极管。所述放大器电路包括一个在高阻抗结构的两端之间的开关。
在一些实施方案中，所述电流源是一个第二晶体管，所述第二晶体管的漏极节点连接至所述第一晶体管的漏极节点，所述第二晶体管的栅极节点或其主体节点(bodynode)连接至所述偏置控制节点，且所述第二晶体管的源极节点连接至一个参考电压。
在一些实施方案中，所述输出级包括一个第三晶体管，其中所述第三晶体管的漏极节点连接至所述输出节点，所述第三晶体管的源极节点连接至一个参考电压，且所述第三晶体管的栅极节点连接至所述输出级的输入节点。
在一些实施方案中，所述放大器电路还可以包括耦合在一个供应电压(supplyvoltage)和所述输出节点之间的一个电路元件。所述电路元件可以包括被配置作为一个恒定电流源的电阻器或第四晶体管。
在一些实施方案中，所述第四晶体管的漏极节点连接至所述输出节点，所述第四晶体管的源极节点连接(connect)至所述供应电压，且所述第四晶体管的栅极节点耦合(couple)至所述输出级的所述输入节点，以提供一个AB类(Class AB)输出配置。
在一些实施方案中，所述第四晶体管的漏极节点连接至所述输出节点，所述第四晶体管的源极节点连接至所述供应电压，且所述第四晶体管的栅极节点耦合至一个第五晶体管。所述第五晶体管的栅极节点和漏极节点耦合至反相输出增益级(inverting outputgain stage)的输入，以改变所述第四晶体管对所述输出级的所述输入处的电压的依赖性(dependence)。
所述输出级可以是一个反相输出增益级。
所述放大器电路可以被实施为一个集成电路。在一些实施方案中，所述MEMS换能器可以与所述放大器电路一起形成在一个单片集成电路基底上。所述MEMS换能器可以是一个MEMS麦克风。所述集成电路可以被封装。
本发明的实施方案可以用在电子设备中，所述电子设备可以是以下中的至少一个：便携式设备、电池供电设备、计算设备、通信设备、声频设备、个人媒体播放器、游戏设备、移动电话、膝上型电脑以及平板计算设备。
在本发明的另一个方面，提供一种放大来自换能器的输入信号且将经放大的输出信号递送至一个输出节点的方法，该方法包括：
在第一晶体管的栅极端子接收所述输入信号，其中
所述第一晶体管的源极节点连接至所述输出节点且所述第一晶体管的漏极节点连接至一个输出级的一个输入，所述输出级具有一个连接至所述输出节点的一个输出，
将来自一个电流源的电流递送至所述第一晶体管的漏极节点，以及
通过经由一个反馈阻抗网络将所述输出信号馈送回一个偏置控制节点，用所述偏置控制节点处的偏置控制电压控制所述电流源。
可以以上文关于发明的第一方面所描述的变体中的任何一个来实施所述方法。
发明的另一个方面，提供一种放大器电路，该放大器用于放大来自换能器的输入信号以在一个输出节点处提供一个输出信号，所述放大器电路包括：
一个超级源极跟随器电路(super source follower circuit)，包括：
一个输入晶体管，被配置为由所述输入信号驱动，以及
一个电流参考晶体管，与所述输入晶体管串联连接，被配置为从一个偏置控制节点被驱动从而为所述输入晶体管提供一个电流参考，其中
所述偏置控制节点被配置为接收一个偏置电压以在所述偏置控制节点上提供一个静态电压(quiescent voltage)；以及
一个反馈路径，该反馈路径在所述输出节点和所述偏置控制节点之间，所述反馈路径包括一个阻抗网络，所述阻抗网络被配置为将所述输出信号的至少一部分叠加到所述偏置控制节点上的所述静态电压上。
在一些实施方案中，所述放大器电路包括一个偏置阻抗，所述偏置阻抗被配置为将一个偏置电压耦合至所述偏置控制节点上以在所述偏置控制节点上提供所述静态电压。
在本发明的另一个方面，提供一种放大器电路，该放大器电路用于放大来自换能器的输入信号以在一个输出节点处提供一个输出信号，所述放大器电路包括：
一个超级源极跟随器电路，该超级源极跟随器电路还包括一个电路系统，该电路系统被配置为基于所述输出信号调制被施加至一个输出晶体管的电流。
在本发明的另一个方面，提供一种放大器电路，该放大器电路用于放大来自换能器的输入信号以在一个输出节点处提供一个输出信号，所述放大器电路包括：
一个超级源极跟随器电路，该超级源极跟随器电路具有一个可控增益。
在本发明的另一个方面，提供一种放大器电路，该放大器电路用于放大来自换能器的输入信号以在一个输出节点处提供一个输出信号，所述放大器电路包括：
一个超级源极跟随器电路，该超级源极跟随器电路具有大于1的增益。
在一些实施方案中，所述放大器电路可以包括一个开关网络，所述开关网络被配置为控制将所述输出信号的一部分反馈回所述偏置控制节点以控制所述增益。
在本发明的另一个方面，提供一种放大器电路，该放大器电路用于放大来自换能器的输入信号以在一个输出节点处提供一个输出信号，所述放大器电路包括：
一个超级源极跟随器电路。
在本发明的另一个方面，提供一种放大器电路，该放大器电路用于放大来自换能器的输入信号，所述包括超级源极跟随器装置的电路意在在一个输出节点处提供一个输出信号。
在本发明的另一个方面，提供一种在单片集成电路基底上的集成MEMS换能器，包括：
一个MEMS换能器元件，
一个电荷泵，
偏置生成电路系统，以及
一个前置放大器，该前置放大器被配置为具有可编程的增益的超级源极跟随器。
在本发明的另一个方面，提供一种在单片集成电路基底上的集成MEMS换能器，包括：
一个MEMS换能器元件，
一个电荷泵，
偏置生成电路系统，以及
一个前置放大器，该前置放大器包括超级源极跟随器装置。
附图说明
为了更好地理解本发明以及说明如何实现本发明，现在将以实施例的方式参考附图。
图1示出用于MEMS换能器的常规前置放大器电路；
图2示出被实施为A类超级源极跟随器的一个放大器电路；
图3A示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路；
图3B示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路；
图4A示出根据本发明的实施方案的另一个放大器电路；
图4B示出可以在图4A中实施的反馈阻抗网络的一个实施例；
图4C示出用于图4A中的受控电流源的一个实施例；
图4D示出用于图4A中的受控电流源的另一个实施例；
图4E示出根据本发明的一个实施方案的一个替代的放大器电路；
图4F示出反馈阻抗网络的一个实施方案；
图5A示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路的另一个实施方案；
图5B示出如何将可变电容器实施在本发明的一些实施方案中的一个实施例。
图5C示出如何将可变电容器实施在本发明的一些实施方案中的一个实施例。
图6A示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路的另一个实施方案；
图6B示出根据本发明的一些实施方案的二极管网络的一个实施例；
图6C示出根据本发明的一些实施方案的二极管网络的一个实施例；
图6D示出根据本发明的一些实施方案的二极管网络的一个实施例；
图6E示出根据本发明的一些实施方案的二极管网络的一个实施例；
图7示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路的另一个实施方案；
图8示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路的另一个实施方案；
具体实施方式
本发明提供一个前置放大器电路，该前置放大器使用一个超级源极跟随器来维持低输出阻抗和稳定的信号增益。
如上文讨论的，在一些应用中，相对简单的放大器可以比常规差动输入级(long-tailed pair input stage)更合适。然而，常规的源极跟随器布置可受到与负载相关的增益和大输出信号的失真的影响。A类超级源极跟随器的使用可以提供比常规的源极跟随器小的输出阻抗，同时需要较小的供应电流(supply current)。图2示出一个放大器，该放大器包括一个超级源极跟随器布置。MEMS换能器放大器的此实施方式包括一个A类超级源极跟随器。存在两个MOS晶体管M1和M3，在此实施例中，M1是PMOS晶体管，M3是NMOS晶体管。还设置有如按示出的连接的恒定电流源I1和I2。还可以使用标准设计技术、使用MOS晶体管来实施这些。
晶体管M1连接在恒定电流源I1和恒定电流源I2之间。晶体管M1的源极节点耦合至输出电压节点且耦合至恒定电流源I1。晶体管M1的漏极节点在节点X处连接至恒定电流源I2。晶体管M1的漏极节点连接至晶体管M3的栅极节点。晶体管M3的源极节点连接至参考电压(在此实施方案中是地)。晶体管M3的漏极节点连接至放大器电路的输出电压端子VOUT。第一晶体管M1的栅极节点被耦合(例如，经由一系列ESD保护电阻器，没有示出)以接收来自MEMS电容性换能器CMEMS的输入信号VIN。此换能器以与如参考图1所描述的相同的方式偏置和运行。
此超级源极跟随器使用一个负反馈环路，该负反馈环路包括晶体管M1和M3以减小放大器输出电阻。假设输入电压VIN是恒定的，并且输出电压VOUT由于在VOUT端子处注入的一些注入的测试电流激励而增加，则晶体管M1的栅极-源极电压将增加，这导致晶体管M1的漏极电流增加，且因此引起节点X处的电压VX增加。这导致晶体管M3的栅极-源极电压增加。这增加了晶体管M3的漏极电流，该漏极电流试图吸收注入的测试电流并且使输出电压VOUT恢复其原始电压。
电路可以被设计为使得通过晶体管M1从VOUT到VX的电压增益是大的。因此，仅仅VOUT中的一个小的变化足以改变晶体管M3的栅极-源极电压，使得M3足以吸收几乎全部的注入的电流。借助于负反馈，且由于通过I2的电流除了经由晶体管M1的漏极以外无处可去，所以通过晶体管M1的电流总是非常接近通过I2的电流。这维持了相同的栅极-源极电压，而不管输出电流负载(或就此而言，施加的输入电压VIN)如何，并且因此将闭环输出阻抗减小至几乎为零。
虽然出于简化的原因没有示出，但在此实施方案和其他实施方案中，晶体管M1的本体端子可以优选地连接至其源极端子。另外，晶体管M1的阈值电压上的体效应的影响会用信号电压调制其栅极-源极电压，这将导致增益减小和信号失真增加。
更详细地，且考虑到M1的有限输出电阻，超级源极跟随器的输出电阻诸如可以这样表达：
公式(1)
其中 公式(2)
以及 公式(3)
其中，λ是通道长度调制系数，IDS1是通过晶体管M1的漏极-源极电流，Wi和Li限定晶体管Mi(i＝1、2……)的MOS通道的宽度和长度，而k’是主要取决于氧化物厚度和载流子迁移率(对于PMOS和NMOS可以不同)的与过程相关的物理参数。因此，会由包括晶体管M1的简单源极跟随器呈现的输出阻抗gm1被开环增益gm3r1减小。
如上文所提到的，使用A类超级源极跟随器因此可以提供比常规源极跟随器小的输出阻抗，或以较小的供应电流提供相同的输出阻抗(甚至考虑到晶体管M3所需的静态电流)，或提供一些中间折衷。较小的输出阻抗提供一个较不敏感于任何负载阻抗且具有较少失真的信号增益，然而，这样的A类超级源极跟随器的放大器增益固有地固定在接近于1。
在本发明的实施方案中，超级源极跟随器电路可以被修改为包括一个从其输出节点到其偏置节点的一个反馈路径，以便提供一个可大于1的前置放大器信号增益。该反馈路径可以包括至少一个阻抗且可以包括一个电势分压器。
图3A示出根据本发明的实施方案的一个放大器电路(其基于一个超级源极跟随器，但是适于提供大于一的增益)，即，一个低噪声放大器，该低噪声放大器用于接收来自MEMS电容性换能器的输入信号VIN并且输出一个放大的输出信号VOUT。该放大器电路包括输入级A，在此情况下是一个反相输出增益级，用于在输出节点NOUT处产生输出信号VOUT。被耦合至反相输出增益级A的输入节点X的是一个输入级，该输入级包括第一晶体管M1和第二晶体管M2，在此实施方案中，所述第一晶体管是PMOS晶体管，第二晶体管是NMOS晶体管。
应当理解，输入级和输出级不必必须构成分开的或物理上分离的功能元件，并且通常可以被一起集成在单片集成电路上。在一些实施方案中，某些元件可以作为输入级的一部分并且也可作为输出级的一部分。输出级A可以是一个放大输出级或一个反相输出增益级。
输入信号VIN用于驱动第一晶体管M1，该第一晶体管因此可以被称为输入晶体管。第一(输入)晶体管M1耦合在反相输出增益级A的输出节点和输入节点之间。共同地，第一晶体管M1和第二晶体管M2(即输入级)连同输出级A一起形成如先前描述的超级源极跟随器，其中第二晶体管M2被耦合至一个适当的偏置电压Vnb，以提供一个电流参考。第二晶体管M2因此可以被称为电流参考晶体管。由电流参考晶体管M2供应的电流被偏置控制节点BC(在此实施方案中，是电流参考晶体管M2的栅极节点)处的偏置控制电压VBC所控制。在此实施方案中，偏置控制节点BC经由一个高值阻抗Rb被耦合至一个适当施加的偏置电压Vnb。第一晶体管M1的栅极节点被耦合(例如，经由一系列ESD保护电阻器)以接收来自MEMS电容性换能器CMEMS的输入信号VIN。此换能器以与如参考图1所描述的相同的方式偏置和运行。
晶体管M1和M2串联连接在一个参考电压(在此实施方案中是地)和放大器电路的输出电压端子NOUT之间。在此实施例中，晶体管M2的源极节点耦合至参考电压，晶体管M1的漏极节点耦合至晶体管M2的漏极节点，并且晶体管M1的源极节点耦合至输出电压节点NOUT。反相输出增益级A的输入连接至晶体管M1和M2之间的节点X。在此实施例中，晶体管M1和M2的漏极节点连接在一起并且连接至输出级A的输入端子。反相输出增益级A的输出端子连接至输出电压端子NOUT和晶体管M1的源极端子。因此，通过反相输出增益级A且通过晶体管M1的源极节点和漏极节点形成一个反馈环路。
在没有图3A中示出的电容器C1的情况下，第二晶体管M2用作一个简单的恒定电流源，限定了从漏极流至源极并且被施加至晶体管M1的漏极的一个固定的漏极参考电流。经过反相输出增益级A的负反馈环路精确地迫使此参考电流通过晶体管M1。因此，首先，如在图2的实施方案中的，迫使输入晶体管M1的栅极-源极电压为恒定的。因此，在没有晶体管C1和C2的情况下，输入电压VIN中的任何变化将以增益为1直接传递至输出电压VOUT。
然而，当存在电容器C1——电容器C1连接在放大器输出节点NOUT和偏置控制节点BC之间，其用于更改放大器的行为以提供整个电路的大于1的增益。电容器C1提供一个反馈路径，通过该反馈路径由放大器输出节点NOUT上的信号电压中的变化来调制晶体管M2的栅极上的偏置电压。输出电压NOUT中的任何变化ΔVOUT将耦合到晶体管M2的栅极节点上。晶体管M2的栅极-源极电压VGS2中的变化ΔVGS2则可以这样表达：
ΔVGS2＝ΔVOUT 公式(4)
这引起通过晶体管M2的电流中的变化，该变化可以这样表达：
ΔIDS2＝gm2.ΔVGS2 公式(5)
由于反相输出增益级A具有高输入阻抗，因此此电流必须流经晶体管M1。因此通过晶体管M1的电流中的变化与通过晶体管M2的电流中的变化相同；
ΔIDS1＝ΔIDS2 公式(6)
这将引起晶体管M1的栅极-源极电压中的变化：
公式(7)
然后这将导致输入-输出差中的变化，使得
ΔVOUT＝ΔVIN+ΔVGS1. 公式(8)
通过结合所有的这些公式，获得了下面针对电路的增益的结果：
公式(9)
因此，电路的增益则将取决于纵横比(aspect ratio)β2/β1(其中，参考图2限定βi)，并且电路的增益是正的且大于1，条件是：β2/β1<1。由晶体管的宽度和长度的比率以及所用的PMOS晶体管结构和NMOS晶体管结构的k’值的比率限定比率β2/β1。因此，此比率是可预计的且稳定的，由物理尺寸和过程参数限定，尽管其对k’值的依赖会因其依赖的空穴迁移率和电子迁移率的稍微不同的温度系数而引起一个小的净温度相关系数。
通常，优选的，β2/β1小于1，这是因为第二晶体管M2相对于第一晶体管M1的噪声贡献取决于此比率。此条件对于防止经由电容器C1和晶体管M2从输出节点NOUT至节点X的反馈超出经由晶体管M1从输出节点NOUT至节点X的耦合以及防止所述反馈导致经由反向输出增益级A的全部净正反馈(其可以导致可能的电路的锁定)也是必要的。
图3B示出根据本发明的另一个实施方案的一个放大器。在该实施方案中，与单个电容器C1提供一个反馈路径，通过该反馈路径由放大器输出节点上的单个电压中的变化来调制晶体管M2的栅极节点上的偏置电压不同，而是由两个电容器C1和C2提供一个反馈路径，所述电容器C1和C2串联连接在输出电压VOUT和参考电压(地)之间，它们的共同节点连接至偏置控制节点BC，该偏置控制节点连接至晶体管M2的栅极。串联连接在输出电压VOUT和参考电压(地)之间的这两个电容器C1和C2形成一个电势分压器，通过该电势分压器调制晶体管M2的栅极上的偏置电压。输出电压VOUT中的任何变化ΔVOUT(被电容性电势分压器(potentialdivider)衰减)将耦合到晶体管M2的栅极节点上。晶体管M2的栅极-源极电压VGS2中的变化ΔVGS2则可以由下式表达：
ΔVGS2＝αΔVOUT，
其中 公式(10)
然后通过类似于参考图3A示出的分析，获得下面的针对电路的增益的结果：
公式(11)
因此，电路的增益则将取决于纵横比β2/β1以及α值。
如所期望的，如果α＝0，例如，如果不存在电容器，则增益回到1。如果C2不存在，则α＝1并且该公式返回到公式(9)。然而，当电容器C1和C2都存在时，则α将总小于1。然后遵循的是：如果纵横比β2/β1小于1/α2，则公式(11)的分母中的第二项将小于1但大于零，并且因此增益将大于1。
当连同使用简单的输出级超级源极跟随器电路运行使用时，该电势分压器电路则有利地提供一个大于1的增益。
添加第二电容器C2可以提供一个更精确的增益，因为此电容器可扩程(swamp)，即，大于偏置控制节点BC上的不相关的寄生电容，包括晶体管M2的输入电容。偏置控制节点上BC的增加的电容连同偏置阻抗Rb用作低通滤波器,还可以滤掉任何上游偏置生成电路系统的噪声。
在本发明的一个实施方案中，在一个集成电路中，C1和C2可以是1pf量级或在0.1pf-10pf的范围内。一个实施方式包括具有6pF值的电容器C2和具有1pf值的电容器C1，产生约1.5的增益。
因此，在本发明的一些实施方案中，不但输出信号VOUT被馈送回输入晶体管M1，如上文所描述的常规超级源极跟随器布置，以提供负反馈,从而减少输出阻抗，稳定传递功能，而且此外，从输出信号VOUT导出且被施加至偏置控制节点BC的反馈信号还用于调制针对输入晶体管M1的参考电流。例如，在3A和图3B的实施方案中，通过调制电流参考晶体管M2的栅极电压来调制参考电流。这提供受限的正反馈，以便将增益增加到1之上。
如在图3A的实施方式中，此正反馈路径可以是不衰减的。替代地，可以使用一个衰减器，诸如电压分压器(voltage divider)来减小从输出信号导出的信号以提供反馈信号。图3B示出由电容器C1和C2形成的电容性分压器，但是应当理解，可以使用其他的电势分压器或衰减器。更一般地，可以使用任何类型的合适电平移位器来提供针对反馈信号的期望的电平移位或衰减。
图4A示出根据本发明的一个实施方案的一个替代的放大器电路。在图4A中，任何类似于参考图3B所描述的部件的部件已经给予相同的参考标记。虚线框40围绕包括元件M1、I2和A的超级源极跟随器电路系统。在此实施方案中，由一个反馈阻抗网络Z1提供输出信号VOUT到偏置控制端子BC的反馈。反馈阻抗网络Z1具有连接至放大器输出节点NOUT的第一端口和连接至偏置控制端子BC的第二端口。此反馈阻抗网络可以如关于图3A所讨论的，由单个电容器组成，或者可以如关于图3B所讨论的，是接地的一个电容器电势分压器。
如在此使用的，术语反馈阻抗网络应为理解为是指一个或多个阻抗元件的一个网络，具有至少第一端口和第二端口用于形成到该网络的连接。反馈阻抗网络中的端口是连接点，该连接点用于递送信号或电压(或电流)至阻抗网络或递送来自阻抗网络的信号或电压(或电流)。例如，反馈阻抗网络的一个端口可以是到网络中的一个点的任何连接，例如网络的一个端子或节点和/或用于该网络的一个抽头(tap)和/或馈送点。为了避免疑问，术语反馈阻抗网络包括一个直接连接在第一端口和第二端口之间的单个阻抗元件，虽然如将更详细地解释的，在一些实施方案中，反馈阻抗网络包括多于一个的阻抗元件，诸如电阻器和/或电容器，在一些实施方案中，所述电阻器和/或电容器可切换地连接至该网络的端口。
在这样的电路中，所述反馈是叠加在一个被经由高值偏置电阻Rb所施加的电压限定的dc值或静态值上，即与所述dc值或静态值结合或调制所述dc值或静态值，电阻器和该高值偏置电阻Rb一起形成一个高通滤波器。因此，增益增强在由阻抗网络Z1和电阻Rb限定的高通滤波器拐角频率之上的一个信号带上是有效的且恒定的。在一些实施例中，反馈网络可以是更复杂的，例如，如图4B中示出的，有效的电阻RZ1可以与电容器串联连接，以提供对反馈信号的不同滤波并且因此产生一个在整个信号带上变化的频率响应。
受控电流源I2可以是一个简单的MOS晶体管M2，其中栅极连接至偏置控制节点BC，应当理解，存在其他可能的受控电流源。例如，如图4C中所示出的，晶体管M2的栅极节点可以连接至适当的偏置电压VBZ2，其中偏置控制节点BC连接至晶体管M2的本体端子，因此运行作为一个受控背栅极端子。可以使用其他MOS结构，例如具有单个通道——该单个通道具有由相应的分立栅极电极控制的不同通道区域——的双栅极晶体管是已知的，且可以按图4D中示出的使用。替代地，一个JFET可以与所使用的正常端子或背栅极端子一起使用。
图4A中所示出的偏置电阻Rb可以通过任何适当的高阻抗结构来实现，如下文中讨论的。
图4E示出根据本发明的一个实施方案的一个替代放大器电路。在图4E中，任何类似于参考图4B所描述的部件的部件被给予相同的参考标记。在此实施方案中，通过一个反馈阻抗网络ZN提供输出信号VOUT到偏置控制端子BC的反馈。此操作类似于图4A的阻抗网络Z1，但是在此实施方案中，明确地示出反馈阻抗网络ZN的可选的第三端口，并且为了清除起见省略了由虚线框40表示的超级源极跟随器的内部细节。图4F示出包括被配置为电势分压器的两个阻抗的反馈阻抗网络ZN的一个实施方案。
图5A更详细地示出根据本发明的一个实施方案的一个放大器电路。在图5A中，任何类似于参考图3B所描述的部件的部件被给予相同的参考标记。为了清除起见省略了MEMS换能器。在此实施方案中，通过晶体管M3、M4、M5和M6来实施反相输出增益级A，其中在该情况下，晶体管M4和M5是POMS晶体管且晶体管M3和M6是NMOS晶体管。晶体管M1、M2、M3、M4、M5和M6形成AB类超级源极跟随器的一个实施方案。应当理解，这些晶体管的极性可以以适当的方式变化，同时仍然维持本发明的功能。
类似于图3和图4的实施方案，第一晶体管M1和第二晶体管M2串联连接在参考电压(例如地)和输出电压VOUT之间。晶体管M3连接在输出电压VOUT和参考电压之间。在此实施例中，晶体管M2和M3二者的源极节点都连接至参考电压，且晶体管M1和M2二者的漏极节点在节点X处连接在一起且连接至晶体管M3的栅极节点。
参考回图5A，现在忽视电容器C1V和C2V，可以看到，晶体管M1、M2和M3提供一个超级源极跟随器，在该源极跟随器中，晶体管M2用作参考电流源。由晶体管M1和M3提供的负反馈环路由虚线50示出。
在此实施方案中，由晶体管M5和M6提供另一个负反馈环路52，所述晶体管M5和M6用于向晶体管M4提供驱动电压。晶体管M5和M6串联连接在供应电压VDD和到输出级的输入节点(在此实施方案中是晶体管M3的栅极节点)之间。晶体管M6连接在到输出级的输入节点和晶体管M5之间。在此实施例中，晶体管M6的源极节点耦合至晶体管M3的栅极节点以及晶体管M1和M2的漏极节点。晶体管M5和M6的漏极节点彼此耦合且耦合至晶体管M5和M4的栅极节点。晶体管M5和M4的源极节点连接至供应电压VDD。晶体管M6的栅极节点由适当的电压Vnbc偏置。
在运行中，由于例如注入的测试激励引起的输出电压VOUT的增加易于导致通过晶体管M1的电流增加并且因此导致电压VX增加。这增加了通过晶体管M3的电流。电压VX的增加还减少通过晶体管M6的电流并且因此还减少通过晶体管M5的电流并且因此减少通过晶体管M4的电流。因此，不但通过增加通过晶体管M3的电流而且通过减少通过晶体管M4的电流恢复输出电压VOUT。因此，晶体管M4、M5和M6包括一个输出级，该输出级还连同晶体管M1和M2提供超级源极跟随器功能。
包括两个反馈环路50和52的电路系统操作以提供一个AB类超级源极跟随器，即，由一个POMS晶体管和一个NOMS晶体管组成的输出级。
当放大器电路必须吸收(sink)电流时，晶体管M3将提供该电流并且当放大器电路必须供给电流时，晶体管M4将提供该电流。在吸收和供给的情况下，晶体管M3或M4中的一个将提供有效的输出级跨导。这与A类输出级相反，在A类输出级中，当供给一个大的输出电流时，输出吸收驱动器晶体管(output sink driver transistor)M3可能将近断开，并且因此仅可以提供一个弱的跨导，该弱的跨导会导致超级源极跟随器负反馈环路的稳定性的问题，换句话说，AB类输出级晶体管M3和M4通常能够偏置在比类似的A类输出级低的静态电流下，同时仍然能够提供等效的最坏情况下的稳定性特性。
在替代的实施方案中，可以在供应电压VDD和晶体管M1的源极端子之间并联于M4设置一个附加电流源，以提供其静态电流(quiescent current)需求。然而，通常，优选的，依赖一个适当大小的晶体管M4，以除了任何负载电流和通过吸收晶体管M3的电流之外，还提供此静态电流，从而最大化晶体管M4的跨导。经过供给晶体管M4的电流然后从输出级晶体管M4有效地再利用到输入晶体管M1中。
可以通过偏置电路系统提供偏置电压Vnb，该偏置电路系统包括供应有偏置电流Ibias的NMOS晶体管M7。晶体管M7和M2因此运行作为一个电流镜，晶体管M7和M2可能是成比例的以限定通过晶体管M2的静态电流。然后通过经由包括电容器C1V和C2V的反馈网络注入的信号来调制该静态电流。
在此实施方案中还示出的是，可以通过可变电容器C1V来实施电容器C1并且可以通过可变电容器C2V来实施电容器C2。可变电容器C1V或C2V的电容可以是可编程的。这意味着，通过放大器电路提供的输出增益可以被编程，即，可控制地变化，原因在于它取决于C1V和C2V的电容。因此，电容器C1V和C2V共同地形成一个可控制的可变电势分压器。这意味着，当一个特定水平的声学激励入射在MEMS换能器上时，可以校准放大器电路以产生一个期望的输出电压。这因此帮助克服由MEMS制造误差产生的问题，所述问题导致意在完全相同的MEMS换能器之间稍微不同的响应。
如上文提到的，在发明的实施方案中，从输出信号VOUT导出的信号可以被衰减或电平移位，并且用于改变放大器电路的增益。所述增益可以是可编程的，即，选择性地可控制。如所提到的，出于多种原因这可以是有用的，诸如补偿由于制造容差等引起的任何变化。可控制地改变增益的能力呈现了本发明的实施方案的另一新颖和有益方面。
如图5B中示出的，可变电容器C2V可以被实施为通过开关或传输门(SW1-SW3)并联(或可能串联，或并联和串联的一些组合)连接的电容器组，所述传输门包括例如MOS晶体管。部件电容器元件可以全部是类似的单元元件，即，具有相同电容值，或替代地可以例如是加权二进制。可以通过来自控制块54的信号控制这些开关SW1-SW3。控制块可以包含一个本地数字存储元件，例如非易失性存储器，具有数字信息用于控制开关。举例来说，数字信息可以表示一个校准值或多个校准值，如可以在一些工厂步骤和/或一些启动或自测程序中确定，用于微调(trim)放大器的增益。可以通过适当的数字输入或界面(未示出)附加地或替代地将至少一些这样的数字信息提供至控制块。
在一些实施方案中，除可变电容器C1V之外，或代替可变电容器C1V，可变电容器C2V可以是可编程的。在一些实施例中，如图5C中示出的，至少一些电容器元件可以经由适当的开关网络连接成为C1V或C2V的一部分。类似于图5B，控制块54可以控制该开关网络。
电容器C1V和/或C2V以及因此信号增益可以在使用中是可编程的(可能经由片上数字寄存器)，或可以基于全部的声电敏感性的测量在制造测试期间被编程，其中开关配置存储在片上非易失性存储器中，诸如EPROM或熔丝。
图6示出根据本发明的一个实施方案的一个放大器电路。该图中的任何类似于先前的图中示出的部件的部件被给予相同的参考符号。再次，出于清楚起见省略了MEMS换能器。
在此实施方案中，图5A中示出的晶体管M6已经被一个复合晶体管代替，该复合晶体管包括一个PMOS晶体管M6B和一个NMOS晶体管M6A。晶体管M6A的栅极节点提供有一个适当的偏置电压Vnbc。在放大器电路中，所述复合晶体管M6A/M6B以类似于先前实施方案中的晶体管M6的方式操作，但是它没有从节点X取得电流并且因此在节点X上维持一个较高的阻抗且因此避免了减小环路增益。然而，由于穿过晶体管M6B的额外的栅极-源极电压降，该放大器电路可能需要一个较大的最小供应电压，除非例如一个耗尽型晶体管(不总是用在标准制造工艺中)用作晶体管M6B以缓解这个问题。
还在此实施方案中，两个电容器CC1和CC2，即第三和第四电容器提供频率补偿。在一些实施方案和应用中，如果由于输出电压端子VOUT处的寄生和输出负载引起的极点(pole)以及节点X间隔开足够距离，这些补偿电容器可以是非必要的，但是在一些实施方案和应用中，有必要提供一些明确的补偿部件。
第一补偿电容器CC1耦合在第一晶体管M1的源极节点和漏极节点之间。第二补偿电容器CC2耦合至复合晶体管M6A/M6B的源极节点和漏极节点。当驱动重电容性负载而不燃烧过量静态功率时，这些补偿电容器对于确保稳定性尤其有用。当然应当理解，在一些实施方案中，在甚至不存在电容器CC2的情况下，电容器CC1可以存在，并且同样地，在不存在电容器CC1的情况下，可以设置电容器CC2。
如在图5的实施方案中，通过使得一个适当的偏置电流Ibias穿过适当大小的连接有二极管的晶体管M7生成一个偏置电压Vnb。如在所讨论的其他实施方案中，随后经由一个高阻抗结构传递该电压Vnb，以提供偏置控制节点BC上的静态电压。至少在集成电路实施方式中，此高阻抗结构需要10千兆欧姆量级，以使得连同集成电容器C1V和/或C2生成的时间常数为10ms量级，所述C1V和/或C2的值具有1pf量级。用多数标准制造工艺中可提供的电阻层实施此阻抗是不切实际的。
在图6A的实施方案中，使用两个二极管DRb1和DRb2来实施高阻抗结构。每个二极管接近零电流的斜率电阻是IS/(kBT/q)量级，其中IS是二极管的饱和电流，kB是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，而q是电子电荷。分母(kBT/q)在室温下大约是25mV。标准的本体硅二极管具有太低的饱和电流IS值以至于是无用的，但是最小尺寸多晶硅二极管具有1pA量级的饱和电流IS，产生40Gohm量级的斜率阻抗。多晶硅二极管通常可利用在MEMS放大器集成电路上，因为出于类似的原因它们还用于提供MEMS换能器偏置电阻(图1的Rbm)。
在此实施例中，反并联地实施二极管DRb1和DRb2，所述二极管DRb1和DRb2连接在晶体管M7的栅极节点和晶体管M2的栅极节点之间。晶体管MSW与多晶硅二极管并联连接，所述晶体管MSW具有一个控制输入RST，并且可以用作一个开关以绕过二极管来给晶体管M4的栅极节点最初地充电。举例来说，在启动期间，系统重置或者可能从超负载中恢复。应当理解，可以实施任何适当形式的开关结构。
存在一些二极管网络的替代的配置来实施此高阻抗。图6B-图6E示出一些非限制性替代选择。如图6C中示出的，二极管DRb1和DRb2可以背对背地串联连接，因此保持针对晶体管M4的栅极节点上的较大的信号摆动(signal swing)的线性和高阻抗。如图6D中示出的，二极管的串联/并联网络可以在信号响应中提供较大程度的对称性，减小偏置控制电压的任何信号生成的泵浦。可以通过恰当地对每个二极管物理地重新定尺寸，或者通过如图6E中所示出的并联或串联连接二极管，将阻抗缩放至一个期望值。可以实施包括以串联/并联配置中的任一形式连接的多个二极管的更复杂的网络，来调谐针对过量输入信号摆动的恢复特性和/或使针对过量输入信号摆动的恢复特性更对称。
因为晶体管M7仅仅用于供应偏置电压，因此不存在与该晶体管相关联的信号部件，来自该晶体管以及来自偏置生成电路系统上游的噪声可以被滤除。二极管DRb1和DRb2连同存在于晶体管M2的栅极节点上的多个寄生电容形成一个低通滤波器来移除上述噪声。
在一些应用中，可期望的是，开启和关闭放大器电路的功能的至少一部分。因此，在一些实施方案中，可以包括一个或多个开关(未示出)用于禁用电路的至少一些部分。例如，可以在下面位置中的一个或多个中设置开关：在晶体管M1和M3之间、在晶体管M3的栅极节点和参考电压之间以及在晶体管M5和M4的栅极节点和供应电压VDD之间。可以将开关定位为确保恰当地关闭所有的晶体管且确保不存在浮动节点，所述浮动节点可以在电压中漂移从而导通供应之间的一些泄漏电流路径。
可以实施任何数目的其他开关，以便允许开启和关闭低噪声放大。应当理解，在此说明书中的术语连接和耦合因此意味着在使用中连接/耦合并且因此可以经由开关元件等连接或耦合部件。
尽管，已经讨论了使用AB类输出级的益处，但是在一些应用中，有利地可使用简单的A类输出级。图7示出根据本发明的一个实施方案的A类放大器电路。该电路类似于图3B的实施方案，其中输入级包括晶体管M1和M2，再次，为了清楚起见省略了MEMS换能器。
在此实施方案中，如图7中示出的，图3的反相输出增益级A被实施为一个包括晶体管M3的A类输出级，其中经由阻抗元件Z4供给供应电流。
阻抗元件Z4可以被实施为一个运行为恒定电流源的MOS晶体管。该A类放大器比AB类放大器消耗更多的供应电流，但是它较简单且因此可能较便宜或较紧凑。还如关于图6A讨论的，在该实施方案中，节点X的阻抗仅由晶体管M1和M2的输出阻抗限定，因此源极跟随器环路增益并且因此输出阻抗的提高可以大于采用信号相关的电流来驱动输出级的实施方案。
阻抗元件Z4还可以是一个简单的电阻器。这可以和放大器电路系统的其余部件中的一些或全部以及关于图1讨论的电荷泵和其他元件(可能甚至包括MEMS换能器)被实施在同一个集成电路上。
在一些应用中，麦克风和前置放大器可以是远程的，可经由电缆布置，例如经由插孔连接器，连接至下游电路系统，或者在一个便携式设备内(诸如电话或平板电脑)偏离仅大于约1厘米。有利的，通过不提供单独的线来向麦克风前置放大器提供动力，减少了麦克风前置放大器和下游电路之间的连接线的数目。然后可以在用于传输麦克风输出信号VOUT的同一电线中供应电源电流。图7的实施方案包括一个电源块(power supply block)70，该电源块用于从输出电压VOUT生成一个本地电源VDD2并且从本地电源向至少偏置生成块72供电。在许多情况下，向与前置放大器并置的电荷泵或偏置电路系统供电的电源电流可以是独立于信号的并且因此将不引入不可容忍的伪声频带信号。前置放大器处的电线上的电压可以被电源块70内的二极管或其他电路系统整流并且被低通滤波以提供本地电源电压VDD2，且任何剩余的信号相关的供应电压波纹可以被充分地衰减从而不被馈送回信号中。
阻抗元件Z4可以因此被简单地提供为靠近下游电路系统或插孔连接器的一个简单的分立电阻器。替代地，阻抗元件可以与下游电路系统集成在一起，作为一个简单的片上的电阻或一个MOS电流源或其他适当的电路系统。
还可能实施能够提供更好控制的其他形式的AB类超级源极跟随器输出级。图8示出根据本发明的一个实施方案的一个替代的AB类超级源极跟随器输出级。在此实施方案中，先前实施方案的晶体管M5(参考图5和图6描述的)由均是PMOS晶体管的晶体管M8和M9代替。晶体管M8和M9串联连接在晶体管M3的栅极节点和供应电压VDD之间。晶体管M8的源极节点连接至电压VDD且晶体管M8的漏极节点连接至晶体管M9的源极节点和晶体管M4的栅极节点。晶体管M8由第一偏置电压Vb8偏置。晶体管M9的漏极节点连接至晶体管M1的漏极节点、晶体管M2的漏极节点以及晶体管M3的栅极节点。晶体管M9的栅极节点由第二偏置电压Vb9偏置。
此实施方案以类似于先前的AB类输出级的方式操作，而不是以更标准的电流镜配置操作，尽管晶体管M4的电流是通过调制经晶体管M9汲取的电流，经由随之产生的晶体管M9的栅极-源极电压的调制来调制的。
包括分立的晶体管M8和M9可以提供比图5A和图6A中示出的AB类输出级稍微较好的静态电流控制，然而，它需要额外的偏置线路Vb8和Vb9。
应当理解，在所有的实施方案中，可以通过与一个电阻器串联的MOS晶体管、或通过一个具有或不具有串联的电阻器的JFET来实施晶体管M1-M9。此外，将存在等效电路，其中一些晶体管或全部晶体管的极性已被反转。还可以存在等效的替代实施方案，其中晶体管的本体或主体节点被用为晶体管的控制节点而不是晶体管的栅极，例如如上文关于图4C中的M2所示出的。
虽然部件被描述为彼此连接且连接至电路节点，但应当理解，这样的连接可以是直接的或间接的。无源或有源部件可以被插入互相连接的路径中，而不改变电路的正常操作。例如，电阻器可以与放大器的输入和输出或别处串联连接以改进ESD或EMI性能，共源共栅设备可以被插入与MOS设备的漏极串联，以增强输出阻抗，MOS开关可以被插入在路径中以禁止掉电模式中的任何泄漏路径。
本发明的实施方案尤其适用于用于MEMS换能器——尤其是电容性换能器，诸如MEMS麦克风——的方法。然而本发明的原理可以应用于放大其他装置，诸如其他电容性传感器。本发明的实施方案可以被布置为声频和/或信号处理电路的一部分，举例来说，可以设置在主机设备和/辅助设备中的声频电路。本发明的实施方案还涉及MEMS或类似的电容性超声波换能器电路。根据本发明的一个实施方案的一个放大器电路可以被实施为一个集成电路。在使用中，MEMS换能器可以在单片集成电路基底上形成同一集成电路的一部分，或连接至集成电路并共同封装，或者分开封装且或许经由印刷电路板(PCB)上的连接连接至集成电路。
本发明的实施方案可以用于放大在频率范围20Hz-20kHz内的声频信号；在频率范围20kHz-300kHz内的超声波信号；或通常低于20Hz的触觉信号。还应当理解，可以实施其他类型的MEMS电容性传感器，例如，加速器、压力传感器、近距离传感器或流量计。
实施方案可以被实施在主机设备中，尤其是例如便携式和/或电池供电的主机设备，诸如移动电话、声频播放器、视频播放器、PDA、移动计算平台(诸如膝上型电脑或平板电脑和/或游戏设备)，或者实施方案被实施在辅助设备内，这样的耳机、耳塞(可能噪声消除)或麦克风组件被设计为可经由多线电缆、多极插孔或光学纤维和连接器与这样的主机设备有线或无线连接。
应当理解，上文提到的实施方案示出本发明而不是限制本发明，并且在不偏离所附权利要求的范围的情况下，本领域技术人员将能够设计一些替代实施方案。词语“包括”不排除权利要求中列出的元件或步骤之外的元件或步骤的存在，“一个(a或an)”不排除多个，并且单个特征或其他单元可以满足权利要求中记载的若干单元的功能。权利要求中的任何参考标号或标签不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (22)

1.一种放大器电路，用于在一个输入节点处接收来自MEMS换能器的输入信号并且在一个输出节点处递送一个经放大的输出信号，所述放大器电路包括：
一个输出级，具有一个连接至所述输出节点的输出；
一个输入级，包括：
一个第一晶体管，该第一晶体管的栅极节点连接至所述输入节点，该第一晶体管的源极节点连接至所述输出节点且该第一晶体管的漏极节点连接至所述输出级的一个输入；
一个电流源，所述电流源被配置为将一个电流递送至所述第一晶体管的漏极节点，其中所述电流源被偏置控制节点处的一个偏置控制电压所控制，其中所述电流源包括一个第二晶体管；以及
一个反馈阻抗网络，包括一个第一端口和一个第二端口，所述第一端口连接至所述输出节点且所述第二端口连接至所述偏置控制节点；并且
其中所述输出级包括至少一个第三晶体管。
2.根据权利要求1所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络在所述第一端口和所述第二端口之间包括至少一个第一电容器。
3.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络具有连接至一个参考电压的第三端口，并且所述反馈阻抗网络形成一个电势分压器，其中所述第二端口递送一个衰减形式的输出信号。
4.根据权利要求3所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络在所述第二端口和所述第三端口之间包括至少一个第二电容器。
5.根据权利要求3所述的放大器电路，其中所述电势分压器被配置为一个可变电势分压器。
6.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络包括至少一个电容器和至少一个电阻器。
7.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络包括一个可调电容。
8.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络包括多个电容性部件和一个开关网络，所述开关网络被配置为用于将所述多个电容性部件中的一个或多个选择性地连接至所述第二端口。
9.根据权利要求3所述的放大器电路，其中所述反馈阻抗网络包括多个电容性部件和一个开关网络，所述开关网络被配置为用于将所述多个电容性部件中的一个或多个选择性地连接至所述第一端口或所述第三端口。
10.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述偏置控制节点经由一个高阻抗结构连接至一个偏置电压。
11.根据权利要求10所述的放大器电路，还包括一个开关，所述开关在所述高阻抗结构的两端之间。
12.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述第二晶体管的漏极节点连接至所述第一晶体管的漏极节点，所述第二晶体管的栅极节点连接至所述偏置控制节点，且所述第二晶体管的源极节点连接至一个参考电压。
13.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述第二晶体管的漏极节点连接至所述第一晶体管的漏极节点，所述第二晶体管的主体节点连接至所述偏置控制节点，且所述第二晶体管的源极节点连接至一个参考电压。
14.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中所述输出级的所述第三晶体管的漏极节点连接至所述输出节点，所述第三晶体管的源极节点连接至一个参考电压，且所述第三晶体管的栅极节点连接至所述输出级的所述输入节点。
15.根据权利要求1或2所述的放大器电路，包括一个电路元件，所述电路元件耦合在一个供应电压和所述输出节点之间，其中所述电路元件包括一个第四晶体管，所述第四晶体管被配置作为一个恒定电流源。
16.根据权利要求15所述的放大器电路，其中所述第四晶体管的漏极节点连接至所述输出节点，所述第四晶体管的源极节点连接至所述供应电压，且所述第四晶体管的栅极节点耦合至所述输出级的输入节点，以提供一个AB类输出配置。
17.根据权利要求16所述的放大器电路，其中所述第四晶体管的漏极连接至所述输出节点，所述源极节点连接至所述供应电压，且所述栅极节点耦合至一个第五晶体管。
18.根据权利要求17所述的放大器电路，其中所述第五晶体管的栅极节点和漏极节点耦合至所述输出级的输入，以改变所述第四晶体管对所述输出级的所述输入处的电压的依赖性。
19.根据权利要求1或2所述的放大器电路，包括一个MEMS换能器，所述MEMS换能器被耦合至所述输入节点，其中所述MEMS换能器是一个MEMS麦克风。
20.一种集成电路，包括如任一前述权利要求所述的放大器电路，其中所述MEMS换能器与所述集成电路一起形成在一个单片集成电路基底上。
21.一种电子设备，包括如权利要求1-19中的任一项所述的放大器电路，其中所述设备包括以下中的至少一个：便携式设备、电池供电设备、计算设备、通信设备、声频设备、个人媒体播放器、游戏设备、移动电话、膝上型电脑以及平板计算设备。
22.一种放大器电路，用于放大来自换能器的输入信号以在一个输出节点处提供一个输出信号，所述放大器电路包括：
一个超级源极跟随器电路，包括：
一个输入晶体管，被配置为由所述输入信号驱动，以及
一个电流参考晶体管，与所述输入晶体管串联连接，被配置为从一个偏置控制节点被驱动从而为所述输入晶体管提供一个电流参考，其中所述偏置控制节点被配置为接收一个偏置电压以在所述偏置控制节点上提供一个静态电压；
一个输出级晶体管，被配置为由耦合至所述输入晶体管的一个漏极的一个节点驱动；以及
一个反馈路径，在所述输出节点和所述偏置控制节点之间，所述反馈路径包括一个阻抗网络，所述阻抗网络被配置为将所述输出信号的至少一部分叠加到所述偏置控制节点上的所述静态电压上。
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