CN104969466A - 滤波装置及电动车驱动控制装置 - Google Patents

Abstract

去除逆变器(6)所产生的噪声电流的滤波装置(5)包括：与逆变器(6)的直流部并联设置的第一滤波电容器(52a)；设置于第一滤波电容器(52a)的高电位侧和直流电的供电源即架空线(1)之间的第一滤波电抗器(51a)；作为在流过大于额定电流时断开的电路断开部的熔断器(53)；以及串联电路部(56)，该串联电路部串联连接电感元件即第二滤波电抗器(51b)及电容元件即第二滤波电容器(52b)而成，其一端与第一滤波电容器(52a)的低电位侧相连接，且该串联电路部与第一滤波电抗器(51a)的一端相连接。

Description

滤波装置及电动车驱动控制装置

技术领域

本发明涉及滤波装置及电动车驱动控制装置。

背景技术

作为现有的电动车驱动控制装置，例如在下述专利文献1中记载了以下结构：为了抑制逆变器驱动电动机时所产生的噪声电流流出到直流架空线侧，在逆变器的输入侧(直流架空线侧)具有由滤波电抗器和滤波电容器构成的滤波装置。

另一方面，在逆变器产生的噪声电流较大的情况下，或噪声电流限制值较低的情况下(即，耐噪声电流量较小的情况)，为了使噪声电流的流出阻止更可靠，可以如下述专利文献2所述那样构成二阶滤波器。

在该专利文献2所揭示的滤波装置中，使用进行了磁耦合的滤波电抗器来构成用于比专利文献1的滤波装置进一步提高噪声电流的抑制效果(流出阻止效果)的二阶滤波器，并将从构成第一阶滤波器的第一滤波电抗器和构成第二阶的滤波器的第二滤波电抗器的连接点引出的中间抽头与第三滤波电抗器电连接。第三滤波电抗器用于抵消因第一和第二滤波电抗器间的磁耦合而产生的负的等效电感。通过设置第三滤波电抗器，从而能获得原本设想的二阶滤波器。因此，能使未设置第三滤波电抗器时恶化的高频带中的噪声电流的衰减特性为二阶滤波器原有的特性。通过使用磁耦合的滤波电抗器，能使滤波电抗器小型化。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开平02-151202号公报

专利文献2：日本专利特开2002-315101号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，在上述专利文献2的滤波装置中，与中间抽头相连接的第二滤波电容器发生短路故障时，来自架空线的短路电流不会流过第一滤波电抗器而仅流过第二滤波电抗器，因此，流过发生短路故障的第三滤波电容器中的故障电流增大，可能使设置于架空线和滤波装置之间的断路器的上位系统的断路器进行动作。在使上位系统的断路器进行动作的情况下，同样会停止对其他电动车进行供电，因此，存在会给铁路服务商的所有车辆运行带来较大障碍的问题。

即使在上位系统的断路器不进行动作而使本车断路器进行动作的情况下，难以判断是第二滤波电容器发生故障还是逆变器发生故障，因此，不能使逆变器进行动作。因此，存在车辆无法自行行驶到基地等，会对铁路服务商的车辆运行带来少许障碍的问题。

在第二滤波电容器发生短路故障的情况下，滤波特性发生较大变化，因此存在噪声电流的抑制效果恶化的问题。

上述问题在以下情况下也同样会发生：即，对于具有用于改善特定频率区域的噪声电流的衰减率的电感元件和电容元件的特定频率旁路用滤波器，在其与供电源相连接而两者之间不具有足够大的电感元件的情况下，在特定频率旁路用滤波器中发生短路故障的情况。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于获得一种滤波装置，该滤波装置中，即使在与供电源之间没有足够大的电感元件的状态下与供电源相连接的电容元件中发生了短路故障的情况下，也能迅速去除故障并在故障去除后使逆变器进行动作。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明的滤波装置去除逆变器所产生的噪声电流，其特征在于，包括：滤波电容器，该滤波电容器与上述逆变器的直流部并联设置；滤波电抗器，该滤波电抗器设置于上述滤波电容器的高电位侧和直流电的供电源之间；以及串联电路部，该串联电路部串联连接电路断开部、电感元件及电容元件而成，该电路断开部在有大于额定电流的电流流过时断开，所述串联电路部的一端与所述滤波电容器的低电位侧相连接，且该串联电路部与所述滤波电抗器的一端相连接。

发明效果

根据本发明，即使在与供电源之间未设置有足够大的电抗器的状态下与供电源的相连接的电容元件中发生了短路故障的情况下，也能获得可靠地排除故障，并在故障排除后使逆变器进行动作的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的电动车驱动控制装置的一个结构例的图。

图2是表示图1所示的滤波电路部分的等效电路的图

图3是表示图2的等效电路的仿真结果的图。

图4是表示专利文献1等所揭示的电动车驱动控制装置的结构的图。

图5是表示专利文献2所揭示的电动车驱动控制装置的结构的图。

图6是表示图5所示的滤波装置的滤波特性的图。

图7是用于说明图4所示的电动车驱动控制装置中电容器发生短路故障而有短路电流流过时的图。

图8是用于说明图5所示的电动车驱动控制装置中架空线侧的电容器发生短路故障而有短路电流流过时的图。

图9是表示本发明的实施方式2所涉及的电动车驱动控制装置的一个结构例的图。

图10是表示在一阶结构的滤波装置中、在相比滤波电抗器更靠近架空线一侧插入有特定频率旁路用滤波器的情况下的一个例子的图。

图11是表示在一阶结构的滤波装置中、在相比滤波电抗器更靠近负载一侧插入有特定频率旁路用滤波器的情况下的一个例子的图。

图12是表示在使用磁耦合的滤波电抗器的二阶结构的滤波装置中、在相比第二滤波电抗器更靠近架空线一侧插入有特定频率旁路用滤波器的情况下的一个例子的图。

图13是表示在使用磁耦合的滤波电抗器的二阶结构的滤波装置中、在相比第一滤波电抗器更靠近负载一侧插入有特定频率旁路用滤波器的情况下的一个例子的图。

图14是表示在使用未进行磁耦合的滤波电抗器的二阶结构的滤波装置中、在相比第二滤波电抗器更靠近架空线一侧插入有特定频率旁路用滤波器的情况下的一个例子的图。

图15是表示在使用未进行磁耦合的滤波电抗器的二阶结构的滤波装置中、在相比第一滤波电抗器更靠近负载一侧插入有特定频率旁路用滤波器的情况下的一个例子的图。

图16是表示在图12所示的滤波结构装置中改善了25Hz附近的衰减率的滤波特性的图。

具体实施方式

下面参照附图，对本发明的实施方式所涉及的滤波装置及电动车驱动控制装置进行说明。此外，本发明并非由以下所示的实施方式所限定。

实施方式1.

图1是表示包括本发明的实施方式1所涉及的电动车驱动控制装置的一个结构例的图。实施方式1的电动车驱动控制装置中，作为主要构成部包括滤波装置5、逆变器6、电动机(感应电动机或同步电动机)7。滤波装置5配置在设置于直流电的供电源侧的断路器4和逆变器6之间，包括第一至第三滤波电抗器(51a至51c)、第一及第二滤波电容器(52a、52b)、及作为电路断开部的熔断器53。熔断器53会因流过大于额定电流的电流而熔化并断开电路。作为电路断开部，只要在流过大于额定电流的电流的情况下能断开电路，也可以不采用熔断器。

在图1中，对于施加于作为直流电的供电源的架空线1和轨道2之间的直流电压，在集电器3与直流电压的高电位侧相接触时，通过断路器4及滤波装置5而施加到逆变器6的直流部的高电位侧母线55a。逆变器6的直流部的低电位侧母线55b通过车轮8与轨道2相连接。逆变器6将接受到的直流电转换为可变电压可变频率控制(VVVF控制)或固定电压可变频率控制(CVVF控制)的交流电，并提供给车辆驱动用电动机7。滤波装置5去除逆变器6所产生的噪声电流，防止噪声电流流出到架空线1。

图1所示的第一及第二滤波电抗器(51a，51b)由带中间抽头的电抗器构成，根据中间抽头位置来分割为两个电感元件即第一滤波电抗器51a及第二滤波电抗器51b。带中间抽头的电抗器中相比中间抽头更靠近逆变器侧为第一滤波电抗器51a，相比中间抽头更靠近供电源侧为第二滤波电抗器51b。第一滤波电抗器和第二滤波电抗器也可以构成为独立的电抗器。在由两个独立的电抗器构成的情况下，可以相互磁耦合，也可以不进行磁耦合。

第一及第二滤波电抗器(51a，51b)与逆变器6的直流部的高电位侧母线55a相连接。由于是带中间抽头的电抗器，因此第一滤波电抗器51a与第二滤波电抗器51b磁耦合。

第一滤波电容器52a的一端连接至与第一滤波电抗器51a的一端相连接的逆变器6的直流部的高电位侧母线55a，第一滤波电容器52a的另一端连接至逆变器6的直流部的低电位侧母线55b。即，第一滤波电容器52a与逆变器6的直流部并联设置。该第一滤波电容器52a与第一滤波电抗器51a一同构成第一阶的滤波电路(Low Pass Filter(低通滤波器)：LPF电路)。将第一滤波电抗器51a简称为滤波电抗器，将第一滤波电容器52a简称为滤波电容器。

熔断器53的一端连接至从第一滤波电抗器51a和第二滤波电抗器51b的连接点54引出的中间抽头57，熔断器53的另一端连接至第二滤波电容器52b的一端，第二滤波电容器52b的另一端与第三滤波电抗器51c的一端相连接，第三滤波电抗器51c的另一端与低电位侧母线55b相连接。即，对于第二滤波电抗器51b、熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三滤波电抗器51c串联连接而成的串联电路部56，其通过中间抽头57连接至架空线1和低电位侧母线55b之间。

对于第二滤波电抗器51b、熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三滤波电抗器51c构成的串联电路部56，其构成第二阶的滤波电路(LPF电路)。第二滤波电抗器51b是构成串联电路部的电感元件，熔断器53是电路断开部，第二滤波电容器52b是电容元件。第一滤波电抗器51a与第二滤波电抗器51b的连接点54上，第一滤波电抗器51a的直流电的供电源侧的一端与串联电路部56相连接。

此外，在图1中，串联电路部56所包含的熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三滤波电抗器51c按照该顺序串联连接。然后，将上述元件串联连接得到的电路配置成连接在中间抽头57与低电位侧母线55b之间。也可以更改上述各元件的连接顺序。例如，也可以从高电位侧起按照熔断器53、第三滤波电抗器51c、第二滤波电容器52b的顺序进行配置。但是，在后述的发生第二滤波电容器的短路故障后进行修理时等，由于熔断器断开，因此第二滤波电容器成为接地电位，因而操作较为容易。因此，优选将熔断器如图1所示那样配置在高电位侧。

图2是表示图1所示的滤波装置5的等效电路的图。在图2中，L₁、L₂是第一及第二滤波电抗器(51a，51b)的自感，M是第一及第二滤波电抗器(51a，51b)之间的互感，L_S是第三滤波电抗器51c的自感，C₁、C_s是第一及第二滤波电容器(52a、52b)的静电电容。此外，R_S是具有熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三滤波电抗器51c的电路的电阻分量。

接着，说明图2的等效电路的仿真结果。图3是表示图2的等效电路的仿真结果的图(曲线)。图3中，实线表示L₁、L₂不相等时的衰减率波形，虚线表示L₁、L₂不相等时的相位波形，点划线表示L₁、L₂相等时的衰减率波形，双点划线表示L₁、L₂相等时的相位波形。在以下说明中由于串联电路部的电阻分量R_s的值非常小，因此忽略该值。此外，假设因第一及第二滤波电抗器(51a，51b)的磁耦合而对流过中间抽头57的电流所产生的负的电感分量(-M)被第三滤波电抗器51c的电感分量(M)所抵消，中间抽头57与低电位侧母线55b之间的电路的电感值为零或极小。即，第三滤波电抗器51c是耦合补偿电感元件，其补偿因第一及第二滤波电抗器(51a，51b)的磁耦合而对流过中间抽头57的电流所产生的负的等效电感分量。

首先，将从逆变器6侧流入滤波装置5的电流设为I_in，将从滤波装置5流出到架空线1侧的电流设为I_out时，表示输出电流I_out与输入电流I_in之比的噪声电流抑制比(I_out/I_in)能由下式表示。将抑制比称为衰减率。

[数学式1]

$\frac{I_{out}}{I_{in}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^4{L}_{1M}{L}_{2M}{C}_1{C}_S-{\mathrm{\ω}}^2\{{\mathrm{LC}}_1+L_{1M}{C}_S\}+1}...\left(1\right)$

上式中，L_1M及L_2M分别是第一滤波电抗器51a的等效电感及第二滤波电抗器51b的等效电感，并分别由L_1M＝L₁+M、L_2M＝L₂+M表示。此外，L表示第一滤波电抗器51a的等效电感L_1M与第二滤波电抗器51b的等效电感L_2M之和。在该L、L_1M和L_2M之间或在L₁和L₂之间，存在L＝L_1M+L_2M＝L₁+L₂+2M这一关系。

为了增大噪声电流的衰减率，需要增大上述式(1)的分母，但是根据将两个谐振频率作为边界的频率区域的不同，则主导项不同。此处，上述式(1)的分母成为零的频率即谐振频率ω_R能由下式所表示。

[数学式2]

${\mathrm{\ω}}_R=\sqrt{\frac{({\mathrm{LC}}_1+L_{1M}{C}_S)\±\sqrt{{({\mathrm{LC}}_1+L_{1M}{C}_S)}^2-4L_{1M}{L}_{2M}{C}_1{C}_S}}{2L_{1M}{L}_{2M}{C}_1{C}_S}}...\left(2\right)$

在上述式(2)中，在选择负(-)符号时的频率为低频侧的谐振频率(设为ω_{R_LOW})，选择正(+)符号时的频率为高频侧的谐振频率(设为ω_{R_HIGH})。如下表1所示，上述低频侧或高频侧的谐振频率ω_{R_LOW}、ω_{R_HIGH}的存在使得对衰减率产生最大影响的项不同，另外，还使得使衰减率为极大的方法不同。

[表1]

在表1中，区域(1)、(3)中，式(1)中的频率ω的四次项系数大于二次项系数时，衰减率增大。相反，在区域(2)中，四次项系数小于二次项系数时，衰减率增大。如上所述，区域(1)、(3)中的要求与区域(2)中的要求相反，因而在所有区域中使衰减率极大的解并不存在。但是，若考察表1及图3，则可知以下事项。

·若L_1M＝L_2M(与L₁＝L₂意思相同)且C₁＝C_s，则两个谐振频率ω_{R_LOW}，ω_{R_HIGH}彼此接近，因此能减小区域(2)。

·区域(3)与区域(2)相比，频带较宽。

·区域(2)的衰减率是能实现控制来进行衰减的区域。

因此，若在区域(3)中衰减率成为极大的条件即L₁＝L₂且C₁＝C_S被满足，则实际上可能使噪声电流的衰减率极大。此外，图3的仿真结果也示出了通过使L₁＝L₂而改善区域(3)中的衰减率的效果。

但是，使第一及第二滤波电抗器(51a，51b)的电感相等会引起其他观点上的问题。参照图4至图8说明该问题。

图4是用于说明上述专利文献1等所公开的电动车驱动控制装置的结构的图。图4所示的电动车驱动控制装置具有滤波电抗器51X和滤波电容器52X所构成的一阶结构的滤波装置5X。

图5是用于说明上述专利文献2所公开的电动车驱动控制装置的结构的图。图5所示的电动车驱动控制装置的滤波装置5Y中，标号相同的结构部与上述实施方式1的滤波装置5相同。与实施方式1的滤波装置5的不同点在于，不具有作为电路断开部的熔断器53。

图6是说明图5所示的滤波装置5Y的滤波特性的图，是示出了逆变器所产生噪声电流中会有多少残留在直流架空线电流的增益(衰减率)的图(曲线)。在图4所示的一阶结构的滤波器中，具有虚线56那样的特性，但是若仅使用进行了磁耦合的滤波电抗器来构成二阶结构的滤波器，则因磁耦合所产生的负的等效电感的存在，如实线57所示，高频带的增益特性恶化。若如本发明或图5所示那样，与抵消负的等效电感的第三滤波电抗器51c相连接，则如点划线58所示那样，能将高频带的增益特性改善为二阶滤波器的原有性能。

图7是用于说明图4所示的电动车驱动控制装置中电容器发生短路故障而有短路电流流过时的图。图8是用于说明图5所示的电动车驱动控制装置中架空线侧的电容器发生短路故障而有短路电流流过时的图。在一阶结构的滤波装置5X中，如图7所示，即使在逆变器6或滤波电容器52X中发生短路故障的情况下，由于滤波电抗器51X足够大，因此能抑制故障时产生的短路电流的上升速度。因此，断路器4能在短路电流成为引起上位断路器进行动作的电流大小之前，就断开短路电流。

在图5所示的二阶结构的滤波装置5Y中，在第一滤波电容器52a中发生短路故障的情况下，流过发生短路故障的第一滤波电容器52a的电流会流过第一及第二滤波电抗器(51a，51b)这两者，因此成为与图4所示的一阶结构的滤波装置5X相同的状况，不会产生较大的问题。

另一方面，在第二滤波电容器52b发生短路故障时流过的短路电流会如图8所示那样，以不流经第一滤波电抗器51a的方式进行流动。因而，由第二滤波电抗器51b和第三滤波电抗器51c执行抑制该短路电流的动作。

但是，若将第一滤波电抗器51a和第二滤波电抗器51b的匝数设为相同，使磁路的耦合系数十分接近1,则L₁＝L₂＝M成立。因而，第一滤波电抗器51a和第二滤波电抗器51b的电感之和L如下所示。

L＝L_1M+L_2M＝L₁+L₂+2M＝4L₁＝4L₂＝4M

若对上式进行变形，则如下所示。

L₁＝L₂＝M＝L/4

即，若电感值之和L与一阶结构的电抗器的电感值相同，则第一滤波电抗器51a的自感L₁、第二滤波电抗器51b的自感L₂及互感M分别为一阶结构时的电感L的1/4。可以如下所述那样进行理解。为了获得与一阶结构相同的电感，可以分别将第一滤波电抗器51a和第二滤波电抗器51b的匝数设为一阶结构时的一半，由于电感值与匝数比的平方成正比，因此自感及互感都成为1/4。

第三滤波电抗器51c的电感设定为与互感M相同(大致相同)的值，因此第三滤波电抗器51c的电感也变为1/4左右。因此，第二滤波电抗器51b的电感和第三滤波电抗器51c的电感之和为一阶结构的1/2。因此，发生了短路故障的第二滤波电容器52b中流过的电流的上升率为第一滤波电容器52a中发生短路故障时的二倍左右。因此，使断路器4的上位系统侧中的断路器进行动作的可能性高于第一滤波电容器52a发生短路故障时的可能性。在使上位系统侧的断路器进行动作的情况下，同样会停止对其他电动车进行供电，因此，会给铁路服务商的所有车辆运行带来较大障碍。

因而，在采用图5所示的二阶结构的滤波器的情况下，按照现有思路，则需要使第二滤波电抗器51b的电感远大于第一滤波电抗器51a的电感。但是，即使使第二滤波电抗器51b的电感大于第一滤波电抗器51a的电感，也无法获得最佳的噪声电流抑制效果。

因此，在设想第二滤波电容器52b的短路故障并为了获取最佳噪声电流抑制效果，第三滤波电抗器51c采用电流容量较大的电抗器，且第一及第二滤波电抗器(51a，51b)这两者都采用电感较大的电抗器。但是，由于上述思路会导致滤波电抗器或滤波电容器的大型化，因而并不优选。

与此相对，实施方式1的滤波装置中，在中间抽头57与低电位侧母线55之间连接有作为与第二滤波电容器52b串联连接的电路断开部的熔断器53，因此，即使在作为电容器元件的第二滤波电容器52b发生短路故障的情况下，也能获得利用熔断器53迅速断开通过第二滤波电容器52b进行流动的短路电流的效果，其中，上述第二滤波电容器52b在与作为供电源的架空线1之间未设置有足够大的电感元件的状态下与上述架空线1相连接。

在电动车的情况下，一般逆变器的主电路电流的额定值会达到数百安培。另一方面，中间抽头57的电流为数安培，而大至数十安培(额定值的1/10以下)，因此，能使熔断器53的额定电流足够小。因此，将熔断器53的额定电流设定为例如断路器4中流动的最大电流的大致1/20以上且1/10以下即可。在该情况下，一旦生成短路电流，熔断器53就能可立即熔断其自身，断开短路电流，因此，能减小对逆变器6、电动机7等产生的电路动作上的影响，能提高作为电动车系统的可靠性。

在熔断器53熔断的情况下，能迅速判断出并非逆变器6、电动机7的故障，而是第二滤波电容器52b的短路故障，因此具有能迅速恢复装置的效果。此外，对于熔断器53是否熔断的判断较容易，例如能通过监控熔断器53的两端电压来实现。

在实施方式1的滤波装置中，即使采用二阶结构的滤波装置的情况下，也能无需将第一及第二滤波电抗器(51a，51b)的电感设为较大的值，且能将这些值设为相等的值，因此，能确保所需的滤波特性且能实现滤波装置的小型化。

另外，在实施方式1的滤波装置中，第一滤波电抗器和第二滤波电抗器磁耦合，因此相比不进行磁耦合的情况，获得相同电感值所需的匝数能得以减小，能使第一及第二滤波电抗器小型化。因存在磁耦合而成为必要的第三滤波电抗器的尺寸远小于第一滤波电抗器和第二滤波电抗器。因而，第一及第二滤波电抗器的小型化的效果较大，滤波装置整体能小型化。此外，第三滤波电抗器的尺寸较小的理由在于，流过的电流为1/10以下，因而能减小绕组的线径。

此外，即使熔断器53熔断，噪声衰减特性也与一阶结构的滤波器相同。因此，若采用选取噪声影响较小的时间带等对策，则能自行进行行驶，能减小对于铁路服务商的车辆运行带来的影响。

另外，在检测到熔断器53熔断时，只要断开向具有已熔断的熔断器的电动车驱动控制装置(或安装有该电动车驱动控制装置的车辆)供电的路径上的断路器4，就能使未发生故障的其他电动车驱动控制装置进行动作并使车辆行驶，能减小对于铁路服务商的车辆运行所带来的影响。

本发明不仅能适用于二阶结构的滤波装置，也能适用于以下情况，并能获得相同的效果：即，具有用于改善特定频率区域的噪声电流的衰减率的电感元件和电容元件的特定频率旁路用滤波器在与供电源之间未设置有足够大的电感元件的状态下与供电源相连接的情况。对于上述情况，其他实施方式也是相同的。

实施方式2.

在实施方式1中，示出了使用第一滤波电抗器和第二滤波电抗器进行磁耦合而构成的二阶结构的滤波装置的电动车驱动控制装置。在该实施方式2中，示出了使用具有未进行磁耦合的第一滤波电抗器和第二滤波电抗器的二阶结构的滤波装置。

图9是表示包括本发明的实施方式2所涉及的电动车驱动控制装置的一个结构例的图。仅说明与实施方式1的情况的图1的不同点。滤波装置5F具有未进行磁耦合的第一滤波电抗器51f和第二滤波电抗器51g。第一滤波电抗器51f和第二滤波电抗器51g的电感值相同。在第一滤波电抗器51f与第二滤波电抗器51g相连接的连接点54F、和低电位侧母线55b之间，串联连接有熔断器53和第二滤波电容器52b。由于第一滤波电抗器51f和第二滤波电抗器51g未进行磁耦合，因而滤波装置5F不具有补偿因磁耦合而产生的负的等效电感分量的耦合补偿电感元件。

串联电路部56F具有串联连接的第二滤波电抗器51g(电感元件)、熔断器53(电流断开部)及第二滤波电容器52b(电容元件)。第一滤波电抗器51f与第二滤波电抗器51g的连接点54F上，第一滤波电抗器51f的直流电的供电源侧的一端与串联电路部56F相连接。

该实施方式2也与实施方式1同样进行动作。在中间抽头57和低电位侧母线55b之间连接有作为与第二滤波电容器52b串联连接的电路断开部的熔断器53，因此，即使在第二滤波电容器52b发生短路故障的情况下，也能获得利用熔断器53迅速断开通过第二滤波电容器52b进行流动的短路电流的效果。因此，能使第一滤波电抗器51f和第二滤波电抗器51g的电感值相同，能增大高频带的衰减特性。

实施方式3.

滤波装置中，为了改善特定频率区域的噪声电流的衰减率，例如可以与图10至图15所示的特定频率旁路用滤波器50相连接。在该情况下，通过适当选择构成使特定频率的噪声电流进行旁路迂回并加以去除的特定频率旁路用滤波器50的电容器、电抗器，从而能使衰减频率与特定频率相一致，且能获得所希望的衰减量。此处，图10所示的滤波装置5H是在一阶结构的滤波装置中、在比滤波电抗器51X更靠近架空线一侧的位置插入特定频率旁路用滤波器50的情况下的一个例子。图11所示的滤波装置5J是在比滤波电抗器51X更靠近负载一侧的位置插入特定频率旁路用滤波器50的情况下的一个例子。另外，图12所示的滤波装置5K是在使用进行了磁耦合的滤波电抗器的二阶结构的滤波装置中、在比第二滤波电抗器51b更靠近架空线(系统)一侧的位置插入特定频率旁路用滤波器50的情况下的一个例子。图12所示的滤波装置5N是在比第一滤波电抗器51a更靠近负载一侧的位置插入特定频率旁路用滤波器50的情况下的一个例子。另外，图14所示的滤波装置5P是在使用未进行磁耦合的滤波电抗器的二阶结构的滤波装置中、在比第二滤波电抗器51g更靠近架空线(系统)一侧的位置插入特定频率旁路用滤波器50的情况下的一个例子。图15所示的滤波装置5Q是在比第一滤波电抗器51f更靠近负载一侧的位置插入特定频率旁路用滤波器50的情况下的一个例子。

特定频率旁路用滤波器50中串联连接有作为旁路电路断开部的熔断器53Z、作为旁路用电容元件的旁路用电容器52Z、作为旁路用电感元件的旁路用电抗器51Z、及能防止特定频率的噪声电流过流的限流电阻58。旁路用电抗器51Z的电感值和旁路用电容器52Z的静电电容值取决于特定频率及流过的噪声电流的大小。

图10所示的滤波装置5H中，特定频率旁路用滤波器50是串联电路部56H。熔断器53Z是电路断开部，旁路用电抗器51Z是串联电路部的电感元件，旁路用电容器52Z是电容元件。对于第一滤波电抗器51X的供电源侧的一端与串联电路部56H的一端相连接的连接点54H，其是熔断器53Z的一端与第一滤波电抗器51X的连接点。

在熔断器53Z断开时，旁路用电容器52Z、旁路用电抗器51Z成为低电位侧，因而易于操作，因此希望熔断器53Z设置于高电位侧。

例如若在图3所示的二阶结构的滤波器中使L₁和L₂相等，尽管高频带侧的噪声电流能衰减，但是低频带侧(在图3例中为15Hz至60Hz附近)却反而会增加。例如存在有因25Hz附近的噪声引起误动作的信号设备等的情况下，希望在25Hz附近的衰减率较大的滤波装置。在该情况下，例如如图12所示那样连接特定频率旁路用滤波器50，则该滤波特性会如图16的点划线所示那样能确保25Hz附近所需要的衰减率。

此外，特定频率旁路用滤波器50也可能根据用途而连接至比滤波电抗器51X或第一及第二滤波电抗器(51a，51b)更靠近系统侧的位置(图10、图12及图14的例子)。在该情况下，为了解决上述电容故障时的短路电流的问题，需要使熔断器与电容器串联连接。通过使熔断器53Z串联连接至旁路用电容器52Z，从而即使在旁路用电容器52Z发生短路故障的情况下，也能获得利用熔断器53Z迅速断开通过旁路用电容器52Z而流动的短路电流的效果。

另外，即使在特定频率旁路用滤波器50连接至比滤波电抗器51X或第一及第二滤波电抗器(51a，51b)更靠近负载侧的位置的情况下(图11、图13及图15的例子)，也优选连接熔断器。若在特定频率旁路用滤波器50中设置熔断器，则能获得以下效果：能区分特定频率旁路用滤波器50的滤波元件的故障和逆变器6的故障，能提高作为电动车系统的可靠性，还能减小对车辆运行所带来的影响。

实施方式4.

实施方式4中，说明用于逆变器6中的开关元件的原材料与滤波特性之间的关系。作为逆变器6中所使用的开关元件，常采用以硅(Si)为原材料的元件(Si元件)，但是最近注目于以碳化硅(SiC)为原材料的开关元件(SiC元件)，以代替该Si元件。

与Si元件相比，SiC元件具有以下优异的特性：即，热传导率较高，能在高温下进行动作，即使在提高开关频率的情况下开关损耗也较小。但是，另一方面，若使用SiC元件，则高频噪声也会增加。

另一方面，与一阶结构的滤波器相比，上述二阶结构的滤波器具有高频侧的噪声衰减率较小、但低频侧的噪声衰减率较大的特性。因而，因使用SiC元件而导致开关频率的增加更一步提高了采用二阶结构的滤波器的本实施方式的滤波装置的重要性。

另外，对于本实施方式那样的电动车驱动控制装置用的滤波装置而言，高频噪声的增加会对信号设备、安保设备带来极大的影响，因此是非常重要的问题。但是，由于本实施方式那样的二阶结构的滤波器在高频侧的衰减特性较为优异，因此与采用SiC元件的最新技术动向相一致。

如上所述，对于采用二阶结构的滤波器的本实施方式的滤波装置，若采用SiC元件作为逆变器6的开关元件，则适合灵活使用SiC元件的特征，能利用SiC的优势。

另外，由于SiC的带隙大于Si这一特性，因此SiC是被称为宽带隙半导体的半导体的一个示例。除了该SiC以外，例如使用氮化镓类材料、或金刚石所形成的半导体也属于宽带隙半导体，因而也可以使用SiC以外的其他宽带隙半导体。

此外，上述实施方式1～3所示出的结构是本发明的结构的一个示例，也可以与其它公知技术进行组合，在不脱离本发明的技术思想的范围内当然可以对其结构进行变更，例如省略其中一部分等。

此外，在上述实施方式中，以设想适用于电动车驱动控制装置的滤波装置作为对象来对发明内容进行了说明，但是适用领域并不限于此，也可以广泛地适用于具有以下滤波装置的结构：上述滤波装置设置于接受来自供电源的直流电时配置于高压侧的直流母线的断路器和逆变器之间，以抑制噪声电流从逆变器向供电源侧流出的方式进行动作。

工业上的实用性

如上所述，本发明可用于电动车驱动控制装置用的滤波装置。

标号说明

1 架空线

2 轨道

3 集电器

4 断路器

5，5X，5Y，5F，5H，5J，5K，5N，5P，5Q 滤波装置

6 逆变器

7 电动机

50 特定频率旁路用滤波器

51a 第一滤波电抗器

51b 第二滤波电抗器

51c 第三滤波电抗器

51X 滤波电抗器

51Z 旁路用电抗器

52a 第一滤波电容器

52b 第二滤波电容器

52X 滤波电容器

52Z 旁路用电容器

53，53Z 熔断器

54，54F，54H 连接点

55a 高电位侧母线

55b 低电位侧母线

56，56F，56H 串联电路部

57 中间抽头

58 限流电阻。

Claims (14)

1.一种滤波装置，其去除逆变器所产生的噪声电流，其特征在于，包括：

滤波电容器，该滤波电容器与所述逆变器的直流部并联设置；

滤波电抗器，该滤波电抗器设置于所述滤波电容器的高电位侧和直流电的供电源之间；以及

串联电路部，该串联电路部串联连接电路断开部、电感元件及电容元件而成，该电路断开部在有大于额定电流的电流流过时断开，所述串联电路部的一端与所述滤波电容器的低电位侧相连接，且该串联电路部与所述滤波电抗器的一端相连接。

2.如权利要求1所述的滤波装置，其特征在于，

在相比所述滤波电抗器的所述供电源侧的一端连接至所述串联电路部的连接点更靠近所述供电源侧的位置设置所述电感元件，

在相比所述连接点更靠近所述滤波电容器的低电位侧设置所述电路断开部和所述电容元件。

3.如权利要求2所述的滤波装置，其特征在于，

所述滤波电抗器和所述电感元件的电感大致为相同的值。

4.如权利要求2或3所述的滤波装置，其特征在于，

所述滤波电抗器与所述电感元件进行磁耦合，

具有与所述电容元件和所述电路断开部串联连接的耦合补偿电感元件。

5.如权利要求4所述的滤波装置，其特征在于，

所述耦合补偿电感元件的电感、与所述滤波电抗器和所述电感元件之间的互感大致相等。

6.如权利要求2至5的任一项所述的滤波装置，其特征在于，

具有中间抽头的带中间抽头的电抗器的相比所述中间抽头更靠近所述逆变器侧的部分是所述滤波电抗器，

所述带中间抽头的电抗器的相比所述中间抽头更靠近所述供电源侧的部分是所述电感元件。

7.如权利要求2至6的任一项所述的滤波装置，其特征在于，

所述电路断开部的所述额定电流为流过所述电感元件的最大电流的1/20以上且1/10以下。

8.如权利要求2至7的任一项所述的滤波装置，其特征在于，

具有特定频率旁路用滤波器，该特定频率旁路用滤波器串联连接有旁路电路断开部、旁路用电感元件、及旁路用电容元件，且去除特定频率的噪声电流。

9.如权利要求1所述的滤波装置，其特征在于，

所述串联电路部的另一端与所述滤波电抗器的一端相连接。

10.一种电动车驱动控制装置，其特征在于，

包括所述逆变器、权利要求1至权利要求9的任一项所记载的滤波装置、及由所述逆变器所驱动的电动机。

11.如权利要求10所述的电动车驱动控制装置，其特征在于，

即使在检测到所述电路断开部进行动作的情况下，也利用所述逆变器来驱动所述电动机以推进控制电动车。

12.如权利要求10所述的电动车驱动控制装置，其特征在于，

具有在相比所述电感元件更靠近所述供电源侧的位置串联连接的断路器，

在检测到所述电路断开部进行动作的情况下，断开所述断路器。

13.如权利要求10至12的任一项所述的电动车驱动控制装置，其特征在于，

所述逆变器的开关元件由宽带隙半导体来形成。

14.如权利要求13所述的电动车驱动控制装置，其特征在于，

所述宽带隙半导体是使用碳化硅、氮化镓类材料或金刚石的半导体。