JP2006320023A - 送受信一体型高周波装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ケーブルモデムにおいて通信品位が良く、信頼性の高い送受信一体型高周波装置を提供する。
【解決手段】受信用高周波信号は入出力端子１０を介して受信系ブロック１００に導かれ、中間周波数信号に変換されて端子１２２より出力される。また送信系ブロック２００の送信処理部２０６出力端子は、過電圧保護回路２０３、過電圧対策用の高域通過フィルタ２０２、この高域通過フィルタ２０２で生じる高調波を抑圧するための低域通過フィルタ２０１を介して先の入出力端子１０に接続されている。
【選択図】 図１

Description

この発明は、例えば、双方向ケーブルテレビジョンネットワーク（CATV網）に接続される端末側で使用される送受信一体型高周波装置に関する。

近年、放送技術、通信技術のマルチメディア化、デジタル化に伴い、放送と通信技術分野の融合が実現しつつある。例えばCATV回線では、電話回線に比較して大量のデータ伝送能力を有するので、CATV回線を利用してネットワークを構築し、そしてインターネットを経由したデータ通信サービスを行うことが考えられている。この場合は、CATV網には加入者端末である通信機器（例えばパソコン）が接続され、パソコンは、CATV網、インターネットを経由してサーバーをアクセスすることになる。

このようなシステムでは、加入者宅にCATV回線とのインターフェースとなるケーブルモデムと呼ばれるユニットが設置され、このケーブルモデムに上記パソコンを接続して使用する。これによりユーザがCATV放送センターを介してインターネット等の外部ネットワークにアクセスすることを実現している。

CATV放送では、通常９０乃至８６０MHｚ程度の高周波信号（下り信号：ダウンストリーム）を利用して、センター局から各家庭に放送信号を配信している。受信端末では、上記の高周波信号をケーブルモデム内のチューナにより、１回乃至３回の周波数変換により中間周波数に変換した後、デジタル復調を行う。さらにこれに加えて、ＱＰＳＫや１６QAM方式によりデジタル変調された情報を、通常５乃至６５MHｚ程度の高周波信号（上り信号：アップストリーム）で、各端末からセンターに向けて送信を行うことができるようになっている。

下り信号のレベルは、ケーブルモデムの入力端で通常−１５乃至＋１５ｄBmVと微弱であり、上り信号のレベルはケーブルモデムの出力端で通常＋８乃至＋５８ｄBmVである。

ケーブルモデムの上り信号出力端子は、同軸ケーブルを介して屋外のラインに接続されるが、誘導雷などによる過電圧が加わると、モデムの半導体素子が破壊する危険がある。このため、高周波信号線路路で過電圧による破壊を防止する方法としてハイパスフィルタやダイオードを用いた保護回路を設ける方法が知られている。しかし信号送信回路においては、出力レベルが最大＋５８ｄBmVと大きいので、保護回路により高周波成分（２次、或は３次の高調波）が発生することがある。

また、上り信号は、他のユーザからの上り信号と時間的に重ならないように、制御される。このために上り信号送信回路には、送信時間帯が割り当てられ、割り当てられた送信時間帯以外は、上り信号送信回路は非動作状態に制御される。仮に割り当てられた送信時間帯以外に、上り信号送信回路が能動状態で雑音を送出し続けた場合、この時間帯に送信を割り当てられている他のユーザの上り信号に対して雑音が重畳され、センターで正しい信号を受信できないことになる。

上り信号と下り信号とは、１本の同軸ケーブルを共用している。このためにケーブルモデム内のチューナに内蔵された分波器（Diplexer）により、前記上り信号と下り信号とは周波数的に分離される。分波器では、上り信号と下り信号とが互いに干渉しないようにアイソレーションを十分に確保する必要がある。

また、ケーブルモデムの各部品の小型化、さらにはIC化が進むと、下り信号の中間周波数と、上り信号とのアイソレーションも十分確保する必要がある。

さらにまた、ケーブルモデムにおいては、上り信号の送信と同時に下り信号の受信も行われる。このため、上り信号の出力時も停止時もともに下り信号の受信が安定して得られるように設計する必要がある。
ＥＰ０９１１９６２Ａ1

上記したようにケーブルモデムの設計上では、次のような課題に注目する必要がある。

（１）上り送信信号のレベルが高いため、過電圧保護回路で発生する高調波成分が、微弱な下り信号に妨害を与える危険性がある。例えば４０ＭＨｚで上り信号を送信している場合に、４０MHｚの３次高調波（１２０MHｚ）が、１２０MHｚの下り信号に妨害を与える可能性がある。

（２）あるユーザのケーブルモデムが、割り当てられた送信時間帯を超えて連続して能動状態を続けたような場合、雑音がケーブル上に送出され、他のユーザのケーブルモデムの上り信号がセンター局において正しく受信できない場合ある。

（３）部品の小型化のために、上り信号（送信信号）を発生させる回路と、下り中間周波信号を処理する回路とをＬＳＩ化した場合、各回路と高周波処理部との接続ライン間で上り送信信号が下り中間周波信号に妨害を与える可能性がある。

（４）上り信号送信回路は、送信時間帯と非送信時間帯で断続されるが、この断続に伴い上り信号送信回路の回路電流が変化し、下り信号の周波数変換を行う局部発振器の電源電圧にリップルを生じる可能性がある。局部発振器の電源電圧にリップルが生じると、サイドバンドスプリアスを生じ、下り信号の受信品位を劣化させることになる。

この発明は、上記の事情に対処すべくなされたもので、ケーブルモデム等において通信品位が良く、信頼性の高い送受信一体型高周波装置を提供することを目的とする。

さらにこの発明は、過電圧保護回路で発生する高調波成分が、下り受信信号に妨害を与えるのを防止することができる送受信一体型高周波装置を提供することを目的とする。

またこの発明は、上り送信信号を発生させるための回路と下り中間周波信号を処理する回路とを一体化してＬＳＩで構成したとしても、高周波処理部との接続ライン間のアイソレーションを十分確保し、通信品位と信頼性とを維持できる送受信一体型高周波装置を提供することを目的とする。

この発明は、上記の目的を達成するために、高周波信号が入出力される入出力端子と、前記入出力端子に供給された受信用高周波信号を処理する受信系ブロックと、前記入出力端子に送信用高周波信号を出力する半導体素子を含む送信処理部と、前記受信系ブロックと前記入出力端子との間に接続され、受信周波数の下限周波数未満に第１の遮断周波数（下限周波数）を設定した第１の高域通過フィルタと、前記送信処理部の出力端子に接続され、前記第１の遮断周波数よりも低い帯域の周波数に第２の遮断周波数（下限周波数）を有する第２の高域通過フィルタと、前記第２の高域通過フィルタと前記入出力端子との間に接続され、前記第２の遮断周波数よりも高く、前記第１の遮断周波数よりも低い帯域に遮断周波数（上限周波数）を有する低域通過フィルタを有する。

以上説明したようにこの発明によれば、ケーブルモデムにおいて通信品位が良く、信頼性の高い送受信一体型高周波装置を提供できる。

以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

図１はこの発明が適用された高周波装置の全体的な構成を示している。破線１００で囲むブロックは受信系ブロックを示し、破線２００で囲まれたブロックが送信系ブロックを示している。入出力端子１0には、CATV網の同軸ケーブルが接続される。入出力端子１0は、高域通過フィルタ１０１に接続される。入出力端子１0には、また後述する低域通過フィルタ２０１が接続されている。

入出力端子１0に導入された下り信号（高周波受信信号）は、高域通過フィルタ１０１を介して自動利得制御回路１0２に入力され、利得を制御され、増幅器１0３,高域通過フィルタ１0４を介してスイッチ１0５に入力される。

スイッチ１0５の出力端は、UHF用のUHF帯域通過フィルタ１0６、VHF高域用の高域VHF帯域通過フィルタ１１１、VHF低域用の低域VHF帯域通過フィルタ１１２に接続されている。スイッチ１0５には、タイミング制御回路１１４からバンド切り換え制御信号が与えられている。UHF帯域通過フィルタ１0６の出力端は、周波数変換器１0７に接続され、高域VHF帯域通過フィルタ１１１及び低域VHF帯域通過フィルタ１１２の出力端は周波数変換器１１３に接続されている。

周波数変換器１0７、周波数変換器１１３の出力は、中間周波数信号であり、中間周波数帯域を通過帯域とするSAWフィルタを用いた中間周波数帯域通過フィルタ１２１に入力される。この中間周波数帯域通過フィルタ１２１の出力は、増幅器１0８で増幅され、自動利得制御回路１0９において利得制御される。利得制御された中間周波数信号は、増幅器１１０に入力されて、所定の出力レベルに増幅され、中間周波数信号出力部１２２の端子に導かれる。

AGC制御回路１２１は、端子１２３から与えられる高周波用AGC信号により利得制御される。

次に送信処理部２００について説明する。

送信処理部２０６には、入力端子２１２、低域通過フィルタ（平衡２端子回路）２0４を介して、送信信号が入力される。またこの送信処理部２０６には、入力端子２１１を介して制御信号が入力される。送信処理部２0６は、半導体素子を含む回路であり、センター局の指令に応じて送信信号を適正レベルに調整する。送信処理部２0６は、端子２１１に与えられる制御信号に応じて送信信号を断続するために、能動状態、非能動状態に切り換え制御される。送信処理部２0６の出力信号は、過電圧破壊保護回路２0３を経由した後、高域通過フィルタ２0２、低域通過フィルタ２0１を経由し、入出力端子１0に導出される。低域通過フィルタ２0１と高域通過フィルタ１０１とは、分波器を構成している。また送信処理部２０６には、経過時間検出部を備えており、制御端子２１３の信号に基づいて必要以上連続して送信状態が続いたことを検出し、その検出信号によって送信を停止するようにしている。

ここで、高域通過フィルタ２0２は、遮断周波数が送信帯域の下限周波数（通常５MHｚ）未満に設定され、低域通過フィルタ２0１の遮断周波数は送信周波数帯域の上限周波数（通常米国では４２MHｚ,日本では５０MHｚ、欧州では６５MHｚ）よりも高い周波数に設定される。過電圧破壊保護回路２0３は、必ずしも必要ではないが、雷などによる過電圧対策としては、これを設けたほうがより好ましい。

ここで、上記の高域通過フィルタ２0２は、過電圧を減衰するために設けられたものである。入出力端子１0には、誘導雷などの過電圧がかかる。このために、送信処理部２０６の半導体素子を破壊するのを防止する必要があるからである。

高域通過フィルタ２0２と低域通過フィルタ２0１と、受信系ブロック１００との関係を述べる。高域通過フィルタ２0２は、その遮断周波数を送信帯域の下限周波数（通常５MHｚ）より低く設定する必要がある。また、回路全体の小型化を図る必要がある。このためには、高域通過フィルタ２0２として、フェライトコアを用いたインダクタを用いる。しかしフェライトコアは、＋５８ｄｍBにも至る高いレベルの高周波信号が通過する際には、高調波などの非線形歪を生じる事が知られている。例えば４０MHｚの上り信号を出力した場合には、３次高調波（１２０MHｚ）が生じる。この３次高調波は、受信系ブロック１００の受信帯域内であるために１２０MHｚの下り信号に妨害を与えることになる。そこでこの発明では、高域通過フィルタ２0２の後段に低域通過フィルタ２0１を接続するものである。これにより高調波成分を十分抑圧し、下り信号に妨害を与えないように図っている。

さらにこのシステムでは、送信処理部２0６に含まれる半導体素子をより一層確実に保護するために、過電圧破壊保護回路２0３を設けてもよい。

図２には、過電圧破壊保護回路２0３の各種の回路例を示している。図２（ａ）の回路は、信号ライン２２０と接地間に、直列接続されたツェナーダイオード２２１と２２２を有する。そしてツェナーダイオード２２１と２２２のアノードが互いに向き合って接続されている。ツェナーダイオード２２１のカソードは、信号ライン２２０に接続され、ツェナーダイオード２２２のカソードは接地されている。ツェナーダイオード２２１のツェナー電圧をVz１、ツェナーダイオード２２２の順方向電圧をVF２とした場合、信号ラインにVz１＋VF２以上の正の過電圧が印可された場合でも、信号ライン２２０の電圧は、Vz１＋VF２に維持される。逆にツェナーダイオード２２１の順方向電圧をVF１、ツェナーダイオード２２２のツェナー電圧をVz２とした場合、信号ライン２２０にVF１+Vｚ２の負電圧が印可された場合でも、信号ライン２２０の電圧は、VF１+Vｚ２に維持される。

よって、送信処理部２0６の半導体素子に印可される最大過電圧は、Vz１＋VF２、VF１+Vｚ２までとなり、Vz１,Vz２を適正に設定することで当該半導体素子を保護することができる。

またツェナーダイオード２２１、２２２の端子間容量をCzとした場合、信号ライン２２０と接地間には、Cz／２の容量を持つことになるので、この容量を無視できる値まで低減する必要がある。その方法としては、端子間容量が小さいツェナーダイオードを選択することが重要である。一般にツェナーダイオードはツェナー電圧が低いほど端子間容量が増加するため、必要に応じて他の回路と組み合わせることが好ましい。

図２（ｂ）の回路について説明する。この例は、図２（ａ）の回路と同様な動作を得る。この回路は、図２（ａ）のツェナーダイオード２２１、２２２の接続極性を逆にした例である。

図３は、さらに過電圧破壊保護回路２0３の各種の回路例を示している。図３（ａ）の回路は、信号ライン２２０と接地間に、ツェナーダイオード３０１とダイオード３０３の直列回路、及びダイオード３０４とツェナーダイオード３０２の直列回路とを並列接続した回路である。ツェナーダイオード３０１とダイオード３０３とは、互いのカソードが共通接続され、ツェナーダイオード３０２とダイオード３０４とは、互いのカソードが共通接続されている。ダイオード３０３，３０４は、ツェナーダイオード３０１，３０２よりも端子間容量が小さく且つ逆耐圧電圧が高いスイッチングダイオードである。

一般にスイッチングダイオードと分類されるダイオードは、ツェナーダイオードよりも端子間容量が小さく且つ逆耐圧が高い特徴がある。

今、ツェナーダイオード３０１、３０２の各ツェナー電圧をVz１、Vz２とし、ダイオード３０３、３０４の各順方向電圧をVF３、VF４とする。この条件で、信号ライン２２０にVz２＋VF４以上の正の過電圧が印可された場合でも、信号ライン２２０は、Vz２＋VF４に維持される。逆に信号ライン２２０にVz１＋VF３以上の負の過電圧が印可された場合でも、信号ライン２２０は、Vz１＋VF３に維持される。これは概ね先の図２の場合と同様である。次に、ツェナーダイオード３０１、３０２の端子間容量をCzとし、ダイオード３０３、３０４の端子間容量をCs=ａ×Ｃｚとした場合、信号ライン２２０と接地間には、２×（Cz×Cs）／（Ｃｚ＋Ｃｓ）＝Ｃｚ×（２×ａ／（１＋ａ））の容量を持つことになる。これは、ａ＝１／３未満になるダイオードを選定することにより、図２で説明した回路より容量値を低減できることを意味する。

図３（ｂ）は、図３（ａ）の回路に比べて、各ツェナーダイオード３０４とダイオード３０２の配置関係が入れ替わり、互いのダイオードのアノードが共通接続された例である。この回路も先の回路と同様な効果を奏する。図３（ｃ）は、図３（ａ）の回路に比べて、ダイオード３０３と、３０１が入れ替わり、互いのダイオードのアノードが共通接続された例である。この回路も先の回路と同様な効果を奏する。図３（ｄ）は、図３（ｂ）の回路に比べてダイオード３０１と、３０３が入れ替わり、互いのダイオードのアノードが共通接続された例である。この回路も先の回路と同様な効果を奏する。

図４は、さらにこの発明に係る過電圧保護回路の応用例である。

この回路では、ツェナーダイオード４０１、ツェナーダイオード４０２が過電圧保護回路を構成し、全体では低域通過フィルタを構成するものである。つまり、ダイオード４０１、４０２が低域通過フィルタの一部を構成するものである。この様にするとダイオードの端子間容量による影響を低減できる。

具体的には、端子４００はインダクタ４１１、コンデンサ４１２を介して接地される。またインダクタ４１１とコンデンサ４１２の接続点は、ダイオード４０１、４０２の直列回路に接続されるとともに、インダクタ４１３、コンデンサ４１４の一方の端子に共通接続される。このインダクタ４１３、コンデンサ４１４の他方の端子は、共通にコンデンサ４１５を介して接地されるとともに、端子４１６に接続されている。

この低域通過フィルタは、遮断周波数が８０MHｚ程度の７５オーム系のフィルタであり、コンデンサ４１２の容量値は、２０乃至４０ｐF程度である。一方、過電圧保護回路４０１、４０２の容量値はCz／２が一般に２乃至２０ｐFであるため、コンデンサ４１２の容量値をCz／２相当分だけ減らすことで、実質的に過電圧保護回路の端子間容量は悪影響を与えないことになる。

図５はこの発明に係る高周波装置の送信処理部２０６或はその周囲も含めた特徴部を示す。上り信号は、入力端子５０１を介して可変利得制御増幅器５０２に入力される。上り信号は、図１の送信信号入力端子２１２、低域通過フィルタ２０４を介して送信処理部２０６に入力される。送信処理部２０６では、送信信号を受け取り利得を制御してレベル調整された上り信号を生成する。上り信号は、先の可変利得増幅器５０２で後述する利得制御を受ける。この可変利得制御増幅器５０２の出力端子は、スイッチ部５０３の一方の入力端子５ａに接続され、このスイッチ部５０３の他方の入力端子５ｂは、抵抗５０４を介して接地されている。このスイッチ部５０３は、出力端子５０５に接続される。この出力端子５０５の出力信号は、図１の過電圧保護回路２０３を介して高域通過フィルタ２０２へ供給されることになる。

ここで、制御信号入力端子５１１は、図１の制御信号入力端子２１３に相当する。この入力端子５１１は、インバータ５１２、５１３を直列に介してアンド回路５１４の一方の入力端に接続されている。またインバータ５１２の出力端は、抵抗５１５を介してトランジスタ５１６のベースに接続されている。このトランジスタ５１６のエミッタは接地され、コレクタは、電源端子５１８と接地間に接続された抵抗とコンデンサによる時定数回路５１７に接続されている。またこの時定数回路５１７の出力端子は、比較器５２２の一方入力端に接続されている。さらに前記時定数回路５１７と電源端子５１８との接続点は、抵抗５１９と５２０を介して接地されている。抵抗５１９と５２０の接続点は、比較電圧として利用されるもので、この比較電圧は、比較器５２２の他方の入力端に接続されている。この比較器５２２の出力端子は、先のアンド回路５１４の他方の入力端に接続されるとともに、増幅器５０２の断続制御端子に接続されている。

アンド回路５１４の出力端子は、スイッチ部５０３の制御端子に接続されている。このスイッチ部５０３は、割り当てられた時間に上り信号が送出されるように、上り信号の断続を制御するスイッチである。

次に上記の回路の動作を図５（ｂ）を参照して説明する。

制御端子５１１には、図５（ｂ）の（ｂ−１）に示すようなオンオフ制御信号が入力される。このオンオフ制御信号がハイレベルのときは、トランジスタ５１６がオフに成るために時定数回路５１７に充電が行われ、比較器５２２の一方の入力端子に供給される信号は、図５（ｂ）の（ｂ−２）に示すような波形となる。この波形の最高電位は、正常動作のときは比較電圧を超えない程度であり、比較器５２２の出力は、ハイレベルを維持する（図５（ｂ）の（ｂ−３）参照）。この結果、アンド回路５１４の一方に入力する信号は、制御信号（ｂ−１）と同じ波形となり、アンド回路５１４の出力も制御信号（ｂ−１）と同じ波形となる。よって、スイッチ部５０３は、制御信号に追従して応答し、制御信号がハイレベルのときは上り信号を出力し、制御信号がローレベルの時はオフする。

これに対して、何らかの異常で、制御信号がハイレベルを連続した場合、各部の信号波形は、図５（ｃ）に示すような波形となる。図５（ｃ）の（ｃ−１）は、制御信号であり、（ｃ−２）は、時定数回路５１７の出力であり、比較電圧を超えるようになる。この結果、時定数回路５１７の出力が、比較電圧を超えたところで比較器５２２の出力（ｃ−３）がハイレベルからローレベルに反転し、この結果、アンド回路５１４の出力（ｃ−４）は、ローレベルとなる。また利得制御増幅器５０２の制御端子には、ローレベルの制御信号が供給される。このような状態では、スイッチ部５０３はオフし、利得制御増幅器５０２も非動作状態となる。

このように２段階で上り信号を遮断するために、送信処理部２０６の内部で生じる雑音をより一層外部に漏らすことがなくなる。送信処理部２０６がスイッチ部５０３をICの外部に有し、増幅器５０２をICの内部に有した場合、増幅器５０２が完全にオフしないと、ICの出力端子から雑音が漏れることがある。しかし、このシステムでは、双方ともオフ状態となるために、雑音漏れを一層抑圧し、他のユーザの送信に悪影響を与えることがない。また、雑音漏れがないので、下り信号などを処理する他の回路へ悪影響を与えることがない。

図６はこの発明の高周波装置にかかる特徴部をさらに示している。

図６において、６１は、筐体モジュールを示し、このモジュール６１内には基板６０１が設けられている。基板６０１は、図１で示した受信系ブロック１００と送信系ブロック２００とを搭載している。そのさらにこの基板６０１の外周縁は、モジュール６１の外囲器を構成するシールド板６０２により囲まれている。シールド板６０２は、基板の面に対して垂直方向へ平面を配置するように基板６０１を囲むように取り付けられている。この基板６０１は平面形状がほぼ長方形状である。

６０３は、シールド板６０２の短辺部６ａに外側に突出して取り付けられた同軸ケーブル取り付け部であり、ここに高周波信号（下り信号）が導入されるし、また、上り信号が出力される。同軸ケーブル取り付け部６０３とは反対側の短辺部６ｂには、シールド板６０２の内側に間隔W１を有するように第１の仕切り板（シールド板）６０４が配置されている。さらにまた、シールド板６０２の内側であって長辺部６ｃと並行になり間隔W２を有するように第２の仕切り板（シールド板）６０５が設けられている。このシールド板６０５の一方端は、短辺部６ａの内面に突き当たり、他方端は、仕切り板６０４にほぼ直角に突き当たる。

さらにまた、シールド板６０2の長辺部６ｃの内面と、シールド板６０５の内面との間には、シールド板６０２の短辺部６ａから間隔W３をおいて、第３の仕切り板（シールド板）６０６が設けられている。

またシールド板６０２の長辺部６ｄの内側と仕切り板６０５との間には、間隔W４が生じている。そしてシールド板６０２の長辺部６ｄの内側と仕切り板６０５との間には、長さW４の仕切り板（シールド板）６０７が配置されている。

上記の結果、基板６０１上には、複数のシールド板により囲まれた領域A、B、C、D、Eが生じている。ここで領域Aには分波器が配置され、領域B、Cには受信系ブロックが配置され、特に領域Cは、中間周波数を扱う回路部が配置される。さらに領域Dには送信系ブロックが配置される。また領域Eには、直流−直流変換器３００が配置される。

上記の配置により、送信処理部２０６は、送信信号や制御信号をモジュールに入力する端子２１１，２１２に入力した直後に必要な処理を行うことができ、外部回路と端子と送信系ブロックまでの間を最短距離の回路構成で実現できる。そして、送信系ブロックへ入力する信号の不要輻射が、他の回路へ妨害を与えるのを軽減できる。さらには、上り信号送信処理部２０６へ入力する上り信号や制御信号の不要輻射が、他の回路へ妨害を与えるのを軽減できる。

さらにまた、仕切り板（シールド板）６０７、６０４で形成された間隔により、送信系ブロックへ入力する上り信号や制御信号の不要輻射が、受信系ブロックの出力信号（特に端子１２２に取り出される中間周波数信号）に対して悪影響を与えるのを軽減できる。また逆に受信系ブロックの出力信号の不要輻射が、送信系ブロックへ入力する送信信号に対して悪影響を与えるのを軽減できる。

さらに、仕切り板６０７，６０４で形成される間隙部分には、直流−直流変換器３００を配置している。これにより直流−直流変換器３００にて発生する不要輻射が仕切り板６０７、６０４、６０５、シールド板の長辺部６ｄで遮断され周囲の回路へ悪影響を与えるのを抑圧できると共に、この仕切り板６０７，６０４間の間隔を有効利用している。

また、この発明では、シールド板６０２の長辺部６ｄに、受信系ブロックの中間周波数信号を取り出すために設けられた１つ又は２つの出力端子１２２と、前記長辺部６ｄに、前記送信系ブロックに対して制御信号を与えるための入力端子２１２とが所定間隔で設けられ、前記出力端子１２２と２１２の間隔がいずれもに対しても３０ｍｍ以上で、且つ６０ｍｍ以下に成るようにしている。

つまり、図に示す端子間の間隔L１、L２、L３、L４はいずれも３０ｍｍ以上、且つ６０ｍｍ以下である。前記の３０ｍｍ以上とすることにより、送信系ブロックに入力する送信信号や制御信号の不要輻射が、受信系ブロックから得られる受信信号に悪影響を与えるのを軽減できる。また逆に受信系ブロックから得られる受信信号の不要輻射が、送信系ブロックに入力する送信信号や制御信号に悪影響を与えるのを軽減できる。

さらにまた、上記の６０ｍｍ以下とすることにより、モジュール６１に入力するための送信信号を生成する回路と、前記受信系ブロックからの受信信号を処理する回路とから、モジュール６１に導かれる接続線を不要に引き回す必要がないために、接続線間の相互誘導による悪影響を軽減できる。

またこの発明では、次のような特徴も備える。

前記平衡２端子入力回路２０４は、前記制御信号が入力した直後には接地回路が無い平衡２端子低域通過フィルタである。これにより、送信信号がモジュール６１に入力された直後に、送信信号に重畳している不要成分を抑圧することができる。また接地回路を持たない低域通過フィルタであるために、モジュール６１の接地回路に送信信号から除去された不要成分が、モジュール６１の接地回路に流れ込まず、モジュールに与える妨害を軽減できる。

また入力端子２１２に平衡入力する送信信号が、モジュール外部の回路からの不要輻射により不要信号が重畳された場合、あるいは送信信号生成回路（図示せず）において同位相成分のクロック信号などが重畳された場合においても、平衡２端子回路の特性として同位相成分を相殺することができるので、送信信号に重畳された妨害成分を低減することができる。

図７には、上記の平衡２端子回路（低域通過フィルタ）２０４の回路例を示している。この回路は例えば端子７０１，７０２の間にコンデンサ７０３を有する。端子７０１は、インダクタ７０４、コンデンサ７０５の並列回路を介してコンデンサ７０６の一方の電極に接続され、端子７０２は、コンデンサ７０７、インダクタ７０８の並列回路を介してコンデンサ７０６の他方の電極に接続される。コンデンサ７０６の一方の電極は、インダクタ７０９とコンデンサ７１０の並列回路を介してコンデンサ７１１の一方の電極に接続され、コンデンサ７０６の他方の電極は、コンデンサ７１２とインダクタ７１３の並列回路を介してコンデンサ７１１の他方の電極に接続される。そしてコンデンサ７１１の両端はトランス７１４の一次側コイルの両端にそれぞれ接続されている。このトランス７１４の２次側のコイルに出力端子７１５が接続されている。

さらにまたこの発明の高周波装置は、次のような特徴も備えている。

図８（ａ）は、上記した基板６０１に搭載されている回路を、電源供給の面から区分して示す図である。この高周波装置は、下り信号を処理する受信系ブロック１００と上り信号を出力する送信系ブロック２００とに対応した、別々の電源端子８０１、８０２を設けている。これにより、各ブロックの電源電圧は、十分なアイソレーションを持つことになる。これにより、送信処理部２０６が上り信号を送出するために断続制御され、回路電流が変動しても、下り信号の特に周波数変換を行う局部発振器の電源に妨害を与えることがない。よって受信信号の品位を確保するのに有効である。

図８（ｂ）の例は、受信系ブロック１００において、局部発振器１００Ａ（図１の位相同期発振器１１５の部分）に対しては、独立した電源端子８０３を設け、受信系ブロック１００の他の回路及び送信系ブロック２００に対して電源電圧を供給する電源端子８０４を設けた例である。この様に構成しても送信処理部２０６が上り信号を送出するために断続制御され、回路電流が変動しても、下り信号の特に周波数変換を行う局部発振器の電源に妨害を与えることがない。

図８（ｃ）の例は、送信系ブロック２００の送信処理部２０６において、特に上り信号を送出するために断続制御されたとき、回路電流が変動する電流変動回路２０に対しては、独立して電源端子８０５を設けた例である。そして、電流変動回路２０を除く他の送信系ブロック内の回路と、受信系ブロック１００に対して電源電圧を供給する電源端子８０６を設けている。この場合も上り信号を送出するために断続制御され、電流変動回路２０の回路電流が変動しても、他の回路への悪影響がない。

さらにまたこの発明の高周波装置は次のような特徴も備えている。

図９（ａ）には、送信処理部２０６において、スイッチ部５０３（図５参照）が断続することにより、回路電流が変化するのを抑制する手段を示している。図９において増幅器５０２の出力はスイッチ部５０３を介して出力端子５０５に導出される。

スイッチ部５０３は、半導体を用いたスイッチング素子で構成されており、９０１は電源供給部であり、端子９０３から電源電圧が供給されている。またスイッチ部５０３には、制御端子部９０２が設けられており、ここには、アンド回路５１４からの制御信号が供給される。ここで、電源供給部９０１には電源端子９０３に接続された電流補完回路９１０が設けられている。即ち、端子９０３は、トランジスタ９１１のコレクタに接続される。このトランジスタ９１１のエミッタは、抵抗９１２を介して接地され、また抵抗９１３を介してベースに接続されている。さらにこのベースは、抵抗９１５を介して、先の制御端子部９０２に接続されている。またこのベースは、コンデンサ９１４を介して接地されている。

次に動作を説明する。

今、アンド回路５１４からの制御信号がローレベルであるとすると、スイッチ部５０３がオンし、電流消費される。逆に、アンド回路５１４からの制御信号がハイレベルであるとすると、スイッチ部５０３がオフして電流消費が無くなるが、今度は、トランジスタ９１１がオンして電流が消費される。ここで、電流補完回路９１０の電流消費量をスイッチ部５０３の電流消費量とほぼ等しくすることで、端子９０３から見た電流変動は少ないものとなる。例えば、双方の電流消費量の差を１０mA以下とすることで、端子９０３から見た電流量の変動は、スイッチ部５０３の断続にかかわらず１０mA以下とすることができる。

図９（ｂ）には、端子９０２がハイレベル、ローレベルに変化したときの、スイッチ部５０３の消費電流、電流補完回路９１０の消費電流を示し、端子９０３から見た電流変化量を示している。この図から、結局、端子９０３から見た電流変化量は、Iα、とIβとの差になる。

図１０はさらに別の実施の形態である。この実施の形態では、スイッチ部５０３と全く同様なスイッチ部５０３ａを用意する。そしてスイッチ部５０３の出力端をスイッチ部５０３ａの入力端に接続し、このスイッチ部５０３ａの出力端を終端抵抗９２１を介して接地する。また制御端子部９０２ａに対しては、インバータ９２０を介してアンド回路５１４からの制御信号を入力するように構成している。さらに電源電圧が供給される端子９０３を電源供給部９０１ａに接続する。

これによりスイッチ部５０３と５０３ａとは、制御信号により相補的に断続動作し、片方がオンの時は他方がオフの関係となり、消費電流も相補的になる。この結果、端子９０３から見た消費電流はスイッチ部５０３がオンオフしても変動が少なく変動量を１０ｍA以下に抑えることができる。

図１１はさらに別の実施の形態である。この実施の形態は、スイッチ部５０３として、オフ時には、端子５０５が抵抗９３０を介して終端するスイッチ素子を用いている。この様なスイッチ素子としては、FET、特にGaAsFETによりスイッチングする回路又は部品が好適し、１ｍA以下の変化量にすることも可能である。

図１２は、さらにこの発明の高周波装置の特徴部を示している。

図１２には、図１の一部を取り出して特徴部を示している。この発明では,高周波信号をレベル制御する利得制御部１０２は、各種の減衰量を有する減衰器４ａ，４ｂ，４ｃ，…で構成され、いずれか１つがAGC制御部１２１により選択的に接続されるようになっている。高周波信号は、周波数変換器１０７又は１１３により周波数変換されて中間周波数信号を増幅するプログラマブル利得制御増幅器１０９に入力されて利得制御される。このように本発明の高周波装置では、高周波利得制御部、中間周波利得制御部がデジタル的な制御データで制御される。また高周波利得制御部は５ｄB程度のステップで切り替わるように減衰器の減衰量が精度良く調整されている。これに対して中間周波利得制御部では細かいステップで利得制御できるように設計されている。

この結果、高周波信号及び中間周波信号の利得制御情報は、デジタルデータである。このために、システムコントロール部（図示せず）は、CATV網から入力する信号の入力レベルを正確なAGC情報で把握することができる。

上記したようにこの発明によれば、入出力端子から加わった誘導雷による過電圧は、高域通過フィルタ２０２により減衰され、送信処理部２０６の半導体素子を保護することができる。また高域通過フィルタ２０２にフェライトコアが用いられ、その不要高調波成分が生じたとしても、この不要高調波成分は、低域通過フィルタ２０１により減衰され、受信系ブロックや同軸ケーブル側に漏れることがない。よって、システム全体の信頼性を向上できる。

さらにまた過電圧保護回路２０３が追加されることにより、なお一層、保護能力を向上することができる。また、図２、図３に示したような構成の過電圧保護回路を採用することにより、正・負の両極性の過電圧に対しても、保護機能を得ることができる。また高周波回路に対して有害な端子間容量（信号ラインと接地間の容量）を低減できる。また、ツェナーダイオードと、容量が小さい通常のダイオードを用いることで、一層、上記端子間容量を低減できる。

また、本発明の装置のような回路ブロックの配置構成、つまり、
送信系ブロックをシールド板６０２の長辺部６ｄの直ぐ内側に配置することにより、送信信号が送信系ブロック以外の回路へ不要輻射として妨害入力するのを抑圧できる。またシールド板６０４、６０７により送信系ブロックと中間周波数信号出力部とが間隔を持って離れた配置にしているので、送信系ブロックを制御する制御信号が受信系の中間周波数信号に妨害を与えるのを抑圧でき、また逆に中間周波数信号が送信系ブロックの送信信号に対して妨害を与えるのを抑圧できる。

またモジュールに接続される外部端子を図６で示したような間隔を持つ配置としたことにより、送信信号を入力するための端子２１２と、中間周波数信号を導出する端子１２２との各不要輻射が互いに妨害するのを軽減でき、また印刷配線基板（基板６０１）上の送信信号接続線と受信信号接続線からの不要輻射が相互に悪影響を与えることを軽減できる。

また直流−直流変換器３００は、図６に示すように配置したために、ここで発生する不要輻射が、送信信号、中間周波数信号など周囲の信号に妨害を与えるのを軽減できる。

また平衡２入力回路（２０４）を用いたことにより、送信信号に重畳された妨害成分を低減することができる。また入力側で接地回路を有しない平衡２入力回路（図７）を用いることで、送信信号に重畳されている不要成分が接地回路に漏れることがなく、装置の動作性能を高性能とすることができる。

さらにまた、図８に示したような電源供給形態とすることにより、送信系ブロックの断続制御される回路の電流変化があっても、周波数変換器の性能を劣化させることがない。周波数変換のために使用される局部発振器の動作が安定している。

また、図１２で説明したような利得制御方式を採用することにより、次のような利点もある。即ち、固定減衰器は、安価で広帯域特性もよいものが容易に得られる。また歪み特性についても非線形特性を殆どもたないために、広帯域性、低歪み特性が要求される利得制御部に適している。一方では、固定減衰器の切り換えによる利得制御だけでは、小さいステップの利得制御が困難である。そこでこの発明では小ステップで利得制御が可能なプログラマブル利得制御器と、固定減衰器を有する利得制御部とを組み合わせている。これにより高性能でかつ小さいステップで利得制御可能な高周波装置を実現している。受信系の場合、システム制御部は、利得制御情報から入力レベルをある程度の精度で検出することができる。また送信系の場合、出力信号レベルを数値制御することが可能となる。

この発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。各実施の形態を選択的に組み合わせて高周波装置を実現してもよいことは勿論のことである。

以上説明したようにこの発明によれば、ケーブルモデムにおいて通信品位が良く、信頼性の高い送受信一体型高周波装置を提供できる。

この発明の送受信一体型高周波装置の全体的なブロックを示す図。 過電圧保護回路の例を示す図。 過電圧保護回路の他の例を示す図。 この発明に係る過電圧保護回路と低域通過フィルタが一体化された回路例を示す図。 この発明に係る断続制御回路の例を示す図。 この発明に係る高周波装置の回路配置の例を示す図。 この発明に係る高周波装置の平衡２端子回路の具体例を示す図。 この発明に係る高周波装置の電源電圧供給端子の例を示す図。 この発明に係る高周波装置の電流補完回路の例を示す図。 この発明に係る高周波装置の電流補完回路の他の例を示す図。 この発明に係る高周波装置の電流補完回路のさらに他の例を示す図。 この発明に係る高周波装置の利得制御系統の例を示す図。

符号の説明

１０１…高域通過フィルタ、１０２…自動利得制御回路、１０３…増幅器、１０４…高域通過フィルタ、１０５…スイッチ、１０６…UHF帯域通過フィルタ、１０７…周波数変換器、１０８…増幅器、１０９…自動利得制御回路（プログラマブル利得制御増幅回路）、１１０…増幅器、１１１…高域VHF帯域通過フィルタ、１１２…低域VHF帯域通過フィルタ、１１３…周波数変換器、１１４…タイミング制御回路、１１５…局部発振器（位相同期発振器）２０１…低域通過フィルタ、２０２…高域通過フィルタ、２０３…過電圧破壊保護回路、２０４…低域通過フィルタ、２０６…送信処理部。

Claims (8)

1. 高周波信号が入出力される入出力端子と、
   前記入出力端子に供給された受信用高周波信号を処理する受信系ブロックと、
   前記入出力端子に送信用高周波信号を出力する半導体素子を含む送信処理部と、
   前記受信系ブロックと前記入出力端子との間に接続され、受信周波数の下限周波数未満に第１の遮断周波数（下限周波数）を設定した第１の高域通過フィルタと、
   前記送信処理部の出力端子に接続され、前記第１の遮断周波数よりも低い帯域の周波数に第２の遮断周波数（下限周波数）を有する第２の高域通過フィルタと、
   前記第２の高域通過フィルタと前記入出力端子との間に接続され、前記第２の遮断周波数よりも高く、前記第１の遮断周波数よりも低い帯域に遮断周波数（上限周波数）を有する低域通過フィルタと
   を具備したことを特徴とする送受信一体型高周波装置。
2. 前記低域通過フィルタは、前記第２の高域通過フィルタで生じる高調波成分を遮断する特性であることを特徴とする請求項１記載の送受信一体型高周波装置。
3. 前記送信処理部の出力端子と前記第２の高域通過フィルタの間には、さらに、過電圧破壊保護回路を接続したことを特徴とする請求項１記載の送受信一体型高周波装置。
4. 前記過電圧破壊保護回路は、信号線路と接地間に直列接続された２つのツェナーダイオードで構成され、互いのツェナーダイオードは、互いの接続点が同じ極性（カソード又はアノード）であることを特徴とする請求項３記載の送受信一体型高周波装置。
5. 前記過電圧破壊保護回路は、
   ツェナーダイオードとこのツェナーダイオードよりも逆耐圧電圧が高いダイオードとからなり、互いの接続点が同じ極性（カソード又はアノード）である第１、第２の直列回路を含み、
   前記第１の直列回路のツェナーダイオードと第２の直列回路のツェナーダイオードとが互いに逆極性となり、前記第１の直列回路のダイオードと前記第２の直列回路のダイオードが互いに逆極性になるように前記第１と第２の直列回路を信号線路とアース間に並列に接続したことを特徴とする請求項３記載の送受信一体型高周波装置。
6. さらに、
   前記送信処理部と前記第２の高域通過フィルタ間に直列に設けられた第１と第２のスイッチ手段と、
   前記上り信号の出力期間を計測する出力期間計測回路と、
   前記出力期間計測回路が、前記上り信号の出力期間が所定期間以上であることを検出したときに、前記第１と第２のスイッチ手段をオフする遮断手段と
   を具備したことを特徴とする請求項３記載の送受信一体型高周波装置。
7. 入力された信号処理して出力する信号処理回路と、
   前記信号処理回路に直列に結合された複数の利得制御部を含み、
   前記複数の利得制御部の少なくとも１つは、第１のステップ単位で利得を制御可能な第１の利得制御手段を有し、前記利得制御部の少なくとも他の１つは前記第１のステップよりも小さい第２のステップ単位で利得を制御可能な第２の利得制御手段を有してなることを特徴とする高周波装置。
8. 前記第１の利得制御手段は、減衰比の異なる複数の減衰器と、前記減衰器のいずれかを前記信号処理回路の信号路に選択的に接続するための切り換え手段とを有してなることを特徴とする請求項７記載の高周波装置。

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