JP2009188954A - ミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器 - Google Patents
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Abstract
【課題】ローカル信号の3次高調波と妨害波とのミキシング成分を抑圧することにより、受信性能の劣化を防ぐ。
【解決手段】ミキサ回路1は、入力信号IN1−IN2が入力される差動トランジスタ対を備え、入力信号IN1−IN2とローカル信号LO1−LO2とをミキシングして出力するミキサ回路であって、上記差動トランジスタ対を構成するトランジスタQ1、Q2のコレクタ間に接続された直列共振回路2を具備する。
【選択図】図1
【解決手段】ミキサ回路1は、入力信号IN1−IN2が入力される差動トランジスタ対を備え、入力信号IN1−IN2とローカル信号LO1−LO2とをミキシングして出力するミキサ回路であって、上記差動トランジスタ対を構成するトランジスタQ1、Q2のコレクタ間に接続された直列共振回路2を具備する。
【選択図】図1
Description
本発明は、ミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器に関するものである。
従来のミキサ回路を図2に示す。
入力信号IN1は、トランジスタQ1のベースに入力され、反転入力信号IN2は、トランジスタQ2のベースに入力される。
ローカル信号LO1は、トランジスタQ3のベース及びトランジスタQ6のベースに入力され、反転ローカル信号LO2は、トランジスタQ4のベース及びトランジスタQ5のベースに入力される。
トランジスタQ1のベースとトランジスタQ2のベースとは、共通の電流源I0の入力に接続されており、電流源I0の出力は、電気的に接地されている。
トランジスタQ1のコレクタは、トランジスタQ3のエミッタ及びトランジスタQ4のエミッタに接続されており、トランジスタQ2のコレクタは、トランジスタQ5のエミッタ及びトランジスタQ6のエミッタに接続されている。
負荷抵抗R1は、一端を電源に、他端をトランジスタQ3のコレクタ及びトランジスタQ5のコレクタに接続されている。負荷抵抗R2は、一端を電源に、他端をトランジスタQ4のコレクタ及びトランジスタQ6のコレクタに接続されている。
出力信号OUT1は、トランジスタQ3のコレクタとトランジスタQ5のコレクタとの接続点から出力される。反転出力信号OUT2は、トランジスタQ4のコレクタとトランジスタQ6のコレクタとの接続点から出力される。
以降、説明のため、入力信号VIN、ローカル信号VLO、及び出力信号VOUTを以下のように定義する。
VIN=IN1−IN2 (1)
VLO=LO1−LO2 (2)
VOUT=OUT1−OUT2 (3)
また、電流源I0の電流はI0とし、負荷抵抗R1及び負荷抵抗R2の抵抗値は同一でRとする。
VLO=LO1−LO2 (2)
VOUT=OUT1−OUT2 (3)
また、電流源I0の電流はI0とし、負荷抵抗R1及び負荷抵抗R2の抵抗値は同一でRとする。
トランジスタQ1のコレクタ電流I1及びトランジスタQ2のコレクタ電流I2は、以下に示す式(4)及び式(5)で表せる。ここで、VT=kT/q:熱電圧、k:ボルツマン定数、q:電子の単位電荷、T:絶対温度である。
また同様に、トランジスタQ3のコレクタ電流I3、トランジスタQ4のコレクタ電流I4、トランジスタQ5のコレクタ電流I5、及びトランジスタQ6のコレクタ電流I6は、それぞれ以下に示す式(6)〜式(9)で表せる。
従って、出力信号VOUTは、以下に示す式(10)で表せる。式(10)に示されるように、出力信号VOUTは、入力信号VINとローカル信号VLOとの積を含むものとなっている。
ここで、入力信号VINの周波数をfIN、ローカル信号VLOの周波数をfLO、出力信号VOUTの周波数をfOUTとすると、周波数fOUTは、以下に示す式(11)で表せる。
fOUT=fIN−fLO (11)
通常、図2に示す従来のミキサ回路を使用して入力信号の周波数を下げることをダウンコンバートと呼び、ほぼ全ての受信装置に使用されている。
通常、図2に示す従来のミキサ回路を使用して入力信号の周波数を下げることをダウンコンバートと呼び、ほぼ全ての受信装置に使用されている。
図2に示す従来のミキサ回路と同様にダウンコンバートを行うミキサ回路を用いるものとして、特許文献1では、入力信号の基本波を奇数倍の周波数に変換し、出力振幅の安定化及びスプリアス特性の向上を図ることができる広帯域周波数逓倍器が開示されている。
特開2006−345009号公報(2006年12月21日公開)
図2に示す従来のミキサ回路に入力されるローカル信号VLOは、所謂大きな信号であることが多く、周波数fLOのローカル信号VLOのみならず、その3次高調波である周波数3fLOの信号も同時に図2のミキサ回路に入力される。
近年、携帯機器利用者向けにワンセグ放送(日本)およびDVB−H(欧州)等の地上デジタル放送のサービスが急速に普及しており、携帯機器自身が発する妨害電波がデジタル放送チャネルの3倍の周波数関係にあるとき受信品質が著しく劣化してしまう。
例えば、図3に示すように、ワンセグ放送(fLO=650MHz)と、該ワンセグ放送の3倍の周波数関係にある、携帯電話自身が発するW−CDMA携帯妨害波(3fLO=1950MHz)を同時に受信すると、3次高調波のミキシングが起こり、ローカル信号の3次高調波と上記W−CDMA携帯妨害波とのミキシング成分が、所望帯域にダウンコンバートされるからである。
ワンセグ放送のように、Low−IF方式を用いて430kHzの帯域幅を持つ所望波をIF周波数fIF=500kHzにダウンコンバートする場合、所望波の周波数をfD、ローカル信号の周波数をfLOとすれば、fD=(fLO+fIF)と表すことができる。所望波の3倍の周波数関係にある妨害波の周波数fUが、以下の式(12)で示される周波数である場合に最も受信品質が劣化する。また、式(12)が成立する場合、周波数が3fLOであるローカル信号の3次高調波と、周波数がfUである携帯妨害信号とのミキシング成分の周波数が、所望波の周波数fDと同一になる。
fU=3fLO−fIF=3(fD−fIF)−fIF=3fD−4fIF (12)
チューナは、同じ周波数の信号を区別できず、同一周波数にあるノイズ含めた信号を復調しようとする。一方でチューナは、異なる周波数の信号は区別し、不要な周波数の信号を復調の対象から外す。携帯電話用の信号は、テレビ放送の信号の受信時には不要な信号であり、ノイズ同じ扱いとなる。上記不要な信号が、テレビ放送の信号と同じ周波数において大きなレベルで重ね合わされると、上記不要な信号が異なる周波数に現れる場合と比較して受信性能が大きく劣化する。
チューナは、同じ周波数の信号を区別できず、同一周波数にあるノイズ含めた信号を復調しようとする。一方でチューナは、異なる周波数の信号は区別し、不要な周波数の信号を復調の対象から外す。携帯電話用の信号は、テレビ放送の信号の受信時には不要な信号であり、ノイズ同じ扱いとなる。上記不要な信号が、テレビ放送の信号と同じ周波数において大きなレベルで重ね合わされると、上記不要な信号が異なる周波数に現れる場合と比較して受信性能が大きく劣化する。
また、650MHzのデジタルTV放送を受信しているとき、1950MHzのW−CDMA妨害波がfU=3fDの関係を満たすため、ワンセグ放送の視聴に支障をきたすこととなる。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、ローカル信号の3次高調波と妨害波とのミキシング成分を抑圧することにより、受信性能の劣化を防ぐことが可能なミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器を提供することにある。
本発明のミキサ回路は、上記課題を解決するために、入力信号が入力される差動トランジスタ対を備え、上記入力信号とローカル信号とをミキシングして出力するミキサ回路であって、上記差動トランジスタ対を構成する2つのトランジスタのコレクタ間に接続されたLC共振回路を具備することを特徴とする。
上記発明によれば、特定の周波数、即ち上記LC共振回路の共振周波数付近の周波数における利得を著しく小さくすることが出来る。よって、上記ミキサ回路は、上記共振周波数と上記ローカル信号の3次高調波の周波数とを等しくすることにより、上記ローカル信号の3次高調波を抑圧出来る。従って、上記ミキサ回路を備える系において上記ローカル信号の3次高調波と上記妨害波とのミキシング成分を抑圧することが出来、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
上記ミキサ回路では、上記LC共振回路に直列にスイッチを接続してもよい。
これにより、上記スイッチが遮断された場合、上記LC共振回路を上記ミキサ回路から切り離すことが可能となる。よって、上記特定の周波数における利得を小さくする場合と小さくしない場合の選択が可能となり、所望波と妨害波の周波数関係により、上記ミキシング成分の抑圧を行うか否かの選択が可能となる。
上記ミキサ回路では、上記LC共振回路が有するキャパシタの容量値を可変にしてもよい。
これにより、上記共振周波数を変更することが可能となり、さらに広い周波数範囲で上記ミキシング成分を抑圧することができる。
上記ミキサ回路では、上記キャパシタの容量値を、上記ローカル信号の周波数に対応して変化させる容量値可変手段を備えてもよい。
これにより、上記容量値可変手段は、上記ローカル信号の周波数の変化を検知し、該周波数の変化に対応して、例えば容量値を変化させるための信号を上記キャパシタに出力して容量値を変化させる。よって、上記ミキサ回路は、上記キャパシタの容量値を、上記ローカル信号の周波数に対応して変化させるので、上記ローカル信号の周波数が変化しても上記共振周波数を常に最適に選択することが可能となる。従って、上記ミキサ回路は、上記ローカル信号の3次高調波を抑圧出来、上記ローカル信号の周波数を変化させた場合でも、上記ミキサ回路を備える系において上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
上記ミキサ回路では、上記LC共振回路が有する、インダクタとキャパシタとを半導体基板上に形成してもよい。
これにより、ICのみで上記ミキシング成分の対策を行うことが可能となる。
上記ミキサ回路では、上記LC共振回路が有する、インダクタとキャパシタとは、それぞれチップ部品であってもよい。
これにより、高いQ値を持つ共振回路が実現出来るので、上記インダクタ及び上記キャパシタを半導体基板上に形成する場合よりも効果のあるミキシング成分の抑圧が可能となる。
上記ミキサ回路では、上記LC共振回路が有するインダクタをWLCSP再配線で形成し、かつ上記LC共振回路が有するキャパシタはチップ部品であってもよい。
これにより、IC内部にインダクタが形成されないため、上記インダクタ及び上記キャパシタを半導体基板上に形成する場合よりもチップ面積を縮小することが可能となる。
本発明の半導体装置は、上記いずれかのミキサ回路を備えているので、上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
本発明の通信装置は、上記半導体装置を備えているので、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
また、本発明の通信装置は、デジタルTV放送受信機であってもよい。
これにより、デジタルTV放送受信時に、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
本発明の電子機器は、上記いずれかの通信装置を備えているので、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
本発明のミキサ回路は、以上のように、入力信号が入力される差動トランジスタ対を備え、上記差動トランジスタ対が有する2つのトランジスタのコレクタ間にLC共振回路を具備するものである。
それゆえ、ローカル信号の3次高調波と妨害波とのミキシング成分を抑圧することにより、受信性能の劣化を防ぐことが可能なミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器を提供するという効果を奏する。
本発明の一実施形態について図1に基づいて説明すれば、以下の通りである。
図1に本発明の実施形態に係るミキサ回路1の回路図を示す。ミキサ回路1は、トランジスタQ1〜Q6、負荷抵抗R1、R2、電流源I0、インダクタL及びキャパシタCを備えている。
入力信号IN1は、トランジスタQ1のベースに入力され、反転入力信号IN2は、トランジスタQ2のベースに入力される。
ローカル信号LO1は、トランジスタQ3のベース及びトランジスタQ6のベースに入力され、反転ローカル信号LO2は、トランジスタQ4のベース及びトランジスタQ5のベースに入力される。
トランジスタQ1のベースとトランジスタQ2のベースとは、共通の電流源I0の入力に接続されており、電流源I0の出力は、電気的に接地されている。
トランジスタQ1のコレクタは、トランジスタQ3のエミッタ及びトランジスタQ4のエミッタに接続されており、トランジスタQ2のコレクタは、トランジスタQ5のエミッタ及びトランジスタQ6のエミッタに接続されている。
負荷抵抗R1は、一端を電源に、他端をトランジスタQ3のコレクタ及びトランジスタQ5のコレクタに接続されている。負荷抵抗R2は、一端を電源に、他端をトランジスタQ4のコレクタ及びトランジスタQ6のコレクタに接続されている。
出力信号OUT1は、トランジスタQ3のコレクタとトランジスタQ5のコレクタとの接続点から出力される。反転出力信号OUT2は、トランジスタQ4のコレクタとトランジスタQ6のコレクタとの接続点から出力される。
インダクタL及びキャパシタCは、直列共振回路を構成し、トランジスタQ1のコレクタとトランジスタQ2のコレクタとの間に追加されている。より具体的には、インダクタLの一端は、トランジスタQ1のコレクタに接続され、インダクタLの他端は、キャパシタCの一端に接続されている。そして、キャパシタCの他端は、トランジスタQ2のコレクタに接続されている。
ここで、入力信号VIN、ローカル信号VLO、及び出力信号VOUTを以下のように定義する。
VIN=IN1−IN2 (13)
VLO=LO1−LO2 (14)
VOUT=OUT1−OUT2 (15)
また、電流源I0の電流はI0とし、負荷抵抗R1及び負荷抵抗R2の抵抗値は同一でRとする。
VLO=LO1−LO2 (14)
VOUT=OUT1−OUT2 (15)
また、電流源I0の電流はI0とし、負荷抵抗R1及び負荷抵抗R2の抵抗値は同一でRとする。
直列共振回路2のインピーダンスZは、直列共振回路2に流れる電流の周波数が式(16)で表される共振周波数f0の時に最小となる。
直列共振回路2のインピーダンスZが低い場合、トランジスタQ3のエミッタとトランジスタQ4のエミッタとで構成される差動対から出力される電流I1’と、トランジスタQ5のエミッタとトランジスタQ6のエミッタとで構成される差動対から出力される電流I2’の差が小さくなる。
ここで、仮にI1’=I2’=I0/2とすると、トランジスタQ3〜Q6のそれぞれのコレクタに流れる電流I3〜I6は、以下の式(17)〜(20)で示すことが出来る。
従って、出力信号VOUTは、以下の式(21)で示すことが出来、I1’=I2’=I0/2の場合はミキサ回路1から差動信号が出力されなくなる。実際には、寄生抵抗等の影響があるため、直列共振回路2のインピーダンスZの最小値が0になることはないが、周波数が共振周波数f0付近である信号については、インピーダンスZが低くなるので、利得を下げることができる。
以上のように、本実施形態に係るミキサ回路1は、直列共振回路2の共振周波数f0付近の周波数における利得を著しく小さくすることが出来るので、共振周波数f0とローカル信号VLOの3次高調波の周波数とを等しくすることにより、ローカル信号VLOの3次高調波を抑圧出来る。従って、ミキサ回路1を備える系においてローカル信号VLOの3次高調波と上記妨害波とのミキシング成分を抑圧することが出来、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
また、ミキサ回路1は、直列共振回路2に直列にスイッチを接続し、上記スイッチが遮断された場合、直列共振回路2をミキサ回路1から切り離すことが可能となるように構成してもよい。これにより、上記特定の周波数における利得を小さくする場合と小さくしない場合の選択が可能となり、所望波と妨害波の周波数関係により、上記ミキシング成分の抑圧を行うか否かの選択が可能となる。
本実施の形態においてキャパシタCの容量値は必ずしも固定である必要は無く、可変にしてもよい。キャパシタCの容量値を可変とすることで、共振周波数f0を変更することが可能となり、さらに広い周波数範囲で上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
その上、ミキサ回路1が容量値可変部3を備えてもよい。容量値可変部3は、キャパシタCの容量値をローカル信号VLOの周波数に対応して変化させる。具体的には、ローカル信号VLOを容量値可変部3に入力し、容量値可変部3にてローカル信号VLOの周波数の変化を検知し、該周波数の変化に対応してキャパシタCに信号を出力し、キャパシタCの容量値を変化させる。容量値可変部3は、例えばロジック回路により構成しても良い。
ローカル信号VLOの周波数は、例えばミキサ回路1を備えるチューナを使用するユーザにより変更される。例えば、ユーザが13チャンネルの番組を見るために、リモコンを押すことによりチャンネルを設定すると、ローカル信号VLOの周波数が13チャンネルに対応する周波数になるようにチューナが動作を始める。この際、チューナ内部においてローカル信号VLOの周波数を変更させる処理と同時に、容量値可変部3がキャパシタCの容量値を変化させる信号を生成し、キャパシタCに送信することにより、キャパシタCの容量値が変化する。
これにより、容量値可変部3は、ローカル信号VLOの周波数の変化を検知し、該周波数の変化に対応して、容量値を変化させるための信号をキャパシタCに出力出来る。よって、ミキサ回路1は、キャパシタCの容量値を、ローカル信号VLOの周波数に対応して変化させることが出来るので、ローカル信号VLOの周波数が変化しても共振周波数f0を常に最適に選択することが可能となる。従って、ミキサ回路1は、ローカル信号VLOの3次高調波を抑圧出来、ローカル信号VLOの周波数を変化させた場合でも、ミキサ回路1を備える系において上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
本実施形態に係るミキサ回路で1は、インダクタL及びキャパシタCを半導体基板上に形成してもよい。これにより、ICのみで上記ミキシング成分の対策を行うことが可能となる。
インダクタLとキャパシタCとは、半導体基板上に形成する代りに、それぞれチップ部品であってもよい。これにより、高いQ値(尖鋭度)を持つ共振回路が実現出来るので、インダクタL及びキャパシタCを半導体基板上に形成する場合よりも効果のあるミキシング成分の抑圧が可能となる。さらに、インダクタLを、WLCSP(ウエハレベルチップサイズパッケージ)再配線で形成し、かつキャパシタCをチップ部品としてもよい。これにより、IC内部にインダクタが形成されないため、インダクタL及びキャパシタCを半導体基板上に形成する場合よりもチップ面積を縮小することが可能となる。
本実施形態に記載のミキサ回路1を備えた半導体装置は、上記ミキシング成分を抑圧することが出来、該半導体装置を備えた通信装置は、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。また、上記通信装置は、デジタルTV放送受信機であってもよく、デジタルTV放送受信時に、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。従って、上記いずれかの通信装置を備えた電子機器は、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
〔実施形態の総括〕
本発明の実施形態に係るミキサ回路1は、入力信号VINが入力される差動トランジスタ対を備え、入力信号VINとローカル信号VLOとをミキシングして出力するミキサ回路であって、上記差動トランジスタ対を構成するトランジスタQ1、Q2のコレクタ間に接続された直列共振回路2を具備する。
本発明の実施形態に係るミキサ回路1は、入力信号VINが入力される差動トランジスタ対を備え、入力信号VINとローカル信号VLOとをミキシングして出力するミキサ回路であって、上記差動トランジスタ対を構成するトランジスタQ1、Q2のコレクタ間に接続された直列共振回路2を具備する。
上記構成によれば、特定の周波数、即ち直列共振回路2の共振周波数f0付近の周波数における利得を著しく小さくすることが出来る。よって、ミキサ回路1は、共振周波数f0とローカル信号VLOの3次高調波の周波数とを等しくすることにより、ローカル信号VLOの3次高調波を抑圧出来る。従って、ミキサ回路1を備える系においてローカル信号VLOの3次高調波と上記妨害波とのミキシング成分を抑圧することが出来、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
ミキサ回路1では、直列共振回路2に直列にスイッチを接続してもよい。
これにより、上記スイッチが遮断された場合、直列共振回路2をミキサ回路1から切り離すことが可能となる。よって、上記特定の周波数における利得を小さくする場合と小さくしない場合の選択が可能となり、所望波と妨害波の周波数関係により、上記ミキシング成分の抑圧を行うか否かの選択が可能となる。
ミキサ回路1では、直列共振回路2が有するキャパシタCの容量値を可変にしてもよい。
これにより、共振周波数f0を変更することが可能となり、さらに広い周波数範囲で上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
ミキサ回路1では、キャパシタCの容量値を、ローカル信号VLOの周波数に対応して変化させる容量値可変部3を備えてもよい。
これにより、容量値可変部3は、ローカル信号VLOの周波数の変化を検知し、該周波数の変化に対応して、例えば容量値を変化させるための信号をキャパシタCに出力して容量値を変化させる。よって、ミキサ回路1は、キャパシタCの容量値を、ローカル信号VLOの周波数に対応して変化させるので、ローカル信号VLOの周波数が変化しても共振周波数f0を常に最適に選択することが可能となる。従って、ミキサ回路1は、ローカル信号VLOの3次高調波を抑圧出来、ローカル信号VLOの周波数を変化させた場合でも、ミキサ回路1を備える系において上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
ミキサ回路1では、直列共振回路2が有する、インダクタLとキャパシタCとを半導体基板上に形成してもよい。
これにより、ICのみで上記ミキシング成分の対策を行うことが可能となる。
ミキサ回路1では、直列共振回路2が有する、インダクタLとキャパシタCとは、それぞれチップ部品であってもよい。
これにより、高いQ値を持つ共振回路が実現出来るので、インダクタL及びキャパシタCを半導体基板上に形成する場合よりも効果のあるミキシング成分の抑圧が可能となる。
ミキサ回路1では、直列共振回路2が有するインダクタLをWLCSP再配線で形成し、かつ直列共振回路2が有するキャパシタCはチップ部品であってもよい。
これにより、IC内部にインダクタが形成されないため、インダクタL及びキャパシタCを半導体基板上に形成する場合よりもチップ面積を縮小することが可能となる。
本発明の実施形態に係る半導体装置は、ミキサ回路1を備えているので、上記ミキシング成分を抑圧することが出来る。
本発明の実施形態に係る通信装置は、上記半導体装置を備えているので、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
また、本発明の実施形態に係る通信装置は、デジタルTV放送受信機であってもよい。これにより、デジタルTV放送受信時に、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
本発明の実施形態に係る電子機器は、上記いずれかの通信装置を備えているので、上記ミキシング成分により受信性能が劣化することを防ぐことが出来る。
本発明のミキサ回路は、所望波と3倍の周波数関係にある不要な帯域外妨害電波受信時の3倍高調波ミキシングによる受信品質の低下を緩和し、かつ外付け部品の削減による小型化の要求を満たすので、地上デジタル放送を受信可能な携帯機器に好適に利用することが出来る。
1 ミキサ回路
2 直列共振回路(LC共振回路)
C キャパシタ
I0 電流源
I1〜I6 コレクタ電流
I1’、I2’ 電流
IN1 入力信号
IN2 反転入力信号
L インダクタ
LO1 ローカル信号
LO2 反転ローカル信号
OUT1 出力信号
OUT2 反転出力信号
Q1〜Q6 トランジスタ
R1、R2 負荷抵抗
Z インピーダンス
f0 共振周波数
fIF IF周波数
fD、fIN、fLO、fOUT、fU 周波数
2 直列共振回路(LC共振回路)
C キャパシタ
I0 電流源
I1〜I6 コレクタ電流
I1’、I2’ 電流
IN1 入力信号
IN2 反転入力信号
L インダクタ
LO1 ローカル信号
LO2 反転ローカル信号
OUT1 出力信号
OUT2 反転出力信号
Q1〜Q6 トランジスタ
R1、R2 負荷抵抗
Z インピーダンス
f0 共振周波数
fIF IF周波数
fD、fIN、fLO、fOUT、fU 周波数
Claims (11)
- 入力信号が入力される差動トランジスタ対を備え、
上記入力信号とローカル信号とをミキシングして出力するミキサ回路であって、
上記差動トランジスタ対を構成する2つのトランジスタのコレクタ間に接続されたLC共振回路を具備することを特徴とするミキサ回路。 - 請求項1記載のミキサ回路において、上記LC共振回路に直列にスイッチを接続することを特徴とするミキサ回路。
- 上記LC共振回路が有するキャパシタの容量値を可変にすることを特徴とする請求項1または2に記載のミキサ回路。
- 上記キャパシタの容量値を、上記ローカル信号の周波数に対応して変化させる容量値可変手段を備えることを特徴とする請求項3に記載のミキサ回路。
- 上記LC共振回路が有する、インダクタとキャパシタとを半導体基板上に形成することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のミキサ回路。
- 上記LC共振回路が有する、インダクタとキャパシタとは、それぞれチップ部品であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のミキサ回路。
- 上記LC共振回路が有するインダクタをWLCSP再配線で形成し、かつ上記LC共振回路が有するキャパシタはチップ部品であること特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のミキサ回路。
- 請求項1〜7のいずれか1項に記載のミキサ回路を備えたことを特徴とする半導体装置。
- 請求項8に記載の半導体装置を備えたことを特徴とする通信装置。
- デジタルTV放送受信機であることを特徴とする請求項9に記載の通信装置。
- 請求項9または10に記載の通信装置を備えたことを特徴とする電子機器。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008029700A JP2009188954A (ja) | 2008-02-08 | 2008-02-08 | ミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器 |
US12/345,742 US20090201428A1 (en) | 2008-02-08 | 2008-12-30 | Mixer circuit, semiconductor apparatus including the same, communication device including the same, and electronic device including the same |
CN200910003305.7A CN101505138A (zh) | 2008-02-08 | 2009-01-16 | 混频电路及具备该混频电路的半导体装置、通信装置和电子设备 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008029700A JP2009188954A (ja) | 2008-02-08 | 2008-02-08 | ミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009188954A true JP2009188954A (ja) | 2009-08-20 |
Family
ID=40938570
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008029700A Pending JP2009188954A (ja) | 2008-02-08 | 2008-02-08 | ミキサ回路及びそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20090201428A1 (ja) |
JP (1) | JP2009188954A (ja) |
CN (1) | CN101505138A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011205600A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Toshiba Corp | 周波数変換器及びこれを用いた送信機 |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103338008A (zh) * | 2013-07-24 | 2013-10-02 | 东南大学 | 一种宽中频的毫米波双平衡无源混频器 |
CN107612508B (zh) * | 2017-10-12 | 2020-12-22 | 机比特电子设备南京有限公司 | 一种基于0.13um SiGeBiCMOS工艺的三次谐波混频器 |
CN109309480B (zh) * | 2018-10-29 | 2021-10-26 | 电子科技大学 | 一种低噪声开关跨导混频器 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4255815A (en) * | 1978-10-02 | 1981-03-10 | National Semiconductor Corporation | Electronic switching for AM-FM radio |
US5521545A (en) * | 1994-10-21 | 1996-05-28 | Motorola, Inc. | Collector-injection mixer with radio frequency signal applied to collectors of lower transistor pair |
US6157822A (en) * | 1999-07-08 | 2000-12-05 | Motorola, Inc. | Tuned low power/low noise mixer |
KR100374929B1 (ko) * | 2000-06-02 | 2003-03-06 | 학교법인 한국정보통신학원 | 주파수 변환 회로 |
US6404263B1 (en) * | 2001-07-11 | 2002-06-11 | International Business Machines Corporation | Mixer having compensation for harmonics of local oscillator signal |
US7509111B2 (en) * | 2002-04-30 | 2009-03-24 | Infineon Technologies Ag | Integrated circuit having a mixer circuit |
US6667649B1 (en) * | 2002-05-15 | 2003-12-23 | Ralink Technology, Inc. | Method and system for utilizing a high-performance mixer as a complete receiver |
EP1450480A1 (en) * | 2003-02-18 | 2004-08-25 | STMicroelectronics S.r.l. | Low-noise, high-linearity analog multiplier |
-
2008
- 2008-02-08 JP JP2008029700A patent/JP2009188954A/ja active Pending
- 2008-12-30 US US12/345,742 patent/US20090201428A1/en not_active Abandoned
-
2009
- 2009-01-16 CN CN200910003305.7A patent/CN101505138A/zh active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011205600A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Toshiba Corp | 周波数変換器及びこれを用いた送信機 |
US8594593B2 (en) | 2010-03-26 | 2013-11-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency converter and transmitter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN101505138A (zh) | 2009-08-12 |
US20090201428A1 (en) | 2009-08-13 |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A02 | Decision of refusal |
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