CN108684210B - 电力变换装置以及非接触供电系统 - Google Patents

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Abstract

存在无法将逆变器驱动频率控制为谐波减少效果最大的频率而无法充分地发挥谐波减少效果的问题。能够通过电力变换装置充分地发挥谐波减少效果，进而能够通过使用该电力变换装置的非接触供电系统对负载供给显著减少了谐波的电力，所述电力变换装置具备：逆变器，对线圈供给高频电力；谐波滤波器，与该逆变器的输出侧连接；以及控制部，以使逆变器的输出电流的过零点和谐波滤波器的滤波电流的过零点一致的方式进行控制。

Description

电力变换装置以及非接触供电系统
技术领域
本发明涉及电力变换装置以及使用该电力变换装置的非接触供电系统。
背景技术
在现有的非接触供电系统中，为了减少流过送电线圈的谐波电流，在逆变器与送电线圈之间插入滤波器，减少流过送电线圈的电流(例如专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-183684号公报
发明内容
在这样的非接触供电系统中，频率特性由于构成滤波器的电抗器和电容器的误差等而变动。因此，尽管以使谐波衰减量最大的方式控制逆变器的驱动频率是理想的，但在单独的非接触供电系统中难以针对每个动作直接测量送电线圈电流的谐波分量。因此，存在无法将逆变器驱动频率控制为谐波减少效果最大的频率而无法充分地发挥谐波减少效果的问题。
本发明的电力变换装置的特征在于，具备：逆变器，对线圈供给高频电力；谐波滤波器，具备与该逆变器的输出端连接的第1滤波电抗器、与该第1滤波电抗器串联地连接的第2滤波电抗器、与该第2滤波电抗器串联地连接的滤波电容器、检测流过第2滤波电抗器的滤波电流的过零点的滤波电流检测部；以及控制部，控制逆变器，其中控制部以使逆变器的输出电流的过零点和流过第2滤波电抗器的滤波电流的过零点一致的方式进行控制。
另外，本发明的非接触供电系统具有：上述电力变换装置；受电线圈，与供给高频电力的线圈磁性地耦合，从该线圈非接触地被供给电力；以及整流器，对该受电线圈的输出进行整流而对负载供给电力。
根据本发明的电力变换装置，能够提高谐波滤波器的谐波减少的程度。
另外，本发明的非接触供电系统能够对负载供给减少了谐波的电力。
附图说明
图1是本发明的实施方式1中的电力变换装置的整体结构图。
图2是本发明的实施方式1中的控制部的结构概念图。
图3A是本发明的实施方式1中的逆变器输出电流检测部的电路结构图。
图3B是本发明的实施方式1中的滤波电流检测部的电路结构图。
图4A是本发明的实施方式1中的另一逆变器输出电流检测部的电路结构图。
图4B是本发明的实施方式1中的另一滤波电流检测部的电路结构图。
图5是使用本发明的实施方式1中的电力变换装置的非接触供电系统的整体结构图。
图6是本发明的实施方式1中的逆变器驱动频率控制的波形图。
图7是本发明的实施方式1中的逆变器驱动频率控制的与图6不同的时间点下的波形图。
图8是本发明的实施方式1中的逆变器驱动频率控制的流程图。
图9是本发明的实施方式1中的逆变器驱动频率控制后的波形图。
图10是不包含谐波滤波器的非接触供电系统的整体结构图。
图11是图10的非接触供电系统的流过送电线圈的电流波形图。
图12是示出图10的非接触供电系统的流过送电线圈的电流的快速傅立叶变换的解析结果的图。
图13是本发明的实施方式1中的谐波滤波器的相位特性图。
图14是示出图12的使用谐波滤波器时的流过送电线圈的电流的快速傅立叶变换的解析结果的图。
图15是示出对图5的非接触供电系统中逆变器的输出电流和滤波电流的相位特性进行模拟解析而得到的结果的图。
图16是示出本发明的实施方式1中的进行逆变器驱动频率控制的情况下的流过送电线圈的电流的快速傅立叶变换的解析结果的图。
图17是示出本发明的实施方式2中的逆变器的接通、断开和逆变器的输出电压的上升沿关系的图。
图18是本发明的实施方式3中的电力变换装置的整体结构图。
图19是本发明的实施方式4中的电力变换装置的整体结构图。
图20是本发明的实施方式4中的另一电力变换装置的整体结构图。
图21是本发明的实施方式5中的非接触供电系统的整体结构图。
图22是本发明的实施方式6中的电力变换装置的整体结构图。
(符号说明)
01：逆变器；02：逆变器输出电压检测部；03：逆变器输出电流检测部；04、08：谐波滤波器；05：送电电容器；06：送电线圈；07：控制部；12：受电线圈；13：受电电容器；14：整流二极管；15：负载；49：电容器；50：第1非接触供电用线圈；51：第2非接触供电用线圈；071：微计算机；072：存储器；100：第1电力变换装置；200：第2电力变换装置；301、411：电流测量用元件；303、413：比较器；304、414：运算放大器；401：第1滤波电抗器；402：第2滤波电抗器；403、803：滤波电容器；403a：第1滤波电容器；403b：第3滤波电容器；502：第2滤波电容器；405：第4滤波电抗器；404、804：滤波电流检测部；501、801：第3滤波电抗器；407、408a、408b：滤波器切换开关；802：第5滤波电抗器。
具体实施方式
实施方式1.
[基本结构]
说明本实施方式1中的电力变换装置的基本结构。图1是实施方式1中的电力变换装置的整体结构图。供给高频电力的逆变器01的输出侧连接有逆变器输出电压检测部02、逆变器输出电流检测部03。逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03的后级连接有谐波滤波器04，谐波滤波器04的后级连接有送电电容器05和送电线圈06。
谐波滤波器04包括第1滤波电抗器401、第2滤波电抗器402、滤波电容器403以及滤波电流检测部404。
如图2所示，控制部07包括微处理器071(以下称为微计算机)、储存微计算机071的程序的存储器072、其他逻辑电路等，能够依照程序在逆变器输出电压检测部02、逆变器输出电流检测部03以及滤波电流检测部404的各部分的过零定时接收信号，根据这些信号控制逆变器01的驱动频率。
[过零检测具体例]
图3A是实施方式1中的逆变器输出电流检测部03的电路结构图，图3B是实施方式1中的滤波电流检测部404的电路结构图。在图3A、图3B中，逆变器输出电流检测部03或者滤波电流检测部404包括电流检测电阻或者电流互感器等电流测量用元件301和比较器303、413。通过比较器303、413比较基准电压(在本实施方式中为0V)和电流测量用元件301所产生的电压(端子间电压)，以超过0V时的比较器303、413的输出的上升沿作为过零点由控制部07接收。
另外，作为其他方法，图4A、图4B示出包括具有与电流测量用元件301同样的功能的电流测量用元件411以及运算放大器304、414以代替图3A、图3B的比较器303、413的逆变器输出电流检测部03和滤波电流检测部404。也可以通过控制部07所包含的微计算机071的模拟-数字变换功能，以比逆变器01的驱动频率高的频率测量来自运算放大器304、414的输出的电流值，将电流从正变为负的时刻或者从负变为正的时刻检测为过零点。
[滤波器特性的设定例]
在实施方式1中，以避免使逆变器01的驱动频率的3次谐波电流流入送电线圈06为目的而构成谐波滤波器04，以后设为3次谐波滤波器来进行说明，但该谐波滤波器04也可以以减少5次或者7次等谐波电流为目的而构成。
[基本动作]
图5是使用上述电力变换装置的非接触供电系统的整体结构图。通过图5说明电力变换装置的基本动作。
逆变器01与直流电源11连接。从直流电源11向逆变器01输入直流电力，逆变器01以驱动频率finv进行开关，输出高频电力。逆变器01只要是全桥逆变器、半桥逆变器等能够将直流变换为交流的逆变器即可，结构没有限定。
从逆变器01输出的高频电力通过谐波滤波器04经由送电电容器05被输入到送电线圈06。通过流过送电线圈06的高频电流，在送电线圈06的周边空间形成高频磁场。通过该高频磁场和受电线圈12交链，从送电线圈06向受电线圈12非接触地供给电力。
受电线圈12连接有受电电容器13，经由整流二极管14对负载15供给电力。在图5中，受电线圈12、受电电容器13被串联地连接，这示出了非接触供电系统的一个例子，不限定于该结构。
接下来，说明逆变器的驱动频率控制。图6是示出上述动作时的逆变器输出电压、逆变器输出电流、滤波电流的波形的一个例子的波形图。图7是示出与图6不同的时间点下的逆变器输出电压、逆变器输出电流、滤波电流的波形的一个例子的波形图。图8示出该逆变器驱动频率控制的流程图。以下，依照图8的流程图，通过图6、图7的波形图进行说明。另外，图6、图7的纵轴表示电流、电压的大小，横轴表示时间的经过。流程图的管理由控制部07进行，可以通过存储器072内的软件由微计算机071实现，也可以一部分设为包括逻辑电路的结构。
在图6中，以逆变器输出电压的向正方向的上升沿为基准，存在滤波电流的从负向正方向的第1次的过零点Zfil，比该过零点Zfil滞后地存在逆变器输出电流的从负向正方向的过零点Zinv。分别通过滤波电流检测部404和逆变器输出电流检测部03检测这些过零点Zfil和过零点Zinv。检测到的过零点被控制部07接收，测量从过零点Zfil至过零点Zinv的时间(相位差)Tdef。
如果参照图8的流程图对其进行说明，则由控制部07首先接收逆变器输出电压的过零点V0(图8中S1)。之后，判断有无检测到滤波电流的过零点Zfil(S2)，在由控制部07接收到检测时开始时间的计数(S3)。接下来，判断有无检测到逆变器输出电流的过零点Zinv(S4)，在由控制部07接收到该检测结果时结束时间的计数(S5)，得到过零点之间的时间(相位差)Tdef(S5)。此外，得到过零点之间的时间(相位差)Tdef的方法不限于此，也可以是其他方法。将过零点之间的时间(相位差)Tdef例如与预先确定的阈值α进行比较(S6)，在大于阈值α的情况下，降低逆变器驱动频率finv时(S7)，相位差Tdef变小。通过以一定间隔反复进行该动作，逐渐减小相位差Tdef。在为阈值α以下的情况下，使逆变器驱动频率finv不变化。
接下来，在图7的情况下，以逆变器输出电压的向正方向的上升沿为基准，滤波电流的过零点Zfil比逆变器输出电流的过零点Zinv滞后。在该情况下，由控制部07接收逆变器输出电压的过零点V0(S1)，之后，判断有无检测到滤波电流的过零点Zfil(S2)、或者有无检测到逆变器输出电流的过零点Zinv(S8)。在先接收到逆变器输出电流的过零点Zinv时，由控制部07开始时间的计数(S9)。接下来，判断有无检测到滤波电流的过零点Zfil(S10)，在控制部07接收到该检测结果时结束时间的计数(S11)，得到相位差Tdef。将该相位差Tdef与阈值α进行比较(S12)，在大于阈值α时，使逆变器驱动频率变化，如图7所示在比滤波电流的过零点Zfil先检测到逆变器输出电流的过零点Zinv并由控制部07接收到的情况下，提高逆变器驱动频率finv(S13)。通过以一定的间隔反复进行该动作，逐渐减小相位差Tdef。在为阈值α以下的情况下，使逆变器驱动频率finv不变化。
在图8的流程图中，在相位差Tdef为预先确定的阈值α以下的情况下中止逆变器驱动频率finv的变化，但也可以在相位差Tdef为0的情况下、或者为可实现的最小值β的情况下使逆变器驱动频率finv不变化。该预先确定的阈值α或者可实现的最小值β根据过零点之间的时间测量方法或微计算机的动作时钟等而变化，所以不作特别限定。
在进行以上的逆变器驱动频率控制时，逆变器输出电压、逆变器输出电流以及滤波电流各自的相位如图9所示。以逆变器输出电压的过零点V0为基准，滤波电流的过零点Zfil和逆变器输出电流的过零点Zinv一致。此时，成为最大程度地减少了流过送电线圈06的3次谐波电流的状态。后述其原因。
在本实施方式1中，以从逆变器输出电压检测部02得到的逆变器输出电压的过零点V0为基准，测量逆变器输出电流的过零点Zinv和滤波电流的过零点Zfil，但也可以代替该方法而以从控制部07输入到逆变器01的栅极信号(例如栅极信号的下降沿)为基准，测量逆变器输出电流的过零点Zinv和滤波电流的过零点Zfil。
接下来，详细说明通过上述控制方法最大程度地减少流过送电线圈06的3次谐波的原因。
[与非接触供电系统的谐波有关的说明]
首先，说明非接触供电系统中的谐波。
图10是不包含谐波滤波器的非接触供电系统的整体结构图。在该系统中，由于从逆变器01输出矩形波电压，所以送电线圈06包含来自该波形的谐波分量。
图11是流过送电线圈06的电流波形图，图12是示出流过送电线圈06的电流的快速傅立叶变换(FFT)的解析结果的图。图11和图12所示的结果是基于模拟解析的结果。在图12中，将基波分量(逆变器驱动频率)设为0dB。尽管图11的电流波形看起来是正弦波，但如图12所示，从FFT解析结果可知，包含基波分量的1％(-40dB)的3次谐波分量。在千瓦级的电力供电中，由于该3次谐波电流引起的泄漏电磁场强度也有可能超过法令限制值，需要将其减少。
但是，在此番非接触供电系统中，在逆变器的输出端与送电线圈06之间插入有能够使3次谐波衰减的RC滤波器、LR滤波器或者LC滤波器的情况下，电力损失大并且对基波分量的相位特性也造成不良影响。因此，RC滤波器、LR滤波器或者LC滤波器不适合于电力传送系统中的3次、5次等接近基波的谐波分量的减少。
[谐波滤波器的说明]
因此，在本发明中，通过图1的结构构成谐波滤波器04。该谐波滤波器04的相位特性如图13所示。该谐波滤波器04能够仅使特定的频率分量(以下称为陷波频率)大幅衰减，在电力损失和相位特性方面比RC滤波器、LR滤波器或者LC滤波器有利。通过使逆变器01的驱动频率finv的3次谐波3finv和谐波滤波器的陷波频率frej一致，能够以小的电力损失减少流入送电线圈06的电流的3次谐波分量。
[本谐波滤波器的问题]
但是，该谐波滤波器04一方面陷波频率frej下的衰减量大，另一方面在陷波频率frej以外的频率下衰减量小。该谐波滤波器04包括电抗器(Lf1、Lf2)和电容器(Cf1)，所以由于它们的制造误差，陷波频率frej根据个体而取稍微不同的值。例如，在具有陷波频率frej为246kHz的谐波滤波器的电力变换装置中，在使逆变器01以驱动频率80kHz动作时，其3次谐波为240kHz，在陷波频率frej和3次谐波中产生6kHz的差。图14示出该情况下的流过送电线圈06的电流的FFT解析结果。3次谐波分量为-43dB，与图12的结果相比，谐波减少效果仅为3dB。因此，最好以使陷波频率frej和逆变器01的3次谐波3finv一致的方式控制逆变器驱动频率finv。
作为该方法，考虑使逆变器01的驱动频率变化，针对每个该频率对流过送电线圈06的电流进行FFT解析并控制为3次谐波最小的频率。但是，如果单独地对流过送电线圈06的电流进行FFT解析，则有成本问题而不现实。因此，需要上述FFT解析以外的控制。
[本谐波滤波器的问题解决]
以下，说明利用FFT解析以外的方法的逆变器驱动频率控制。
图15是对图5的电路中逆变器01的输出电流和滤波电流的相位特性通过模拟进行解析而得到的结果。其以滤波器输入电压为基准进行解析。在陷波频率frej下，滤波电流相位和逆变器输出电流相位一致。另外，在频率比陷波频率frej低的情况下，逆变器输出电流相位相对于滤波电流相位超前。另一方面，在驱动频率比陷波频率frej高的情况下，逆变器输出电流相位相对于滤波电流相位滞后。即，在陷波频率frej下，逆变器输出电流和滤波电流的相位关系反转。如果利用该结果，则无需进行FFT解析而能够以使谐波滤波器的谐波衰减量最大的方式控制逆变器驱动频率。具体而言，如在上述[基本动作]的栏目中说明的那样，在逆变器输出电流的过零点Zinv相对于滤波电流过零点Zfil滞后的情况下，降低逆变器驱动频率finv，在逆变器输出电流的过零点Zinv相对于滤波电流过零点Zfil超前的情况下，提高逆变器驱动频率finv，以使逆变器输出电流的过零点Zinv和滤波电流的过零点Zfil一致的方式控制逆变器驱动频率finv。图16示出在进行逆变器01的驱动频率控制的情况下的送电线圈电流的FFT解析结果。3次谐波分量为-57dB，可知与图12的结果相比有17dB的谐波减少效果。
[效果]
根据该结构和控制方法，能够使谐波滤波器的陷波频率和逆变器驱动频率的3次谐波分量一致，能够使利用谐波滤波器的谐波减少效果最大。
实施方式2.
[结构]
在上述实施方式1中，作为检测逆变器输出电压的上升沿的手段，使用逆变器输出电压检测部02，作为其他方法，也可以将控制逆变器01的动作的栅极信号的下降沿视为逆变器输出电压的上升沿而进行实施方式1中说明的频率控制。
[动作]
说明具体的应用例。作为逆变器01，使用全桥逆变器。图17是示出逆变器01的接通、断开和逆变器输出电压的上升沿关系的图。逆变器01的各开关具备MOSFET等晶体管，考虑开关Q1和开关Q4从导通状态成为截止状态的瞬间。此时，逆变器01的输出电压上升。另外，关于该开关Q1和开关Q4的从导通向截止的变化，能够将输入到开关Q1和开关Q4的栅极信号的下降沿视为逆变器输出电压的上升沿而进行实施方式1中说明的逆变器驱动频率控制。这是将输入到逆变器01的开关的栅极信号的下降沿作为逆变器输出电压的上升沿的代替的手段的一个例子。在本实施方式中，举例了全桥逆变器，但利用半桥逆变器或其他逆变器控制方法的实施也包含于本实施方式。另外，包括还包含从栅极信号的下降沿至逆变器输出电压的上升沿的延迟在内地作为逆变器输出电压的上升沿检测的代替的情况。
[效果]
通过本实施方式2的结构，能够代替逆变器输出电压检测部02，具有小型化、减少部件数的效果。
实施方式3.
[结构]
图18示出本发明的实施方式3中的电力变换装置的整体结构图。关于供给高频电力的逆变器01，逆变器01的输出侧连接有逆变器输出电压检测部02和逆变器输出电流检测部03。逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03的后级连接有谐波滤波器04，谐波滤波器04的后级有连接谐波滤波器08。谐波滤波器08的后级连接有送电电容器05和送电线圈06。
谐波滤波器04包括第1滤波电抗器401、第2滤波电抗器402、滤波电容器403以及滤波电流检测部404，谐波滤波器08包括第3滤波电抗器801、第5滤波电抗器802、滤波电容器803以及滤波电流检测部804。
该结构例如将谐波滤波器04设定为用于减少3次谐波，将谐波滤波器08设定为用于减少5次谐波，从而能够减少3次谐波和5次谐波这2个谐波分量。
[动作]
此外，在将谐波滤波器04设定为用于减少3次谐波并将谐波滤波器08设定为用于减少5次谐波的情况下，与某一方的谐波分量对应地进行实施方式1记载的频率控制。另外，在本实施方式3中，说明了连接2个谐波滤波器的结构，但也可以是连接3个以上谐波滤波器的结构。
[效果]
通过使用本实施方式3的结构，能够得到减少多个谐波分量的效果。
实施方式4.
[结构]
图19示出本发明的实施方式4中的电力变换装置的结构。
供给高频电力的逆变器01的逆变器输出侧连接有逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03。逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03的后级连接有包括第1滤波电抗器401、第2滤波电抗器402、滤波电容器403以及滤波电流检测部404的谐波滤波器04。谐波滤波器04的后级连接有包括第3滤波电抗器501和第2滤波电容器502的高次谐波滤波器，其后级连接有送电电容器05和第1送电线圈06。
此外，也可以如图20那样构成为谐波滤波器04的前级连接有包括第3滤波电抗器501和第2滤波电容器502的高次谐波滤波器。
另外，控制部07由微计算机071等构成，能够从逆变器输出电压检测部02、逆变器输出电流检测部03以及滤波电流检测部404在各部分的过零定时接收信号，根据该信号控制逆变器的驱动频率。
[效果]
通过追加第3滤波电抗器501和第2滤波电容器502，也能够减少比陷波频率frej高的频率的高次谐波分量。
实施方式5.
[结构]
图21示出本发明的实施方式5中的非接触供电系统的结构。
在第1电力变换装置100中，关于供给高频电力的逆变器01，逆变器01的输出侧连接有逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03。逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03的后级连接有包括第1滤波电抗器401、第2滤波电抗器402、滤波电容器403、滤波电流检测部404以及滤波器切换开关407的谐波滤波器04。谐波滤波器04的后级连接有电容器49和第1非接触供电用线圈50。另外，控制部07由微计算机071等构成，能够从逆变器输出电压检测部02、逆变器输出电流检测部03以及滤波电流检测部404在各部分的过零定时接收信号，根据该信号控制逆变器的驱动频率。此外，滤波器切换开关407可以是机械式开关或者半导体开关中的任意开关。
另外，存在包括第2非接触供电用线圈51的第2电力变换装置200，第1非接触供电用线圈50和第2非接触供电用线圈51经由磁场耦合，能够进行电力的送电受电。
[动作]
在从第1电力变换装置100向第2电力变换装置200输送电力的情况下，使滤波器切换开关407接通，进行与实施方式1中的说明的动作同样的动作，减少第1非接触供电用线圈50的电流谐波分量。
另一方面，在第1电力变换装置100从第2电力变换装置200接收电力的情况下，使滤波器切换开关407断开，避免电流流入谐波滤波器04的滤波电容器403的路径。
[效果]
通过具备滤波器切换开关407，能够在受电时切断滤波电容器403的路径的电流，所以具有减少谐波滤波器04所引起的损失和防止谐振条件的变动所引起的效率降低的效果。
实施方式6.
[结构]
图22示出实施方式6中的电力变换装置的结构。在电力变换装置中，供给高频电力的逆变器01的逆变器输出侧连接有逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03。逆变器输出电压检测部02以及逆变器输出电流检测部03的后级连接有包括第1滤波电抗器401、第2滤波电抗器402、第4滤波电抗器405、第1滤波电容器403a、第3滤波电容器403b、滤波器切换开关408a、滤波器切换开关408b以及滤波电流检测部404的谐波滤波器04。谐波滤波器04的后级连接有送电电容器05和送电线圈06。
另外，控制部07由微计算机071等构成，能够从逆变器输出电压检测部02、逆变器输出电流检测部03以及滤波电流检测部404在各部分的过零定时接收信号，根据该信号控制逆变器的驱动频率。
作为一个例子，说明谐波滤波器04的设定。将滤波器的值设定为能够通过第1滤波电抗器401、第2滤波电抗器402以及第1滤波电容器403a减少逆变器的驱动频率fa时的n次谐波。另外，将滤波器的值设定为能够通过第1滤波电抗器401、第4滤波电抗器405以及第3滤波电容器403b减少逆变器的驱动频率fb时的n次谐波。
[动作]
在使滤波器切换开关408a接通并使滤波器切换开关408b断开的状态下，在逆变器驱动频率fa附近动作。基本的动作与在实施方式1中说明的动作相同。此时，如果输出预定的电力，则没有问题，但根据条件有时不输出预定的电力。例如，在由于线圈之间的位置偏移而耦合系数大幅变化的情况下，从逆变器来看的负载阻抗也大幅变化，所以如果不变更逆变器驱动频率，则无法输出预定电力。在这样的条件下，当要变更逆变器的动作频率时，使滤波器切换开关408a断开，使滤波器切换开关408b接通。这样一来，即使在将逆变器驱动频率从fa变更为fb时，也能够减少其n次谐波。
另外，在电力变换装置接收电力的情况下，能够使滤波器切换开关408a和滤波器切换开关408b这两方断开而切断流过谐波滤波器04的电流。
[效果]
在由于线圈之间的位置偏移等而动作条件大幅变动时，能够应对逆变器的驱动频率的变更，能够输出预定电力。
另外，送电时使谐波滤波器发挥功能，受电时使谐波滤波器不发挥功能，所以能够防止受电时的谐波滤波器部分的效率减少。
此外，本发明能够在发明的范围内自由地组合各实施方式、或者对各实施方式适当进行变形、省略。另外，图中同一符号表示同一部分或者相当部分。

Claims (12)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
逆变器，对线圈供给高频电力；
谐波滤波器，具备与所述逆变器的输出端连接的第1滤波电抗器、与所述线圈并联地连接后与所述第1滤波电抗器串联地连接的第2滤波电抗器、与所述第2滤波电抗器串联地连接的第1滤波电容器、检测流过所述第2滤波电抗器的滤波电流的过零点的滤波电流检测部；以及
控制部，控制所述逆变器，
所述控制部以使所述逆变器的输出电流的过零点和流过所述第2滤波电抗器的滤波电流的过零点一致的方式进行控制。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，具备：
逆变器输出电压检测部，检测所述逆变器的输出电压的上升沿；以及
逆变器输出电流检测部，检测所述逆变器的输出电流的过零点，
所述控制部以如下方式进行控制：在检测到逆变器输出电压的上升沿之后，在比所述滤波电流的过零点先检测到逆变器输出电流的过零点的情况下，提高逆变器驱动频率，在比所述逆变器输出电流的过零点先检测到所述滤波电流的过零点的情况下，降低所述逆变器驱动频率。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置以如下方式进行控制：在检测到从所述控制部输入到所述逆变器的栅极信号的下降沿之后，在比所述滤波电流的过零点先检测到所述逆变器的输出电流的过零点的情况下，提高逆变器驱动频率，在比所述逆变器的输出电流的过零点先检测到所述滤波电流的过零点的情况下，降低所述逆变器驱动频率。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述谐波滤波器的第1滤波电抗器和第2滤波电抗器的连接点连接有包括第3滤波电抗器和第2滤波电容器的高次谐波滤波器电路。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述逆变器与所述谐波滤波器之间连接有包括第3滤波电抗器和第2滤波电容器的高次谐波滤波器电路。
6.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
与所述谐波滤波器的第1滤波电容器串联地连接有滤波器切换开关，在输送电力的情况下使所述滤波器切换开关接通，在接收电力的情况下使所述滤波器切换开关断开。
7.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，具备：
第1滤波器切换开关，与所述谐波滤波器的所述第1滤波电容器串联地连接；
第4滤波电抗器，与所述第2滤波电抗器并联地连接；
第3滤波电容器，与该第4滤波电抗器串联地连接；以及
第2滤波器切换开关，与该第3滤波电容器串联地连接，
所述第1滤波器切换开关和所述第2滤波器切换开关与所述滤波电流检测部连接，
在输送电力的情况下，以使所述第1滤波器切换开关和所述第2滤波器切换开关中的一方接通并使另一方断开的方式进行控制，
在接收电力的情况下，以使所述第1滤波器切换开关和所述第2滤波器切换开关这两方断开的方式进行控制。
8.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述滤波电流检测部包括第1电流测量用元件和将所述第1电流测量用元件的端子间电压与第1基准电压进行比较的第1比较器，将所述第1比较器的输出的上升沿作为所述滤波电流的过零点输出到所述控制部，所述逆变器输出电流检测部包括第2电流测量用元件和将所述第2电流测量用元件的端子间电压与第2基准电压进行比较的第2比较器，将所述第2比较器的输出的上升沿作为所述逆变器输出电流的过零点输出到所述控制部。
9.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述滤波电流检测部包括第1电流测量用元件和第1运算放大器，通过利用所述控制部对所述第1运算放大器的输出进行模拟-数字变换来测量滤波电流，通过测量出的电流值的符号的反转来检测所述滤波电流的过零点，所述逆变器输出电流检测部包括第2电流测量用元件和第2运算放大器，通过利用所述控制部对所述第2运算放大器的输出进行模拟-数字变换来测量所述逆变器输出，通过测量出的电流值的符号的反转来检测所述逆变器输出电流的过零点。
10.根据权利要求8或者9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第1电流测量用元件以及所述第2电流测量用元件是电流检测电阻或者电流互感器。
11.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述谐波滤波器设置有多级，以使任意一个谐波滤波器的滤波电流的过零点和所述逆变器的输出电流的过零点一致的方式由所述控制部进行控制。
12.一种非接触供电系统，具有：
权利要求1至11中的任意一项所述的电力变换装置；
受电线圈，与供给所述高频电力的线圈磁性地耦合，从所述线圈非接触地被供给电力；以及
整流器，对所述受电线圈的输出进行整流而对负载供给电力。
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