CN109298223A - 一种输出电压检测电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种输出电压检测电路，包括：反激式变压器；放电检测电路，包括：第一比较器，在次级绕组放电时采样获取电压并与第一参考电压进行比较；脉冲发生器，根据比较器的比较结果和周期性驱动信号产生脉冲信号；RS触发器，根据脉冲信号输出指示次级绕组是否放电结束的电平信号；输出电压检测电路，包括：第二比较器，在次级绕组放电时采样获取电压并与第二参考电压进行比较；延迟电路，对第二比较器的输出进行延迟；D触发器，根据RS触发器输出的指示次级绕组放电结束的电平信号将延迟电路的输出信号锁存并在延迟时间后输出延迟电路延迟时间之前采样获取的反激式变压器的电压。本发明可实现次级绕组接近完全放电后检测输出电压状态。

Description

一种输出电压检测电路
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，特别是涉及初级侧反馈电源技术领域，具体为一种输出电压检测电路。
背景技术
初级侧反馈电源尤其是初级侧反馈反激电源，省略了次级反馈电路，结构简单成本低，用处非常广泛。初级侧反馈电源采用耦合的绕组实现对输出电压检测，正常工作时，在开关关断期间次级绕组放电，此时次级绕组两端电压为输出电压Vout加上输出整流二极管的导通电压VD。采用绕在同一磁芯上的第三绕组可耦合次级绕组两端电压，因此通过采样第三绕组的电压即可检测输出电压，进而实现输出电压控制。
要实现输出电压精确控制对其精确检测是前提。如果次级绕组圈数为N2，第三绕组圈数为N3，第三绕组绕向同次级绕组，那么在次级绕组放电期间，第三绕组两端电压为：
VN3＝(Vout+VD)*N3/N2 (1)
由于变压器绕组圈数和整流二极管导通电压VD固定，由(1)式可知第三绕组电压和输出电压有确定关系。实际上整流二极管电阻和输出电容的等效串联电阻ESR作用下，在次级绕组从最大值到0的放电过程中，次级绕组两端电压并非固定不变，考虑电容ESR和二极管电阻RD条件下第三绕组为：
VN3＝(Vout+VD+IN2*(ESR+RD))*N3/N2 (2)
由(2)式可知次级电流大小对第三绕组电压影响很大，因此对第三绕组电压采样时机强烈影响采样精度。
现有一种采样方式是固定延迟时间采样，参考图1，Drive signal为功率开关的驱动信号，sample为采样脉冲，FB为变压器第三绕组电压经过分压后的电压信号。开关关断后次级绕组开始放电，检测到次级绕组放电后延迟固定时间Tleb后sample信号给出一个采样脉冲采样FB信号电压。还有一种采样方式是可变延迟时间采样，参考图2，Drive signal为功率开关的驱动信号，sample为采样脉冲，FB为变压器第三绕组电压经过分压后的电压信号。Tleb为采样延迟时间，Tdis代表次级绕组放电时间。控制器检测前一个开关周期次级绕组放电时间Tdis，在随后的开关周期次级开始放电后延迟和前一次放电时间固定比例时间后采样第三绕组电压延迟时间Tleb和上一个周期的放电时间Tdis关系为Tleb＝Tdis/K。固定延迟采样方式需要兼顾到空载状态下次级放电时间较短，因此延迟时间Tleb不会太长，满载时电流较大因此整流二极管电阻和输出电容ESR对采样精度影响较大。可变延迟时间采样方式根据次级放电时间动态调整采样延迟时间Tleb，在采样点次级绕组电流减小，改善了采样精度，但仍不能完全消除输出电容ESR和整流二极管电阻的影响。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种输出电压检测电路，用于解决现有技术中检测初级侧反馈电源的输出电压时由于采样时间带来的采样精度不高的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种输出电压检测电路，所述输出电压检测电路包括：反激式变压器；放电检测电路，包括：第一比较器，在所述反激式变压器的次级绕组放电时采样获取所述反激式变压器的电压并与第一参考电压进行比较；脉冲发生器，根据所述比较器的比较结果和周期性驱动信号产生脉冲信号；RS触发器，根据所述脉冲发生器输出的脉冲信号输出指示所述次级绕组是否放电结束的电平信号；输出电压检测电路，包括：第二比较器，在所述反激式变压器的次级绕组放电时采样获取所述反激式变压器的电压并与第二参考电压进行比较；延迟电路，与所述第二比较器的输出端连接，用于根据所述第二比较器的比较结果对所述第二比较器的输出进行延迟；D触发器，分别与所述RS触发器的输出端和所述延迟电路的输出端连接，根据所述RS触发器输出的指示所述次级绕组放电结束的电平信号将所述延迟电路的输出信号锁存并在所述延迟电路的延迟时间后输出所述延迟电路延迟时间之前采样获取的所述反激式变压器的电压。
于本发明的一实施例中，所述反激式变压器包括：至少一个与输入电压连接的初级绕组；与所述初级绕组相连通过接收所述周期性驱动信号进行开关的开关；用于输出电压的至少一个次级绕组；用于对所述次级绕组的输出电压进行整流滤波的整流滤波电路以及用于感应所述次级绕组电压的反馈绕组。
于本发明的一实施例中，所述输出电压检测电路还包括：分压电路，用于将所述反馈绕组感应获取的电压进行分压后再分别输入到所述放电检测电路和所述输出电压检测电路。
于本发明的一实施例中，所述第一参考电压包括第一路参考电压和第二路参考电压；所述第一比较器的正极输入端与所述分压电路相连、第一负极输入端与所述第一路参考电压相连、第二负极输入端与所述第二路参考电压相连。
于本发明的一实施例中，当所述第一比较器的正极输入端电压大于所述第一路参考电压时，所述第一比较器的输出端输出第一状态值，当所述第一比较器的正极输入端电压低于所述第二路参考电压时，所述第一比较器的输出端输出第二状态值；其中，所述第一路参考电压大于所述第二路参考电压。
于本发明的一实施例中，所述第二比较器的同相输入端与所述分压电路相连、反相输入端与所述第二参考电压相连，输出端与所述延迟电路相连。
于本发明的一实施例中，所述脉冲发生器包括：第一脉冲发生器，输入端接收所述周期性驱动信号，输出端与所述RS触发器的的复位端相连；第二脉冲发生器，输入端与所述第一比较器的输出端相连，输出端与所述RS触发器的的置位端相连。
于本发明的一实施例中，所述延迟电路包括：晶体管，栅极与所述第二比较器的输出端连接；电流源，一端与所述晶体管的漏极相连，另一端与电源电压VDD相连；反相器，输入端与所述晶体管的漏极相连，输出端与所述D触发器的D端相连；延迟电容，一端与所述反相器的输入端相连，另一端接地。
于本发明的一实施例中，所述D触发器的CK端与所述RS触发器的输出端相连，为上升沿触发。
于本发明的一实施例中，所述延迟电路的延迟时间为：其中：Td为延迟时间，Vth为第二比较器的同相输入端电压，Cd为延迟电容的电容，Id为电流源的电流。
如上所述，本发明提供的输出电压检测电路可实现次级绕组接近完全放电后检测输出电压过压或欠压状态，消除次级整流二极管电阻和输出电容对检测精度的影响，提高检测精度。
附图说明
图1显示为本现有技术中固定延迟时间采样方式的时序图。
图2显示为本现有技术中可变延迟时间采样方式的时序图。
图3显示为本发明于一实施例中的输出电压检测电路的电路结构示意图。
图4显示为本发明于一实施例中的输出电压检测电路中放电检测电路的时序图。
图5显示为本发明于一实施例中的输出电压检测电路中输出电压检测电路的时序图。
元件标号说明
100 反激式变压器
200 放电检测电路
210 第一比较器
220 RS触发器
230 第一脉冲发生器
240 第二脉冲发生器
300 输出电压检测电路
310 第二比较器
320 延迟电路
321 晶体管
322 电流源
323 延迟电容
324 反相器
330 D触发器
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
本实施例的输出电压检测电路是一种用于初级侧反馈电源的检测输出电压的电路，输出电压采用耦合绕组耦合并进行分压，分压后的电压接到电压采样端。采用比较器检测电压采样端电压，可作为电压采样端过压或欠压检测，检测比较器的输出接延迟电路对比较器输出特定变化方向延迟，延迟后的信号接到D触发器的数据输入端。
本实施例的输出电压检测电路采用一个比较器检测电压采样端电压变化来检测次级绕组放电状态，当次级绕组放电结束后次级绕组放电状态检测电路输出的脉冲沿将D触发器的输入数据锁存并输出。
本实施例的输出电压检测电路可实现次级绕组接近完全放电后的输出电压过压或欠压状态检测，消除次级整流二极管电阻及输出滤波电容ESR对检测精度影响，提高检测精度。以下对本实施例的输出电压检测电路进行详细说明。
具体地，如图3所示，本发明提供一种输出电压检测电路，所述输出电压检测电路包括：反激式变压器100，放电检测电路200以及输出电压检测电路300。
于本实施例中，所述反激式变压器100采用多绕组变压器，所述反激式变压器100接到输入和输出之间，用来实现能量从输入端到输出端之间的传递。
用于电压检测的绕组接分压电路，分压后的电压接到电压反馈端，电压检测端同时接次级放电检测电路200和输出电压检测电路300的输入端。
于本实施例中，所述反激式变压器100包括：至少一个与输入电压连接的初级绕组S1、与所述初级绕组S1相连通过接收所述周期性驱动信号P1进行开关的开关Q1、用于输出电压的至少一个次级绕组S2、用于对所述次级绕组S2的输出电压进行整流滤波的整流滤波电路以及用于感应所述次级绕组S2电压的反馈绕组S3。
其中，初级绕组S1和次级绕组S2、反馈绕组S3的绕制方向相反。
所述整流滤波电路包括用于整流的整流二极管D1和用于滤波的滤波电容C1。整流二极管D1阳极端与次级绕组S2的一端相连，阴极与电压输出端相连，滤波电容C1的一端与次级绕组S2的另一端相连，滤波电容C1的另一端与所述整流二极管D1的阴极相连，即滤波电容C1接到所述反激式变压器100的输出端。
具体地，本实施例中所述反激式变压器100有三个绕组，初级绕组S1接电源和开关Q1，即接到开关Q1和输入电压Vin之间，次级绕组S2接到输出端Vout的第一端和输出端第二端，反馈绕组S3接到放电检测电路200以及输出电压检测电路300，作用是所述开关Q1关断期间耦合次级绕组S2电压实现输出电压检测。
于本发明的一实施例中，所述输出电压检测电路300还包括：分压电路400，用于将所述反馈绕组S3感应获取的电压进行分压后再分别输入到所述放电检测电路200和所述输出电压检测电路300。
具体地，所述分压电路400包括串联的电阻R1和和电阻R2。电阻R1一端与所述反馈绕组S3的一端相连，另一端与电阻R2相连，电阻R2的另一端接地。其中，所述反馈绕组S3的另一端悬空。
需要说明的是，所述反激式变压器100中绕组数量不限于3个，也可以是其它数量。
所述开关Q1接一周期开关信号P1进行周期性开关，实现能量从Vin到Vout传递，Vout可输出一个直流电压。所述开关Q1优选为为半导体功率器件，例如功率MOSFET、功率三极管等。
于本实施例中，所述放电检测电路200包括：第一比较器210，脉冲发生器和RS触发器220。
所述第一比较器210在所述反激式变压器100的次级绕组S2放电时采样获取所述反激式变压器100的电压并与第一参考电压进行比较。
于本实施例中，所述第一参考电压包括第一路参考电压V1和第二路参考电压V2；所述第一比较器210的同相输入端与所述分压电路400相连、第一反相输入端与所述第一路参考电压V1相连、第二反相输入端与所述第二路参考电压V2相连。
于本实施例中，所述第一比较器210是一个具有迟滞特性的比较器，所述第一比较器210第一输入端(所述第一比较器210中的标号1，也为同相输入端)接电压反馈端，第二、三输入端(也为反相输入端，所述第一比较器210中的标号2和3)分别接两个参考电压源：第一路参考电压V1和第二路参考电压V2。
于本实施例中，当所述第一比较器210的同相输入端电压大于所述第一路参考电压V1时，所述第一比较器210的输出端输出第一状态值，当所述第一比较器210的同相输入端电压低于所述第二路参考电压V2时，所述第一比较器210的输出端输出第二状态值。
其中，所述第一路参考电压V1大于所述第二路参考电压V2，防止所述第一比较器210输出不稳定。
所述脉冲发生器根据所述第一比较器210的比较结果和周期性驱动信号P1产生脉冲信号，实现在输入信号下降沿时输出端产生一个高电平脉冲信号。
于本实施例中，所述脉冲发生器包括：第一脉冲发生器230，输入端接收所述周期性驱动信号P1，输出端P2与所述RS触发器220的的复位端相连；第二脉冲发生器240，输入端与所述第一比较器210的输出端相连，输出端P4与所述RS触发器220的的置位端相连。
所述第一比较器210输出从第二状态值变为第一状态值时，所述第二脉冲发生器240产生一个短脉冲，使RS触发器220置位，RS触发器220输出端Q逻辑状态翻转从而产生一个上升沿或下降沿驱动输出电压检测电路300的D触发器的CK(时钟)端，将电压检测端电压过压/欠压状态锁存到D触发器中。所述第一脉冲发生器230输入接驱动信号P1，当驱动信号P1关断开关Q1时产生一个短脉冲，使RS触发器220复位。
所述RS触发器220根据所述脉冲发生器输出的脉冲信号输出指示所述次级绕组S2是否放电结束的电平信号。所述RS触发器220的复位端为高电平时输出端变低，置位端为高电平时输出端变高。
所述放电检测电路200工作时序图参考图4：在t0时刻驱动信号P1由高变低驱动开关Q1关断，第一脉冲发生器230的输出端P2出现一个高电压脉冲信号，所述RS触发器220的输出端P5由高电平变为低电平。开关Q1关断后次级绕组S2开始放电，反馈端电压FB从负电压升高，当FB超过第二路参考电压V2时第一比较器210的输出端P3变为高电平。在次级绕组S2放电期间FB电压维持一个较高值，第一比较器210输出端P3保持为高电平。次级绕组S2放电完毕后进入谐振状态，FB电压降以很快的速度下降，当FB低于第一路参考电压V1时，第一比较器210输出端P3变为低电平，第二脉冲发生器240的输出端P4产生一个高电平电压脉冲使所述RS触发器220置位，所述RS触发器220的输出端P5由低电平变为高电平。
于本实施例中，所述输出电压检测电路300包括：第二比较器310，延迟电路320以及D触发器330。
于本实施例中，所述第二比较器310在所述反激式变压器100的次级绕组S2放电时采样获取所述反激式变压器100的电压并与第二参考电压V3进行比较。
于本实施例中，所述第二比较器310的同相输入端与所述分压电路400相连、反相输入端与所述第二参考电压V3相连，输出端与所述延迟电路320相连。其中，所述第二参考电压V3作为判断过压或欠压的基准电压。
在次级绕组S2放电期间所述第二比较器310比较电压检测端电压和基准电压(即第二参考电压V3)，在次级绕组S2放电结束后所述延迟电路320的输出信号锁存所述第二比较器310的输出结果。
于本实施例中，所述延迟电路320与所述第二比较器310的输出端连接，用于根据所述第二比较器310的比较结果对所述第二比较器310的输出进行延迟。
所述延迟电路320输入电压由状态1变为状态2延迟时间短，由状态2变为状态1延迟时间长。所述反激式变压器100的次级绕组S2放电结束后，所述延迟电路320的输出被锁存到所述D触发器330。
具体地，于本实施例中，所述延迟电路320由一个晶体管321，一个电流源322、一个延迟电容323和一个反相器324组成。
所述晶体管321(例如为NMOS晶体管)的栅极与所述第二比较器310的输出端连接；所述电流源322一端与所述晶体管321的漏极相连，另一端与电源电压VDD相连；所述反相器324输入端与所述晶体管321的漏极相连，输出端与所述D触发器330的D端相连；所述延迟电容323一端与所述反相器324的输入端相连，另一端接地。
于本实施例中，所述D触发器330分别与所述RS触发器220的输出端和所述延迟电路320的输出端连接，根据所述RS触发器220输出的指示所述次级绕组S2放电结束的电平信号将所述延迟电路320的输出信号锁存并在所述延迟电路320的延迟时间后输出所述延迟电路320延迟时间之前采样获取的所述反激式变压器100的电压。
于本实施例中，D触发器330的输入端D端与所述延迟电路320的输出端(即反相器324的输出端)连接，所述D触发器330的CK端与所述RS触发器220的输出端相连，为上升沿触发，CK端的上升沿将D端状态锁存并输出到输出端Q。
所述输出电压检测电路300工作时序请参考图5：在t0时刻开关信号P1由高变低后开关Q1关断，次级绕组S2开始放电，反馈电压端电压FB升高。t1时刻FB电压超过第二参考电压V3后，所述第二比较器310输出端P6变高，打开晶体管321，晶体管321电压快速放电降低到接近0，延迟电容323输出端P7变为高电平。在t2时刻FB电压低于第二参考电压V3，所述第二比较器310输出端P6变为低电平，晶体管321关断，电流源322为延迟电容323充电，延迟电容323输出端P7电压7EBF性升高。当延迟电容323输出端P7电压达到反相器324的翻转阈值时反相器324翻转，驱动反相器324的输出端P8变为低电平。电流源322电流大小为Id，延迟电容323大小为Cd，则从所述第二比较器310输出端P6到反相器324的输出端P8的延迟时间为：
其中：Td为延迟时间，Vth为第二比较器310的同相输入端电压，Cd为延迟电容323的电容，Id为电流源322的电流。
在t3时刻反馈端电压FB低于第一路参考电压V1，所述放电检测电路200中所述RS触发器220输出端P5由低电平变为高电平，所述RS触发器220输出端P5上升沿将反相器324的输出端P8的信号锁存到D触发器330的D端，输出端P9输出检测状态。如果t2时刻FB电压高于第二参考电压V3，则在t2过后的Td时间内D触发器330采样到高电平信号，如果t2时刻FB电压低于第二参考电压V3，则D触发器330采样到低电平信号。合理设计Td可在t3时刻检测到t2时刻反馈电压FB的高低状态。
所以本实施例提出的电路通过给第二比较器310输出信号增加一定的延迟，在次级绕组S2放电结束后将延迟后的信号采样到D触发器330，相当于采样次级绕组S2完全放电之前的信号，消除了输出电容ESR和整流二极管D1电阻对采样精度的影响，电路简单可靠，采样精度高。
综上所述，本发明提供的输出电压检测电路300可实现次级绕组S2接近完全放电后检测输出电压过压或欠压状态，消除次级整流二极管D1电阻和输出电容对检测精度的影响，提高检测精度。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种输出电压检测电路，其特征在于，所述输出电压检测电路包括：
反激式变压器；
放电检测电路，包括：第一比较器，在所述反激式变压器的次级绕组放电时采样获取所述反激式变压器的电压并与第一参考电压进行比较；脉冲发生器，根据所述比较器的比较结果和周期性驱动信号产生脉冲信号；RS触发器，根据所述脉冲发生器输出的脉冲信号输出指示所述次级绕组是否放电结束的电平信号；
输出电压检测电路，包括：第二比较器，在所述反激式变压器的次级绕组放电时采样获取所述反激式变压器的电压并与第二参考电压进行比较；延迟电路，与所述第二比较器的输出端连接，用于根据所述第二比较器的比较结果对所述第二比较器的输出进行延迟；D触发器，分别与所述RS触发器的输出端和所述延迟电路的输出端连接，根据所述RS触发器输出的指示所述次级绕组放电结束的电平信号将所述延迟电路的输出信号锁存并在所述延迟电路的延迟时间后输出所述延迟电路延迟时间之前采样获取的所述反激式变压器的电压。
2.根据权利要求1所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述反激式变压器包括：至少一个与输入电压连接的初级绕组；与所述初级绕组相连通过接收所述周期性驱动信号进行开关的开关；用于输出电压的至少一个次级绕组；用于对所述次级绕组的输出电压进行整流滤波的整流滤波电路以及用于感应所述次级绕组电压的反馈绕组。
3.根据权利要求2所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述输出电压检测电路还包括：分压电路，用于将所述反馈绕组感应获取的电压进行分压后再分别输入到所述放电检测电路和所述输出电压检测电路。
4.根据权利要求3所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述第一参考电压包括第一路参考电压和第二路参考电压；所述第一比较器的正极输入端与所述分压电路相连、第一负极输入端与所述第一路参考电压相连、第二负极输入端与所述第二路参考电压相连。
5.根据权利要求4所述的输出电压检测电路，其特征在于，当所述第一比较器的正极输入端电压大于所述第一路参考电压时，所述第一比较器的输出端输出第一状态值，当所述第一比较器的正极输入端电压低于所述第二路参考电压时，所述第一比较器的输出端输出第二状态值；其中，所述第一路参考电压大于所述第二路参考电压。
6.根据权利要求2所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述第二比较器的同相输入端与所述分压电路相连、反相输入端与所述第二参考电压相连，输出端与所述延迟电路相连。
7.根据权利要求1所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述脉冲发生器包括：
第一脉冲发生器，输入端接收所述周期性驱动信号，输出端与所述RS触发器的的复位端相连；
第二脉冲发生器，输入端与所述第一比较器的输出端相连，输出端与所述RS触发器的的置位端相连。
8.根据权利要求1所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述延迟电路包括：晶体管，栅极与所述第二比较器的输出端连接；电流源，一端与所述晶体管的漏极相连，另一端与电源电压VDD相连；反相器，输入端与所述晶体管的漏极相连，输出端与所述D触发器的D端相连；延迟电容，一端与所述反相器的输入端相连，另一端接地。
9.根据权利要求8所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述D触发器的CK端与所述RS触发器的输出端相连，为上升沿触发。
10.根据权利要求8所述的输出电压检测电路，其特征在于，所述延迟电路的延迟时间为：
其中：Td为延迟时间，Vth为第二比较器的同相输入端电压，Cd为延迟电容的电容，Id为电流源的电流。
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