CN103887986B - 返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路 - Google Patents

返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明是关于一种返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路，其包含一低压侧晶体管、一主动箝位器、一高压侧驱动电路及一控制器。低压侧晶体管切换一变压器，主动箝位器与变压器并联，高压侧驱动电路驱动主动箝位器，控制器产生一切换讯号及一主动箝位讯号，切换讯号驱动低压侧晶体管，切换讯号依据一回授讯号而产生，以调整返驰式功率转换器的一输出电压，主动箝位讯号控制高压侧驱动电路及主动箝位器，主动箝位讯号依据变压器的一预测时间而产生。预测时间是由一输入电压、输出电压及切换讯号的一导通时间而产生。

Description

返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路
技术领域
本发明是有关于一种功率转换器，尤其是关于具有主动箝位的返驰式功率转换器的控制电路。
背景技术
现今已发展出一种具有主动箝位电路的返驰式功率转换器，其增加返驰式功率转换器的效能。然而，习用主动箝位电路仅能于重载下达到高效能，且习用主动箝位电路因高循环电流关系，而造成其于轻载下会具有较高功率损耗的缺点。因此，本发明的目的是于轻载下藉由回收变压器的漏电感的能量，而改善返驰式功率转换器的效能，并于重载时达到柔性切换。如此，返驰式功率转换器可以运作于较高的切换频率，以降低变压器的尺寸。此外，上述的相关前案有美国专利第5,570,278号“Clamped continuous flyback powerconverter”、美国专利第6,069,803号“Offset resonance zero voltage switchingflyback converter”及美国专利申请案公开第20110305048号“Active-clamp circuitfor quasi-resonant flyback power converter”。
发明内容
本发明的目的之一是提供一种返驰式功率转换器的控制电路，其使返驰式功率转换器于重载及轻载下皆达到高效能。
本发明的目的之一是提供一种返驰式功率转换器的控制电路，其使返驰式功率转换器运作于较高的切换频率，以降低其变压器的尺寸。
本发明的返驰式功率转换器的控制电路包含一低压侧晶体管，其切换一变压器；一主动箝位器与变压器并联；一高压侧驱动电路驱动主动箝位器；一控制器产生一切换讯号及一主动箝位讯号，切换讯号驱动低压侧晶体管，切换讯号依据一回授讯号而产生，以调整返驰式功率转换器的一输出电压，主动箝位讯号控制高压侧驱动电路及主动箝位器，主动箝位讯号依据变压器的一预测时间而产生。预测时间是由一输入电压、输出电压及切换讯号的一导通时间而产生。
附图说明
图1：其为本发明功率转换器的一实施例的电路图；
图2：其为本发明控制器的一实施例的电路图；
图3：其为本发明振荡电路的一实施例的电路图；
图4：其为本发明振荡电路的斜坡讯号RMP、时脉讯号CK及脉波讯号PLS的波形图；
图5：其为本发明时间预测讯号产生电路的一实施例的电路图；
图6A：其为本发明脉波产生器的一参考图；
图6B：其为本发明脉波产生器的输入讯号IN与输出讯号OUT的波形图；
图7A：其为本发明延迟电路的一参考图；
图7B：其为本发明延迟电路的输入讯号INPUT与输出讯号OUTPUT的波形图；
图8：其为本发明主动箝位讯号产生电路的一实施例的电路图；
图9：其为本发明于轻载状态下的切换讯号S1及主动箝位讯号S2的波形图；
图10：其为本发明导通电路的一实施例的电路图；
图11：其为本发明波谷讯号产生电路的一实施例的电路图；
图12A：其为本发明运作于连续电流模式下的切换讯号S1、主动箝位讯号S2及反射讯号VS的波形图；
图12B：其为本发明切换讯号S1、波谷电压讯号SV、反射讯号VS及主动箝位讯号S2的波形图；及
图12C：其为本发明运作于轻载状态下的切换讯号S1、主动箝位讯号S2及反射讯号VS的波形图。
【图号对照说明】
10 变压器
15 电容器
20 晶体管
25 寄生二极管
30 晶体管
35 本体二极管
40 整流器
45 输出电容器
50 高压侧驱动电路
60 整流器
65 电容器
70 二极管
75 电容器
80 电阻器
81 电阻器
82 电阻器
100 控制器
110 比较器
111 正反器
113 反相器
114 反相器
115 与门
120 振荡电路
125 电容器
131 电流源
132 开关
135 电流源
136 开关
141 比较器
142 比较器
145 比较器
151 与非门
152 与非门
156 反相器
157 反相器
158 与非门
200 时间预测讯号产生电路
211 运算放大器
212 晶体管
213 晶体管
214 晶体管
215 开关
230 取样保持电路
231 运算放大器
232 电阻器
233 晶体管
235 开关
240 反相器
250 电容器
251 比较器
252 与非门
271 反相器
273 或门
275 与门
280 正反器
310 电流源
321 反相器
322 晶体管
325 电容器
327 反相器
329 与门
340 脉波产生器
352 延迟电路
360 电流源
361 反相器
362 晶体管
365 电容器
369 与门
400 主动箝位讯号产生电路
410 计数器
415 比较器
420 正反器
450 计数器
460 与门
471 与门
472 与门
473 反相器
490 或门
500 导通电路
510 脉波产生器
511 反相器
513 反相器
514 与门
515 或门
521 反相器
524 与门
550 脉波产生器
551 反相器
570 正反器
600 波谷讯号产生电路
610 电流源
611 电阻器
612 晶体管
615 晶体管
621 晶体管
622 晶体管
625 电阻器
630 比较器
631 开关
632 电容器
635 延迟电路
BLK 消隐讯号
CIN 输入电容器
CK 时脉讯号
ck 时脉输入端
CKB 时脉讯号
D 输入端
I215 电流
I233 电流
I615 电流
I622 电流
IN 输入讯号
INPUT 输入讯号
NA 辅助绕组
NP 一次侧绕组
NR 端点
NS 二次侧绕组
OUT 输出讯号
OUTPUT 输出讯号
PLS 脉波讯号
Q 输出端
R 重置输入端
RMP 斜坡讯号
RST 重置讯号
S1 切换讯号
S2 主动箝位讯号
SDS 时间预测讯号
SED 结束放电讯号
SLL 选择讯号
SON 导通讯号
SV 波谷电压讯号
TB 延迟时间
TD 延迟时间
TDS 预测时间
TP 脉波宽度
TX 短路防止时间
VCC 电源
VFB 回授讯号
VH 跳变点电压
VIN 输入电压
VL 跳变点电压
VM 门槛电压
VO 输出
VS 反射讯号
VT 门槛
VTL 轻载门槛
VTV 门槛
XVIN 输入电压讯号
XVO 输出电压讯号
具体实施方式
为了使本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，特用较佳的实施例及配合详细的说明，说明如下：
请参阅图1，其为本发明功率转换器的一实施例的电路图。如图所示，本发明的功率转换器为具有主动箝位的一返驰式功率转换器，其包含一变压器10，变压器10连接功率转换器的一输入电压VIN，变压器10具有一一次侧绕组NP及一二次侧绕组NS。一次侧绕组NP的一第一端耦接一输入电容器CIN的一端并接收输入电压VIN，输入电容器CIN的另一端耦接一接地端。返驰式功率转换器的控制电路包含复数晶体管20、30、一电容器15、一高压侧驱动电路50及一控制器（PWM）100。
晶体管20耦接于一次侧绕组NP的一第二端及接地端间。晶体管20为一低压侧晶体管，其用于切换变压器10的一次侧绕组NP。一寄生二极管25为一本体二极管（body diode），其与晶体管20并联。一输出电压VO经由一整流器40及一输出电容器45而产生。控制器100产生一切换讯号S1，其用于驱动晶体管20以调整功率转换器的输出电压VO。切换讯号S1是依据一回授讯号VFB而产生，回授讯号VFB相关联于功率转换器的输出电压VO。
变压器10更包含一辅助绕组NA，其经由一整流器60及一电容器65产生一电源VCC，电源VCC用于供应电能至控制器100。整流器60的一第一端耦接辅助绕组NA的一第一端，辅助绕组NA的一第二端耦接于接地端。电容器65的一端耦接整流器60的一第二端及控制器100，电容器65的另一端耦接于接地端。
一分压电路包含复数电阻器80与81，其耦接辅助绕组NA及接地端间，以产生一反射讯号VS。反射讯号VS连接控制器100，且表示变压器10的一反射电压。变压器10的反射讯号VS具有变压器10的消磁期间的输出电压VO的信息。晶体管30与一电容器15串联而构成一主动箝位器。电容器15耦接一次侧绕组NP的第一端，晶体管30耦接一次侧绕组NP的第二端。因此，主动箝位器与变压器10的一次侧绕组NP并联。晶体管30为一高压侧晶体管，当晶体管20截止时，变压器10的漏电感的能量会经由晶体管30及其本体二极管35储存至电容器15。
高压侧驱动电路50驱动晶体管30。一充电泵浦电路耦接电源VCC及高压侧驱动电路50，以依据电源VCC提供一电压源至高压侧驱动电路50。充电泵浦电路由一二极管70及一电容器75构成，二极管70耦接电源VCC，电容器75与二极管70串联，且电容器75更耦接高压侧驱动电路50。
控制器100依据反射讯号VS产生一主动箝位讯号S2，以控制高压侧驱动电路50及晶体管30。主动箝位讯号S2是依据变压器10的一预测时间TDS而产生，预测时间TDS相关联于变压器10的消磁时间。主动箝位讯号S2仅于切换讯号S1禁能时而致能。输入电压VIN、输出电压VO、切换讯号S1的导通时间TON以及变压器10的匝数比用于决定预测时间TDS。反射讯号VS用于预测变压器10的放电时间。一电阻器82耦接控制器100的一端点NR以规划变压器10的匝数比，且电阻器82的电阻值相关联于变压器10的匝数比。当晶体管30由主动箝位讯号S2导通时，储存于电容器15的变压器10的漏电感的能量会传输至变压器10，如此即回收变压器10的漏电感的能量。
请参阅图2，其为本发明控制器100的一实施例的电路图。如图所示，本发明的控制器100包含一振荡电路（OSC）120，其产生一时脉讯号CK、一斜坡讯号RMP与一脉波讯号PLS。时脉讯号CK及/或反射讯号VS经由一导通电路500、一正反器111及一与门115禁能切换讯号S1。切换讯号S1、一时间预测讯号SDS、时脉讯号CK及反射讯号VS耦接导通电路500，以产生一导通讯号SON，其耦接正反器111的一时脉输入端ck。电源VCC供应至正反器111的一输入端D，时脉讯号CK经由一反相器113耦接与门115的一第一输入端，主动箝位讯号S2亦经由一反相器114耦接与门115的一第二输入端。因此，当主动箝位讯号S2禁能时，切换讯号S1会被致能。再者，正反器111的一输出端Q耦接与门115的一第三输入端，以产生切换讯号S1。所以，导通讯号SON用于控制切换讯号S1。导通电路500更产生一输入电压讯号XVIN，输入电压讯号XVIN的准位相关联于输入电压VIN（如图1所示）的准位。
斜坡讯号RMP经由一比较器110比较回授讯号VFB，当斜坡讯号RMP高于回授讯号VFB，比较器110产生一讯号，其耦接正反器110的一重置输入端R，以禁能切换讯号S1而达到脉宽调变（PWM）。该端点NR（图1所示的电阻器82）、脉波讯号PLS、反射讯号VS及切换讯号S1耦接一时间预测讯号产生电路200，以产生时间预测讯号SDS。时间预测讯号SDS表示变压器10的预测时间TDS。输入电压讯号XVIN更耦接时间预测讯号产生电路200。时间预测讯号SDS、时脉讯号CK及回授讯号VFB耦接一主动箝位讯号产生电路400，以产生主动箝位讯号S2。基于上述，控制器100依据时间预测讯号SDS产生切换讯号S1及主动箝位讯号S2。因此，切换讯号S1及主动箝位讯号S2是依据输入电压VIN、输出电压VO（如图1所示）及切换讯号S1的导通时间而产生。
请参阅图3，其为本发明振荡电路120的一实施例的电路图。如图所示，振荡电路120包含复数电流源131、135、复数开关132、136及一电容器125，以产生斜坡讯号RMP。电流源131耦接于电源VCC及开关132的一第一端间。电容器125耦接于开关132的一第二端及接地端间。电流源135耦接于接地端及开关136的一第二端间，开关136的一第一端耦接电容器125。电流源131与135分别经由开关132与136对电容器125充电及驱使电容器125放电。斜坡讯号RMP产生于电容器125。
斜坡讯号RMP更耦接复数比较器141、142及145。斜坡讯号RMP耦接比较器141与145的负输入端，斜坡讯号RMP更耦接比较器142的一正输入端。比较器141具有一跳变点电压VH，其供应至比较器141的一正输入端，以比较斜坡讯号RMP。比较器142具有一跳变点电压VL，其供应至比较器142的一负输入端，以比较斜坡讯号RMP。比较器145具有一门槛电压VM，其供应至比较器145的一正输入端，以比较斜坡讯号RMP。其中，跳变点电压VH、跳变点电压VL及门槛电压VM的电压准位的关系为跳变点电压VH大于门槛电压VM，门槛电压VM大于跳变点电压VL（VH>VM>VL）。
复数与门151与152组成一栓锁电路，其接收比较器141与142的输出讯号。栓锁电路及复数反相器156与157用于产生复数时脉讯号CK与CKB。时脉讯号CK用于控制开关136，以进行电容器125的放电。时脉讯号CKB用于控制开关132，以进行电容器125的充电。与非门151的一第一输入端耦接比较器141的一输出端，与非门152的一第一输入端耦接比较器142的一输出端，与非门151的一第二输入端耦接与非门152的一输出端，与非门151的一输出端耦接与非门152的一第二输入端。与非门151的一输出讯号连接反相器156的一输入端，以于反相器156的一输出端产生时脉讯号CKB。时脉讯号CKB更耦接反相器157的一输入端，以于反相器157的一输出端产生时脉讯号CK。时脉讯号CK及比较器145的一输出讯号经由一与非门158产生脉波讯号PLS。因此，脉波讯号PLS相关联于时脉讯号CK。
请参阅图4，其为本发明振荡电路的斜坡讯号RMP、时脉讯号CK及脉波讯号PLS的波形图。如图所示，当斜坡讯号RMP高于跳变点电压VH时，时脉讯号CK为致能（逻辑高准位）。当斜坡讯号RMP低于跳变点电压VL时，时脉讯号CK为禁能（逻辑低准位）。脉波讯号PLS产生（致能；逻辑高准位）于时脉讯号CK为禁能时，因此，脉波讯号PLS产生于时脉讯号CK的致能之前。当时脉讯号CK为致能且斜坡讯号RMP低于门槛电压VM时，脉波讯号PLS为禁能。
请参阅图5，其为本发明时间预测讯号产生电路200的一实施例的电路图。如图所示，一开关215耦接于一电流I215及一电容器250的一第一端之间。开关215是由切换讯号S1控制。电容器250的一第二端耦接于接地端。一开关235耦接于一电流I233及电容器250的第一端之间。切换讯号S1经由一反相器240控制开关235。电容器250于切换讯号S1的导通时间（TON）经由开关215被电流I215充电。当切换讯号S1禁能时，电容器250经由开关235被电流I233放电。
一比较器251的一负输入端耦接电容器250以接收电容器250的电压。一门槛VT传输至比较器251的一正输入端。当电容器250的电压低于门槛VT时，比较器251会产生一结束放电（end-of-discharge）讯号SED。结束放电讯号SED耦接一与非门252的一第一输入端，切换讯号S1经由反相器240耦接与非门252的第二输入端。当切换讯号S1禁能时，结束放电讯号SED用于经由反及閘252产生一重置讯号RST（逻辑低准位）。
晶体管213、214的源极耦接电源VCC，晶体管213、214的闸极及晶体管213的一汲极相互耦接而接收一电流I212。电流镜晶体管213、214用于依据电流I212产生电流I215于晶体管214的一汲极。一运算放大器211的一正输入端接收输入电压讯号XVIN。运算放大器211的一负输入端经由端点NR耦接电阻器82（如图1所示）。运算放大器211的一输出端耦接一晶体管212的一闸极。晶体管212的一源极耦接运算放大器211的负输入端及经由端点NR电阻器82。晶体管212的一汲极耦接晶体管213的汲极。运算放大器211、电阻器82（经由端点NR）及晶体管212组成一电压对电流转换电路，以依据输入电压讯号XVIN及电阻器82的电阻值产生电流I212。
一运算放大器231的一正输入端接收一输出电压讯号XVO，运算放大器231的一负输入端耦接一电阻器232，运算放大器231的一输出端耦接一晶体管233的一闸极。晶体管233的一源极耦接运算放大器231的负输入端及电阻器232。晶体管233的一汲极经由开关235耦接电容器250。运算放大器231、电阻器232及晶体管233组成一电压对电流转换电路，以依据输出电压讯号XVO产生电流I233于晶体管233的汲极。输出电压讯号XVO相关于输出电压VO（如图1所示）的电压准位。输出电压讯号XVO于切换讯号S1的截止期间，是经由一取样保持电路（S/H）230于切换讯号S1的截止周期期间取样反射讯号VS而产生。电容器250两端的电压准位相关于变压器10（如图1所示）的消磁时间的周期。
有关于取样反射讯号以产生相关联于输出电压的讯号的详细技术内容可参阅美国专利第7,016,204号“Close-loop PWM controller for primary-side controlledpower converters”、美国专利第7,151,681号“Multiple-sampling circuit formeasuring reflected voltage and discharge time of a transformer”、美国专利第7,349,229号“Causal sampling circuit for measuring reflected voltage anddemagnetizing time of transformer”以及美国专利第7,486,528号“Linear-predictsampling for measuring demagnetized voltage of transform”。
切换讯号S1耦接于一反相器271的一输入端，反相器271的一输出端耦接于一延迟电路（DLY）352的一输入端，延迟电路352的一输出端耦接一正反器280的一时脉输入端ck。电源VCC供应至正反器280的一输入端D，正反器280的一输出端输出时间预测讯号SDS。切换讯号S1经由反相器271、延迟电路352及正反器280产生时间预测讯号SDS。因此，当切换讯号S1禁能时，时间预测讯号SDS于一延迟时间TB（如第七B图所示）后为致能。
重置讯号RST耦接一或门273的一第一输入端。或门273的一输出端耦接一及闸275的一第一输入端。脉波讯号PLS耦接与门275的一第二输入端。与门275的一输出端耦接正反器280的一重置输入端R，以重置正反器280，因此，重置讯号RST及脉波讯号PLS用于经由或门273与与门275禁能正反器280，而以禁能时间预测讯号SDS。
当功率转换器操作于连续电流模式（continuous current mode，CCM），脉波讯号PLS用于禁能时间预测讯号SDS。连续电流模式表示变压器10于下一个切换周期前并未完全消磁。切换讯号S1经由反相器271耦接一脉波产生器340。一消隐讯号BLK是经由反相器271及脉波产生器340依据切换讯号S1的禁能而产生，以禁止重置讯号RST重置正反器280。消隐讯号BLK耦接或门273的一第二输入端。消隐讯号BLK的脉波宽度用于决定时间预测讯号SDS的一最小导通时间。正反器280产生时间预测讯号SDS。时间预测讯号SDS表示变压器10的一预测时间TDS，其于功率转换器操作于非连续电流模式（discontinuous current mode，DCM）时，时间预测讯号SDS与预测时间TDS相关联于变压器10的消磁时间。于非连续电流模式运作，激磁磁通量等于消磁磁通量。
Φ_MAG＝Φ_DEMAG----------------------------------(1)
k×VIN×TON＝VO×TDS--------------------------------(2)
其中，TON为切换讯号S1的导通时间；TDS为时间预测讯号SDS的周期。K为一常数，其相关联于变压器10的匝数比。
方程式（3）表示预测变压器10的消磁时间的方法。
其中，R80//R81为电阻器80并联电阻器81的电阻值。K1及K2为常数。R625为图11所示的一电阻器625的电阻值。
方程式（8）表示藉由时间预测讯号产生电路200所预测的预测时间TDS，其等于方程式（3）。常数K1及K2相关联于变压器10的匝数比。电阻器82用于决定各种设计的变压器的预测时间TDS。
请参阅第六A及六B图，其为本发明脉波产生器340的一参考图及其输入讯号IN与输出讯号OUT的波形图。如图所示，脉波产生器包含一电流源310、一晶体管322、一电容器325、复数反相器321、327及一与门329。电流源310从电源VCC耦接至电容器325的一第一端，电容器325的一第二端耦接于接地端，电流源310用于对电容器325充电。晶体管322的一汲极耦接电容器325的第一端，晶体管322的一源极耦接于接地端。输入讯号IN为图5所示的反相器271的输出讯号，输入讯号IN经由反相器321耦接晶体管322的一闸极而控制晶体管322。输入讯号IN更耦接与门329的一第一输入端，与门329的一第二输入端经由反相器327耦接电容器325，与门329的一输出端产生输出讯号OUT，其为图5所示的消隐讯号BLK。输出讯号OUT为一脉波讯号。
当输入讯号IN致能时，晶体管322会截止及电流源310对电容器325充电，以产生输出讯号OUT。图6B所示的输出讯号OUT的脉波宽度TP是由电流源310的电流及电容器325的电容值决定。当输入讯号IN禁能及晶体管322导通时，晶体管322用于驱使电容器325放电。
请参阅第七A及七B图，其为本发明延迟电路352的一参考图及其输入讯号INPUT与输出讯号OUTPUT的波形图。如图所示，延迟电路352包含一电流源360、一晶体管362、一电容器365、一反相器361及一与门369。电流源360从电源VCC耦接至电容器365的一第一端，电容器365的一第二端耦接于接地端，电流源360用于对电容器365充电。晶体管362的一汲极耦接电容器365的第一端，晶体管362的一源极耦接于接地端。输入讯号INPUT为图5所示的反相切换讯号S1，输入讯号INPUT经由反相器361耦接晶体管362的一闸极而控制晶体管362。输入讯号INPUT更耦接与门369的一第一输入端，与门369的一第二输入端耦接电容器365，与门369的一输出端产生输出讯号OUTPUT。
当输入讯号INPUT致能时，晶体管362会截止及电流源360对电容器365充电，以于延迟时间TB（如图7B所示）后产生输出讯号OUTPUT。延迟时间TB是由电流源360的电流及电容器365的电容值决定。当输入讯号INPUT禁能及晶体管362导通时，电容器365会经由晶体管362放电。
请参阅图8，其为本发明主动箝位讯号产生电路400的一实施例的电路图。如图所示，主动箝位讯号S2是依据时间预测讯号SDS而产生。如图5所示，当切换讯号S1禁能（逻辑低准位）时，时间预测讯号SDS会于图7B所示的延迟时间TB后致能（逻辑高准位），所以当切换讯号S1禁能时，主动箝位讯号S2会于一延迟时间TD（如图12A所示）后致能（逻辑高准位）。
一或门490、复数与门471、472及一反相器473组成一多任务器而产生主动箝位讯号S2。与门471与472的输出端耦接或门490的输入端，以产生主动箝位讯号S2。时间预测讯号SDS耦接多任务器的一第一输入端（与门472的一第一输入端），时间预测讯号SDS经由一计数器（COUNTER）450及一与门460耦接多任务器的一第二输入端（与门471的一第一输入端）。计数器450作为时间预测讯号SDS的除法器（divider），经计数器450分除后的时间预测讯号SDS耦接与门460的一输入端。
回授讯号VFB耦接一比较器415的一负输入端，一轻载门槛VTL供应至比较器415的一正输入端，比较器415的一输出端耦接一计数器（COUNTER）410及一正反器420的重置输入端R。比较器415用于在回授讯号VFB的准位低于轻载门槛VTL的准位时产生一选择讯号SLL。时脉讯号CK耦接计数器410的一输入端，计数器410的一输出端耦接正反器420的一时脉输入端ck。电源VCC供应至正反器420的一输入端D。
计数器410及正反器420提供一延迟时间，以产生选择讯号SLL。选择讯号SLL耦接多任务器（与门471与472的第二输入端），以用于讯号的选择。于正常状态下，选择讯号SLL的准位为逻辑低准位，因此主动箝位讯号S2是依据未经过分除的时间预测讯号SDS而产生。于一轻载状态下，回授讯号VFB会低于轻载门槛VTL，选择讯号SLL的准位为逻辑高准位，因此主动箝位讯号S2是依据分除后的时间预测讯号SDS而产生。所以，于轻载状态下，主动箝位讯号S2的脉波数少于时间预测讯号SDS的脉波数，其表示于轻载状态下，主动箝位讯号S2的脉波数少于切换讯号S1的脉波数，如图9所示。
请参阅图10，其为本发明导通电路500的一实施例的电路图。如图所示，电源VCC供应至一正反器570的一输入端D，正反器570产生导通讯号SON于正反器570的一输出端Q。切换讯号S1经由一反相器513耦接一脉波产生器550的一输入端，以产生一脉波讯号，脉波讯号经由一反相器551耦接正反器570的一重置输入端R。因此，被禁能的切换讯号S1经由反相器513、551及脉波产生器550清除正反器570。脉波产生器550的电路如同图6A所示的脉波产生器的电路。
时脉讯号CK经由一反相器511耦接一脉波产生器510的一输入端，以产生一脉波讯号。脉波产生器510的电路如同图6A所示的脉波产生器的电路。此脉波讯号经由一与门514及一或门515耦接正反器570的一时脉输入端ck。由脉波产生器510产生的脉波讯号耦接与门514的一第一输入端，与门514的一输出端耦接或门515的一第一输入端，或门515的一输出端耦接正反器570的时脉输入端ck。于连续电流模式运作下，导通讯号SON是依据时脉讯号CK而致能，时脉讯号CK经由反相器511、脉波产生器510、与门514、或门515及正反器570致能导通讯号SON。如图2所示，切换讯号S1是依据导通讯号SON而致能，且导通讯号SON于连续电流模式运作下是依据时脉讯号CK而致能。因此，切换讯号S1于连续电流模式运作下是依据时脉讯号CK而致能。
时间预测讯号SDS耦接与门514的一第二输入端，时间预测讯号SDS的致能会致能与门514，以进行连续电流模式运作。切换讯号S1经由反相器513更耦接与门514的一第三输入端。
时间预测讯号SDS经由一反相器521耦接一与门524的一第一输入端，切换讯号S1经由反相器513更耦接与门524的一第二输入端，与门524的一输出端耦接或门515的一第二输入端。当变压器10（如图1所示）消磁时，时间预测讯号SDS为禁能，且导通讯号SON将依据反射讯号VS而致能。反射讯号VS经由一波谷讯号产生电路（VALLEY）600产生一波谷电压讯号SV及输入电压讯号XVIN。波谷讯号产生电路600更接收切换讯号S1。波谷电压讯号SV耦接与门524的一第三输入端，波谷电压讯号SV经由与门524、或门515及正反器570致能导通讯号SON。当切换讯号S1依据波谷电压讯号SV导通晶体管20（如图1所示）时，功率转换器于重载状态下可以达到零电压切换（Zero Voltage Switching；ZVS）及/或柔性切换。波谷电压讯号SV表示反射讯号VS的一波谷电压。
「波谷电压切换」的控制电路可以参阅美国专利第7,426,120号“Switchingcontrol circuit having a valley voltage detector to achieve soft switchingfor a resonant power converter”、美国专利第8,094,468号“Control circuit havingoff-time modulation to operate power converter at quasi-resonance and incontinuous current mode”、美国专利申请案公开第20120069608号“Control circuitwith burst mode and extended valley switching for quasi-resonant powerconverter”及美国专利申请案公开第20120081084号“Controller with valleyswitching and limited maximum frequency for quasi-resonant power converters”。
请参阅图11，其为本发明波谷讯号产生电路600的一实施例的电路图。如图所示，一电流源610连接于电源VCC及一晶体管615的一闸极间。一电阻器611连接于晶体管615的闸极及一晶体管612的一汲极间，晶体管612的一闸极及汲极相互连接，晶体管612的一源极连接于接地端。电流源610、电阻器611及晶体管612提供一偏压至晶体管615。晶体管615的一源极接收反射讯号VS，以产生一电流I615，电流I615耦接复数镜射晶体管621与622。
晶体管621与622的源极皆耦接电源VCC，晶体管621与622的闸极及晶体管615与621的汲极相互耦接。依据电流I615，晶体管622的一汲极产生一电流I622，电流I622于一电阻器625上产生一电压。电阻器625从晶体管622的汲极耦接至接地端。一比较器630的一正输入端接收电阻器625的电压，一门槛VTV供应至比较器630的一负输入端，当电阻器625的电压高于门槛VTV时，比较器630产生波谷电压讯号SV。一开关631更耦接于电阻器625及一电容器632之间，以取样并储存电阻器625的电压至电容器632，以产生输入电压讯号XVIN。切换讯号S1用于经由一延迟电路（DLY）635控制开关631。侦测变压器的输入电压的方式可以参阅美国专利第7,616,461号“Control method and circuit with indirect input voltagedetection by switching current slope detection”及美国专利第7,671,578号“Detection circuit for sensing the input voltage of transformer”。
请参阅图12A，其为本发明运作于连续电流模式下的切换讯号S1、主动箝位讯号S2及反射讯号VS的波形图。如图所示，当切换讯号S1为禁能时，主动箝位讯号S2于延迟时间TD后致能，延迟时间TD的周期是由图5所示的延迟电路352所决定。主动箝位讯号S2的脉波宽度是相关联于预测时间TDS的周期，主动箝位讯号S2于切换讯号S1致能前会被禁能。一短路防止时间（Dead time）TX是由图2所示的脉波讯号PLS的脉波宽度所决定。
请参阅图12B，其为本发明切换讯号S1、波谷电压讯号SV、反射讯号VS及主动箝位讯号S2的波形图。晶体管20（如图1所示）的电压波形相关联于反射讯号VS的波形。切换讯号S1依据反射讯号VS的波谷电压而致能，如此在重载状态下能达到柔性切换晶体管20。因此，即可降低晶体管20的切换损失而增进功率转换器的效能。
请参阅图12C，其为本发明运作于轻载状态下的切换讯号S1、主动箝位讯号S2及反射讯号VS的波形图。变压器10（如图1所示）的放电（消磁）时间决定主动箝位讯号S2的脉波宽度。于连续电流模式及非连续电流模式的运作下，主动箝位讯号S2于切换讯号S1的致能前禁能。本发明藉由回收变压器10的漏电感的能量至功率转换器的输出而改善功率转换器的效能。
上文仅为本发明的较佳实施例而已，并非用来限定本发明实施的范围，凡依本发明权利要求范围所述的形状、构造、特征及精神所为的均等变化与修饰，均应包括于本发明的权利要求范围内。

Claims (8)

1.一种返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其包含：
一控制器，其配置为形成切换讯号以控制一低压侧晶体管，该低压侧晶体管切换一变压器；
该控制器配置为形成主动箝位讯号以控制一高压侧驱动电路，该高压侧驱动电路配置为耦接至主动箝位器以驱动该主动箝位器；及
其中，该切换讯号依据一回授讯号而产生，以调整该返驰式功率转换器的一输出电压，并且其中，该回授讯号被该控制器接收并表示该输出电压；
一输入端，其配置为从该变压器接收反射讯号；
其中，该控制器包含：
一时间预测讯号产生电路，其依据该变压器的该反射讯号及该切换讯号产生一时间预测讯号，该时间预测讯号表示该变压器的预测时间；
一导通电路，其依据该时间预测讯号产生一导通讯号，以控制该切换讯号；以及
一主动箝位讯号产生电路，其依据该时间预测讯号产生该主动箝位讯号；
其中，该导通电路配置为于该切换讯号的一导通时间根据该反射讯号形成输入电压信号，其中该输入电压信号表示输入电压，并且该时间预测讯号产生电路配置为于该切换讯号的一截止时间根据该反射讯号形成输出电压信号，其中该输出电压信号表示输出电压；
该主动箝位讯号产生电路依据该变压器的预测时间生成该主动箝位讯号，该预测时间是由该输入电压信号、该输出电压信号及该切换讯号的导通时间而决定。
2.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该预测时间更由一电阻器的一电阻值决定，该电阻器的该电阻值相关联于该变压器的一匝数比。
3.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该主动箝位讯号的脉波宽度相关联于该变压器的一消磁时间。
4.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中于轻载状态下，该主动箝位讯号的脉波数少于该切换讯号的脉波数。
5.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该控制器依据该变压器的该预测时间产生该切换讯号。
6.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该变压器的该预测时间相关联于该变压器的一消磁时间。
7.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该切换讯号于一连续电流模式运作下依据一时脉讯号而致能，该时脉讯号由该控制器的一振荡电路所产生。
8.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该主动箝位讯号于一连续电流模式运作下依据一脉波讯号而禁能，该脉波讯号是由该控制器的一振荡电路所产生，该脉波讯号产生于该振荡电路所产生的一时脉讯号的致能之前。
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C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information

Address after: Nangang District of Taipei city of Taiwan Chinese Park Street No. 3 6 floor 1

Applicant after: The quick Internaional, Inc in Taiwan

Applicant after: Fairchild Semiconductor (Suzhou) Co., Ltd.

Address before: Chinese Taiwan Taipei County Xindian City Baoxing road forty-five Lane eight lane number one on the third floor

Applicant before: Chongmao Sci. & Tech. Co., Ltd.

Applicant before: Fairchild Semiconductor (Suzhou) Co., Ltd.

CB02 Change of applicant information
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant