CN104767378A - 电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供既能抑制电路规模的增大又能抑制起动时的冲击电流的电源电路。电源电路具备：PMOS的晶体管(M1)；PMOS晶体管(M3)；基准电压生成部；软起动电压生成部；反馈电压生成部；误差放大器(4)；误差放大器(5)；偏移控制部(6)以及偏移控制部(7)。误差放大器(4)对在软起动电压(Vss)中加上了偏移电压(Vos1)而成的软起动电压(Vs1)和基准电压中的较低的一方的电压、与反馈电压之差进行放大，来控制PMOS晶体管(M1)的导通。误差放大器(5)对在软起动电压(Vss)中加上了偏移电压(Vos2)而成的软起动电压(Vs2)、与反馈电压之差进行放大，来控制PMOS晶体管(M3)的导通。

Description

电源电路

相关申请

本申请要求以日本专利申请2014－1069号(申请日：2014年1月7日)为基础申请的优先权。本申请参考该基础申请并包含该基础申请的全部内容。

技术领域

本发明的实施方式涉及一种电源电路。

背景技术

例如，升压型DC－DC转换器具有软起动电路，所述软起动电路为了抑制起动时的流向输出电容的冲击电流，而使输出电压的变化缓慢进行。软起动电路例如具有向电容器充电的电路，并将电容器的充电电压作为软起动电压而输出。

但是，在升压型DC－DC转换器中存在下述问题，由于经由高边(highside)侧输出开关的漏极－源极之间的寄生二极管，使输出电压Vout产生了偏压，因此，不成为软起动。

发明内容

本发明所要解决的问题在于，提供一种既能够抑制电路规模的增大，又能够抑制起动时的冲击电流的电源电路。

实施方式的电源电路具备第一开关、第二开关、基准电压生成部、软起动电压生成部、反馈电压生成部、第一误差放大器以及第二误差放大器。第一开关与输入电源相连接。第二开关与所述第一开关相连接。基准电压生成部生成基准电压。软起动电压生成部根据起动信号的输入而生成软起动电压。反馈电压生成部生成将输出电压分压所得的反馈电压。第一误差放大器输入所述基准电压、在所述软起动电压中加上第一偏移电压而成的第二软起动电压以及所述反馈电压，并将所述第二软起动电压和所述基准电压中的较低的一方的电压与所述反馈电压之差进行放大，来控制所述第一开关的导通。第二误差放大器输入在所述软起动电压中加上第二偏移电压而成的第三软起动电压以及所述反馈电压，并将所述第三软起动电压与所述反馈电压之差进行放大，来控制所述第二开关的导通。

附图说明

图1是示出第一实施方式的电源电路的结构的例子的电路图。

图2是示出软起动电压生成部的输出例的波形图。

图3(a)和图3(b)是示出误差放大器的偏移控制的例子的波形图。

图4是示出第一实施方式的电源电路的动作的例子的波形图。

图5是示出第二实施方式的电源电路的结构的例子的电路图。

图6是示出过电流保护电路的结构的例子的电路图。

图7是示出过电流保护电路的动作的例子的波形图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。再有，在图中同一或者相当的部分上标注同一附图标记，并不重复进行其说明。

(第一实施方式)

图1是示出第一实施方式的电源电路的结构的例子的电路图。本实施方式的电源电路在输入端子SW上连接与输入电源VIN相连接的电感器L1，在输出端子OUT上连接输出电容器Cout，该电源电路作为升压型DC－DC转换器进行动作。

本实施方式的电源电路具备：PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2，连接在输入端子SW上；PMOS晶体管M3，连接在PMOS晶体管M1和输出端子OUT之间；基准电压生成部1，生成基准电压VREF；软起动电压生成部2，根据起动信号EN的输入，生成电压逐渐上升并达到高于基准电压VREF的电压的软起动电压Vss；反馈电压生成部3，生成将输出电压Vout分压所得的反馈电压VFB；误差放大器4，输入基准电压VREF、在软起动电压Vss中加上了偏移电压Vos1的软起动电压Vs1以及反馈电压VFB；误差放大器5，输入在软起动电压Vss中加上了偏移电压(offsetvoltage)Vos2的软起动电压Vs2以及反馈电压VFB；偏移控制部6，控制偏移电压Vos1的输出；偏移控制部7，控制偏移电压Vos2的输出。

在此，PMOS晶体管M1是输出开关，NMOS晶体管M2是连接在输入端子SW和接地端子之间的低边开关。

另外，PMOS晶体管M3是防止在负荷短路时向PMOS晶体管M1流入过电流的负荷开关。

PMOS晶体管M1和PMOS晶体管M3的连接点连接在输出端子OT1上。在输出端子OT1上连接有电容器Cot1。

基准电压生成部1例如基于硅(Si)的带隙，生成恒压的基准电压VREF。

软起动电压生成部2例如具有软起动设定用电容器Css和电流源Iss。当输入起动信号EN时，开始从电流源Iss向软起动设定用电容器Css施加充电电流。从而，软起动设定用电容器Css的充电电压逐渐上升。该充电电压被作为软起动电压Vss而输出。

图2中示出从软起动电压生成部2输出的软起动电压Vss的变化的情况。

关于软起动电压Vss，在输入了起动信号EN时，电压逐渐上升，并在某个时刻变得高于基准电压VREF。

返回到图1，反馈电压生成部3使用例如串联连接的电阻R1、R2，将输出电压Vout分压，并将该分压电压作为反馈电压VFB而输出。

这时，设电阻R1、R2的电阻值为R1、R2，设输出端子OUT的输出电压为Vout，则反馈电压VFB表示为

VFB＝R2/(R1+R2)×Vout。

误差放大器4对在软起动电压Vss中加上了偏移电压Vos1而成的软起动电压Vs1和基准电压VREF中的较低的一方的电压、与反馈电压VFB之差进行放大，并经由驱动部10，来控制输出开关即PMOS晶体管M1的导通和NMOS晶体管M2的导通。

误差放大器5对在软起动电压Vss中加上了偏移电压Vos2而成的软起动电压Vs2、与反馈电压VFB之差进行放大，来控制负荷开关即PMOS晶体管M3的导通。

在本实施方式中，在软起动电压Vss低于后述的基准电压Va时，偏移控制部6输出偏移电压Vos1。在此，该偏移电压Vos1设为负电压，基准电压Va被设定为Va≧VREF+Vos1。

另外，在软起动电压Vss大于等于基准电压Va时，偏移控制部6不进行偏移电压的输出。

另一方面，在软起动电压Vss大于等于后述的基准电压Vb时，偏移控制部7输出偏移电压Vos2。在此，该偏移电压Vos2设为正电压。

另外，软起动电压Vss低于基准电压Vb的期间，偏移控制部7不进行偏移电压的输出。在此，基准电压Vb被设定为Vb≧VIN/(R1+R2)×R2且Va≧Vb。

图3中示出偏移控制部6和偏移控制部7的偏移控制的例子。

图3(a)示出偏移控制部6进行的误差放大器4的输入偏移控制的例子。

在软起动电压Vss低于基准电压Va时，偏移控制部6向误差放大器4的、被输入软起动电压Vss的端子输出偏移电压Vos1。另一方面，在软起动电压Vss大于等于基准电压Va时，偏移控制部6不进行该偏移电压Vos1的输出。

从而，误差放大器4的上述输入端子的软起动电压Vs1在软起动电压Vss低于基准电压Va(Vss<Va)时，成为

Vs1＝Vss－Vos1，

在软起动电压Vss大于等于基准电压Va(Vss≧Va)时，成为

Vs1＝Vss。

图3(b)示出偏移控制部7进行的误差放大器5的输入偏移控制的例子。

在软起动电压Vss大于等于基准电压Vb时，偏移控制部7向误差放大器5的、被输入软起动电压Vss的端子输出偏移电压Vos2。另一方面，在软起动电压Vss低于基准电压Vb时，偏移控制部7不进行该偏移电压Vos2的输出。

从而，误差放大器5的上述输入端子的软起动电压Vs2在软起动电压Vss低于基准电压Vb(Vss<Vb)时，成为

Vs2＝Vss，

在软起动电压Vss大于等于基准电压Vb(Vss≧Vb)时，成为

Vs2＝Vss+Vos2。

这样地，在本实施方式中，使用2个误差放大器即误差放大器4和误差放大器5，分别输入公共的软起动电压Vss，但由于在各自的输入端子上极性不同地设定偏移电压，因此，实际的软起动电压Vs1、Vs2成为

Vs1<Vs2。

下面，使用图4中示出的波形图，对本实施方式的电源电路的动作进行说明。

在施加输入电压VIN而其电压上升时，经由电感器L1、PMOS晶体管M1的漏极－源极之间的寄生二极管，向电容器Cot1流入电流。因此，当该寄生二极管的正向电压设为VF时，PMOS晶体管M1的输出电压V1就上升到V1≈VIN－VF。

当向寄生二极管流入电流时，寄生晶体管进行动作，并向半导体基板流入电流，因此，实际上在施加VIN后，使PMOS晶体管M1接通，成为VIN≈Vout。

这时，由于PMOS晶体管M3关断，因此，PMOS晶体管M1的输出电压V1不传递到输出端子OUT，输出电压Vout仍是0V。

之后，当输入了起动信号EN时，软起动电压生成部2开始动作，成为输出软起动电压Vss。这样，误差放大器4和误差放大器5开始动作。

软起动电压Vss输出后的动作模式，根据软起动电压Vss和基准电压VREF的大小关系，大致分为Vss<VREF时的软起动动作模式和Vss≧VREF时的通常动作模式。

在本实施方式中，软起动动作模式又根据软起动电压Vss和反馈电压VFB的大小关系而进一步分为2个动作模式，整体的动作模式成为3个。在此，将软起动动作模式分为模式1和模式2这两个，通常动作模式设为模式3。

下面，对该3个动作模式进行说明。

(模式1)

模式1是软起动电压Vss的输出刚开始之后的期间，即Vss<VREF且Vss≦VFB的期间的动作。

在该期间，由于Vss<VREF，因此，从偏移控制部6输出偏移电压Vos1，输入到误差放大器4的软起动电压Vs1成为Vs1＝Vss－Vos1。由于该Vs1低于基准电压VREF，因此，误差放大器4进行该Vs1与反馈电压VFB的比较。

这时，由于反馈电压VFB大于Vs1，因此，误差放大器4进行控制，以使输出开关的PMOS晶体管M2成为截止。这样，PMOS晶体管M1的输出电压V1仍是VIN。

另一方面，由于在该期间不进行偏移控制部7对偏移电压的设定，因此，输入到误差放大器5的软起动电压Vs2成为Vs2＝Vss。

于是，误差放大器5进行该Vs2即Vss与反馈电压VFB的比较，并控制PMOS晶体管M3的导通，以使反馈电压VFB与软起动电压Vss一致。

这样，从PMOS晶体管M3输出的输出电压Vout根据软起动电压Vss的上升而上升。这时的输出电压Vout表示为

Vout＝(R1+R2)/R2×Vss。

该电压的上升持续进行直到输出电压Vout达到PMOS晶体管M3的输入电压即VIN。

这样地，在模式1中，即使在软起动电压Vss的输出刚开始之后，PMOS晶体管M1的输出电压V1上升到VIN，也会由误差放大器5进行控制，使得输出电压Vout缓慢地上升。

(模式2)

模式2是Vss<VREF且Vss>VFB的期间的动作。

在该期间，误差放大器4进行的升压动作开始，误差放大器4控制PMOS晶体管M1的导通，以使反馈电压VFB与软起动电压Vs1一致。

另外，由于在该期间误差放大器5中没有升压功能，因此，PMOS晶体管M3仍原样地输出PMOS晶体管M1的输出电压V1。从而，输出端子OUT的输出电压Vout成为Vout＝V1。

这样，输出电压Vout就成为

Vout＝(R1+R2)/R2×Vs1

＝(R1+R2)/R2×(Vss－Vos1)。

这样地，在模式2中，由误差放大器4进行使输出电压缓慢上升的控制。

(模式3)

在模式3中成为Vss>VREF+Vos1，软起动动作结束，开始通常动作模式。

在模式3中成为Vs1>VREF，设定输出电压Vout的基准电压成为VREF。

输入到误差放大器4的软起动电压Vs1，在VSS<Va时成为Vs1＝VSS－Vos1，在VSS>Va时成为Vs1＝VSS。无论在哪种情况下，误差放大器4都成为Vs1>VREF，设定输出电压Vout的基准电压都成为VREF。

因而，误差放大器4控制PMOS晶体管M1的导通，以使反馈电压VFB与基准电压VREF一致。

从而，输出电压Vout成为

Vout＝(R1+R2)/R2×VREF，

不受有无偏移电压Vos1的影响。

另外，从偏移控制部7向误差放大器5输出偏移电压Vos2，输入到误差放大器5的软起动电压Vs2成为Vs2＝Vss+Vos2。因此，PMOS晶体管M3维持导通状态。

根据这样的本实施方式，由于由公共的软起动电压生成部2，向控制作为负荷开关的PMOS晶体管M3的导通的误差放大器5和控制作为输出开关的PMOS晶体管M1的导通的误差放大器4，供给公共的软起动电压Vss，因此，既能够抑制电路规模的增大，又能够抑制起动时的冲击电流。

另外，由于能够对分担软起动动作的误差放大器4、5设定不同极性的偏移，因此，即使2个误差放大器的特性不相同，也能够防止2个误差放大器的动作区域重叠，能够进行稳定的软起动动作。

(第二实施方式)

图5是示出第二实施方式的电源电路的结构的例子的电路图。

本实施方式的电源电路是在第一实施方式的电源电路中追加了过电流保护电路8而成的电源电路。

过电流保护电路8监视流到负荷开关即PMOS晶体管M3中的电流，并控制PMOS晶体管M3的导通，防止在软起动动作时向PMOS晶体管M3流入过电流。

图6是示出过电流保护电路8的内部结构的例子的电路图。

过电流保护电路8具备：电流检测部81，检测流到PMOS晶体管M3中的电流；电流－电压变换部82，对由电流检测部81检测出的电流进行电流－电压变换，并输出检测电压Vsns；以及误差放大器83，根据软起动电压Vss和基准电压VREF中的较低的一方的电压与检测电压Vsns之差，控制PMOS晶体管M3的导通。

在Vss<VREF时，误差放大器83根据软起动电压Vss与检测电压Vsns之间的差，来控制PMOS晶体管M3的导通。从而，流到PMOS晶体管M3中的输出电流Iout伴随着软起动电压Vss的上升而增加。

另一方面，在Vss≧VREF时，误差放大器83根据基准电压VREF与检测电压Vsns之差，来控制PMOS晶体管M3的导通。因此，流到PMOS晶体管M3中的输出电流Iout被控制成恒流，成为限制电流Ioc。

图7示出过电流保护电路8进行的输出电流Iout的控制的例子。

输出电压Vout与输出电流Iout的关系示出所谓的“フ”字特性，即，Vss<VREF期间，输出电流Iout根据输出电压Vout的上升而增加，当变为Vss≧VREF时，输出电流Iout被限制为限制电流Ioc。

根据这样的本实施方式，作为连接在输出端子OUT上的输出电容器Cout，连接有大容量的电容器，在软起动动作时，即使在内部电路中设定的软起动时间不足的情况下，也能够降低冲击电流。

根据以上说明的至少一个的实施方式的电源电路，既能够抑制电路规模的增大，又能够抑制起动时的冲击电流。

另外，虽然已经说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提出的，并不是想限定发明范围。这些新的实施方式可以以其他各种各样的方式实施，可以在不脱离发明主旨的范围内进行各种各样的省略、置换和变更。这些实施方式或其变形包含在发明范围或主旨内，并且也包含在权利要求范围中记载的发明及其均等的范围内。

Claims (5)

1.一种电源电路，其特征在于，具备：

第一开关，与输入电源相连接；

第二开关，与所述第一开关相连接；

基准电压生成部，生成基准电压；

软起动电压生成部，根据起动信号的输入，生成软起动电压；

反馈电压生成部，生成将输出电压分压所得的反馈电压；

第一误差放大器，输入所述基准电压、在所述软起动电压中加上第一偏移电压而成的第二软起动电压以及所述反馈电压，并将所述第二软起动电压和所述基准电压中的较低的一方的电压与所述反馈电压之差进行放大，来控制所述第一开关的导通；以及

第二误差放大器，输入在所述软起动电压中加上第二偏移电压而成的第三软起动电压以及所述反馈电压，并将所述第三软起动电压与所述反馈电压之差进行放大，来控制所述第二开关的导通。

2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，具备：

第一偏移控制部，控制所述第一偏移电压的输出；以及

第二偏移控制部，控制所述第二偏移电压的输出，

在所述软起动电压低于所述基准电压时，所述第一偏移控制部输出所述第一偏移电压，

在所述软起动电压大于等于所述基准电压时，所述第二偏移控制部输出所述第二偏移电压。

3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述第一偏移电压是负电压，所述第二偏移电压是正电压。

4.根据权利要求1至3的任一项所述的电源电路，其特征在于，

还具备防止向所述第二开关流入过电流的过电流保护电路，

所述过电流保护电路根据所述软起动电压和所述基准电压中的较低的一方的电压、与检测电压之差，来控制所述第二开关的导通，所述检测电压是检测出流到所述第二开关中的电流并变换成电压而成的检测电压。

5.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，

在所述软起动电压低于所述基准电压时，所述过电流保护电路控制所述第二开关的导通，以使输出电流与输出电压成比例。