CN104685780A - 在变流器中的电流过零 - Google Patents

Abstract

功率电子单元，该功率电子单元包括调节器(60)和至少一个具有第一开关元件(2)和第二开关元件(3)的半桥(100)，并且所述功率电子单元在两个开关元件之间具有相电流输出端(1)，在该相电流输出端中，第一开关元件和第二开关元件能以节拍频率以用于切换时间的推挽模式进行切换，并且在该相电流输出端中，调节器将切换时间和/或节拍频率作为调整参量调整，以便在相电流输出端(6)上提供在切换节拍内的相电流的预定的振幅、频率和相位，这样，使得在相输出端上用于切换节拍的振幅、频率和相位是可预测的，相电流的符号用作观测参量并且用于切换节拍的所确定的切换时间与预测的相电流的方向有关。

Description

在变流器中的电流过零

技术领域

本发明涉及一种功率电子单元，该功率电子单元包括调节器和至少一个具有第一开关元件和第二开关元件的半桥并且所述功率电子单元在所述两个开关元件之间具有相电流输出端，在该相电流输出端中，第一开关元件和第二开关元件能以节拍频率以用于切换时间的推挽模式进行切换，并且在该相电流输出端中，调节器将切换时间和/或节拍频率作为调整参量来调整，以便在相电流输出端上在随后的切换节拍内提供相电流的预定的振幅、频率和相位。

背景技术

用于混合动力车辆和电动车辆的当前的变流器通常使用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为半导体。这例如由文献CN 201 781 456 U的摘要得知。具有双向的半导体元件、例如金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的变流器通常很少使用，因为MOSFET连接电桥仅能实现比IGBT桥小的电压的变流器。因此，MOSFET变流器在其有效功率方面被限制，并且IBGT变流器就此在电子技术的多个领域内是优选的，例如参见文献DE 10138751 A1。然而，在非常高的频率(>20kHz)时，与IGBT相比，MOSEFT的构件特性产生积极影响。

传统的变流器包括本领域技术人员已知的B6桥。三个半桥之一的两个开关从不在相同的时刻接通。因此，存在停滞时间，该停滞时间确保开关可以可靠地接通输入电压并且不出现(ausbleiben)半桥短路。此外，在导通时产生在半导体上的电压降，所述电压降可能对变流器的运行特性产生不利影响。

发明内容

本发明的任务在于，描述一种经改善的功率电子单元。

该任务通过按照权利要求1所述的功率电子单元来解决。

本发明的有利的实施形式和进一步扩展方案由从属权利要求得出。

按照本发明，相电流在相电流输出端上的振幅、频率和相位是可预测的，所预测的相电流的方向用作调节器的观测参量并且调节器根据所预测的相电流的方向确定用于随后的切换节拍的切换时间。

调节器处于调节回路中并且在所述两个开关元件上确定要调节的切换时间。由于技术所决定地，在确定切换时间的时刻和接通所述两个开关元件的时刻之间存在时间延迟。这意味着，在调整各开关的所确定的切换时间的时刻，实际的相电流不等于如下相电流，该相电流在确定切换时间的时刻是实际的相电流。相电流的该提前或者确定要调节的切换时间的确定对于在时间上随后的切换节拍的滞后能通过在时间上预先计算在调整开关的时刻存在的实际的相电流来补偿，并且在本文献中被称为预测。因此，所述预测涉及预测时间段，其中，预测时间段基本上等于在调节器的调节回路中的数据处理时间段并且所述预测时间段描述了确定要调节的切换时间的滞后的在时间大小。

本发明的优选的变型方案通过如下方式给出，即，可对于所预测的相电流的正方向调整第一切换时间，并且可对于所预测的相电流的负方向调整第二切换时间。

因此，所确定的切换时间与所预测的相电流的方向有关。因此，可以在功率电子单元中考虑与电流方向有关的电压降。

此外，有利的是，能借助于电流预测确定零节拍，相电流在零节拍内更换电流方向。

在没有普遍性限制的情况下，功率电子单元经常输出交变电流信号。相电流作为变量必然在确定的时刻呈现数值零，其落入到确定的切换节拍中。所述切换节拍被称为零节拍。

按照本发明的一种实施形式，对于零节拍，所确定的切换时间处于第一切换时间和第二切换时间之间。

这意味着，对于零节拍的所确定的切换时间是在用于正相电流的第一切换时间之间并且在用于负相电流的第二切换时间之间的混合形式。

按照本发明的一种优选的实施形式，所述功率电子单元被如下系统所包括，该系统也包括电机并且在该系统中功率电子单元的相电流基本上用作用于驱动电机的转子的输入电流并且预测基本上基于转子在预测时间段期间的转动。

本发明基于以下阐述的考虑：

用于混合动力车辆和电动车辆的当前的变流器通常使用IGBT作为半导体开关。通常情况下不使用MOSFET变流器，因为MOSFET仅能实现切换较小电压。由此，变流器在其有效功率方面被限制。然而，MOSFET的耐压强度已经强烈增加并且车辆的混合式设计在小功率范围内(如例如对于用于内燃机的起动或者用于电气行驶的扩展的48V车载网络为约10kW)是切合实际的。

传统的变流器包括B6桥。对此不利的是，桥的所述两个开关从不允许在相同的时刻接通，以便阻止输入端直流电压的短路。因此，存在停滞时间，以便开关能够可靠地切换直流电压(大多数以中间电路电压U_ZK的形式给出)。此外，对发出的交变电流的品质不利地出现在半导体和电路的连接半导体的开关元件上的电压降。

按照现有技术，在MOSFET变流器中仅不充分地考虑在变流器的组件上的电压降。由此，变流器将与实际的预定值不同的电压施加到机器中。由于相电流的符号更换，各个相大约要么固定在U_ZK上要么固定在电接地上。由此，在机器中产生电流高次谐波并且不产生纯的正弦形的交变电流相。在此，5次和7次谐波在电流中是显著的并且因此6次谐波在转动力矩中是显著的。在这里未要详细地阐述的Clark-Park变换作为数学转动变换基于在5次频率和7次频率的进入到电机中的电流高次谐波与在机器输出端的6次机械波之间的联系。这些高次谐波导致不希望的转动力矩波动。因为所述谐波类似于在电流中的无功电流分量起作用，所以所述谐波引起在机器中和在变流器中附加的功率损耗。在此，在MOSFET变流器中的停滞时间过程明显与在IGBT变流器中的停滞时间过程相区别，因为MOSFET作为开关不同于IGBT地沿两个方向传导电流并且显示不同的构件特性。

较复杂的调节器在确定切换时间时考虑相电流的符号并且必要时考虑在变流器中与相应符号关联的电压降，在较复杂的调节器中在恰好如下节拍中调整开关时发生不利的错误，在所述节拍中更换相电流的符号。

因此，提出通过能按软件方式使用的措施在具有符号更换的切换节拍中改善变流器的切换时间。

这点关系到更平滑的转动力矩和因此电机在震动、振动和电机的声学方面的更平稳的特性。

附图说明

以下借助附图描述本发明的优选的实施例。由此得出本发明的其他细节、优选的实施形式和进一步扩展方案。相同的附图标记描述相同的技术特征。图中示意性地详细地：

图1示出逆变器的半桥的电路图；

图2示出用于半桥的调节回路；

图3示出相电流的过零。

具体实施方式

按照一种实施例，逆整流器被视为功率电子单元。逆整流器用于将直流电压整流为交变电压，特别是用于由直流电压源产生多相的交变电流。例如按照该实施例，利用电气化传动系由直流电压蓄能器给在车辆中的多相电机供应电功率。

在逆整流器中，对于交变电流的每个发出的相使用半桥。半桥按照图1包括第一开关元件(2)和第二开关元件(3)连同在两个开关元件之间的相输出端(1)，相电流I_Ph在该相输出端中流动。第一开关元件包括高侧开关(HS、30)并且第二开关元件包括低侧开关(LS、31)。高侧开关配设给要整流的直流电压的较高的电势并且低侧开关配设给要整流的直流电压的较低的电势。

各一个空载二极管(20、21)沿在图1中示出的通流方向与开关HS和LS并联。

在MOSFET变流器中，每个半桥的所述两个开关元件(30、31)构造成在MOSFET半导体构件中的三极管并且空载二极管(20、21)构造成在MOSFET半导体构件中的体二极管。另一个具有空载特性的电路技术单元、例如另一个空载二极管可以与MOSFET并联。

由开关(30或31)和空载二极管(20或21)组成的所述两个组合在图1中标记为开关元件(2或3)。

在没有普遍性限制的情况下，要整流的直流电压U_ZK由中间电路量取为U_ZK(4)和接地(亦即0伏特)(5)。相输出端具有相势(6)。

调节器(60)配设给在图1中的半桥，该调节器接通开关HS和LS。这由图2得知。

调节器由预定的电流I_Soll(该电流应该进入到电机中)和实际流入到机器中的I_Ph来确定在相输出端(6)上的理论电压U_Soll并且按照该理论电压切换开关LS和HS。

开关HS和LS在按照图3的时间曲线t中相反地脉冲宽度调制地接通。因为电机的控制基于所述实施例，所以所述脉冲调制按照本领域技术人员已知的空间矢量调制的原理来进行。开关分别在所述两个状态“开”(亦即传导状态)和“关”(亦即非传导状态)之间更换。以可预定的频率(该频率标记为节拍频率f_Takt)接通开关。在其中接通开关HS并且断开开关LS的时间段被称为切换时间T_on，而在其中断开开关HS并且接通开关LS的时间段被称为切换时间T_off。周期时间T_Takt与f_Takt成倒数。比例T_on/T_Takt被称为占空比DC_Soll。

半桥基本上以推挽模式来控制。因此，HS在一级近似中占据与LS的状态互补的状态。亦即，当开关LS处于状态“关”中时，所述开关处于状态“开”中并且反之亦然。在短的时间段(该时间段被称为停滞时间T_tot)内，如下地与推挽原理存在偏差，即，在T_tot期间不仅HS而且LS处于状态“关”中。在这种情况中，电流仅可能通过空载二极管。因此，停滞时间也被称为二极管时间T_D。二极管时间的数值朝向短时间被接通的半导体构件的开关特性所限制。

在直流电压逆整流器中使用本领域技术人员已知的场定向调节，其中，按照形成场的电流I_d的数值和形成力矩的电流I_q的数值进行控制。调节器的输出端通过对应的电压U_d和U_q来表征。由此，借助于Park-Clark逆转换和空间矢量调制的构思，例如在B6变流器中由此确定对于所述三个半桥的每个半桥的占空比。

在图1和图2中作为理论预定值适用(方程1)：

${U_{\mathrm{Ph}}}_{=}^{!}(U_{\mathrm{Soll}}={\mathrm{DC}}_{\mathrm{Soll}}\·U_{\mathrm{Zk}})$

这意味着，在相输出端(6)上实际发出的电压U_Ph应该等于在预定的电压U_Soll的有关节拍的持续时间上的平均。在所述节拍中的理论电压通过变流器的调节器预定，其中，调整参量是理想的正弦形的相输出。因此，DC_Soll·U_ZK同样是在半导体构件之间的相输出端(6)的参考点上每个节拍的平均电压。因为中间电路电压被视为经预定的，所以电压U_Soll的理论预定值与预定无量纲的占空比DC_Soll意义相同。

按照所述实施例的逆整流器包括按照图1的三个半桥。三个输出的相被标记为u、v、w。与图2相反，所测量的电流I_Ph不用作调节器(60)的输入。所测量的电流受到波动、测量准确性和噪声影响。为了确保方程1作为改善而提出，为了确定DC_Soll使用其他电流参量作为调节器(60)的输入参数。参量I_Ph由参量I*_Ph来代替或者对于所述三个半桥中的每个半桥专门地由I*_Ph,u、I*_Ph,v和I*_Ph,w来表示。在本领域技术人员本身已知的场定向调节中，通过Clark-Park变换得出(方程2)：

其中，

β_el＝β_mech·Z_P

在此，β_el是转子的电气角度，该角度通常由转子的机械位置β_mech的测量和转子的极对数Z_P形成。参量I_d,Soll和I_q,Soll描述了电流I_q和I_d在本领域技术人员本身已知的电机的场定向调节中的理论预定值。

通常，经常构造成微型控制器的用于变流器的调节器按照如下原理起作用，参量如I_Ph或者转动角度β_el在一个节拍中测量，在调节回路中计算当前的调节值并且所得出的占空比随后调节一个或者多个节拍。因为微型控制器需要一定时间来进行数据处理，所以情况如此。由于该时间延迟，实际调整的占空比“过时了”微型控制器需要用于计算的节拍。这意味着，在调整占空比的时刻由参量电流I_Ph和转动角度β_el呈现如下数值，这些数值将导致调整了与实际调整的占空比而可能不同的占空比。因此特别精明的是，当实际调节占空比时，通过如下方式达到“准”实时调节，即，在计算当前的调节值时，所测量的参量、电流I_Ph和转动角度β_el对于实际调整占空比的时刻外插为参量I_{Ph_ex}和β_{el_ex}。于是，要调整的占空比和测量参量I_Ph和β_el在调整开关LS和HS的节拍中在时间上直接对应。

参量I_{Ph_ex}和β_{el_ex}的计算基于转动的数值的确定，电机的转子在微型控制器的数据处理时间期间经历所述转动。在场定向调节中适用：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{el}\_\mathrm{ex}}={\mathrm{\β}}_{\mathrm{el}}+2\·\frac{\mathrm{\ω}}{f_{\mathrm{Takt}}}$

ω＝2·π·f_el

其中，机器的电气转速为f_el并且变流器的节拍频率为f_Takt。

利用外插的转动角度β_{el_ex}按照Clark-Park更换得出(方程3)：

因此，按照方程3得出在进行开关控制的时刻针对各个相的外插的电流参量。因此，对于一个相、例如相u，参量I*_{Ph,u_ex}作为调整参量传输给调节器。

在通用的MOSFET变流器中，对于这些变流器的其他缺点，在确定DC_Soll时仅不充分地考虑停滞时间和在LS和HS上的电压降，由此变流器给出与本身预定的交变电流I_Soll不同的交变电流I_Ph并且按照方程1的理论预定值是不可实现的。

以典型的方式，理论预定值沿在变流器的要按理想类型给出的相电流的时间曲线上显示理想的正弦形式。与正弦形式的偏差表示为干扰性的不均匀性，这些不均匀性提出如下任务，即，“优化”输出信号I_Ph并且近似于按理想类型的正弦信号。

输出的电流I_Ph的周期时间T_Pd通过要供电的电机的参数产生。然而，一般适用：T_Pd>>T_Takt。因此，相电流I_Ph可以在多个节拍期间具有由半桥向电机的电流方向，而在另外的多个节拍期间具有由电机向半桥的电流方向。

通过在开关LS和HS上的电压降(该电压降的数值根据MOSFET的结构型式与I_Ph的电流方向有关)，对于I_Ph的所述两个电流方向中的每个电流方向都得出独特的、由电流I_Ph与理想的正弦信号的偏差而造成的图样。这点可能导致在电机中不希望的转动三相电流波动。由于MOSFET的独特的构件特性，这些特性不能直接与其他半导体开关元件、如例如IGBT的特性相当。

在没有普遍性限制的情况下，在图2中的调节器根据事实这样构造，使得要调整的占空比DC_Soll能根据相电流的符号确定，以便在半桥的组件上补偿与相电流方向有关的电压降。这意味着，在相电流的正(+)符号时(亦即在相电流由半桥指向电机的电流方向时)占空比DC_Soll的确定按照与与在相电流的负(-)符号时(亦即在相电流由电机指向半桥的电流方向时)所不同的、在这里未详细给出的计算方式进行。因此，占空比DC_Soll在该实施例的进一步的考虑中被标记为DC₊(在I_Ph>0时)和DC_-(在I_Ph>0时)。

然而，存在单独的少数节拍，在这些节拍内，所发出的相电流I_Ph的符号更换。相电流在这样的节拍中的过零在图3中示出(相电流在涉及过零的时间区段中示出，其他曲线通过虚线表示)。

因此在这种情况中，在所描述类型的调节器中，DC₊和DC_-都不是能尽可能最好地给出的DC_Soll。

节拍根据事实以参数t表示。具有过零的节拍根据事实被称为Takt t₀，在时间上跟随该节拍的节拍被称为Takt t₀+1并且在时间上先于该节拍的节拍被称为Takt t₀-1。

在上述类型的调节器中，如果在Takt t0中发生由正的相电流向负的相电流的符号更换，则在Takt t₀中的过零时将导致在Takt t₀-1中的DC₊与在Takt t₀+1中的DC_-之间的“硬”转换。

因此，按照另一种实施例非常有利的是，所预测的电流I^* _{Ph,u_ex}(在这里示例性地针对相u)对正负符号更换进行检查。

这样的符号检查还可以按照如下方程(方程4)：

$\mathrm{VZW}=\mathrm{sgn}\left(I_{\mathrm{Ph},u\_\mathrm{ex}}^{*}\left(\mathrm{Takt\; t}\right)\right)-\mathrm{sgn}\left(I_{\mathrm{Ph},u\_\mathrm{ex}}^{*}(\mathrm{Takt\; t}-1)\right)$

其中，符号更换(VZW)涉及：

因此，在此，当前预测的电流的符号与先前节拍的电流的符号通过减法相对比。参数VZW按照所述实施例传输给调节器作为附加的输入参量。在VZW＝0时以上述方式计算DC₊或者DC_-。

在VZW≠0时选择特殊的占空比DC_t0，该占空比处于DC₊或者DC_-的数值之间。适用(方程5)：

DC_t0＝DC_-+γ·ΔDC_±

ΔDC_±＝DC₊-DC_-

其中，加权系数γ与在Takt t₀内电流过零的时刻有关。

如果已知精确的机器特性和变流器特性，则加权系数可以通过机器方程来计算。因为这些方程大多不能简单地描述，所以所述实施例的以下方程示出简化的变型方案：

  (方程6)

$\mathrm{\α}=f_{\mathrm{Takt}}\frac{{\sin }^{-1}\left(\frac{\left|I_{\mathrm{Ph}}\right|}{I_{\mathrm{Ph}}}\right)}{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{el}}}$   (方程7)

在此假设，在半桥的相输出端中的电流是正弦形的。电流过零的时刻的参数α相对地涉及节拍时间T_Takt，而参数I_Ph相对地涉及相电流的振幅。

如果半桥是经由场定向调节来调节的变频器的一部分，则振幅例如可以由电流I_d或者I_q计算。

${\hat{I}}_{\mathrm{Ph}}=\sqrt{I_d^2+I_q^2}$

因此，借助方程6和7计算在Takt t₀内电流过零的时刻，并且相应地按照方程5针对占空比计算数值DC_t0，该数值处于两个数值DC₊和DC_-之间。

以有利的方式，在用于计算电流过零的方程7中不是使用外插的电流值，而是使用实际数值I_Ph。在时间范围内，电流的过零相对于I_Ph的确定处于将来。备选地，可以使用外插的电流I_{Ph_ex}。在时间范围内，电流的过零相对于I_{Ph_ex}的确定处于过去。在没有普遍性限制的情况下，在方程6和7中使用实际电流以用于计算过零。

另一个实施例涉及非正弦形的相电流I_Ph。于是，备选地针对加权系数给出下列内容代替方程6和7。如果电流是线性递减的或者递增的(例如作为在数值0附近的近似)，则适用：

$0=\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Ph}}}{\mathrm{dt}}\·t_{I\_\mathrm{Ph}=0}+I_{\mathrm{Ph}\_a}$

$t_{I\_\mathrm{Ph}=0}=-I_{\mathrm{Ph}\_a}/\frac{d{I}_{\mathrm{Ph}}}{\mathrm{dt}}$

$\mathrm{\γ}=\frac{t_{I\_\mathrm{Ph}=0}}{T_{\mathrm{Takt}}}$

在此，I_{Ph_a}是节拍开始的电流并且t_{I_Ph＝0}是在电流更换符号的节拍内的时刻。

因为电机或者变流器不能跟随理论参量的突变，所以在动态的情况中可能导致错误。在动态的情况中，从一个节拍到下一个节拍对电机的高的力矩要求被这样要求，使得变流器在所涉及的节拍内不能调整足够高的电流。因此导致所谓的动态错误。如果在选择的应用中这些错误不能容忍，则可以按照所述实施例之一补充地应用以下方法中的一个或者多个，以便改善动态的特性。理论参量的动态的增加可以被限制。可以使用高动态的观测器、例如Luenberger或者Kaiman。在动态的情况中也可能有利的是，使用实际电流I_{Ph_u}、I_{Ph_v}和I_{Ph_w}用于调节。

所述实施例与电机的类型无关。在没有普遍性限制的情况下，可以涉及三相或者六相同步电动机或者异步电动机。

Claims (6)

1.功率电子单元，所述功率电子单元包括调节器(60)和至少一个具有第一开关元件(2)和第二开关元件(3)的半桥(100)并且所述功率电子单元在所述两个开关元件之间具有相电流输出端(1)，在该相电流输出端中，第一开关元件和第二开关元件能以节拍频率以用于切换时间的推挽模式进行切换，并且在该相电流输出端中，调节器将切换时间和/或节拍频率作为调整参量来调整，以便在相电流输出端(6)上在随后的切换节拍内提供相电流的预定的振幅、频率和相位，其特征在于，

-在相电流输出端上的相电流的振幅、频率和相位是可预测的；

-所预测的相电流的方向用作调节器的观测参量，以及

-调节器根据所预测的相电流的方向确定用于随后的切换节拍的切换时间。

2.根据权利要求1所述的功率电子单元，

其特征在于，

-所述调节器对于所预测的相电流的正方向调整第一切换时间，以及

-所述调节器对于所预测的相电流的负方向调整第二切换时间。

3.根据权利要求2所述的功率电子单元，

其特征在于，

-借助于电流预测能确定零节拍，相电流在该零节拍中更换方向。

4.根据权利要求3所述的功率电子单元，

其特征在于，

-对于零节拍，所确定的切换时间处于第一切换时间和第二切换时间之间。

5.根据上述权利要求之一所述的功率电子单元，

其特征在于，

-所述预测涉及预测时间段，以及

-所述预测时间段基本上等于在调节回路中的数据处理时间段。

6.系统，所述系统包括根据权利要求5所述的功率电子单元，其特征在于，

-所述系统包括电机并且所述功率电子单元的相电流用作用于驱动电机的转子的输入电流，以及

-所述预测基本上基于转子在预测时间段期间的转动。