CN104426379A - 变换器电路和用于运行这类变换器电路的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种变换器电路和一种用于运行这类变换器电路的方法。为了能够在变换器电路(1)中有效地、同时却能够简单地且以低空间投入实现测量输出电流(I_a)，其中变换器电路在输入侧上包括按节拍的变换器(3)、在输出侧上包括整流器(5)以及在变换器(3)和整流器(5)中间接入的变压器(4)，在附加地考虑变换器电路(1)的设备参数(G)的情况下从变换器电路(1)的测量到的输入电流(I_e)中、从变换器电路(1)的输入电压(U_e)中和从变换器电路(1)的输出电压(U_a)中计算出变换器电路(1)的输出电流(I_a)。

Description

变换器电路和用于运行这类变换器电路的方法

技术领域

本发明涉及一种变换器电路，其在输入侧上包括按节拍的变换器，在输出侧上包括整流器以及在变换器和整流器中间接入的变压器。在此，本发明特别地涉及用于将在输入侧输入的直流电压转换为通常具有不同的电压量的输出直流电压的一种直流电压-变换器电路。本发明此外还涉及一种用于运行这类变换器电路的方法。该变换器电路和该所属的运行方法特别地设计用于在电动车中的应用。

背景技术

前述类型的直流电压-变换器电路特别地应用在电动车中-以代替在常见的机动车中存在的发电机，以便从传动系的高电压蓄电池为机动车的低压-车载电网供电。低压-车载电网通常传导的是电压量典型地为12V的直流电压，而高电压蓄电池通常提供的则是具有约400V的额定-电压值的直流电压。为了在发生故障的情况下排除高伏电压过渡加载在低压-车载电网上的可能性，在变换器电路内部设置在高电压-电源与低压-车载电网之间的电分离。为此将变压器也用于变换器电路。为了能够通过变压器传输电功率，布置在输入侧的变换器(后面将其称为输入变换器)将从输入侧输入的直流电压(输入电压)转换成被输送至变压器的初级线圈上的交流电压或脉冲电压。由此在变压器的次级线圈中感应出的交流电压被在后面接入的整流器转换成输出的直流电压(输出电压)。

特别是为了调节变流器电路，通常都需要了解由整流器输出的输出电流的电流强度。该电流强度通常通过在整流器后面接入的电流测量装置进行测量。在此，直接通过电流-分流器或者间接地、例如借助于霍尔-传感器或磁阻传感器进行电流测量。

然而，两种测量方法都有缺陷。因此，当输出电流较高时，电流-分流器会导致在测量装置中出现相对较高的功率损失。而另一方面，间接测量的电流传感器、例如霍尔-传感器或磁阻传感器又相对比较昂贵。测量相对较高的输出电流肯定会导致高空间需求，以及在测量电流所需的连接部件、例如汇流排或螺纹连接件中出现附加损失。

发明内容

本发明的目的在于，提出一种有效的、简单的且紧凑的、用于测量上述类型的变换器电路中的输出电流的解决方案。

根据本发明，在用于运行上述类型的变换器电路的方法的方面，该目的通过权利要求1所述的特征实现。根据本发明，在这种变换器电路的方面，该目的通过权利要求4所述的特征实现。本发明的有利的和部分从本身来看具有独创性的设计方式和改进方案在从属权利要求和后面的说明中示出。

在此，根据本方法，变换器电路的输出电流(确切地说是输出电流的电流强度)是在附加地考虑变换器电路的设备参数的情况下从变换器电路的输入电流(确切地说是输入电流的电流强度)中、从变换器电路的输入电压以及从变换器电路的输出电压中计算得出的。

在此将由变换器电路的整流器例如输出至机动车的低压-车载电网中的电流称为“输出电流”。驱动该输出电流的、施加在整流器的输出端上的电压称为“输出电压”。相应地，“输入电流”这一概念指的是被输入变流器电路的输入电流器中的电流，而被称为输入电压的则是驱动输入电流的且施加在输入变换器的输入端上的电压。该输入电流可以在本发明的范畴内直接测量出。对此的替换方案是，也可以在本发明的范畴内测量与输入电流相关的、流经输入变换器的功率半导体的电流。

因为根据本发明的、通过计算确定变换器电路的输出电流的这一理念，取消了通常设置的、在输出侧的电流测量装置。变换器电路由此能够设计得相对简单紧凑。随着取消输出侧的电流测量装置也不会出现由其造成的功率损失，前述的方法由此能够特别有效地运行变换器电路。

优选地将以下值中的至少一个、适宜将其中的多个值作为设备参数来考虑：

-变压器的变压比。

-变压器的与变换器连接的初级线圈的欧姆电阻和/或感应系数。

-变压器的与整流器连接的次级线圈的电压降和/或感应系数。

-变换器的功率半导体的电压降。

-整流器的功率半导体的欧姆电阻。

-用于驱控变换器的节拍时长或与其成比例的值。

-用于控制变换器的采样比。

同样也可以预设其它的设备参数、特别是由变换器的功率半导体以及由变压器的初级线圈在输入侧引起的电压降、或者由整流器的功率半导体以及由变压器的次级线圈在输出侧引起的电压降。但后面提及的值优选地通过控制单元-特别是作为变量根据功率半导体的工作温度-计算出。

除了输入电流或在输入变换器中流动的电流外，优选地也利用测量技术检测变换器电路的输入电压和/或输出电压。但原则上也可以在本发明的范畴内设想，对于输入电压或输出电压来说可以使用储存值。

根据本发明的变换器电路包括功率路径，在该功率路径中通过将输入电压转换成输出电压来传输电功率。如前所述，在该功率路径中布置了输入变换器、变压器和整流器。除了该功率路径外，变换器电路还包括控制电路，用于测量输入电流的或在输入变换器中流动的电流的电流强度的装置以及用于驱控输入变换器的控制单元。在此，该控制单元设计用于自动实施根据本发明的方法、特别是在前述实施变体中自动实施。

控制单元优选地通过微控制器构成，在该微控制器中，在控制软件、即计算机程序中在工作状态执行用于自动实施本方法的功能。但对此的替换方案是，控制单元也可以在本发明的范畴内通过不可编程的部件、例如ASIC而形成，该不可编程的部件在电路技术上设计用于自动实施本方法。

为了实施其中测量输入电压和/或输出电压的方法变体，控制电路在一种有利的设计方案中还附加地包括用于测量输入电压的装置以及用于测量输出电压的装置，特别是各自以相应的(电压-)测量变换器形式存在的装置。

在一种优选的设计方案中，输入变换器设计为全桥变换器。然而，输入变换器原则上也可以设计成与此不同的拓扑结构，例如设计为半桥变换器、单节拍变换器等。

变换器电路的整流器优选地设计为受控的整流器、特别是设计为受控的中点整流器。在这种情况下，控制单元优选地也用于驱控整流器。但在本发明的范畴内，整流器原则上也可以设计成与此不同的拓扑结构，特别是设计成不受控的整流器，例如二极管桥式整流器形式的整流器。

附图说明

后面将根据附图详细地说明本发明的实施例。图中示出：

图1在示意性的电路框图中示出具有包括按节拍的变换器(输入变换器)、变压器和整流器的功率路径以及具有用于驱控输入变换器以及-可选的-整流器的控制电路的变换器电路，

图2在经过简化的电路图中示出根据图1的变换器电路的一种实施方式，在该实施方式中，输入变换器设计为全桥变换器并且整流器设计为受控的中点整流器，和

图3在十一个相互同步的图表中示出变换器电路的不同电参量在同一变换器电路运行中的相应的变化曲线。

彼此相应的部件和参量在所有的附图中始终设有相同的参考标号。

具体实施方式

在图1中示出的变换器电路1包括功率路径2，在将输入电压U_e转换成输出电压U_a的情况下沿该功率路径传输电功率。在该功率路径2中，变换器电路1在输入侧上包括按节拍的变换器(输入变换器3)、在其后面接入的变压器4以及在输入侧上包括整流器5。该整流器5原则上可以选择性地设计为受控的整流器，或者设计为不受控的(被动的)整流器。

在变换器电路1运行时，输入变换器3将输入电压U_e转换成作为初级电压U_p输出到变压器4的初级线圈6上的脉冲电压。基于初级电压U_p，在变压器4的次级线圈7中产生交流电压形式的次级电压U_s。在整流器5中对该次级电压U_s进行整流和整平以便产生输出电压U_a。

在变换器电路1运行时，输入电流I_e在输入电压U_e的作用下流向输入变换器3。在初级电压U_p的作用下，初级电流I_p流经变压器4的初级线圈6。在次级电压U_s的作用下，次级电流I_s流经变压器4的次级线圈7。由整流器5最终在输出电压U_a的驱动下输出了输出电流I_a。

变换器电路1特别地应用在用于从机动车的高电压蓄电池为低压-车载电网供电的电动机动车中。输入电压U_e在本实例中是由高电压蓄电池提供的高伏电压，因此是额定电压量典型地为约400V的直流电压。而由变换器电路1输出的输出电压U_a则相反地是在低压-车载电网中传导的低伏电压，因此通常是电压量为12V的直流电压。

变换器电路1此外还包括控制电路10，该控制电路被用于驱控输入变换器3以及-只要整流器5是受控的整流器-也被用于驱控该整流器5。此外还通过该控制电路10-以后面详细说明的方式-计算输出电流I_a(确切地说是其电流强度)。

控制电路10为此包括控制单元11、两个(电压-)测量变换器12和13、(电流-)测量变换器14、用于驱控输入变换器3的控制级15以及-可选的-另一用于驱控整流器5的控制级16。只有当整流器5是受控整流器时，控制级16才存在。该控制级因此仅用虚线表示。

当变换器电路1运行时，通过电压测量变换器12连续地检测输入电压U_e的测量值M_Ue。通过电压测量变换器13以相应的方式连续地检测输出电压U_A的测量值M_Ua。最后通过电流测量变换器14连续地检测输入电流I_e的测量值M_Ie。通过相应的测量变换器12，13以及14将测量值M_Ue、M_Ua和M_Ue作为输入值输入控制单元11中。

此外，控制单元11还获取输出电压U_a的额定值S_Ua或输出电流I_a的额定值S_Ia。在变换器电路1的一种可替换的变体中，分别对这两个参量、即输出电压U_a或输出电流I_a中的一个进行调整。相应另一个参量则受到限制。

最后，控制单元11还获取了多个表征输入变换器3、变压器4和/或整流器5的部件的重要电特征的设备参数G作为其它的输入参量。这些设备参数G是拓扑结构-和/或设计方案专用的。“拓扑结构专用”在此意味着，控制单元11根据输入变换器3、变压器4以及整流器5的具体结构所依据的拓扑结构来调取不同的设备参数G，这尤其是因为输入变换器3、变压器4以及整流器5根据拓扑结构而具有不同的部件。另一方面，“设计方案专用”则意味着，控制单元11调出的设备参数G根据输入变换器3、变压器4以及整流器5的部件的设计(即技术尺寸)而具有不同的值。设备参数G能够-如在图1中示例性示出的那样-由外部的存储器单元传输至控制单元11中。这些值也能够可替换地储存在控制单元11的内部存储器中。特别是一个、多个或者甚至所有的设备参数G也能够作为常数固定地在控制软件中被编程。此外，一个或多个设备参数G也能够由控制单元11从其它预设的设备参数G中经计算推导出。

控制单元11优选地是微控制器，在该微控制器中在工作状态执行了控制软件，其中，在变换器电路1运行时实施的控制软件决定了变换器电路1的功能。

控制单元11取决于控制软件在变换器电路1运行时-根据所输入的测量值M_Ue，M_Ua和M_Ie和额定值S_Ua以及S_Ia-生成控制信号C_w以及-只要整流器5是受控的整流器-控制信号C_g，这些控制信号通过相应的控制级15以及16而传输至输入变换器3以及整流器5中。变换器电路1优选地被调节地运行。控制信号C_w和C_G在此由控制单元11根据预设的调节算法这样生成，即：使输出电压U_a或输出电流I_a与相应的额定值S_Ua或S_Ia相适应。

出于调节技术的目的和/或在过载保护的范畴内，控制单元11需要了解输出电流I_a的电流强度。然而，该输出电流I_a在变换器电路1中不是直接测量得到的。更确切地说是由控制单元11连续地计算输出电流I_a的测量值M_Ia。除了测量值M_Ue，M_Ua，M_Ie外，控制单元11也将设备参数G用作用于进行该计算的输入参量。输出电流I_a的计算在此根据拓扑结构专用的(即取决于输入变换器3、变压器4和整流器5的相应的特点的)公式进行，在控制单元11中，该公式在此处的控制软件的范畴内实施。

输出电流I_a的测量值M_Ia由控制单元11选择性地输出用于通过电动车辆中的其它部件的另外应用。

图2示出在图1中一般性示出的变换器电路1的一种特殊的实施方式，在这种实施方式中，输入变换器3设计为按节拍的全桥变换器，而整流器5则设计为受控的中点整流器。

输入变换器3相应地在这种实施方式中包括两个半桥20和21，这两个半桥相互并联地在高电位母线22和低电位母线23中间接入。每个半桥20，21在中间抽头24以及25和高电位母线22之间包括高电位侧的功率半导体26以及27，以及在相应的中间抽头24以及25和低电位母线23之间分别包括低电位侧的功率半导体28以及29。功率半导体26至29中的每个功率半导体在此均通过半导体开关、特别是IGBT(Insulated GateBipolar Transistor)或MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-EffectTransistor)形式的半导体开关和与此反并联的续流二极管形成。

半桥20和21此外还与(输入-)电容器30并联。

在根据图2的实施方式中，整流器5包括两个功率半导体40和41，这两个功率半导体-与输入变换器3的功率半导体26至29类似地-分别通过半导体开关、特别又是MOSFET形式的半导体开关以反并联的续流二极管一起形成。这两个功率半导体40和41并联地在次级线圈7的彼此相对的端部抽头和整流器5的低电位母线42之间接入。整流器5的高电位母线43与次级线圈7的中间抽头相连接。在高电位母线43和低电位母线42之间接入了输出电容器45。在高电位母线43的内部，输出扼流圈46与输出电容器45和中间抽头44中间连接。

正如还可从图2中看到的那样，分别流经功率半导体26-29中的功率半导体的电流用I₁，I₂，I₃以及I₄表示。

通过整流器5进行了整流的次级电压在后面用U’_s表示。从次级线圈7的中间抽头44流到输出电容器45上的电流在后面用未经整平的输出电流I’_a表示。此外，在图2中还示出了变压器4的磁化电流i_μ。

前面引入的参量在变换器电路1运行时的、典型的时间变化曲线在图3中根据输入变换器3的操作循环示意性地示出。其中在十一个同步图表中分别相对于时间t示出

-初级电压U_p的和磁化电流i_μ的变化曲线(最上面的图表)，

-初级电流I_p的变化曲线(从上至下第二张图表)

-电流I₁-I₄的变化曲线(从上至下第三至第六张图表)，

-电流I₁和I₂之和I₁+I₂的(从上至下第七张图表)和输入电流I_e的时间变化曲线(从上至下第八张图表)，

-次级电压U_S的(从上至下第九张图表)和经过整流的次级电压U’_S的变化曲线(从上至下第十张图表)以及

-未经整平的输出电流I’_a的和输出电流I_a的变化曲线(最下面的图表)。

在电流I₁至I₄中仅分别简化地示出电流的正部分，这是因为只有电流的这一正部分对于输出电流I_a的计算具有重要意义。

通过图3说明的操作循环分为四个时间段t₁-t₄，即

-第一时间段t₁，在此时间段内功率半导体26和29导通，并且功率半导体27和28绝缘，

-第二时间段t₂，在此时间段内功率半导体26和27导通，并且功率半导体28和29绝缘，

-第三时间段t₃，在此时间段内功率半导体27和28导通，并且功率半导体26和29绝缘，以及

-第四时间段t₄，在此时间段内功率半导体28和29导通，并且功率半导体26和27绝缘。

在此，在导通状态下通过控制信号C_w使相应的功率半导体26-29的半导体开关导电地接通，在绝缘状态下切断电流。

正如可从图3中看到的那样，时间段t₁-t₄的变化曲线是连续周期性重复的，因此，时间段t₄后始终重新紧跟着时间段t₁。正如能够从图3的最上面的图表中看到的那样，在时间段t₃和t₄中形成初级电压U_p的时间变化曲线，该变化曲线关于在时间段t₁和t₂内的变化曲线是相反的(即与零线成镜像)。时间段t₁和t₂由此形成操作循环的第一个半周期T，而时间段t₃和t₄则形成第二个半周期T。时间段t₁和t₃的时间长度在此分别表示为启动时间t_on(且t_on＝t₁＝t₃)。该启动时间t_on与半周期T的时间长度的比例关系在后面也表示为采样比D(且D＝t_on/T)。

从图3中可以看到，未经整平的输出电流I_a在电流值I’_amin和I’_amax之间波动。输入电流I_e也以相同的方式在值I_emin和I_emax之间波动。

在根据图2的变换器电路1运行时，控制单元11此时根据在控制程序中实施的规定计算输出电流I_a的电流强度

方程1

参数ü在此表示变压器4的变压比，即初级线圈6的匝数N_P与次级线圈7的匝数N_s的比例关系(ü＝N_P/N_s)。对于控制单元11而言，将匝数N_P，N_s或变压比ü预设为设备参数G。

电流值I_emin和I_emax由控制单元11通过分析输入电流I_e的输入的测量值M_Ie确定。

磁化电流i_μ由控制电路10根据以下方程计算：

$i_{\mathrm{\μ}}=\frac{(U_e-{\mathrm{\ΔU}}_e)\·t_{\mathrm{on}}}{2L_h}$

方程2

参量L_h在此表示变压器4的初级感应系数、即初级线圈6的感应系数，对于控制单元11来说，同样也将该值预设为设备参数G。

输入电压U_e由控制单元11从输入的测量值M_Ue中确定。

参量ΔU_e表示通过变换器3的功率半导体26-29和初级线圈6上的电压降。该电压降ΔU_e由控制单元11根据功率半导体26-29的和初级线圈6的电特征(电压降、感应系数并且也有可能是电容)计算得出，其中，同样在设备参数G的范畴内将这些参量输入到控制单元11中。对于控制单元11来说，在此至少将功率半导体26-29的欧姆电阻预设为取决于温度的参量。为了精确地确定输出电流I_a，控制单元11在此调用功率半导体26-29的工作温度的测量值，并且为了确定电压降ΔU_e而考虑与该工作温度相应的电阻值。

控制单元11优选地从采样比D和半周期T的预设时间长度中根据

t_on＝D·T

方程3

计算出启动时间t_on。

此外，为了关于初级电压U_p尽可能精确地确定采样比D，由控制单元11优选地根据

方程4

计算采样比D。

输出电压U_a在此又由控制单元11从输入的测量值M_Ua中确定。

与输入侧上的电压降ΔU_e类似，参量ΔU_a代表整流器5的功率半导体40，41上的以及变压器4的次级线圈7上的输出侧电压降。与电压降ΔU_e相同，输出侧上的电压降ΔU_a也是由控制单元11在考虑功率半导体40和41的以及次级线圈7的预设为设备参数G的电特征(电压降、感应系数并且也有可能是电容量)的情况下(特别是取决于温度地)计算得出的。

上述方程1基于这一事实，即对输出电压I’_a通过输出电容器45和输出扼流圈46的平整根据

$I_a=\frac{1}{2}\·(I_{a\min }^{\′}+I_{a\max }^{\′})$

方程5

等同于构成额定值I’_amin和I’_amax的平均值，其中，输出电流I’_a的电流值I’_amin和I’_amax根据

方程6

和

方程7

与输入电流I_e的电流值I_emin和I_emax相关联。

本发明通过前述实施例而变得特别明确。但本发明不局限于这些实施例。而是可以通过说明以及权利要求推导出本发明的其它实施例。

因此，特别是根据本发明的变换器电路1并不局限于为输入变换器3和整流器5示例性说明的拓扑结构。输入变换器3例如也可以在本发明的范畴内设计为半桥变换器，和/或整流器5也可以设计为受控的或不受控的桥式整流器。此外，变压器4也可以在初级侧上和/或在次级侧上具有不同数量的抽头。此外，变压器4还可以在初级侧上和/或次级侧上具有其它的线圈。储存在控制单元11中的用于计算输出电流I_a的公式须分别与所选择的符合电子技术原理的拓扑结构相匹配。

代替输入电流I_e，也可以利用测量技术检测分别流经输入变换器3的功率半导体的电流。在一种相应的实施方式中，变换器电路1包含测量这些电流的且将相应的测量值传输到控制单元11中的相应数量的电流测量变换器来代替电流测量变换器14。

Claims (8)

1.一种用于运行变换器电路(1)的方法，所述变换器电路在输入侧上包括按节拍的变换器(3)、在输出侧上包括整流器(5)以及在所述变换器(3)和所述整流器(5)中间接入的变压器(4)，其中，根据本方法，在附加地考虑所述变换器电路(1)的设备参数(G)的情况下，从所述变换器电路(1)的测量到的输入电流(I_e)或在所述变换器(3)中流动的电流(I₁-I₄)中、从所述变换器电路(1)的输入电压(U_e)中和从所述变换器电路(1)的输出电压(U_a)中计算得出所述变换器电路(1)的输出电流(I_a)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，将

-所述变压器(4)的变压比(ü)，

-所述变压器(4)的与所述变换器(3)连接的初级线圈(6)的电压降和/或感应系数(L_h)，

-所述变压器(4)的与所述整流器(5)连接的次级线圈(7)的电压降和/或感应系数，

-所述变换器(3)的功率半导体(26-29)的欧姆电阻，

-所述整流器(5)的功率半导体(40，41)的欧姆电阻，

-用于驱控所述变换器(3)的节拍时长或与所述节拍时长成比例的值(T)，和/或

-用于驱控所述变换器(3)的采样比(D)

作为设备参数(G)来考虑。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，测量所述变换器电路(1)的所述输入电压(U_e)和/或所述输出电压(U_a)。

4.一种变换器电路(1)，所述变换器电路

-具有功率路径(2)，所述功率路径

-在输入侧上包括按节拍的变换器(3)，

-在输出侧上包括整流器(5)，

-以及在所述变换器(3)和所述整流器(5)中间接入的变压器(4)，

以及

-具有控制电路(10)，所述控制电路包括

-用于测量所述变换器电路(1)的输入电流(I_e)的或在所述变换器(3)中流动的电流的装置(14)以及用于驱控所述变换器(3)的控制单元(11)，

其中，所述控制单元(11)设计用于，在附加地考虑所述变换器电路(1)的设备参数(G)的情况下，从测量到的输入电流(I_e)中、从所述变换器电路(1)的输入电压(U_e)中和从所述变换器电路(1)的输出电压(U_a)中计算所述变换器电路(1)的输出电流(I_a)。

5.根据权利要求4所述的变换器电路(1)，其中，所述控制单元(11)设计用于将

-所述变压器(4)的变压比(ü)，

-所述变压器(4)的与所述变换器(3)连接的初级线圈(6)的电压降和/或感应系数(L_h)，

-所述变压器(4)的与所述整流器(5)连接的次级线圈(7)的电压降和/或感应系数，

-所述变换器(3)的功率半导体(26-29)的欧姆电阻，

-所述整流器(5)的功率半导体(40，41)的欧姆电阻，

-用于驱控所述变换器(3)的节拍时长或与所述节拍时长成比例的值(T)，和/或

-用于控制所述变换器(3)的采样比(D)

作为设备参数(G)来考虑。

6.根据权利要求4或5所述的变换器电路(1)，其中，所述控制电路(10)具有用于测量所述输入电压(U_e)的装置(12)和/或用于测量所述输出电压(U_a)的装置(13)。

7.根据权利要求4至6中任一项所述的变换器电路(1)，其中，所述变换器(3)设计为全桥变换器。

8.根据权利要求4至7中任一项所述的变换器电路(1)，其中，所述整流器(5)设计为受控的整流器、特别是受控的中点整流器。