WO2014040971A2 - Stromnulldurchgang bei umrichter - Google Patents

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Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft
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    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques

Definitions

  • the invention relates to a power electronics unit, which comprises a regulator and at least one half-bridge with a first switching element and a second switching element and between the two switching elements has a phase current output, wherein the first switching element and the second switching element switchable in push-pull for a switching time with a clock frequency are and in which the controller adjusts the switching time and / or the clock frequency as a manipulated variable to provide at the phase current output a predetermined amplitude, frequency and phase angle of the phase current within an impending switching clock.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • MOSFETs metal-oxide-semiconductor field-effect transistors
  • IGBT bridges enable only lower voltages to be converted than IGBT bridges. Therefore, MOSFET inverters are limited in their performance and IBGT inverters in this respect preferred in many fields of electrical engineering, see for example the document DE 10138751 A At very high
  • a classic converter consists of a B6 bridge known to those skilled in the art.
  • the two switches of one of the three half-bridges are never switched on at the same time. Therefore, there is a dead time that ensures that the switches can safely switch the input voltage and that there is no half-bridge short circuit.
  • kick
  • the amplitude, the frequency and the phase position of the phase current can be predicted at the phase current output, the direction of the predicted phase current serves as the observed variable of the controller, and the controller determines the switching time for the upcoming switching clock as a function of the direction of the predicted phase current.
  • the controller is located in a control loop and determines the switching time to be set at the two switching elements. For technical reasons, there is a time delay between the time of determining the switching time and the time of switching the two switching elements. This means that the actual phase current at the time of placement of the determined
  • Switching time of the switch does not correspond to the phase current, which was the actual phase current at the time of determining the switching time.
  • This advance of the phase current or the lag of the determination of the switching time to be set for a temporally imminent switching cycle can be compensated for by temporal prediction of the actual phase current prevailing at the time the switch is set and is referred to in the present document as prediction.
  • the prediction therefore relates to a prediction period, wherein the prediction period substantially corresponds to the data processing period in the control loop of the controller and which describes the time dimension of the lag of the determination of the switching time to be set.
  • a preferred variant of the invention is given by the fact that for a positive direction of the predicted phase current, a first switching time is adjustable, and for a negative direction of the predicted phase current, a second switching time is adjustable.
  • the determined switching time is thus dependent on the direction of the predicted phase current.
  • current direction-dependent voltage drops can be taken into account in the power electronics unit.
  • a zero clock can be determined in which the phase current changes the current direction.
  • a power electronics unit is frequently used without restriction of generality
  • phase current inevitably assumes the value zero at a certain point in time as an alternating variable, which value falls within a certain switching cycle.
  • This switching clock is called zero clock.
  • the determined switching time between the first switching time and the second switching time is for the zero clock, the determined switching time between the first switching time and the second switching time.
  • the determined switching time for the zero-clock represents a hybrid between the first switching time for positive phase current and between the second switching time for negative phase current.
  • the power electronics unit is comprised of a system that also includes an electric machine and in which the
  • Phase current of the power electronics unit essentially serves as an input current for driving a rotor of the electric machine and the prediction is based essentially on the rotation of the rotor during the prediction period.
  • the invention is based on the following considerations:
  • IGBTs IGBTs
  • MOSFET inverters are generally not in use, as MOSFETs only allow switching of lower voltages. This limits the performance of the inverters. However, the withstand voltage of MOSFETs has greatly increased and hybridization concepts of vehicles are smaller
  • a classic inverter consists of a B6 bridge. The disadvantage of this is that the two switches of a bridge must never be turned on at the same time to one
  • Clark-Park transformation which can not be explained in more detail here as a mathematical rotation transformation, lies in the relationship between the electrical machine
  • Fig. 1 circuit diagram of a half-bridge of an inverter
  • an inverter is considered as a power electronics unit.
  • An inverter serves to direct a DC voltage into an AC voltage, in particular for generating multiphase AC current from one
  • a half-bridge is used for each outgoing phase of the alternating current.
  • a half-bridge includes gem.
  • Fig. 1 a first switching element (2) and a second switching element (3) having a phase output (1) between the two switching elements, in which the phase current l Ph flows.
  • the first switching element comprises a high-side switch (HS, 30) and the second switching element has a low-side switch (LS, 31).
  • the high-side switch is assigned to the higher electrical potential of the DC voltage to be converted and the low-side switch to the lower potential of the DC voltage to be changed.
  • the two switching elements (30, 31) are each half bridge as transistors in MOSFET semiconductor devices and the freewheeling diodes (20,21) as
  • Body diodes executed in the MOSFET semiconductor devices. Parallel to the MOSFETs, another circuit unit with freewheeling property, for example a further freewheeling diode, may be connected.
  • the two combinations of switch (30 or 31) and freewheeling diode (20 or 21) is referred to in Fig. 1 as a switching element (2 or 3).
  • the DC voltage U Z K to be switched is tapped without restriction of generality by a DC link as U Z k (4) and ground (ie 0 volts) (5).
  • the phase output has the phase potential (6).
  • the half-bridge in Fig. 1 is associated with a controller (60) which switches the switches HS and LS. This is apparent from Fig. 2.
  • the controller determines a setpoint voltage U So n at the phase output (6) from a given current I So i, which is to enter the electric machine, and the actual L ph flowing into the machine, and switches the switches LS and HS according to this setpoint voltage.
  • the switches HS and LS are in the time course t gem.
  • Fig. 3 reciprocally switched pulse width modulated. Since this embodiment is based on the control of an electrical machine, the pulse width modulation takes place according to the principle of space vector modulation known to those skilled in the art.
  • the switches each switch between the two states “on”, ie conductive state, and "off", ie non-conductive state. With a predetermined frequency, which is referred to as the clock frequency f clock , the switches are switched.
  • the period in which the switch HS on and the switch LS is turned off, is called
  • Switching time T on and the period in which the switch HS off and the switch LS is turned on is referred to as switching time T off .
  • the period T Ta kt is at f clock inverse.
  • the ratio T on / T Ta kt is referred to as Dutycycle DC So ii.
  • a half bridge is essentially controlled in push-pull. Accordingly, HS assumes in a first approximation the state complementary to the state of the LS. That is, the switch is in the "on” state when the switch LS is in the "off” state and vice versa.
  • dead time T tot there is a differential push-pull principle in that both HS and LS are in the "off" state during T tot, in which case current flow is only possible through the flywheel diodes the dead time is also referred to as diode time T D.
  • the amount of diode time is limited in the direction of a short time by the switching characteristics of the switching semiconductor devices.
  • the field-oriented control known to the person skilled in the art is used, wherein the size of the field-forming current I d and the size of the field-forming current torque-generating current l q is regulated.
  • the output of the regulator is characterized by the corresponding voltages U d and U q .
  • the inverter according to this embodiment comprises three half bridges according to FIG. 1.
  • the three outgoing phases are referred to as u, v, w.
  • the measured current I Ph is not used as the input of the regulator (60).
  • the measured current is subject to fluctuations, measurement inaccuracies and noise. It is considered an improvement to
  • Equation 1 Ensuring Equation 1 is proposed to use different current values as input parameters of the controller (60) to determine DC SOII .
  • the quantity l Ph is replaced by the quantity l * ph or specifically for the respective one of the three half-bridges expressed by Ph , u, l * P h, v and l * Ph , w
  • a field-oriented control known per se to the person skilled in the art results by Clark-Park transformation (Equation 2):
  • ß ei is the electrical angle of the rotor, which is usually formed from a measurement of the mechanical position of the rotor ß mech and the pole pair number of the rotor Z P.
  • the quantities d 1 So ii and Iq soii describe the target specification of the currents I q and I d in the case of a field-oriented control of the electric machine known to the person skilled in the art.
  • regulators for converters which are often designed as microcontrollers, operate according to the principle that variables such as the l Ph or the rotation angle ß et are measured in one cycle, the current control values in the control loop are calculated and the resulting
  • Time delay is the actual duty cycle around those cycles, which the microcontroller needs for the calculation, "obsolete” . This means, that at the time of the setting of the duty cycle the values current l Ph and rotation angle ß el are assumed
  • Switch LS and HS are set, directly in time.
  • the target specification describes an ideal sinusoidal shape over the course of time of a phase current of an inverter to be output in an ideal manner. Deviations from the sinusoidal form show up as disturbing irregularities, which give the task, the
  • the period T Pd of the outgoing current l Ph is given by parameters of the electrical machine to be fed. In general, however: T Pd »T clock . Thus, it may be that the phase current l Ph has a current direction from the half-bridge to the electric machine during a plurality of clocks and a current direction from the electrical machine to the half-bridge during a plurality of other clocks.
  • the controller in FIG. 2 is designed so that the duty cycle DCsoii to be set is ascertainable as a function of the sign of the phase current, in order to compensate for phase-current-dependent voltage drops across the components of a half-bridge.
  • the determination of the Dutycycle DC So n according to another unspecified here to be given calculation method as a negative (-) sign of the phase current, ie in pointing from the electric machine to the half-bridge current direction of the
  • the duty cycle DC SOII will be referred to as DC + (at l Ph > 0) and DC. (at l Ph ⁇ 0).
  • phase current in such a clock is shown in FIG. 3 (phase current in the time period relating to the zero crossing illustrated, further course indicated by dashed lines).
  • VZW sgn (! PKu-ex iTakt t)) - sgn (p hiU _ ex clock t where the following applies to a sign change (VZW): no change of sign
  • DC t0 DC_ + ⁇ ⁇ ADC + ADC ⁇ - DC + - DC_ where the weighting factor ⁇ is dependent on the instant of current zero crossing within the clock t 0 .
  • the weighting factor can be calculated using the machine equations. Since these are usually not easy to describe, the following equations of this embodiment show a simplified variant:
  • the amplitude can be calculated, for example, from the currents l d and I q .
  • Equation 5 is calculated for the dutycycle, which is between the two values DC + and DC. lies.
  • equation 7 no extrapolated current value is used to calculate the current zero crossing, but the actual value 1 Ph .
  • the zero crossing of the current with respect to the determination of l Ph is in the future.
  • the extrapolated current I ph ex can be used.
  • the time domain of the zero crossing of the current is related to the calculation of l Ph _ e x in the past.
  • equations 6 and 7 use the actual current to calculate the zero crossing.
  • Another embodiment relates to a non-sinusoidal phase current I Ph . Then, instead of equations 6 and 7, the balance factor is alternatively given. If the current is decreasing or rising linearly (eg also as an approximation of a sine around the value 0):

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Abstract

Leistungselektronikeinheit, welche einen Regler (60) und mindestens eine Halbbrücke (100) mit einem ersten Schaltelement (2) und mit einem zweiten Schaltelement (3) umfasst und zwischen den beiden Schaltelementen einen Phasenstromausgang (1) aufweist, bei dem das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement im Gegentakt für eine Schaltzeit mit einer Taktfrequenz schaltbar ist und bei dem der Regler in die Schaltzeit und/oder die Taktfrequenz als Stellgröße einstellt, um an dem Phasenstromausgang (6) eine vorgegebene Amplitude, Frequenz und Phasenlage des Phasenstroms in einem Schalttakt bereitzustellen, so, dass die Amplitude, die Frequenz und die Phasenlage am Phasenstromausgang für den Schalttakt prädizierbar ist, das Vorzeichen des Phasenstroms als Beobachtungsgröße dient und die ermittelte Schaltzeit für den Schalttakt von Richtung des prädizierten Phasenstroms abhängig ist.

Description

Stromnulldurchgang bei Umrichter
Die Erfindung betrifft eine Leistungselektronikeinheit, welche einen Regler und mindestens eine Halbbrücke mit einem ersten Schaltelement und mit einem zweiten Schaltelement umfasst und zwischen den beiden Schaltelementen einen Phasenstromausgang aufweist, bei dem das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement im Gegentakt für eine Schaltzeit mit einer Taktfrequenz schaltbar sind und bei dem der Regler die Schaltzeit und/oder die Taktfrequenz als Stellgröße einstellt, um an dem Phasenstromausgang eine vorgegebene Amplitude, Frequenz und Phasenlage des Phasenstroms innerhalb eines bevorstehenden Schalttaktes bereitzustellen.
Aktuelle Umrichter für Hybrid- und Elektrofahrzeuge verwenden üblicherweise
Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBTs) als Halbleiter. Dies geht zum Beispiel aus dem Abstract der Schrift CN 201 781 456 U hervor. Umrichter mit bidirektionalen
Halbleiterelementen wie etwa Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) sind in der Regel seltener in Verwendung, da MOSFET-Schaltbrücken das Umrichten von nur geringeren Spannungen als IGBT-Brücken ermöglichen. Deshalb sind MOSFET-Umrichter in ihrer Leistungsfähigkeit begrenzt und IBGT-Umrichter diesbezüglich in vielen Gebieten der Elektrotechnik bevorzugt, siehe etwa die Schrift DE 10138751 A Bei sehr hohen
Schaltfrequenzen (> 20 kHz) wirkt sich das Bauteilverhalten der MOSFETs jedoch positiv im Vergleich zu IGBTs aus.
Ein klassischer Umrichter besteht aus einer dem Fachmann bekannten B6-Brücke. Die beiden Schalter einer der drei Halbbrücken sind nie zum gleichen Zeitpunkt eingeschaltet. Daher existiert eine Totzeit, die gewährleistet, dass die Schalter die Eingangsspannung sicher schalten können und ein Halbbrückenkurzschluss ausbleibt. Außerdem treten
Spannungsabfälle an den Halbleitern beim Leiten auf, die sich nachteilig auf das
Betriebsverhalten des Umrichters auswirken können. Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Leistungselektronikeinheit zu beschreiben.
Gelöst wird diese Aufgabe durch eine Leistungselektronikeinheit gemäß Anspruch 1. Vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Erfindungsgemäß sind die Amplitude, die Frequenz und die Phasenlage des Phasenstroms am Phasenstromausgang prädizierbar, es dient die Richtung des prädizierten Phasenstroms als Beobachtungsgröße des Reglers und der Regler ermittelt die Schaltzeit für den bevorstehenden Schalttakt in Abhängigkeit von der Richtung des prädizierten Phasenstroms.
Der Regler befindet sich in einem Regelkreis und ermittelt die zu stellende Schaltzeit an den beiden Schaltelementen. Technisch bedingt besteht ein Zeitverzug zwischen dem Zeitpunkt der Ermittlung der Schaltzeit und dem Zeitpunkt des Schaltens der beiden Schaltelemente. Dies bedeutet, dass der tatsächliche Phasenstrom zum Zeitpunkt des Stellens der ermittelten
Schaltzeit der Schalter nicht dem Phasenstrom entspricht, welcher zum Zeitpunkt der Ermittlung der Schaltzeit der tatsächliche Phasenstrom war. Dieses Vorauseilen des Phasenstroms bzw. das Nacheilen der Ermittlung der zu stellenden Schaltzeit für einen zeitlich bevorstehenden Schalttakt ist durch zeitliche Vorausberechnung des zum Zeitpunkt des Stellens der Schalter herrschenden tatsächlichen Phasenstroms kompensierbar und wird im vorliegenden Dokument als Prädiktion bezeichnet. Die Prädiktion betrifft also einen Prädiktionszeitraum, wobei der Prädiktionszeitraum im Wesentlichen dem Datenverarbeitungszeitraum in dem Regelkreis des Reglers entspricht und welcher das zeitliche Maß des Nacheilens der Ermittlung der zu stellenden Schaltzeit beschreibt.
Eine bevorzugte Variante der Erfindung ist dadurch gegeben, dass für eine positive Richtung des prädizierten Phasenstroms eine erste Schaltzeit einstellbar ist, und für eine negative Richtung des prädizierten Phasenstroms eine zweite Schaltzeit einstellbar ist. Die ermittelte Schaltzeit ist also abhängig von der Richtung des prädizierten Phasenstroms. Somit können stromrichtungsabhängige Spannungsabfälle in der Leistungselektronikeinheit berücksichtigt werden.
Außerdem ist es vorteilhaft, wenn anhand der Stromprädiktion ein Nulltakt ermittelbar ist, in welchem der Phasenstrom die Stromrichtung wechselt. Eine Leistungselektronikeinheit gibt ohne Beschränkung der Allgemeinheit häufig ein
Wechselstromsignal aus. Der Phasenstrom nimmt als Wechselgröße zwangsläufig zu einem bestimmten Zeitpunkt den Wert Null an, der in einen bestimmten Schalttakt fällt. Dieser Schalttakt wird als Nulltakt bezeichnet.
Nach einer Ausführungsform der Erfindung liegt für den Nulltakt die ermittelte Schaltzeit zwischen der ersten Schaltzeit und der zweiten Schaltzeit. Dies bedeutet, dass die ermittelte Schaltzeit für den Nulltakt eine Mischform zwischen der ersten Schaltzeit für positiven Phasenstrom und zwischen der zweiten Schaltzeit für negativen Phasenstrom darstellt.
Nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Leistungselektronikeinheit von einem System umfasst, das auch eine elektrische Maschine umfasst und bei welchem der
Phasenstrom der Leistungselektronikeinheit im Wesentlichen als Eingangsstrom für den Antrieb eines Rotors der elektrischen Maschine dient und die Prädiktion im Wesentlichen auf der Drehung des Rotors während des Prädiktionszeitraums beruht. Die Erfindung basiert auf den nachfolgend dargelegten Überlegungen:
Aktuelle Umrichter für Hybrid- und Elektrofahrzeuge verwenden in der Regel IGBTs als
Halbleiterschalter. MOSFET-Umrichter sind im Regelfall nicht in Verwendung, da MOSFETS nur das Schalten geringerer Spannungen ermöglichen. Dadurch sind die Umrichter in ihrer Leistungsfähigkeit begrenzt. Die Spannungsfestigkeit von MOSFETS hat jedoch stark zugenommen und Hybridisierungskonzepte von Fahrzeugen sind in kleineren
Leistungsbereichen von etwa 10 kW wie z.B. für ein erweitertes 48 V-Bordnetz für den Zustart eines Verbrennungsmotors oder für elektrisches Fahren realistisch. Ein klassischer Umrichter besteht aus einer B6-Brücke. Nachteilig daran ist, dass die beiden Schalter einer Brücke nie zum gleichen Zeitpunkt eingeschalten sein dürfen, um einen
Kurzschluss der Eingangsgleichspannung zu verhindern. Daher existiert eine Totzeit, damit die Schalter die Gleichspannung (meist gegeben in Form einer Zwischenkreisspannung UZk) sicher schalten können. Außerdem treten zum Nachteil der Güte des ausgehenden Wechselstroms Spannungsabfälle an den Halbleitern und an den die Halbleiter verbindenden Schaltungselementen der Schaltung auf.
Nach dem Stand der Technik werden in MOSFET-Umrichtern die Spannungsabfälle an den Komponenten des Umrichters nur unzureichend berücksichtigt. Dadurch prägt der Umrichter eine andere Spannung in die Maschine ein, als es der eigentlichen Vorgabe entspricht.
Aufgrund des Vorzeichenwechsels des Phasenstroms, wird die einzelne Phase
näherungsweise auf entweder UZk oder elektrische Masse geklemmt. Dadurch entstehen Stromoberwellen in der Maschine und es wird keine reine sinusförmige Wechselstromphase erzeugt. Signifikant sind dabei die 5. und 7. Oberwelle im Strom und damit die 6. Oberwelle im Drehmoment. Die hier nicht näher zu erläuternde Clark-Park-Transformation als mathematische Drehtransformation liegt dem Zusammenhang zwischen in die elektrische Maschine
eingehenden Stromoberwellen der 5. Frequenz und 7. Frequenz und der mechanischen Welle 6. Ordnung am Maschinenausgang zugrunde. Die Oberwellen führen zu unerwünschten Drehmomentschwankungen. Da sie ähnlich einer Blindstromkomponente im Strom wirken, ziehen sie zusätzliche Leistungsverluste in der Maschine und im Umrichter nach sich. Dabei unterscheidet sich der Totzeitvorgang bei MOSFET-Umrichtern wesentlich von denen bei IGBT- Umrichtern, da MOSFETs als Schalter im Gegensatz zu IGBTs in beide Richtungen Strom leiten und ein anderes Bauteilverhalten zeigen. Bei komplexeren Reglern, welche das Vorzeichen des Phasenstroms und gegebenenfalls einen dem jeweiligen Vorzeichen verbundenen Spannungsabfall im Umrichter bei der Ermittlung der Schaltzeit berücksichtigen, kommt es zu nachteiligen Fehlern beim Stellen der Schalter in genau jenen Takten, in welchen das Vorzeichen des Phasenstroms wechselt. Deshalb wird vorgeschlagen, die Schaltzeit des Umrichters durch eine softwaremäßig umsetzbare Maßnahme in den Schalttakten mit einem Vorzeichenwechsel zu verbessern.
Dies sorgt für ein glatteres Drehmoment und somit ein ruhigeres Verhalten der elektrischen Maschine in Bezug auf Vibrationen, Schwingungen und deren Akustik. Ferner ist dadurch der Wirkungsgrad des Umrichters verbessert.
Im Folgenden wird anhand der beigefügten Zeichnungen ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Daraus ergeben sich weitere Details, bevorzugte Ausführungsformen und Weiterbildungen der Erfindung. Gleiche Bezugszeichen beschrieben gleiche technische Merkmale. Im Einzelnen zeigt schematisch
Fig. 1 Schaltbild einer Halbbrücke eines Inverters
Fig. 2 Regelkreis für Halbbrücke
Fig. 3 Nulldurchgang des Phasenstroms Nach einem Ausführungsbeispiel wird ein Wechselrichter als Leistungselektronikeinheit betrachtet. Ein Wechselrichter dient dazu, eine Gleichspannung in eine Wechselspannung zu richten, insbesondere zur Erzeugung von mehrphasigem Wechselstrom aus einer
Gleichspannungsquelle. Zum Beispiel wird nach diesem Ausführungsbeispiel eine mehrphasige elektrische Maschine in einem Fahrzeug mit elektrifiziertem Antriebsstrang aus einem
Gleichspannungsenergiespeicher mit elektrischer Leistung versorgt.
In einem Wechselrichter wird für jede ausgehende Phase des Wechselstroms eine Halbbrücke verwendet. Eine Halbbrücke umfasst gem. Fig. 1 ein erstes Schaltelement (2) und ein zweites Schaltelement (3) mit einem Phasenausgang (1) zwischen den beiden Schaltelementen, in dem der Phasenstrom lPh fließt. Das erste Schaltelement umfasst einen High-Side-Schalter (HS, 30) und das zweite Schaltelement einen Low-Side-Schalter (LS, 31).
Der High-Side-Schalter ist dem höheren elektrischen Potential der wechselzurichtenden Gleichspannung und der Low-Side-Schalter dem niedrigeren Potential der wechselzurichtenden Gleichspannung zugeordnet.
Parallel zu den Schaltern HS und LS ist jeweils eine Freilaufdiode (20, 21 ) geschaltet in der in Fig. 1 gezeigten Flussrichtung.
Bei einem MOSFET-Umrichter sind die beiden Schaltelemente (30, 31) je Halbbrücke als Transistoren in MOSFET-Halbleiterbauelementen und die Freilaufdioden (20,21) als
Bodydioden in den MOSFET-Halbleiterbauelementen ausgeführt. Parallel zu den MOSFETs kann eine weitere schaltungstechnische Einheit mit Freilaufeigenschaft, z.B. eine weitere Freilaufdiode, geschaltet sein. Die beiden Kombination aus Schalter (30 bzw. 31) und Freilaufdiode (20 bzw. 21) wird in Fig. 1 als Schaltelement (2 bzw. 3) bezeichnet. Die zu wechselrichtende Gleichspannung UZK wird ohne Beschränkung der Allgemeinheit von einem Zwischenkreis abgegriffen als UZk (4) und Masse (d.h. 0 Volt) (5). Der Phasenausgang weist das Phasenpotential (6) auf.
Der Halbbrücke in Fig. 1 ist ein Regler (60) zugeordnet, der die Schalter HS und LS schaltet. Dies geht aus Fig. 2 hervor. Aus einem vorgegebenen Strom lSoii, der in die elektrischen Maschine eingehen soll, und dem tatsächlichen in die Maschine fließendem lPh ermittelt der Regler eine Sollspannung USon am Phasenausgang (6) und schaltet die Schalter LS und HS gemäß dieser Sollspannung.
Die Schalter HS und LS werden im Zeitverlauf t gem. Fig. 3 reziprok pulsweitenmoduliert geschaltet. Da diesem Ausführungsbeispiel die Steuerung einer elektrischen Maschine zugrunde liegt, erfolgt die Pulsweitenmodulation nach dem dem Fachmann bekannten Prinzip der Raumzeigermodulation. Die Schalter wechseln jeweils zwischen den beiden Zuständen „An", d.h. leitendem Zustand, und„Aus", d.h. nicht-leitendem Zustand. Mit einer vorgebbaren Frequenz, die als Taktfrequenz fTakt bezeichnet wird, werden die Schalter geschaltet. Die Zeitraum, in welchem der Schalter HS ein- und der Schalter LS ausgeschaltet ist, wird als
Schaltzeit Ton bezeichnet und der Zeitraum, in welchem der Schalter HS aus- und der Schalter LS eingeschaltet ist, wird als Schaltzeit Toff bezeichnet. Die Periodendauer TTakt is zu fTakt invers. Das Verhältnis Ton/T Takt wird als Dutycycle DCSoii bezeichnet. Eine Halbbrücke wird im Wesentlichen im Gegentakt gesteuert. Demnach nimmt HS in erster Näherung den zum Zustand des LS komplementären Zustand ein. D.h. der Schalter befindet sich im Zustand„An", wenn der Schalter LS im Zustand„Aus" befindlich ist und umgekehrt. Innerhalb eines kurzen Zeitraums, der als Totzeit Ttot bezeichnet wird, besteht eine Abweichung vom Gegentaktprinzip dahingehend, dass während Ttot sowohl HS als auch LS im Zustand „Aus" befindlich sind. In diesem Fall ist ein Stromfluss nur über die Freilaufdioden möglich. Deshalb wird die Totzeit auch als Diodenzeit TD bezeichnet. Der Betrag der Diodenzeit ist in Richtung kurzer Zeit durch die Schalteigenschaften der schaltenden Halbleiterbauelemente begrenzt.
Bei dem Gleichspannungswechselrichter kommt die dem Fachmann bekannte feldorientierte Regelung zum Einsatz, wobei auf die Größe des feldbildenden Stroms ld und die Größe des momentenbildenden Stroms lq geregelt wird. Der Ausgang des Reglers ist charakterisiert durch die korrespondierenden Spannungen Ud und Uq. Mittels einer inversen Park-Clark- Transformation und dem Konzept der Raumzeigermodulation wird daraus der Dutycycle für jede der drei Halbbrücken etwa bei einem B6-Umrichter ermittelt.
Es gilt in Fig. 1 und Fig. 2 als Sollvorgabe (Gleichung 1):
Uph _Wsoü = DCsoll ' Uzk) Dies bedeutet, dass die tatsächliche ausgegebene Spannung UPh am Phasenausgang (6) gemittelt über die Dauer des betreffenden Taktes der vorgegebenen Spannung USOII entsprechen soll. Die Sollspannung in diesem Takt ist durch den Regler des Umrichters vorgegeben, wobei die Regelgröße einen ideal sinusförmigen Phasenausgang darstellt. Es ist also DCSoU ■ Uzk ebenfalls eine mittlere Spannung am Bezugspunkt des Phasenausgangs (6) zwischen den Halbleiterbauelementen pro Takt. Da die Zwischenkreisspannung als vorgegeben betrachtet wird, ist eine Sollvorgabe der Spannung USOII gleichbedeutend mit der Vorgabe des einheitenlosen Dutycycle DCSon-
Der Wechselrichter nach diesem Ausführungsbeispiel umfasst drei Halbbrücken nach Fig. 1. Die drei ausgehenden Phasen werden als u, v, w bezeichnet. Es wird entgegen Fig. 2 nicht der gemessene Strom lPh als Eingang des Reglers (60) genutzt. Der gemessene Strom unterliegt Schwankungen, Messungenauigkeiten und Rauschen. Es wird als Verbesserung zur
Sicherstellung von Gleichung 1 vorgeschlagen, zur Ermittlung von DCSOII andere Stromgrößen als Eingangsparameter des Reglers (60) zu nutzen. Die Größe lPh wird ersetzt durch die Größe l*ph bzw. spezifisch für die jeweilige der drei Halbbrücken ausgedrückt durch Ph,u, l*Ph,v und l*Ph,w Bei einer dem Fachmann an sich bekannten feldorientierten Regelung ergibt sich per Clark-Park-Transformation (Gleichung 2):
Figure imgf000009_0001
Figure imgf000009_0002
wobei
ßel = ßmech ' %P Dabei ist ßei der elektrische Winkel des Rotors, der in der Regel gebildet ist aus einer Messung der mechanischen Position des Rotors ßmech und der Polpaarzahl des Rotors ZP. Die Größen ld Soii und Iq soii beschreiben die Sollvorgabe der Ströme lq und ld bei einer dem Fachmann an 235 sich bekannten feldorientierten Regelung der elektrischen Maschine.
In der Regel funktionieren Regler für Umrichter, die häufig als Microcontroller ausgeführt sind, nach dem Prinzip, dass Größen wie der lPh oder der Drehwinkel ßet in einem Takt gemessen werden, die aktuellen Regelungswerte im Regelkreis berechnet werden und der resultierende
240 Dutycycle einen oder mehrere Takte später gestellt wird. Dies ist u.a. deshalb der Fall, da die Microcontroller eine gewisse Zeit zur Datenverarbeitung benötigen. Aufgrund dieses
Zeitverzugs ist der tatsächlich gestellte Dutycycle um diejenigen Takte, die der Microcontroller für die Berechnung benötigt,„veraltet". Dies bedeutet, dass zum Zeitpunkt des Stellens des Dutycycles von den Größen Strom lPh und Drehwinkel ßel Werte angenommen werden, die zum
245 Stellen eines möglicherweise anderen Dutycycles als des tatsächlich gestellten Dutycylces führen würden. Besonders geschickt ist es deshalb, eine„quasi" Echtzeitregelung dadurch zu erreichen, dass bei der Berechnung der aktuellen Regelungswerte die gemessenen Größen Strom lPh und Drehwinkel ßei für denjenigen Zeitpunkt zu den Größen lPh ex und ßel ex extrapoliert werden, wenn der Dutycycle tatsächlich gestellt wird. Dann korrespondieren der zu
250 stellende Dutycycle und die Messgrößen lPh und ßel in dem betreffenden Takt, in dem die
Schalter LS und HS gestellt werden, zeitlich direkt.
Die Berechnung der Größen IPh_ex und ßeLex beruht auf der Ermittlung des Maßes der Drehung, welche der Rotor der elektrischen Maschine während des Datenverarbeitungszeit des 255 Microcontrollers erfährt. Bei einer feldorientierten Regelung gilt: rakt
Figure imgf000010_0001
mit der elektrischen Drehzahl der Maschine fei und der Taktfrequenz des Umrichters frakt- 260 Mit dem extrapolierten Drehwinkel ßel ex folgt nach Clark-Park-Transformation (Gleichung 3):
Figure imgf000010_0002
Damit ergeben sich nach Gleichung 3 die extrapolierten Stromgrößen für die einzelnen Phasen zum Zeitpunkt, zu dem die Steuerung der Schalter erfolgt. Für eine Phase, beispielsweise die Phase u, wird also die Größe l*ph,u_ex dem Regler als Regelgröße übermittelt.
Bei gängigen MOSFET-Umrichtern sind zu deren weiteren Nachteil die Totzeit und der Spannungsabfall an LS und HS bei der Ermittlung von DCSon nur ungenügend berücksichtigt, wodurch der Umrichter einen anderen Wechselstrom lPh als den an sich vorgegebenen
Wechselstrom lSon ausgibt und die Sollvorgabe nach Gleichung 1 nicht erfüllbar ist.
Typischerweise beschreibt die Sollvorgabe im Zeitverlauf eines idealtypisch auszugebenden Phasenstroms eines Umrichters eine ideale Sinusform. Abweichungen von der Sinusform zeigen sich als störende Unregelmäßigkeiten, welche die Aufgabe aufwerfen, das
Ausgangssignal lPh zu„optimieren" und einem idealtypischen Sinussignal anzunähern.
Die Periodendauer TPd des ausgehenden Stroms lPh ergibt sich durch Parameter der zu speisenden elektrischen Maschine. Im Allgemeinen gilt jedoch: TPd » TTakt. Somit kann es sein, dass der Phasenstrom lPh während mehrerer Takte eine Stromrichtung von der Halbbrücke zur elektrischen Maschine aufweist und während mehrerer anderer Takte eine Stromrichtung von der elektrischen Maschine zur Halbbrücke aufweist.
Durch Spannungsabfälle an den Schaltern LS und HS, deren Betrag aufgrund der Bauart der MOSFETs von der Stromrichtung von lPh abhängig ist, ergibt sich für jede der beiden
Stromrichtungen von lPh ein charakteristisches, aus dem Abweichen des Stroms lPh von einem idealen Sinussignal resultierendes Muster. Dies kann zu unerwünschten
Drehstromschwankungen in der elektrischen Maschine führen. Aufgrund des charakteristischen Bauteilverhaltens von MOSFETs ist dieses Verhalten nicht mit dem Verhalten anderer
Halbleiterschaltelemente wie etwas IGBTs unmittelbar vergleichbar.
Der Regler in Fig. 2 sei i.f. ohne Beschränkung der Allgemeinheit derart ausgeführt, dass der zu stellende Dutycycle DCsoii in Abhängigkeit vom Vorzeichen des Phasenstroms ermittelbar ist, um phasenstromnchtungsabhängige Spannungsabfälle an den Komponenten einer Halbbrücke zu kompensieren. Dies bedeutet, dass bei einem positiven (+) Vorzeichen des Phasenstroms, d.h. bei von der Halbbrücke zur elektrischen Maschine weisender Stromrichtung des Phasenstroms, die Ermittlung des Dutycycle DCSon nach einer anderen hier nicht näher anzugebenden Berechnungsweise erfolgt als bei negativem (-) Vorzeichen des Phasenstroms, d.h. bei von der elektrischen Maschine zur Halbbrücke weisender Stromrichtung des
Phasenstroms. Demzufolge wird der Dutycycle DCSOII in der weiteren Betrachtung dieses Ausführungsbeispiels als DC+ (bei lPh > 0) und DC. (bei lPh < 0) bezeichnet.
Es gibt jedoch einzelne wenige Takte, innerhalb derer das Vorzeichen des ausgehenden Phasenstroms lPh wechselt. Der Nulldurchgang des Phasenstroms in einem solchen Takt ist in Fig. 3 abgebildet (Phasenstrom in dem den Nulldurchgang betreffenden Zeitabschnitt abgebildet, weiterer Verlauf angedeutet durch gestrichelte Linien).
Es ist also in diesem Fällen bei einem Regler der geschilderten Art weder DC+ noch DC. der bestmöglich angebbare DCSon- Die Takte werden i.f. mit dem Parameter t indiziert. Der Takt mit dem Nulldurchgang wird i.f. als Takt t0 bezeichnet, der diesem Takt zeitlich folgende Takt als Takt t0 + 1 und der dem Takt t0 zeitlich vorhergehende Takt als Takt t0 - 1 bezeichnet.
Bei einem Regler der oben beschriebenen Art würde es bei einem Nulldurchgang im Takt t0 zu einem„harten" Umschalten zwischen DC+ im Takt t0 - 1 und DC. im Takt t0 + 1 kommen, falls sich ein Vorzeichenwechsel von positivem Phasenstrom zu negativem Phasenstrom im Takt t0 ereignet.
Es ist daher gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel sehr vorteilhaft, wenn der prädizierte Strom l*Ph,u_ex (hier exemplarisch für die Phase u) auf einen Vorzeichenwechsel geprüft wird.
Eine solche Vorzeichenprüfung kann noch folgender Gleichung geschehen (Gleichung 4):
VZW = sgn (!pKu-ex iTakt t)) - sgn ( phiU_ex Takt t wobei für einen Vorzeichenwechsel (VZW) gilt: keinem Vorzeichenwechsel
Vorzeichenwechsel Es wird dabei also das Vorzeichen des aktuellen prädizierten Stroms mit dem aus dem vorherigen Takt durch Subtraktion verglichen. Der Parameter VZW wird nach diesem
Ausführungsbeispiel dem Regler als zusätzliche Eingangsgröße übermittelt. Bei VZW = 0 erfolgt die Berechnung von DC+ bzw. DC_ in der obig beschriebenen Weise.
Bei VZW Φ 0 wird ein spezieller Dutycycle DCt0 gewählt, der zwischen den Werten von DC+ bzw. DC. liegt. Es gilt (Gleichung 5):
DCt0 = DC_ + γ■ ADC+ ADC± - DC+ - DC_ wobei der Gewichtungsfaktor γ vom Zeitpunkt des Stromnulldurchgangs innerhalb des Takt t0 abhängig ist.
Falls das exakte Maschinen- und Umrichterverhalten bekannt ist, kann der Gewichtungsfaktor über die Maschinengleichungen berechnet werden. Da diese meist nicht einfach beschrieben werden können, zeigen die folgenden Gleichungen dieses Ausführungsbeispiels eine vereinfachte Variante:
Hali fÜr ^ > o (G'eichung 6)
« = fTakf 2.^h 7 (Gleichung 7) Es wird dabei angenommen, dass der Strom im Phasenausgang der Halbbrücke sinusförmig ist. Es ist der Parameter α der Zeitpunkt des Stromnulldurchgangs relativ bezogen auf die Taktzeit TTakt und der Parameter iPh die Amplitude des Phasenstroms.
Handelt es sich bei der Halbbrücke um einen Teil eines Frequenzumrichters der per
feldorientierter Regelung geregelt wird, kann die Amplitude z.B. aus den Strömen ld bzw. Iq berechnet werden.
Figure imgf000014_0001
Es wird also anhand der Gleichungen 6 und 7 der Zeitpunkt des Stromnulldurchgangs innerhalb des Takt t0 berechnet und entsprechend ein Wert DCt0 gem. Gleichung 5 für den Dutycycle berechnet, der zwischen den zwei Werten DC+ und DC. liegt.
Vorteilhafterweise wird in Gleichung 7 für die Berechnung des Stromnulldurchgangs kein extrapolierter Stromwert genutzt, sondern der tatsächliche Wert lPh. Im Zeitbereich liegt der Nulldurchgang des Stroms in Bezug auf die Ermittlung von lPh in der Zukunft. Alternativ kann der extrapolierte Strom IPh ex genutzt werden. Im Zeitbereich liegt der Nulldurchgang des Stroms in Bezug auf die Ermittlung von lPh_ex in der Vergangenheit. Ohne Beschränkung dieser
Allgemeinheit wird in den Gleichungen 6 und 7 der tatsächliche Strom für die Berechnung des Nulldurchgangs genutzt.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel betrifft einen nicht sinusförmigen Phasenstrom lPh. Dann wird statt den Gleichungen 6 und 7 für den Gleichgewichtsfaktor alternativ Folgendes angegeben. Ist der Strom linear fallend oder steigend (z.B. auch als Näherung eines Sinus um den Wert 0) gilt:
Figure imgf000014_0002
LI_Ph=0
1 Takt
Es ist dabei IPh a der Strom zu Beginn des Taktes und ti Ph=0 der Zeitpunkt innerhalb des Taktes, zu dem der Strom das Vorzeichen wechselt.
Da die elektrische Maschine bzw. der Umrichter nicht den Sprüngen von Sollgrößen folgen kann, kann es im dynamischen Fall zu Fehlem kommen. In einem dynamischen Fall werden derart hohe Momentenanforderungen an der elektrischen Maschine von einem Takt zum nächsten Takt gefordert, dass der Umrichter innerhalb der betreffenden Takte nicht ausreichend hohe Ströme zu stellen imstande ist. Somit kommt es zu sogenannten dynamischen Fehlern. Falls in der gewählten Anwendung diese Fehler nicht tolerabel sind, können nach einem der Ausführungsbeispiele ergänzend eine oder mehrere der folgenden Methoden angewandt werden, um das dynamische Verhalten zu verbessern. Der dynamische Anstieg der Sollgrößen kann begrenzt werden. Es können hochdynamische Beobachter wie z.B. Luenberger oder Kaiman eingesetzt werden. Vorteilhaft kann es im dynamischen Fall auch sein, die
tatsächlichen Ströme lPh u, lPh v und lPh,w für die Regelung zu nutzen.
Diese Ausführungsbeispiele sind unabhängig vom Typ der elektrischen Maschine. Es kann sich ohne Einschränkung der Allgemeinheit um 3- oder 6-phasige Synchron- oder
Asynchronmaschinen handeln.

Claims

Patentansprüche
1. Leistungselektronikeinheit, welche einen Regler (60) und mindestens eine Halbbrücke (100) mit einem ersten Schaltelement (2) und mit einem zweiten Schaltelement (3) umfasst und zwischen den beiden Schaltelementen einen Phasenstromausgang (1) aufweist, bei dem das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement im Gegentakt für eine Schaltzeit mit einer Taktfrequenz schaltbar sind und bei dem der Regler die Schaltzeit und/oder die Taktfrequenz als Stellgröße einstellt, um an dem
Phasenstromausgang (6) eine vorgegebene Amplitude, Frequenz und Phasenlage des Phasenstroms innerhalb eines bevorstehenden Schalttaktes bereitzustellen, dadurch gekennzeichnet, dass
- die Amplitude, die Frequenz und die Phasenlage des Phasenstroms am
Phasenstromausgang prädizierbar sind,
- die Richtung des prädizierten Phasenstroms als Beobachtungsgröße des Reglers dient, und
- der Regler die Schaltzeit für den bevorstehenden Schalttakt in Abhängigkeit von der Richtung des prädizierten Phasenstroms ermittelt.
2. Leistungselektronikeinheit nach Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet, dass
- der Regler für eine positive Richtung des prädizierten Phasenstroms eine erste
Schaltzeit einstellt, und
- der Regler für eine negative Richtung des prädizierten Phasenstroms eine zweite
Schaltzeit einstellt.
3. Leistungselektronikeinheit nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, dass
- anhand der Stromprädiktion ein Nulltakt ermittelbar ist, in welchem der Phasenstrom die Richtung wechselt. Leistungselektronikeinheit nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, dass
für den Nulltakt die ermittelte Schaltzeit zwischen der ersten Schaltzeit und der zweiten Schaltzeit liegt.
Leistungselektronikeinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Prädiktion einen Prädiktionszeitraum betrifft, und
der Prädiktionszeitraum im Wesentlichen einem Datenverarbeitungszeitraum in dem Regelkreis entspricht.
System, welches eine Leistungselektronikeinheit nach Anspruch 5 umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass
das System eine elektrische Maschine umfasst und der Phasenstrom der
Leistungselektronikeinheit als Eingangsstrom für den Antrieb eines Rotors der elektrischen Maschine dient, und
die Prädiktion im Wesentlichen auf der Drehung des Rotors während des
Prädiktionszeitraums basiert.
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