CN104488356A - 用于开关的有源热保护 - Google Patents

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Abstract

系统和方法包括控制器，该控制器在估计的由开关消耗的功率的量超过预定的阈值时减少由开关、诸如源极控制的场效应晶体管消耗的功率。减少由开关消耗的功率防止由于过热导致的对开关的损毁。控制器使用实际的漏极至源电流和漏极电压数据确定估计的由开关消耗的功率的量。在至少一个实施方式中，控制器包括在漏极电压数据未通过可靠性试验时激活的失效安全估计功率消耗确定路径。另外，在至少一个实施方式中，控制器包括开关的热特性模型。在至少一个实施方式中，控制器利用实时估计的由开关的功率消耗和模型来确定何时估计的由开关的功率消耗超过功率消耗保护阈值。

Description

用于开关的有源热保护
相关申请的交叉引用
本申请要求于2012年7月25日提交的美国临时申请第61/675,399号的权益，其内容通过引用全部合并于此。本申请还要求于2013年3月15日提交的美国专利申请第13/833,587的权益，其内容通过引用全部合并于此。
技术领域
本发明大体上涉及电子的领域，且更具体地涉及提供用于开关的热保护的系统和方法。
背景技术
开关功率变换器将从电源(诸如供电电压源)接收的功率转换为适于负载的功率。从供电电压源接收的功率称为“POWER IN(功率输入)”，和提供至负载的功率称为“POWER OUT(功率输出)”。所有的开关功率变换器由于例如，非理想的组件特性具有一些固有的功率损耗。这种固有功率损耗趋向于最小化从而增加开关功率变换器的效率。固有功率损耗在本文中由“PINH”表示。在一些情况中，供应到开关功率变换器的功率的量可以超过开关功率变换器提供至负载的功率的量，即POWERIN>POWER OUT+PINH。在POWER IN大于POWER OUT+PINH时，开关功率变换器使用无源电阻器无源地消耗过剩能量。
包括小功率电灯、诸如一个或多个发光二极管(LED)的可调光照明系统表示在到开关功率变换器的POWER IN可以大于开关功率变换器的POWER OUT+PINH时的一个情况。在这个示例性情况中，开关功率变换器接收通过用于基于交流电流(“三端双向可控硅开关(triac)”)的调光器的三极管的电流。一旦基于三端双向可控硅开关的调光器在交流电流(“AC”)供电电压的周期期间开始导电以防止三端双向可控硅开关在供电电压的中周期(mid-cycle)期间不利地、过早地断开，开关功率变换器汲取称为“保持电流”的最小电流。只要到开关功率变换器的输入电流大于或等于保持电流，基于三端双向可控硅开关的调光器不应该过早地断开。对于前缘调光器，在调光器开始导电和在到达供电电压的过零(zerocrossing)之前停止导电时出现过早的断开。过早的断开可能引起照明系统的问题，诸如闪烁和不稳定。
因此，为了防止基于三端双向可控硅开关的调光器的过早断开，到开关功率变换器的最小POWER IN等于保持电流(“iHOLD”)乘以到开关功率变换器的输入电压“VIN”。传统的基于三端双向可控硅开关的调光器设计成能提供功率至白炽光电灯泡。对于期望的调光水平，白炽光电灯泡通常为了所有的有用的调光水平汲取至少等于保持电流的电流。然而，就功率与光输出比较而言，诸如LED的其他电灯比白炽光电灯泡更高效，因此，在使用比白炽光电灯泡少的功率的同时提供等效的光输出。因此，具有LED的照明系统通常使用比白炽电灯泡少的功率和少的电流。为了在照明系统汲取比照明系统固有消耗和作为POWER OUT提供到电灯的功率更多的POWER IN时平衡功率，照明系统利用一个或多个无源电阻器在内部消耗过剩功率。
图1描述包括前缘相切割(phase-cut)调光器102的照明系统100。图2描述理想的、示例性的与照明系统100有关的电压图200。参考图1和图2，照明系统100接收来自供电电压源104的AC供电电压VIN。通过电压波形202表示的供电电压VIN是，例如，美国的额定60Hz/110V线电压，或者欧洲的额定50Hz/220V线电压。前缘调光器102相切割供电电压VIN的每个半周期的前缘，诸如前缘204和206。因为供电电压VIN的每个半周期是输入供电电压VIN的180度，前缘调光器102以大于0度和小于180度的角度相切割供电电压VIN。通常，前缘调光器102的电压相切割范围是10度至170度。“相切割”供电电压是指调制交流电流(“AC”)供电电压的每个周期的前缘相位角度。供电电压的“相切割”还通常称为“斩波”。相切割供电电压减小供应至诸如照明系统的负载的平均功率，从而控制提供至负载的能量。
到照明系统100的输入信号电压VΦ_IN表示使照明系统100调节递送至电灯122的功率的调光水平，并因此，根据调光水平，增加或者减小电灯122的亮度。存在许多不同类型的调光器。一般而言，调光器使用表示期望的调光水平的数字或者模拟编码调光信号。例如，基于三端双向可控硅开关的调光器102相切割AC输入供电电压VIN的前缘。前缘调光器102可以是任何类型的前缘调光器，诸如可以从Coopersberg,PA(“Lutron”)的Lutron Electronics，Inc.获得的基于三端双向可控硅开关的前缘调光器。在发明人JohnL.Melanson于2010年8月17日提交的题为Dimmer OutputEmulation的美国专利申请第12/858,164号的背景部分中的描述了基于三端双向可控硅开关的前缘调光器。
相切割调光器102将如由相切割调光器102修改的输入电压VΦ_IN供给至全桥二极管整流器106。全桥整流器106供给AC整流电压VΦR_IN至开关功率变换器108。电容器111从整流电压VΦR_IN中滤除高频分量。为了控制开关功率变换器108的操作，控制器110产生控制信号CS0以控制场效应晶体管(FET)开关112的导通。控制信号CS0是脉冲宽度调制信号。控制信号CS0波形114表示示例性控制信号CS0。控制器110产生具有如波形114中所示的两态的控制信号CS0。控制信号CS0的将开关112闭合为ON(即，导通)的每个脉冲表示使开关112有效地操作和由开关112使功率消耗最小化的第一状态。在控制信号CS0的每个脉冲期间，如在示例性电感器电流波形115中所示，电感器电流iL增加以在充电相位TC期间充电电感器116。二极管118防止电流从链接电容器120流动到开关112内。在控制信号CS0的脉冲结束时，控制信号CS0处于第二状态，电感器116倒置电压极性(通常称为“回扫(flyback)”)。电感器电流iL在回扫相位TFB期间减小，如电感器电流波形115所示。电感器电流iL通过二极管118使穿过链接电容器120的链路电压升压。回扫相位TFB何时结束和下一个充电相位TC何时开始取决于开关功率变换器的操作模式。在间断的导电模式(DCM)中，回扫相位TFB在下一个充电相位TC开始之前结束。然而，不考虑开关功率变换器108是以间断的导电模式、连续的导电模式、或者关键性的导电模式操作，回扫相位TFB在充电相位TC一结束就开始。
开关功率变换器108是升压型转换器，因此，链路电压VLINK大于整流的输入电压VΦR_IN。控制器110在节点124感测整流的输入电压VΦR_IN并在节点126感测链路电压VLINK。控制器110操作开关功率变换器108以保持用于电灯122的近似恒定的链路电压VLINK，提供功率因数校正，并且使链路电流iLINK与整流的输入电压VΦR_IN的相切割角度互相关。电灯132包括一个或多个发光二极管。
为了减小电灯122的光输出，相切割调光器102增加整流的输入电压VΦR_IN的相切割角度，即时间TOFF增加和时间TON减小。控制器110通过减小提供至电灯122的电流iLINK(减小电灯122的光输出)对增加的相切割角度做出响应。
开关功率变换器108包括功率消耗电阻器128以使得调光器电流iDIM不降到低于保持电流值并且在整流的输入电压VΦR_IN的周期期间不过早地断开。供应至开关功率变换器108的“POWER IN”等于VΦ_IN·iDIM。由开关功率变换器108供给的“POWER OUT”等于VLINK·iLINK。由于基于LED的电灯122的相对小功率要求，尤其在低的光输出水平下，如果POWER IN等于POWER OUT+PINH，那么调光器电流iDIM可能降至低于保持电流值并引起相位切割调光器102过早地断开。在这个情形中，为了防止调光器电流iDIM降至低于保持电流值，控制器110使开关功率变换器108保持调光器电流iDIM在保持电流值以上，这使POWER IN大于POWEROUT+PINH。因为POWER IN大于POWER OUT+PINH，所以开关功率变换器108通过功率消耗电阻器128消耗过剩的功率。
由于组件非理想，所以开关功率变换器108包括固有功率损耗。固有功率损耗包括导电体电阻和开关112中的开关损耗。然而，电路通常设计成能使固有功率损耗最小化，而这些固有功率损耗常常可以忽略并且因此，在一些POWER OUT水平不足以消耗足够的功率以补偿POWER IN与POWER OUT+PINH之间的差值。为了增加开关功率变换器的功率损耗使得调光器电流iDIM即使在电灯122需要较低的功率时保持在保持电流数值以上，开关功率变换器108包括电阻器128以在开关112导通电感器电流iL时产生无源的功率损耗。对于可以忽略的固有功率损耗，选择电阻器128的电阻值使得在开关功率变换器提供最小链路电流iLINK时，POWERIN＝POWER OUT+PINH+PASSIVE POWER DISSIPATE。
电阻器128相对便宜以实现作为开关功率变换器108的部件。然而，在链路电流iLINK足够高使得POWER IN等于POWER OUT+PINH时，调光器输入电流iDIM可以被保持在保持电流值以上，不用通过电阻器128消耗功率。然而，因为调光器输入电流iDIM在开关108导通时候始终通过电阻器128流动，所以无论是否POWER IN等于POWER OUT+PINH，电阻器128仍然无源地消耗功率，这减小照明系统100的效率。
发明内容
在本发明的一个实施方式中，方法包括控制开关的导通和估计由开关消耗的功率的量。方法还包括确定是否所估计的由开关消耗的功率超过第一预定阈值，和在估计的由开关消耗的功率超过第一预定阈值时减小由开关消耗的功率。
在本发明的另一个实施方式中，装置包括控制器，并且控制器被配置为控制开关的导通和估计由开关消耗的功率的量。控制器进一步被配置为确定是否估计的由开关消耗的功率超过第一预定阈值和在估计的由开关消耗的功率超过第一预定阈值时减小由开关消耗的功率。
在本发明的进一步实施方式中，装置包括具有开关的开关功率变换器，该开关的导通控制开关功率变换器的功率转换。装置进一步包括耦接至开关功率变换器和控制器的负载。控制器被配置为控制开关的导通并估计由开关消耗的功率的量。控制器进一步被配置为确定是否估计的由开关消耗的功率超过第一预定阈值并且在估计的由开关消耗的功率超过第一预定阈值时减小由开关消耗的功率。
附图说明
通过参考附图可以更好地理解本发明，并使本领域技术人员清晰地理解本发明的多个目的、特征和优势。遍及几个附图使用的相同参考数字表示相同或相似的要素。
图1(被标记为现有技术)示出包括前缘调光器的照明系统。
图2(被标记为现有技术)示出与图1的照明系统有关的示例性电压图。
图3示出包括FET保护系统的电子系统。
图4示出了图3的电子系统的实施方式。
图5示出FET保护系统的实施方式。
图6示出了图4的电子系统的实施方式。
图7示出包括通用开关保护系统的电子系统。
图8示出开关保护系统的实施方式。
图9示出开关保护系统的进一步实施方式。
具体实施方式
系统和方法包括在估计的由开关消耗的功率量超过预定阈值时减小由开关消耗的功率的控制器。在至少一个实施方式中，减小由开关消耗的功率防止由于过热的热效应导致的对开关的损毁。在至少一个实施方式中，控制器使用实际的漏极至源极电流和漏极电压数据确定估计的由开关消耗的功率量。在至少一个实施方式中，控制器包括失效安全估计功率消耗确定路径，其在漏极电压数据未通过可靠性测试时被激活。
另外，在至少一个实施方式中，控制器包括开关的热特性的模型。在至少一个实施方式中，控制器利用实时估计的由开关的功率消耗和模型来确定估计的由开关的功率消耗何时超过功率消耗保护阈值。在估计的由开关消耗的功率超过功率消耗保护阈值时，控制器减小至开关的功率以(例如)防止对开关的热损毁。在至少一个实施方式中，控制器在建模估计的开关功率消耗小于功率消耗恢复阈值、或者由开关控制的系统重启时，复原开关的正常操作。在至少一个实施方式中，可基于开关的已知电路特性和至由开关控制的电路的输入电压值对一个或多个具体阈值和一个或多个用于模型的值进行编程。
开关的具体类型和开关控制的类型是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，开关是源极控制或者栅极控制的场效应晶体管(FET)。在其他实施方式中，开关是双极结型晶体管。以下讨论开始于在源极控制的FET的情况下的开关保护的应用。
图3描述包括FET保护系统302作为控制器304的部件的电子系统300。FET保护系统302在估计的由源极控制的FET 306消耗的功率量超过预定阈值时减小FET 306消耗的功率。在有些情况下和在至少一个实施方式中，从电压源104到电路312内的功率大于从电路312出来到负载309的功率加上FET 306的固有功率损耗。因此，在至少一个实施方式中，FET源极控制系统310控制FET 306来消耗过剩的功率。使过剩的功率消耗增加FET 306中的热产生，如果消耗的功率超过FET 306的热设计限制，那么增加的热产生可能损毁FET 306。负载309可以是任何类型的负载，诸如一个或多个发光二极管(LED)。
为了确定估计的由FET 306消耗的功率，电子系统300包括功率传感系统308，该功率传感系统308感测FET 306的与由FET 306的功率消耗相关的操作参数并通过参数感测路径309提供参数到FET保护系统302。在估计的由FET 306消耗的功率超过功率消耗保护阈值时，FET保护系统302提供PROTECTION_FAULT信号到FET源极控制系统310，FET源极控制系统310减小到FET 306的功率。在至少一个实施方式中，对FET 306的功率减小防止对FET的热损毁。在至少一个实施方式中，控制器使用实际的漏极至源极电流iDS和漏极电压VDRAIN数据确定估计的由FET消耗的功率的量。如随后更详细地描述，在至少一个实施方式中，FET保护系统302包括在漏极电压VDRAIN数据未通过可靠性试验时被激活的冗余估计功率消耗确定路径(未示出)。
另外，在至少一个实施方式中和如随后更详细地描述，FET保护系统302包括FET 306的热特性的模型(未示出)。在至少一个实施方式中，FET保护系统302利用实时估计的由FET 306的功率消耗和模型来确定何时估计的由FET 306消耗的功率超过功率消耗保护阈值。在估计的由FET306消耗的功率超过功率消耗保护阈值时，FET保护系统302减小至FET306的功率以(例如)防止对FET 306的热损毁。在至少一个实施方式中，FET保护系统302在FET 306的建模的估计功率消耗小于功率消耗恢复阈值、或者由FET 306控制的电路312重启时复原FET的正常操作。在至少一个实施方式中，基于FET 306的已知电路特性和漏极电压VDRAIN的最大值，可对一个或多个具体阈值和一个或多个用于模型的值选择性地编程。具体电路312是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，，如通过引用全部并入本文的发明人JohnL.Melanson和Eric J.King于2011年11月4日提交的题为“Controlled Power Dissipation in a Switch Path in a LightingSystem”的美国专利申请第13/289,845号中说明性描述的那样，电路312包括开关功率变换器，FET源极控制系统310控制电路。控制器304的具体实现是设计选择的问题。例如，控制器304可以(i)实现作为包括例如，执行存储在内存中的软件或者固件指令的处理器的集成电路，(ii)使用离散组件实现，或者(iii)使用任何上述的组合实现。另外，在至少一个实施方式中，除了供电电压源104之外，电子系统300中的所有的组件包括在电灯中。
图4描述表示电子系统300的一个实施方式的电子系统400。电子系统400包括表示功率传感系统308的一个实施方式的功率传感系统402。控制器405表示控制器304的一个实施方式，FET保护系统401表示FET保护系统302的一个实施方式，FET源极控制系统411表示FET源极控制系统310的一个实施方式。FET源极控制系统411通过产生电流控制信号iDAC_CODE控制变化的电流源416来控制流过FET 306的漏极至源极电流iDS。可控的源电流发生器403通过产生对应于电流控制信号iDAC_CODE的漏极至源极电流iDS响应于电流控制信号iDAC_CODE。因此，电流控制信号iDAC_CODE表示漏极至源极电流iDS。功率传感系统402包括提供一些无源热消耗的漏极电阻器404。然而，使漏极电阻器404的电阻最小化以减小功率损耗。电子系统400中用于采样漏极电压VDRAIN的具体位置是设计选择的问题。在图4的实施方式中，漏极电压VDRAIN在电路312和漏极电阻器404之间采样。在漏极电压在电路312和漏极电阻器404之间采样时，在至少一个实施方式中，估计的由FET 306消耗的功率包括通过漏极电阻器404消耗的功率。在至少一个实施方式(未示出)中，漏极电压VDRAIN在漏极电阻器404和FET 306之间采样，、估计的由FET 306消耗的功率不包括通过漏极电阻器404消耗的功率。因此，漏极电压VDRAIN采样的具体地方可能影响估计的由FET 306消耗的功率的精确度，但是仍然表示估计的由FET 306消耗的功率。在至少一个实施方式中，为了补偿通过漏极电阻器404消耗的功率，FET保护系统401可以包括由漏极电阻器404消耗的功率的模型，可以通过对漏极电阻器404消耗的功率的估计调节所确定的估计的由FET 306消耗的功率以获得由FET 306消耗的功率的更加精确的估计，或者调节估计的由FET 306消耗的功率的电源保护阈值。随后讨论电源保护阈值。
串联的电阻器406和408和模拟数字转换器(ADC)410提供用于测量和采样漏极电压VDRAIN的主通路412以提供按比例的数字漏极电压采样VDRAIN(n)至FET保护系统401，其中“n”是涉及具体采样的整数指数。在至少一个实施方式中，FET保护系统401根据等式1确定估计的功率消耗：
等式1
PEPD＝V·iDS
其中PEPD是估计的FET 306的功率消耗，V是FET 306的估计的漏极至源极电压，iDS是通过电流控制信号iDAC_CODE表示的漏极至源极电流值。在至少一个实施方式中，漏极电压VDRAIN是跨FET 306的漏极至源极的最大可能的电压降。因此，根据等式1利用按比例的数字电压采样VDRAIN(n)确定由FET 306消耗的功率提供对由FET 306消耗的功率的保守估计。发明人JohnL.Melanson EricJ.King RobertT.Grisamore、和FirasAzrai于2011年7月29日提交的题为“Dimmer Compatibility withReactive Loads”的美国专利申请第13/194,699号描述示例性变化的电流源416。美国专利申请第13/194,699号其全部通过引用合并于此。
电子系统400包括用于检测主通路412中的故障的失效安全路径414。主通路412中的故障可以由于许多原因发生。例如，电阻器406可能断开，电阻器408可能短路，和/或漏极电压VDRAIN中的急剧变化可能超过ADC 410的带宽。失效安全路径414包括比较源极电压VSOURCE与源极阈值电压VTH_S的比较器418并产生表示比较结果的二进输出信号COMP_OUT。源极阈值电压VTH_S的具体值是设计选择的问题并且在至少一个实施方式中是3至6伏特的范围内的任何值。如随后更详细地描述，如果源极电压VSOURCE大于源极阈值电压VTH_S并且漏极电压采样VDRAIN(n)小于阈值电压VTH_D(图5中示出的和随后利用图5讨论)，那么FET保护系统401确定主通路412可能出故障。如随后更详细地讨论的，如果FET保护系统401确定主通路412可能已经出故障，FET保护系统401利用等式1中的失效安全估计漏极至源极电压来确定替代的估计的FET 306的功率消耗和利用替代的估计的FET 306的功率消耗来确定是否减小由FET 306的功率消耗。
如随后更详细地描述，FET保护系统401比较估计的FET 306的功率消耗PEPD与电源保护阈值。如果估计的FET 306的功率消耗PEPD大于电源保护阈值，那么FET保护系统401产生表示FET 306的功率消耗超过预定的限制的PROTECTION_FAULT信号的故障值。一旦收到PROTECTION_FAULT信号的故障值，FET源极控制系统411产生iDAC_CODE信号以减小FET 306中的漏极至源极电流iDS，从而减小由FET 306的功率消耗。在至少一个实施方式中，FET源极控制系统411产生iDAC_CODE信号以阻止FET 306中的漏极至源极电流iDS直到FET保护系统401确定FET 306已经充分冷却以复原FET 306的操作而没有损毁FET 306。电源保护阈值的值是设计选择的问题，并且在至少一个实施方式中，其是最大功率消耗值或者通过制造商的用于FET 306的记录表获得的FET 306的最大功率消耗值的百分比。
图5描述表示FET保护系统401的一个实施方式的FET保护系统500。FET保护系统500确定何时减小FET 306的功率消耗以防止由于(例如)过热导致的对FET 306的损毁。主要/失效安全逻辑502确定何时使用采样的漏极电压值VDRAIN(n)和何时使用失效安全漏极电压值VD_MAX。主要/失效安全逻辑502包括比较逻辑504以确定是否采样的漏极电压值VDRAIN(n)小于漏极阈值VTH_D。在至少一个实施方式中，阈值VTH_D设置为足够低的值使得如果采样的漏极电压值VDRAIN(n)准确，那么采样的漏极电压值VDRAIN(n)将大于阈值VTH_D。阈值VTH_D的具体值是设计选择的问题，并且在至少一个实施方式中，阈值VTH_D设置为漏极电压VDRAIN的期望的峰值的大约15％。在至少一个实施方式中，期望的漏极电压VDRAIN的最坏情况的峰值的大约15％是用于额定110V均方根(RMS)电压源104的30V和用于额定220V RMS电压源104的60V。
参考图4和图5，主要/失效安全逻辑502还包括逻辑AND栅极506以逻辑地对来自比较器418的COMP_OUT信号与比较逻辑504的输出值进行AND操作。COMP_OUT信号的逻辑0值表示FET 306的源极电压VSOURCE小于源极阈值VTH_S。如果FET 306的源极电压VSOURCE小于源极阈值VTH_S或者采样的漏极电压值VDRAIN(n)大于漏极阈值VTH_D，那么AND栅极506的电压选择输出V_SEL是逻辑0，表示采样的漏极电压值VDRAIN(n)应是准确的。如果FET 306的源极电压VSOURCE大于源极阈值VTH_S，那么采样的漏极电压值VDRAIN(n)应当大于漏极阈值VTH_D。然而，FET 306的源极电压VSOURCE大于源极阈值VTH_S并且采样的漏极电压值VDRAIN(n)小于漏极阈值VTH_D表示主通路412失败，到逻辑AND栅极506的两个输入是逻辑1，这导致逻辑AND栅极506的选择信号V_SEL为逻辑1输出。
逻辑AND栅极506的选择信号V_SEL用作2至1多路复用器508的选择信号。如以前表示的，在主要/失效安全逻辑502确定来自主通路412的采样的漏极电压值VDRAIN(n)准确时，选择信号V_SEL是逻辑0并选择采样的漏极电压值VDRAIN(n)作为多路复用器508的输出。在主要/失效安全逻辑502确定来自主通路412的采样的漏极电压值VDRAIN(n)不准确时，选择信号V_SEL是逻辑1并选择最大漏极电压VD_MAX作为多路复用器508的输出。最大漏极电压VD_MAX表示用于由FET 306的功率消耗的电压值的最坏情况。根据等式1，乘法器510使多路复用器508的输出乘以电流控制信号iDAC_CODE以确定由FET 306消耗的瞬时估计的功率。
因为FET 306的温度并不是瞬时变成最大非损毁极限或者冷却至安全极限，所以在由FET 306消耗的瞬时功率超过预定的电源保护阈值时，FET 306可能仍然没有达到可能损毁FET 306的热极限。同样地，在由FET306消耗的瞬时功率减小低于预定的功率恢复阈值时，FET 306可能仍然没有达到表示FET 306可以安全重新开始操作的温度。因此，在至少一个实施方式中，主要/失效安全逻辑502包括对FET 306的温度变化特性建模的模型512。在至少一个实施方式中，模型512是低通滤波器，其具有建模的FET 306的温度变化特性的时间常数，该时间常数使得乘法器510的输出在时间上被平均化，从而使得FET 306的瞬时功率消耗中的变化减幅(dampen)。模型512的具体时间常数是设计选择的问题和优选地直接对应于FET 306的温度变化特性。在至少一个实施方式中，时间常数是可编程的，并且例如，在0.5至32秒的范围内。滤波器的具体类型也是设计选择的问题，在至少一个实施方式中，其是数字无限脉冲响应滤波器。
主要/失效安全逻辑502利用提供滞后控制的两个功率消耗阈值来确定何时激活PROTECTION_FAULT信号并且从而使得FET源极控制系统411减小由FET 306消耗的功率。模型512的输出通过各自的比较器逻辑514和516与两个功率消耗阈值、即电源保护阈值PPROTECT和功率恢复阈值PRECOVERY进行比较。如果比较器逻辑514确定建模的估计的FET 306的功率消耗大于电源保护阈值PPROTECT阈值，那么比较器逻辑514的输出是逻辑1，否则是逻辑0。如果比较器逻辑516确定模块化的估计的FET 306的功率消耗大于功率恢复阈值PRECOVERY阈值，那么比较器逻辑516的输出是逻辑1，否则是逻辑0。PROTECTION_FAULT信号和比较器逻辑514和516的输出的初始值都是逻辑0，这表示无FET 306的过度的功率消耗/温度过高故障状态。
由于初始条件，只要建模的估计的FET 306的功率消耗低于电源保护阈值PPROTECT，那么PROTECTION_FAULT信号保持逻辑0，多路复用器518选择比较器逻辑514的逻辑0输出。锁存器520保持多路复用器518的输出作为PROTECTION_FAULT信号的值。锁存器520可以是任何类型的内存，诸如D-触发器。如果在模型512的输出处的模型化的估计的FET306的功率消耗上升到电源保护阈值PPROTECT以上，那么FET 306的功率消耗表示超过FET 306的最大安全操作温度的温度。比较器逻辑514的输出然后从逻辑0转换为逻辑1，PROTECTION_FAULT信号的值转换并锁存至逻辑1。在PROTECTION_FAULT信号的值是逻辑1时，FET源极控制系统411产生减小FET 306中的漏极至源极电流iDS的电流控制信号iDAC_CODE，从而减小由FET 306的功率消耗。漏极至源极电流iDS减小的量以及由此的功率消耗减小是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，FET源极控制系统411减小漏极至源极电流iDS至零或者至足够低的值以允许由FET 306消耗的功率的减小，没有由于拖延的过热导致损毁FET 306。PROTECTION_FAULT信号的值也可以被控制器405利用以产生FET 306的状态的指示用于即刻的和/或历史参考。
比较器逻辑516确定何时建模的估计的功率消耗减小得低于功率恢复阈值PRECOVERY。电源保护阈值PPROTECT的值是基于FET 306的操作限制的设计选择的问题，这通常可以从FET 306的制造商的数据表获得。在至少一个实施方式中，1.2W用于来自供电电压源104的110V RMS供电电压，1.8W用于220V RMS供电电压。功率恢复阈值PRECOVERY的值也是设计选择的问题，在至少一个实施方式中，是64mW。在至少一个实施方式中，电源保护阈值PPROTECT和功率恢复阈值PRECOVERY的值是可编程的。
在比较器逻辑516确定建模的估计的FET 306的功率消耗小于功率恢复阈值PRECOVERY时，比较器逻辑516提供输出至OR逻辑栅极522的输入的逻辑1。小于功率恢复阈值PRECOVERY的FET 306的建模的估计的功率消耗表示FET 306的温度减小到足够重新开始正常操作。ENABLELATCH_TYPE PROTECTION值表示是主要/失效安全逻辑502利用功率恢复阈值PRECOVERY值重新开始正常操作，还是主要/失效安全逻辑502利用另一个标准重新开始正常操作。在至少一个实施方式中，ENABLELATCH_TYPE PROTECTION值是可编程的，并且，如果设置为逻辑1，主要/失效安全逻辑502利用功率恢复阈值PRECOVERY值来重新开始正常操作。否则，对控制器405使用另一个标准，诸如通过将功率从OFF拨动至ON来重启主要的/失效安全逻辑502。如果ENABLE LATCH_TYPEPROTECTION值是可编程的并设置为逻辑1，那么逻辑OR栅极522的输出追踪比较器逻辑516的输出，在FET 306的建模的估计的功率消耗减小低于功率恢复阈值PRECOVERY时，将PROTECTION_FAULT信号重新设置为逻辑0。一旦PROTECTION_FAULT信号被重新设置为逻辑0，FET源极控制系统411重新开始FET 306的正常操作。FET保护系统500的具体实现是设计选择的问题。例如，FET保护系统500可以利用如示出的逻辑块实现和/或使用存储在控制器405的非易失性存储器(未示出)中的软件实现和通过控制器405的处理器(未示出)执行。
图6示出表示电子系统400的一个实施方式的电子系统600。开关功率变换器602表示电路312的一个实施方式。开关功率变换器602如结合开关功率变换器108描述的操作，除FET 306是利用固定栅极偏压的源极控制之外，而控制器405如参考图3、图4、和图5描述的操作。
图7示出包括通用开关保护系统702的电子系统700。以上讨论首先论述源极控制的FET 306的保护。然而，以前论述的原理也应用于其他类型的开关和其他类型的开关控制。在图7中，控制器704包括保护开关706以免过度的功率消耗和关联的过热的开关保护系统702。开关706可以是任何类型的开关，诸如任何类型的FET或者双极结型晶体管(BJT)。参数感测路径711感测与开关706有关的一个或多个值用于估计由开关706消耗的功率。例如，对于基极控制的BJT，在至少一个实施方式中，参数感测路径711感测BJT的集极电压，在至少一个实施方式中，还感测BJT的发射极电压以用于失效安全操作。开关控制系统710以任何期望的方式控制开关706的导通。例如，除了为FET开关706提供源控制，开关控制系统710可以被配置为提供FET开关706的栅极控制或者基极、集极、或者用于BJT的发射极控制。在至少一个实施方式中，开关控制系统710以和FET控制系统411(图4)一样的方式保护开关706。
图8示出表示开关保护系统702的实施方式的开关保护系统800的实施方式。参考图7和图8，与主要/失效安全逻辑502类似，主要/失效安全逻辑802确定何时使用采样的开关电压VSWITCH或者失效安全电压VSWITCH_MAX来估计由开关706消耗的功率。在至少一个实施方式中，失效安全电压VSWITCH_MAX表示开关706两端的最大的期望电压。ERROR信号选择两个输入，VSWITCH或者VSWITCH_MAX，用于多路复用器808以提供至乘法器810的输入。模型812对开关706的热特性建模和在至少一个实施方式中，模型812是低通滤波器，其具有建模开关706的变化的加热和冷却速率的变化时间常数的速率。模型812提供输出数据到保护/恢复模块824。功率保护阈值PPROTECT逻辑814和功率恢复阈值PRECOVERY逻辑816包含适合于具体开关706的各个保护和恢复阈值。功率保护阈值PPROTECT逻辑814和功率恢复阈值PRECOVERY逻辑816以与图5的各个功率保护阈值PPROTECT逻辑516和功率恢复阈值PRECOVERY逻辑514一样的方式起作用。恢复的其余部分实现AND逻辑522、多路复用器518、和锁存器520的作用以产生如结合FET保护系统500描述的PROTECTION_FAULT信号功能。
图9示出表示开关保护系统702的一个实施方式的多时间开关保护系统900。参考图7和图9，一般而言，如果在输入电压VIN的周期期间功率消耗的显著增加和功率消耗中的上升趋势发生，开关保护系统900提供即刻故障和更长期故障以保护开关706。在至少一个实施方式中，开关控制系统710通过将开关706OFF(断开)和ON(闭合)(控制平均开关电流iSWITCH)来控制开关706的导通。在至少一个实施方式中，开关频率明显地比输入电压VIN的频率高。在至少一个实施方式中，开关频率是在20kHz至100kHz范围内的任何值。平均电流确定模块902确定通过开关706的电流iSWITCH的平均值。在至少一个实施方式中，在开关电流iSWITCH的每个周期期间，开关电流iSWITCH从基准线电流值iBASELINE线性上升至峰值IPEAK，然后线性返回至基准线电流值iBASELINE。因此，在至少一个实施方式中，开关电流iSWITCH的轮廓基本上是直角三角形的形状，在这个实施方式中，等式2表示在开关706的每个周期期间的开关电流iSWITCH的平均值：
等式2
I AVG = 1 2 ( I PEAK - I BASELINE ) × T ON T SWITCH _ CYCLE + I BASELINE
其中IAVG是开关电流iSWITCH的平均值，IPEAK是在开关706的周期期间的开关电流iSWITCH的峰值，IBASELINE是在开关706的周期期间的开关电流iSWITCH的初始值，TON是开关706的周期中的开关706导通期间的时间段，TSWITCH_CYCLE是从开关706导通时到下次开关706导通的时间段。
乘法器904使每个开关周期平均开关电流Iavg、开关电压VSWITCH和TSWITCH_CYCLE相乘以获得用于开关706的当前估计的功率消耗值PDIS_CUR。控制信号CS是脉冲宽度调制信号，控制信号CS的脉冲表示开关706的ON时间。在至少一个实施方式中，控制信号CS与图1的控制信号CS0在功能上类似。D-触发器锁存器906和加法器908基于控制信号CS的脉冲形成在开关706的每个周期更新每个开关周期估计的开关功率消耗值PINT的积分器。比较器910比较每个开关周期估计的开关功率消耗值PINT与预定的IMMEDIATE_FAULT信号。IMMEDIATE_FAULT的具体值是设计选择的问题，在至少一个实施方式中，取决于指定功率消耗限制的开关706的制造数据。例如，在至少一个实施方式中，IMMEDIATE_FAULT大于2W。如果比较器910确定每个开关周期估计的开关功率消耗值PINT大于IMMEDIATE_FAULT值，那么比较器910改变PROTECTION_FAULT值的状态使得开关控制系统710将保护开关706。ZERO_CROSS信号清除和重新设置输入电压VIN的每个周期的D-触发器。ZERO_CROSS信号表示输入电压VIN的时间段。电压值VIN_X是到比较器912的反向节点的输入并表示输入电压VIN的整流版本或者输入电压VIN的整流的、相切割版本。在至少一个实施方式中，输入电压VIN是周期性的正弦波，因此，每次输入电压VIN到达过零表示输入电压VIN的半周期。比较器912的非反向节点接收过零阈值VZC_TH，在至少一个实施方式中，过零阈值VZC_TH是0V或者大约0V。因此，在电压值VIN_X降到低于过零阈值VZC_TH时，ZERO_CROSS信号改变状态和重新设置D-触发器906以用于输入电压VIN的下个半周期。模型512和保护/恢复模块824起以前描述的作用以产生PROTECTION_FAULT信号。
开关保护系统900的具体实现是设计选择的问题。例如，开关保护系统900可以利用如示出的逻辑块实现和/或使用存储在控制器704的非易失性存储器(未示出)中的软件实现和通过控制器704的处理器(未示出)执行。
因此，系统和方法包括在估计的由开关消耗的功率的量超过预定阈值时减小由开关消耗的功率的控制器。减小由开关消耗的功率防止由于过热的热效应导致的对开关的损毁。
尽管详细地描述了实施方式，但是应当理解，在不偏离由所附权利要求定义的本发明的精神和范围的情况下可以做出多种改变、替换和变更。

Claims (47)

1.一种方法，包括：
控制开关的导通；
估计由所述开关消耗的功率的量；
确定所估计的由所述开关消耗的功率是否超过第一预定阈值；以及
在所估计的由所述开关消耗的功率超过所述第一预定阈值时，减少由所述开关消耗的功率。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
使用所述第一电压和通过所述开关的电流评估失效安全保护路径以确定对所估计的由所述开关消耗的功率的所述确定的功效。
3.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：
使用对开关的加热和冷却时间常数建模的滤波器过滤所确定的估计的由所述开关消耗的功率以确定建模后的估计的所述开关的功率消耗。
4.根据权利要求3所述的方法，进一步包括：
确定所述建模后的估计的所述开关的功率消耗是否大于功率消耗保护阈值；以及
如果所述建模后的估计的所述开关的功率消耗大于第一功率消耗阈值，那么减少所述由所述开关消耗的功率。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，减少所述由所述开关消耗的功率包括防止所述开关进行操作，所述方法进一步包括：
使能所述开关的操作的复原；
确定所述建模后的估计的所述开关的功率消耗是否小于恢复功率消耗阈值；以及
在所述建模后的估计的所述开关的功率消耗小于所述恢复功率消耗阈值时，复原所述开关的操作。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，减少所述由所述开关消耗的功率包括防止所述开关进行操作直到由所述开关控制的电路重启。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述开关包括场效应晶体管(FET)，并且控制开关的导通包括控制所述FET的源极以控制所述FET的导通。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述FET包括漏极，并且控制场效应晶体管(FET)的源极以控制所述FET的导通包括控制通过所述FET的漏极至源极电流，所述方法进一步包括：
使用第一电压和所述漏极至源极电流确定所估计的由所述FET消耗的功率。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一电压是在所述FET的所述漏极的电压。
10.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：
使用所述第一电压和所述漏极至源极电流评估失效安全保护路径以确定对所估计的由所述FET消耗的功率的所述确定的功效。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，评估所述失效安全保护路径进一步包括：
感测所述FET的所述源极的电压；
比较在所述FET的漏极的电压与第一阈值电压；
比较所述FET的所述源极的电压与第二阈值电压；以及
如果在所述FET的所述漏极的电压小于所述第一阈值电压并且在所述FET的所述源极的电压大于所述第二阈值电压漏极，那么使用第一电压和所述漏极至源极电流确定所估计的由所述FET消耗的功率包括：
使用第一电压和所述漏极至源极电流确定所估计的由所述FET消耗的功率，其中，所述第一电压是在所述FET的所述漏极处的估计的最大峰值电压。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述第一阈值电压包括在所述FET的所述漏极处的电压的峰值的大约10％至20％的范围内的电压，并且所述第二阈值电压包括3至6伏特范围内的电压。
13.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：
使用对所述FET的加热和冷却时间常数建模的滤波器过滤所确定的估计的由所述FET消耗的功率以确定建模后的估计的所述FET的功率消耗。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
确定所述建模后的估计的所述FET的功率消耗是否大于功率消耗保护阈值；以及
如果所述建模后的估计的所述FET的功率消耗大于第一功率消耗阈值，那么减少所述由所述FET消耗的功率。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，减少所述由所述FET消耗的功率包括防止所述FET进行操作，所述方法进一步包括：
使能所述FET的操作的复原；
确定所述建模后的估计的所述FET的功率消耗是否小于恢复功率消耗阈值；以及
在所述建模后的估计的所述FET的功率消耗小于所述恢复功率消耗阈值时，复原所述FET的操作。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，减少所述由所述FET消耗的功率包括防止所述FET进行操作直到由所述FET控制的电路重启。
17.根据权利要求13所述的方法，其中，所述滤波器包括低通滤波器。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述滤波器包括具有近似所述FET的所述加热和冷却特性的时间常数的无限脉冲响应滤波器。
19.根据权利要求1所述的方法，其中，控制所述FET的所述源极以控制所述FET的导通对开关功率变换器的操作进行控制。
20.根据权利要求1所述的方法，其中，所述开关是由双极结型晶体管和场效应晶体管组成的组中的构件。
21.根据权利要求1所述的方法，其中，控制开关的导通包括产生控制信号以控制所述开关的导通，并且所述开关耦接至周期性输入电压源，所述方法进一步包括：
对于所述控制信号的每个周期，确定所估计的由所述FET消耗的功率是否超过第二预定阈值；
在所估计的由所述FET消耗的功率超过所述第二预定阈值时，减少所述由所述FET消耗的功率；以及
对于所述输入电压的每个周期：
确定所估计的由所述FET消耗的功率是否超过第一预定阈值；和
在所估计的由所述FET消耗的功率超过所述第一预定阈值时，减少所述由所述FET消耗的功率。
22.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
由开关功率变换器控制所述开关的导通以控制功率转换。
23.一种装置，包括：
控制器，其中，所述控制器被配置为：
控制开关的导通；
估计由所述开关消耗的功率的量；
确定所估计的由所述开关消耗的功率是否超过第一预定阈值；和
在所估计的由所述开关消耗的功率超过所述第一预定阈值时，减少所述由所述开关消耗的功率。
24.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：
使用所述第一电压和通过所述开关的电流评估失效安全保护路径以确定对所估计的由所述开关消耗的功率的所述确定的功效。
25.根据权利要求2所述的装置，进一步包括：
滤波器，使用对开关的加热和冷却时间常数建模的滤波器过滤所确定的估计的由所述开关消耗的功率以确定建模后的估计的所述开关的功率消耗。
26.根据权利要求3所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：
确定所述建模后的估计的所述开关的功率消耗是否大于功率消耗保护阈值；以及
如果所述建模后的估计的由所述开关的功率消耗大于第一功率消耗阈值，那么减少所述由所述开关消耗的功率。
27.根据权利要求4所述的装置，其中，减少所述由所述开关消耗的功率包括防止所述开关进行操作，所述控制器进一步被配置为：
使能所述开关的操作的复原；
确定所述建模后的估计的所述开关的功率消耗是否小于恢复功率消耗阈值；以及
在所述建模后的估计的所述开关的功率消耗小于所述恢复功率消耗阈值时，复原所述开关的操作。
28.根据权利要求5所述的装置，其中，为了减少所述由所述开关消耗的功率，所述控制器进一步被配置为防止所述开关进行操作直到由所述开关控制的电路重启。
29.根据权利要求23所述的装置，其中，所述开关包括场效应晶体管(FET)，并且控制开关的导通包括控制所述FET的源极以控制所述FET的导通。
30.根据权利要求24所述的装置，其中，所述FET包括漏极，并且控制场效应晶体管(FET)的源极以控制所述FET的导通包括控制通过所述FET的漏极至源极电流，所述控制器进一步被配置为：
使用第一电压和所述漏极至源极电流确定所估计的由所述FET消耗的功率。
31.根据权利要求30所述的装置，其中，所述第一电压是在所述FET的所述漏极处的电压。
32.根据权利要求30所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：
使用所述第一电压和所述漏极至源极电流评估失效安全保护路径以确定对所估计的由所述FET消耗的功率的所述确定的功效。
33.根据权利要求32所述的装置，其中，为了评估所述失效安全保护路径，所述控制器进一步被配置为：
感测在所述FET的所述源极处的电压；
比较在所述FET的漏极处的电压与第一阈值电压；
比较在所述FET的所述源极处的电压与第二阈值电压；以及
如果在所述FET的所述漏极处的电压小于所述第一阈值电压并且在所述FET的所述源极处的电压大于所述第二阈值电压漏极，那么为了使用第一电压和所述漏极至源极电流确定所估计的由所述FET消耗的功率，所述控制器进一步被配置为：
使用第一电压和所述漏极至源电流确定所估计的由所述FET消耗的功率，其中，所述第一电压是估计的在所述FET的所述漏极处的最大峰值电压。
34.根据权利要求33所述的装置，其中，所述第一阈值电压包括在所述FET的所述漏极处的电压的峰值的大约10％至20％的范围内的电压，并且所述第二阈值电压包括3至6伏特范围内的电压。
35.根据权利要求24所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：
使用对所述FET的加热和冷却时间常数建模的滤波器过滤所确定的估计的由所述FET消耗的功率以确定建模后的估计的所述FET的功率消耗。
36.根据权利要求35所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：
确定所述建模后的估计的所述FET的功率消耗是否大于功率消耗保护阈值；以及
如果所述建模后的估计的所述FET的功率消耗大于第一功率消耗阈值，那么减少所述由所述FET消耗的功率。
37.根据权利要求36所述的装置，其中，减少所述由所述FET消耗的功率包括防止所述FET进行操作，所述控制器进一步被配置为：
使能所述FET的操作的复原；
确定所述建模后的估计的所述FET的功率消耗是否小于恢复功率消耗阈值；以及
在所述建模后的估计的由所述FET的功率消耗小于所述恢复功率消耗阈值时，复原所述FET的操作。
38.根据权利要求36所述的装置，其中，为了减少所述由所述FET消耗的功率，所述控制器进一步被配置为防止所述FET进行操作直到由所述FET控制的电路重启。
39.根据权利要求35所述的装置，其中，所述滤波器包括低通滤波器。
40.根据权利要求39所述的装置，其中，所述滤波器包括具有近似所述FET的加热和冷却特性的时间常数的无限脉冲响应滤波器。
41.根据权利要求23所述的装置，其中，控制所述FET的所述源极以控制所述FET的导通允许所述控制器控制开关功率变换器的操作。
42.根据权利要求23所述的装置，其中，所述开关是由双极结型晶体管和场效应晶体管组成的组中的构件。
43.根据权利要求23所述的装置，其中，控制开关的导通包括产生控制信号以控制所述开关的导通，并且所述开关耦接至周期性输入电压源，所述控制器进一步被配置为：
对于所述控制信号的每个周期，确定所估计的由所述FET消耗的功率是否超过第二预定阈值；
在所估计的由所述FET消耗的功率超过所述第二预定阈值时，减小所述由所述FET消耗的所述功率；以及
对于所述输入电压的每个周期：
确定所估计的由所述FET消耗的功率是否超过第一预定阈值；以及
在所估计的由所述FET消耗的功率超过所述第一预定阈值时，减少所述由所述FET消耗的功率。
44.根据权利要求23所述的装置，其中，所述控制器进一步被配置为：
由开关功率变换器控制所述开关的导通以控制功率转换。
45.根据权利要求23所述的装置，其中，所述控制器包括集成电路。
46.一种装置，包括：
开关功率变换器，具有开关，所述开关的导通控制所述开关功率变换器的功率转换；
负载，耦接至所述开关功率变换器；以及
控制器，耦接至所述开关功率变换器，其中，所述控制器被配置为：
控制所述开关的导通；
估计由所述开关消耗的功率的量；
确定所估计的由所述开关消耗的功率是否超过第一预定阈值；以及
在所估计的由所述开关消耗的功率超过所述第一预定阈值时，减少所述由所述开关消耗的功率。
47.根据权利要求47所述的装置，其中，所述负载包括一个或多个发光二极管。
CN201380039731.0A 2012-07-25 2013-07-24 用于开关的有源热保护 Active CN104488356B (zh)

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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9520794B2 (en) * 2012-07-25 2016-12-13 Philips Lighting Holding B.V Acceleration of output energy provision for a load during start-up of a switching power converter
US9112501B2 (en) * 2012-09-29 2015-08-18 Infineon Technologies Ag Electronic circuit with an electronic switch and a monitoring circuit
US9621021B2 (en) * 2013-06-21 2017-04-11 Microchip Technology Inc. Auxiliary power supplies in parallel with a switch of a switching regulator
US10763752B1 (en) * 2019-06-25 2020-09-01 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Zero-voltage-switching flyback converter
KR20150059019A (ko) * 2013-11-21 2015-05-29 삼성전기주식회사 발광 다이오드 구동 장치
US9214862B2 (en) * 2014-04-17 2015-12-15 Philips International, B.V. Systems and methods for valley switching in a switching power converter
US9819274B2 (en) * 2014-11-20 2017-11-14 Microchip Technology Incorporated Start-up controller for a power converter
US9805141B2 (en) * 2014-12-31 2017-10-31 Ebay Inc. Dynamic content delivery search system
US10396571B2 (en) * 2015-02-17 2019-08-27 Fairchild Semiconductor Corporation Adaptive overvoltage protection for adaptive power adapters
CN105305793B (zh) * 2015-03-20 2017-10-31 深圳市嘉兆鸿电子有限公司 一种直流电流源的功率管保护及高效率输出方法
US11603524B2 (en) 2015-04-02 2023-03-14 Oxidien Pharmaceuticals, Llc High efficiency oxalate-degrading enzymes for degradation of insoluble and soluble oxalate
US9912243B2 (en) 2015-06-01 2018-03-06 Microchip Technology Incorporated Reducing power in a power converter when in a standby mode
US10277130B2 (en) 2015-06-01 2019-04-30 Microchip Technolgoy Incorporated Primary-side start-up method and circuit arrangement for a series-parallel resonant power converter
US10404056B2 (en) * 2015-07-31 2019-09-03 Texas Instruments Incorporated Safe operating area energy limit system and method in power application
US9705408B2 (en) 2015-08-21 2017-07-11 Microchip Technology Incorporated Power converter with sleep/wake mode
US9825546B2 (en) * 2016-03-30 2017-11-21 Infineon Technologies Austria Ag Circuits and methods for auxiliary secondary supply generation with self-starting primary side driver in isolated power converters
US10756538B2 (en) 2017-04-24 2020-08-25 Silicon Laboratories Inc. Current limiting for high current drivers
US10809777B2 (en) * 2017-05-04 2020-10-20 Silicon Laboratories Inc. Energy estimation for thermal management
US9967946B1 (en) * 2017-08-14 2018-05-08 Nxp B.V. Overshoot protection circuit for LED lighting
US10085314B1 (en) * 2018-03-14 2018-09-25 Infineon Technologies Ag Light emitting diode driver for load changes
US10833500B2 (en) 2018-04-30 2020-11-10 Nxp B.V. Thermal protection of SMPS switch
CN109862655A (zh) * 2018-10-17 2019-06-07 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 集成电路、可调光led驱动电路及其驱动方法
US11159088B2 (en) * 2019-06-19 2021-10-26 Appulse Power Inc. Dual path and mode start-up circuit
CN110581651B (zh) * 2019-10-12 2020-09-08 无锡芯朋微电子股份有限公司 高度集成的开关电源及控制电路

Family Cites Families (198)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3790878A (en) 1971-12-22 1974-02-05 Keithley Instruments Switching regulator having improved control circuiting
US4739462A (en) 1984-12-26 1988-04-19 Hughes Aircraft Company Power supply with noise immune current sensing
DE3528046A1 (de) 1985-08-05 1987-02-05 Bbc Brown Boveri & Cie Rundsteuerempfaenger
US4677366A (en) 1986-05-12 1987-06-30 Pioneer Research, Inc. Unity power factor power supply
US4683529A (en) 1986-11-12 1987-07-28 Zytec Corporation Switching power supply with automatic power factor correction
GB8817684D0 (en) 1988-07-25 1988-09-01 Astec Int Ltd Power factor improvement
US4977366A (en) 1988-10-07 1990-12-11 Lucas Weinschel Inc. High frequency power sensing device
US4941078A (en) 1989-03-07 1990-07-10 Rca Licensing Corporation Synchronized switch-mode power supply
US4940929A (en) 1989-06-23 1990-07-10 Apollo Computer, Inc. AC to DC converter with unity power factor
US5109185A (en) 1989-09-29 1992-04-28 Ball Newton E Phase-controlled reversible power converter presenting a controllable counter emf to a source of an impressed voltage
US5003454A (en) 1990-01-09 1991-03-26 North American Philips Corporation Power supply with improved power factor correction
US5173643A (en) 1990-06-25 1992-12-22 Lutron Electronics Co., Inc. Circuit for dimming compact fluorescent lamps
US5055746A (en) 1990-08-13 1991-10-08 Electronic Ballast Technology, Incorporated Remote control of fluorescent lamp ballast using power flow interruption coding with means to maintain filament voltage substantially constant as the lamp voltage decreases
US5278490A (en) 1990-09-04 1994-01-11 California Institute Of Technology One-cycle controlled switching circuit
US5365152A (en) 1991-09-09 1994-11-15 Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. Apparatus for controlling the power to a discharge-lamp
US5264780A (en) 1992-08-10 1993-11-23 International Business Machines Corporation On time control and gain circuit
JPH06209569A (ja) 1993-01-05 1994-07-26 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源装置
US5481178A (en) 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
US5457620A (en) 1993-07-30 1995-10-10 At&T Ipm Corp. Current estimating circuit for switch mode power supply
US5638265A (en) 1993-08-24 1997-06-10 Gabor; George Low line harmonic AC to DC power supply
US5430635A (en) 1993-12-06 1995-07-04 Bertonee, Inc. High power factor electronic transformer system for gaseous discharge tubes
US5383109A (en) 1993-12-10 1995-01-17 University Of Colorado High power factor boost rectifier apparatus
US5479333A (en) 1994-04-25 1995-12-26 Chrysler Corporation Power supply start up booster circuit
US5565761A (en) 1994-09-02 1996-10-15 Micro Linear Corp Synchronous switching cascade connected offline PFC-PWM combination power converter controller
JPH0962816A (ja) 1994-10-06 1997-03-07 Mitsubishi Electric Corp 非接触ｉｃカードおよびこれを含む非接触ｉｃカードシステム
US5747977A (en) 1995-03-30 1998-05-05 Micro Linear Corporation Switching regulator having low power mode responsive to load power consumption
JPH09140145A (ja) 1995-11-15 1997-05-27 Samsung Electron Co Ltd 力率補償回路を備えた昇圧型コンバータ
GB2307802B (en) 1995-12-01 2000-06-07 Ibm Power supply with power factor correction circuit
KR0154776B1 (ko) 1995-12-28 1998-12-15 김광호 역률 보상 회로
US5798635A (en) 1996-06-20 1998-08-25 Micro Linear Corporation One pin error amplifier and switched soft-start for an eight pin PFC-PWM combination integrated circuit converter controller
US5808453A (en) 1996-08-21 1998-09-15 Siliconix Incorporated Synchronous current sharing pulse width modulator
DE29616655U1 (de) 1996-09-26 1998-02-05 Bosch Gmbh Robert Anordnung zum Erkennen des Zustandes einer Hochdruck- Gasentladungslampe beim Einschalten
US5783909A (en) 1997-01-10 1998-07-21 Relume Corporation Maintaining LED luminous intensity
US6084450A (en) 1997-01-14 2000-07-04 The Regents Of The University Of California PWM controller with one cycle response
US5960207A (en) 1997-01-21 1999-09-28 Dell Usa, L.P. System and method for reducing power losses by gating an active power factor conversion process
US6111368A (en) 1997-09-26 2000-08-29 Lutron Electronics Co., Inc. System for preventing oscillations in a fluorescent lamp ballast
US5963023A (en) 1998-03-21 1999-10-05 Advanced Micro Devices, Inc. Power surge management for high performance integrated circuit
US6043633A (en) 1998-06-05 2000-03-28 Systel Development & Industries Power factor correction method and apparatus
IL125328A0 (en) 1998-07-13 1999-03-12 Univ Ben Gurion Modular apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines
US6140777A (en) 1998-07-29 2000-10-31 Philips Electronics North America Corporation Preconditioner having a digital power factor controller
US6091233A (en) 1999-01-14 2000-07-18 Micro Linear Corporation Interleaved zero current switching in a power factor correction boost converter
US6064187A (en) 1999-02-12 2000-05-16 Analog Devices, Inc. Voltage regulator compensation circuit and method
DE10032846A1 (de) 1999-07-12 2001-01-25 Int Rectifier Corp Leistungsfaktor-Korrektursteuerschaltung
JP2001101364A (ja) 1999-10-01 2001-04-13 Fujitsu Ltd 非接触ｉｃカード用ｌｓｉ
US6160724A (en) 1999-10-26 2000-12-12 International Business Machines Corporation Boost doubler circuit wherein an AC bridge rectifier is not required
US6433525B2 (en) 2000-05-03 2002-08-13 Intersil Americas Inc. Dc to DC converter method and circuitry
US6304473B1 (en) 2000-06-02 2001-10-16 Iwatt Operating a power converter at optimal efficiency
US6882552B2 (en) 2000-06-02 2005-04-19 Iwatt, Inc. Power converter driven by power pulse and sense pulse
US6583550B2 (en) 2000-10-24 2003-06-24 Toyoda Gosei Co., Ltd. Fluorescent tube with light emitting diodes
FR2815790B1 (fr) 2000-10-24 2003-02-07 St Microelectronics Sa Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant
US6343026B1 (en) 2000-11-09 2002-01-29 Artesyn Technologies, Inc. Current limit circuit for interleaved converters
JP3371962B2 (ja) 2000-12-04 2003-01-27 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
EP1215808B1 (en) 2000-12-13 2011-05-11 Semiconductor Components Industries, LLC A power supply circuit and method thereof to detect demagnitization of the power supply
WO2002049399A1 (en) 2000-12-14 2002-06-20 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Self-oscillating electronic discharge lamp ballast with dimming control
CN1321547C (zh) 2001-01-12 2007-06-13 松下电工株式会社 放电灯用的镇流器及其工作方法
US6653960B2 (en) 2001-03-08 2003-11-25 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Stabilized power supply using delta sigma modulator
US6510995B2 (en) 2001-03-16 2003-01-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. RGB LED based light driver using microprocessor controlled AC distributed power system
US6531854B2 (en) 2001-03-30 2003-03-11 Champion Microelectronic Corp. Power factor correction circuit arrangement
US6819538B2 (en) 2001-05-15 2004-11-16 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for controlling current demand in an integrated circuit
US6577512B2 (en) 2001-05-25 2003-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply for LEDs
EP1404161B1 (en) 2001-06-08 2007-01-03 Sony Corporation Discharge lamp igniter device and projector device
US6628106B1 (en) 2001-07-30 2003-09-30 University Of Central Florida Control method and circuit to provide voltage and current regulation for multiphase DC/DC converters
US6747443B2 (en) 2001-08-31 2004-06-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for trimming current limit and frequency to maintain a constant maximum power
US6600296B2 (en) 2001-11-13 2003-07-29 Intel Corporation Method and semiconductor die with multiple phase power converter
WO2003058797A1 (en) 2002-01-11 2003-07-17 Precisionh2 Inc. Power factor controller
KR100597379B1 (ko) 2002-02-08 2006-07-10 산켄덴키 가부시키가이샤 전원장치기동방법, 전원장치의 기동회로 및 전원장치
JP3947682B2 (ja) 2002-04-26 2007-07-25 Ｆｄｋ株式会社 スイッチング電源回路
US6844702B2 (en) 2002-05-16 2005-01-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. System, method and apparatus for contact-less battery charging with dynamic control
US6728121B2 (en) 2002-05-31 2004-04-27 Green Power Technologies Ltd. Method and apparatus for active power factor correction with minimum input current distortion
EP1367703A1 (en) 2002-05-31 2003-12-03 STMicroelectronics S.r.l. Method of regulation of the supply voltage of a load and relative voltage regulator
US6657417B1 (en) 2002-05-31 2003-12-02 Champion Microelectronic Corp. Power factor correction with carrier control and input voltage sensing
US6781351B2 (en) 2002-08-17 2004-08-24 Supertex Inc. AC/DC cascaded power converters having high DC conversion ratio and improved AC line harmonics
US6940733B2 (en) 2002-08-22 2005-09-06 Supertex, Inc. Optimal control of wide conversion ratio switching converters
US6724174B1 (en) 2002-09-12 2004-04-20 Linear Technology Corp. Adjustable minimum peak inductor current level for burst mode in current-mode DC-DC regulators
KR100470599B1 (ko) 2002-10-16 2005-03-10 삼성전자주식회사 전자기기의 회로를 보호할 수 있는 전원공급장치
WO2004051834A1 (en) 2002-11-27 2004-06-17 Iwatt, Inc. Digital regulation of power converters using primary-only feedback
US6768655B1 (en) 2003-02-03 2004-07-27 System General Corp. Discontinuous mode PFC controller having a power saving modulator and operation method thereof
JP3705495B2 (ja) 2003-02-03 2005-10-12 Ｓｍｋ株式会社 スイッチング電源回路の定電流出力制御方法と定電流出力制御装置
US6864641B2 (en) 2003-02-20 2005-03-08 Visteon Global Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling light emitting diodes
US6956750B1 (en) 2003-05-16 2005-10-18 Iwatt Inc. Power converter controller having event generator for detection of events and generation of digital error
US6944034B1 (en) 2003-06-30 2005-09-13 Iwatt Inc. System and method for input current shaping in a power converter
US6839247B1 (en) 2003-07-10 2005-01-04 System General Corp. PFC-PWM controller having a power saving means
US6933706B2 (en) 2003-09-15 2005-08-23 Semiconductor Components Industries, Llc Method and circuit for optimizing power efficiency in a DC-DC converter
JP4107209B2 (ja) 2003-09-29 2008-06-25 株式会社村田製作所 リップルコンバータ
US7266001B1 (en) 2004-03-19 2007-09-04 Marvell International Ltd. Method and apparatus for controlling power factor correction
US6977827B2 (en) 2004-03-22 2005-12-20 American Superconductor Corporation Power system having a phase locked loop with a notch filter
CN1684348B (zh) 2004-04-16 2010-10-20 深圳赛意法微电子有限公司 具有便于驱动器与变换器电路配合使用的控制接口的驱动器
US7317625B2 (en) 2004-06-04 2008-01-08 Iwatt Inc. Parallel current mode control using a direct duty cycle algorithm with low computational requirements to perform power factor correction
US7259524B2 (en) 2004-06-10 2007-08-21 Lutron Electronics Co., Inc. Apparatus and methods for regulating delivery of electrical energy
DE102004033354B4 (de) 2004-07-09 2015-06-11 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Hochsetzsteller und Ansteuerschaltung
FR2873243A1 (fr) 2004-07-13 2006-01-20 St Microelectronics Sa Circuit d'alimentation adaptable
US20060022648A1 (en) 2004-08-02 2006-02-02 Green Power Technologies Ltd. Method and control circuitry for improved-performance switch-mode converters
JP2006067730A (ja) 2004-08-27 2006-03-09 Sanken Electric Co Ltd 力率改善回路
US7292013B1 (en) 2004-09-24 2007-11-06 Marvell International Ltd. Circuits, systems, methods, and software for power factor correction and/or control
JP4665480B2 (ja) 2004-10-26 2011-04-06 パナソニック電工株式会社 放電灯点灯装置、照明器具、および照明システム
US7723964B2 (en) 2004-12-15 2010-05-25 Fujitsu General Limited Power supply device
TWI253224B (en) 2004-12-21 2006-04-11 Richtek Techohnology Corp Over-voltage and over-current protector and protective method for rising voltage current-mode converter
US7221130B2 (en) 2005-01-05 2007-05-22 Fyrestorm, Inc. Switching power converter employing pulse frequency modulation control
JP4564363B2 (ja) 2005-01-13 2010-10-20 パナソニック株式会社 Ｌｅｄ駆動用半導体装置及びｌｅｄ駆動装置
US20060158790A1 (en) 2005-01-14 2006-07-20 Hitachi Global Storage Technologies Magnetoresistive sensor having a novel junction structure for improved track width definition and pinned layer stability
US7081722B1 (en) 2005-02-04 2006-07-25 Kimlong Huynh Light emitting diode multiphase driver circuit and method
CA2637757A1 (en) 2005-03-03 2006-09-08 Tir Technology Lp Method and apparatus for controlling thermal stress in lighting devices
US7378805B2 (en) 2005-03-22 2008-05-27 Fairchild Semiconductor Corporation Single-stage digital power converter for driving LEDs
WO2007016373A2 (en) 2005-07-28 2007-02-08 Synditec, Inc. Pulsed current averaging controller with amplitude modulation and time division multiplexing for arrays of independent pluralities of light emitting diodes
US7099163B1 (en) 2005-11-14 2006-08-29 Bcd Semiconductor Manufacturing Limited PWM controller with constant output power limit for a power supply
KR101243402B1 (ko) 2005-12-27 2013-03-13 엘지디스플레이 주식회사 액정표시소자의 하이브리드 백라이트 구동 장치
US7319358B2 (en) * 2005-12-29 2008-01-15 Ati Technologies Inc. Method and apparatus for generating an adaptive power supply voltage
US8441210B2 (en) 2006-01-20 2013-05-14 Point Somee Limited Liability Company Adaptive current regulation for solid state lighting
US7902769B2 (en) 2006-01-20 2011-03-08 Exclara, Inc. Current regulator for modulating brightness levels of solid state lighting
TW200737070A (en) 2006-02-23 2007-10-01 Powerdsine Ltd Voltage controlled backlight driver
US8710765B2 (en) 2010-05-08 2014-04-29 Robert Beland LED illumination systems
TW200740095A (en) 2006-04-11 2007-10-16 Beyond Innovation Tech Co Ltd DC-DC converter
US20080018261A1 (en) 2006-05-01 2008-01-24 Kastner Mark A LED power supply with options for dimming
US7443146B2 (en) 2006-05-23 2008-10-28 Intersil Americas Inc. Auxiliary turn-on mechanism for reducing conduction loss in body-diode of low side MOSFET of coupled-inductor DC-DC converter
DE602006014124D1 (de) 2006-06-22 2010-06-17 Osram Gmbh LED-Ansteuereinrichtung
GB2439997A (en) 2006-07-07 2008-01-16 Cambridge Semiconductor Ltd Estimating the output current of a switch mode power supply
GB2439998A (en) 2006-07-07 2008-01-16 Cambridge Semiconductor Ltd Estimating the output current of a switch mode power supply
JP4267647B2 (ja) 2006-08-10 2009-05-27 林化学工業株式会社 発光装置
CN101127495B (zh) 2006-08-16 2010-04-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于为开关式电源提供控制的系统和方法
JP4661736B2 (ja) 2006-08-28 2011-03-30 パナソニック電工株式会社 調光器
US8064179B2 (en) 2006-09-05 2011-11-22 Silicon Laboratories Inc. Integrated circuit including a switching regulator design for power over Ethernet devices
US7295452B1 (en) 2006-09-07 2007-11-13 Green Mark Technology Inc. Active power factor correction circuit and control method thereof
EP2089961A1 (de) 2006-11-09 2009-08-19 Osram Gesellschaft mit Beschränkter Haftung Selbstschwingender dc-dc-wandler und verfahren dazu
US7859859B2 (en) 2006-11-20 2010-12-28 Picor Corporation Primary side sampled feedback control in power converters
CN100521839C (zh) 2006-11-24 2009-07-29 聚积科技股份有限公司 照明装置及其亮度切换装置
US7667986B2 (en) 2006-12-01 2010-02-23 Flextronics International Usa, Inc. Power system with power converters having an adaptive controller
US7928662B2 (en) 2006-12-18 2011-04-19 Microsemi Corp.—Analog Mixed Signal Group Ltd. Voltage range extender mechanism
KR101357006B1 (ko) 2007-01-18 2014-01-29 페어차일드코리아반도체 주식회사 컨버터 및 그 구동 방법
US7834553B2 (en) 2007-02-05 2010-11-16 Vu1 Corporation System and apparatus for cathodoluminescent lighting
KR101361517B1 (ko) 2007-02-26 2014-02-24 삼성전자 주식회사 백라이트 유닛, 이를 포함하는 액정표시장치 및 그제어방법
US7288902B1 (en) * 2007-03-12 2007-10-30 Cirrus Logic, Inc. Color variations in a dimmable lighting device with stable color temperature light sources
US7480159B2 (en) 2007-04-19 2009-01-20 Leadtrend Technology Corp. Switching-mode power converter and pulse-width-modulation control circuit with primary-side feedback control
US7554473B2 (en) 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
US7974109B2 (en) 2007-05-07 2011-07-05 Iwatt Inc. Digital compensation for cable drop in a primary side control power supply controller
TW200849778A (en) 2007-06-13 2008-12-16 Richtek Technology Corp Method and device to improve the light-load performance of switching-type converter
JP4239111B2 (ja) 2007-06-14 2009-03-18 サンケン電気株式会社 Ａｃ−ｄｃコンバータ
US7974107B2 (en) 2007-08-28 2011-07-05 Iwatt Inc. System and method for controlling a current limit with primary side sensing using a hybrid PWM and PFM control
CN101414193A (zh) 2007-10-16 2009-04-22 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电源自动切换电路
US20090108677A1 (en) 2007-10-29 2009-04-30 Linear Technology Corporation Bidirectional power converters
US7561394B2 (en) 2007-12-10 2009-07-14 Visteon Global Technologies, Inc. System and method for overvoltage protection
IL188348A0 (en) 2007-12-24 2008-11-03 Lightech Electronics Ind Ltd Controller and method for controlling an intensity of a light emitting diode (led) using a conventional ac dimmer
GB0800755D0 (en) 2008-01-16 2008-02-27 Melexis Nv Improvements in and relating to low power lighting
JP2009170240A (ja) 2008-01-16 2009-07-30 Sharp Corp Ｌｅｄの調光装置
US7966588B1 (en) 2008-01-26 2011-06-21 National Semiconductor Corporation Optimization of electrical circuits
US7872883B1 (en) 2008-01-29 2011-01-18 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronous buck power converter with free-running oscillator
US8008898B2 (en) 2008-01-30 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Switching regulator with boosted auxiliary winding supply
JP5483389B2 (ja) 2008-01-31 2014-05-07 Ｉｄｅｃ株式会社 電気回路
US8274241B2 (en) 2008-02-06 2012-09-25 C. Crane Company, Inc. Light emitting diode lighting device
US20090295300A1 (en) 2008-02-08 2009-12-03 Purespectrum, Inc Methods and apparatus for a dimmable ballast for use with led based light sources
US8102167B2 (en) * 2008-03-25 2012-01-24 Microsemi Corporation Phase-cut dimming circuit
US7936132B2 (en) 2008-07-16 2011-05-03 Iwatt Inc. LED lamp
US8212491B2 (en) 2008-07-25 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter control with triac-based leading edge dimmer compatibility
US8253400B2 (en) * 2008-08-07 2012-08-28 Microsemi Corporation Current sensing for high voltage buck converter
US8487546B2 (en) * 2008-08-29 2013-07-16 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with accurate current control
TWI495389B (zh) * 2008-09-05 2015-08-01 Eldolab Holding Bv 以發光二極體為光源之照明系統
JP5211959B2 (ja) 2008-09-12 2013-06-12 株式会社リコー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
US8288954B2 (en) 2008-12-07 2012-10-16 Cirrus Logic, Inc. Primary-side based control of secondary-side current for a transformer
US8508150B2 (en) 2008-12-12 2013-08-13 O2Micro, Inc. Controllers, systems and methods for controlling dimming of light sources
US8169806B2 (en) 2009-02-12 2012-05-01 Apple Inc. Power converter system with pulsed power transfer
CN101552563B (zh) 2009-03-20 2011-09-14 Bcd半导体制造有限公司 一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法
US8120335B2 (en) 2009-03-27 2012-02-21 Linear Technology Corporation Average inductor current mode switching converters
EP2257124B1 (en) 2009-05-29 2018-01-24 Silergy Corp. Circuit for connecting a low current lighting circuit to a dimmer
US20120104858A1 (en) 2009-06-05 2012-05-03 Polynom Ag Electronic circuit for converting a mains-operated luminaire into an emergency luminaire
US8143800B2 (en) * 2009-06-22 2012-03-27 O2Micro, Inc. Circuits and methods for driving a load with power factor correction function
US8222832B2 (en) 2009-07-14 2012-07-17 Iwatt Inc. Adaptive dimmer detection and control for LED lamp
EP2494851A1 (en) 2009-10-26 2012-09-05 Light-Based Technologies Incorporated Holding current circuits for phase-cut power control
US8384295B2 (en) 2009-11-11 2013-02-26 Osram Sylvania Inc. Ballast circuit for LED-based lamp including power factor correction with protective isolation
US8248040B2 (en) 2009-11-12 2012-08-21 Polar Semiconductor Inc. Time-limiting mode (TLM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
WO2011061633A1 (en) 2009-11-19 2011-05-26 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Method and apparatus for detecting dimmer phase angle and selectively determining universal input voltage for solid state lighting fixtures
CN102143628B (zh) 2010-01-29 2013-05-08 成都芯源系统有限公司 一种电路和方法及使用该电路的灯具
US8222772B1 (en) 2010-02-08 2012-07-17 VI Chip, Inc. Power supply system with power factor correction and efficient low power operation
TWI434611B (zh) 2010-02-25 2014-04-11 Richtek Technology Corp 具有電壓調整功能之ｌｅｄ陣列控制電路及其驅動電路與方法
CN101790269A (zh) 2010-03-10 2010-07-28 李福南 输出具有空载轻载保护和可稳定接受切相调光的led电源
US8508147B2 (en) 2010-06-01 2013-08-13 United Power Research Technology Corp. Dimmer circuit applicable for LED device and control method thereof
TWI448188B (zh) 2010-07-29 2014-08-01 Richtek Technology Corp 在浮動地電位積體電路中提供絕對資訊的電路與方法
US8729811B2 (en) 2010-07-30 2014-05-20 Cirrus Logic, Inc. Dimming multiple lighting devices by alternating energy transfer from a magnetic storage element
US8536799B1 (en) 2010-07-30 2013-09-17 Cirrus Logic, Inc. Dimmer detection
CN101951177B (zh) * 2010-09-06 2014-05-07 Bcd半导体制造有限公司 开关电源系统及开关电源控制电路
US8531131B2 (en) 2010-09-22 2013-09-10 Osram Sylvania Inc. Auto-sensing switching regulator to drive a light source through a current regulator
US8803439B2 (en) 2010-10-22 2014-08-12 Stmicroelectronics, Inc. Primary-side regulation of output current in a line-powered LED driver
WO2012061769A2 (en) 2010-11-04 2012-05-10 Cirrus Logic, Inc. Controlled power dissipation in a switch path in a lighting system
US9491845B2 (en) 2010-11-04 2016-11-08 Koninklijke Philips N.V. Controlled power dissipation in a link path in a lighting system
US10199482B2 (en) * 2010-11-29 2019-02-05 Analog Devices, Inc. Apparatus for electrostatic discharge protection
US8513901B2 (en) 2010-12-10 2013-08-20 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus to control LED brightness
US8704506B2 (en) * 2010-12-20 2014-04-22 Lsi Corporation Voltage regulator soft-start circuit providing reference voltage ramp-up
US8582329B2 (en) * 2011-01-10 2013-11-12 Iwatt Inc. Adaptively controlled soft start-up scheme for switching power converters
JP2012216766A (ja) 2011-03-30 2012-11-08 Sanken Electric Co Ltd Ｌｅｄ駆動装置及びｌｅｄ照明装置
US8283877B2 (en) 2011-06-07 2012-10-09 Switch Bulb Company, Inc. Thermal protection circuit for an LED bulb
US8630103B2 (en) 2011-06-15 2014-01-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for programming a power converter controller with an external programming terminal having multiple functions
US8934209B2 (en) * 2011-10-20 2015-01-13 Dell Products L.P. Information handling system power supply automated de-rating for power output and thermal constraints
US8884551B2 (en) 2012-01-13 2014-11-11 Texas Instruments Incorporated Flyback switching regulator with primary side regulation
US9520794B2 (en) * 2012-07-25 2016-12-13 Philips Lighting Holding B.V Acceleration of output energy provision for a load during start-up of a switching power converter
US9124189B2 (en) 2013-02-01 2015-09-01 Infineon Technologies Austria Ag Converter with galvanic isolation
CN105265017B (zh) * 2013-03-11 2017-09-08 飞利浦照明控股有限公司 使用补偿电流控制的供电电流变化的减小
CN105247958B (zh) * 2013-03-14 2017-11-24 飞利浦照明控股有限公司 经由辅助功率耗散电路的受控电子系统功率耗散
WO2015017315A1 (en) * 2013-07-29 2015-02-05 Cirrus Logic, Inc. Compensating for a reverse recovery time period of a bipolar junction transistor (bjt) in switch-mode operation of a light-emitting diode (led)-based bulb
US9496855B2 (en) * 2013-07-29 2016-11-15 Cirrus Logic, Inc. Two terminal drive of bipolar junction transistor (BJT) of a light emitting diode (LED)-based bulb

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