CN104247237A - Dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

DC-DC变换器具有：耦合变压器，其具有线圈(11)和线圈(12)；开关(Tr1、Tr2)，其经由各线圈与直流电源(Vi)的两端连接；串联电路，其与各开关的两端连接，由二极管和滤波电容器构成；以及控制电路(100)，其使开关(Tr1)和开关(Tr2)交互地接通，并且在每个1/2周期在预定的重复期间使开关(Tr1)和开关(Tr2)同时接通。并且，耦合变压器(1)通过两个E型铁芯(2，3)间隔I型铁芯(4)，在各E型铁芯(2，3)的中央脚(2a，3a)与I型铁芯(4)之间设置间隙部(5)，在I型铁芯(4)上卷绕线圈(11)和线圈(12)。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及一种进行升压动作的DC-DC变换器，尤其涉及一种在变压器中使用的铁芯的形状。
背景技术
图1是表示相关的DC-DC变换器的电路结构图。图2是图1所示的相关的DC-DC变换器内的耦合变压器20的等价电路图。图1所示的DC-DC变换器具有直流电源Vi、耦合变压器20、开关Tr1、Tr2、二极管D1、D2、滤波电容器Co、负载电阻Ro以及控制电路100。
如图2所示，耦合变压器20具有变压器T3、变压器T4以及电抗器L3。变压器T3具有:一次线圈105a(匝数np)、与一次线圈105a串联连接的卷绕线圈105b(匝数np1)、与一次线圈105a以及卷绕线圈105b电磁耦合的二次线圈105c(匝数ns)。变压器T4与变压器T3同样地构成，具有：一次线圈106a(匝数np)、与一次线圈106a串联连接的卷绕线圈106b(匝数np1)、与一次线圈106a以及卷绕线圈106b电磁耦合的二次线圈106c(匝数ns)。
在直流电源Vi的两端经由变压器T3的一次线圈105a连接了由IGBT(绝缘栅双极晶体管)构成的开关Tr1的集电极-发射极之间。在直流电源Vi的两端经由变压器T4的一次线圈106a连接了由IGBT构成的开关Tr2的集电极-发射极之间。在变压器T3的一次线圈105a与开关Tr1的集电极的连接点和开关Tr1的发射极上连接有由变压器T3的卷绕线圈105b、二极管D1以及滤波电容器Co构成的串联电路。在变压器T4的一次线圈106a与开关Tr2的集电极的连接点和开关Tr2的发射极上连接有由变压器T4的卷绕线圈106b、二极管D2以及滤波电容器Co构成的串联电路。
在变压器T3的二次线圈105c与变压器T4的二次线圈106c的串联电路的两端连接有电抗器L3。控制电路100根据滤波电容器Co的输出电压Vo进行控制，以便在开关Tr1接通后到开关Tr1断开前开关Tr2接通，在开关Tr2断开前开关Tr1接通。即，进行以下的控制：使开关Tr1与开关Tr2交互地接通，并且在每个1/2周期在预定的重复期间使开关Tr1与开关Tr2同时接通。
如此构成的相关的DC-DC变换器在根据来自控制电路100的控制信号Tr1g使开关Tr1接通，在预定的重复期间后，根据来自控制电路100的控制信号Tr2g使开关Tr2断开时，电流沿着Vi(+侧)、105a、Tr1、Vi(－侧)流动，因此开关Tr1的电流线性地增加。同时，还在变压器T3的二次线圈105c产生电压，电流L3i按顺时针沿着105c、L3、106c、105c的路径流过。
电流L3i按照变压器的等安匝定律流过，在电抗器L3积蓄能量，并且在变压器T4的二次线圈106c中也流过相同的电流。因此，在变压器T4的一次线圈106a和卷绕线圈106b中感应与匝数对应的电压。
此外，在将变压器T4的卷绕比设成A＝(np+np1)/np时，在二极管D2中，开关Tr1的电流的1/A的电流沿着Vi+、106a、106b、D2、Co、Vi－流过。直到接通开关Tr2的时刻为止流过二极管D2的电流。滤波电容器Co的输出电压Vo是直流电源Vi的电压(输入电压)、在变压器T4的一次线圈106a产生的电压以及在变压器T4的卷绕线圈106b产生的电压之和。
在将开关Tr1的占空比(D＝Ton/T)设为D时，在变压器T4中产生的电压是A·Vi·D。Ton是开关Tr1的接通时间。T是使开关Tr1进行开关的周期。滤波电容器Co的输出电压Vo成为Vo＝Vi(1+A·D)，可以通过改变占空比D来控制输出电压Vo。
接着，当根据来自控制电路100的控制信号Tr2g使开关Tr2接通，在预定的重复期间后，根据来自控制电路100的控制信号Tr1g使开关Tr1断开时，电流沿着Vi+、106a、Tr2、Vi－流动，因此开关Tr2的电流线性地增加。同时，还在变压器T4的二次线圈106c产生电压，电流L3i增加同时按照顺时针流过106c、105c、L3、106c的路径。
电流L3i按照变压器的等安匝定律流过，在电抗器L3积蓄能量，并且在变压器T3的二次线圈105c中流过相同的电流。因此，在变压器T3的一次线圈105a和卷绕线圈105b中感应与匝数对应的电压。
此外，在将变压器T3的卷绕比设成A＝(np+np1)/np时，在二极管D1中，开关Tr2的电流的1/A的电流沿着Vi+、105a、105b、D1、Co、Vi－流过。直到接通开关Tr1的时刻为止流过二极管D1的电流。滤波电容器Co的输出电压Vo是直流电源Vi的电压(输入电压)、在变压器T3的一次线圈105a产生的电压以及在变压器T3的的卷绕线圈105b产生的电压之和。在将开关Tr2的占空比(D＝Ton/T)设为D时，在变压器T3产生的电压是A·Vi·D。Ton是开关Tr2的接通时间。T是使开关Tr2进行开关的周期。滤波电容器Co的输出电压Vo成为Vo＝Vi(1+A·D)，可以通过改变占空比D来控制输出电压Vo。
如在日本专利公开公报特开2010-004704号(专利文献1)中示例的那样，作为多相式变压器链接型升压斩波电路(参照专利文献1)，已知图1所示的相关的DC-DC变换器，通过变压器使独立的两相耦合。由此，能够使两个需要的铁芯仅通过一个铁芯进行升压动作。
此外，耦合变压器20具有将E字型的两个铁芯部件在延伸的面方向上相向地组合而构成的铁芯21，铁芯21具有侧脚22、23、中央脚24以及间隙部25，在侧脚22上卷绕线圈31，在侧脚23上卷绕线圈32。电流i1流过线圈31，电流i2流过线圈32。
发明内容
发明要解决的课题
然而，在相关的耦合变压器20中，如图3所示，在线圈31、线圈32的外侧泄漏磁通量成分Φ1k，此外，在铁芯21的间隙部25泄漏基于边缘效应的磁通量成分Φfr。即，在相关的耦合变压器20中，漏磁通大，因此与理论值的差变大。
根据本发明，能够提供一种具有减少漏磁通，能够进行接近理论值的设计的耦合变压器的DC-DC变换器。
解决课题的手段
根据本发明的技术面，DC-DC变换器具有：耦合变压器，其具有第一线圈和第二线圈；第一开关，其经由所述第一线圈与直流电源的两端连接；第二开关，其经由所述第二线圈与所述直流电源的两端连接；第一串联电路，其与所述第一开关的两端连接，由第一二极管和滤波电容器构成；第二串联电路，其与所述第二开关的两端连接，由第二二极管和所述滤波电容器构成；以及控制电路，其使所述第一开关和所述第二开关交互地接通，并且在每个1/2周期在预定的重复期间使所述第一开关和所述第二开关同时接通，所述耦合变压器通过以两个E型铁芯相向的方式间隔I型铁芯，在一方的E型铁芯的中央脚与I型铁芯之间设置第一间隙部，在另一方的E型铁芯的中央脚与I型铁芯之间设置第二间隙部，在I型铁芯上卷绕所述第一线圈以及所述第二线圈而构成。
附图说明
图1是表示相关的DC-DC变换器的电路结构图。
图2是图1所示的相关的DC-DC变换器内的耦合变压器的等价电路图。
图3是说明图1所示的相关的DC-DC变换器内的耦合变压器的间隙长增大的原因的图。
图4是表示实施例1的DC-DC变换器的电路结构图。
图5是表示使用了实施例1的DC-DC变换器内的EEI铁芯的耦合变压器的结构图。
图6是表示现有方式与实施例1的间隙长的比较的图。
图7是表示现有例子与实施例2的耦合变压器的线圈的卷绕方法的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的DC-DC变换器的实施方式进行详细地说明。
本发明的DC-DC变换器的特征在于，通过使用两个E型的铁芯和一个I型的铁芯，实现了减少漏磁通，能够进行接近理论值的设计的耦合变压器。
(实施例1)
图4是表示实施例1的DC-DC变换器的电路结构图。图5是表示实施例1的DC-DC变换器内的使用了EEI铁芯的耦合变压器的结构图。即，特征为代替在图1～图3所示的相关的耦合变压器20，使用图5所示的耦合变压器1。
图4所示的其他结构与图1所示的结构相同，对相同部分赋予相同符号，省略其详细的说明。在此，仅对耦合变压器1进行说明。
图5所示的耦合变压器1具有通过两个E型铁芯2、3间隔I型铁芯4的结构。以在延伸的面方向上经由I型铁芯4，中央脚2a、3a相向的方式使两个E字型的铁芯2、3一体化。更具体地说，在一方的E型铁芯2的中央脚2a与I型铁芯4之间设置第一间隙部5，在另一方的E型铁芯3的中央脚3a与I型铁芯4之间设置第二间隙部5。此外，在I型铁芯4上卷绕匝数n1的线圈11(第一线圈)以及匝数n2的线圈12(第二线圈)来构成。电流i1流过线圈11，电流i2流过线圈12。结果，如图5所示在一体化的铁芯3、4内形成四个稳定的闭合磁路。
图6是表示现有方式与实施例1的方式的间隙长的比较的图。图6(a)是现有方式的图，图6(b)是实施例1的方式的图。通过下式表示间隙部的磁阻的理论值Rmg。
Rmg＝lg/μo·S
在此，lg是间隙长，S是截面面积，μo是磁导率。
根据如上那样构成的本实施例的耦合变压器1，当电流i1流过线圈11，电流i2流过线圈12时，如图5所示，通过流过线圈11、线圈12的电流产生的磁通量通过以下的磁路，该磁路首先通过I型铁芯4，经由间隙部5通过E型铁芯2、3，返回到I型铁芯4。即，形成闭合磁路大幅度地降低漏磁通，间隙长变短。
因此，能够提供一种具有减少漏磁通，能够进行接近理论值的设计的耦合变压器的DC-DC变换器。
另一方面，在图3所示的相关的耦合变压器20中，由于在侧脚22、23卷绕了线圈31、32，因此在侧脚22、23的外侧泄漏磁通。因此，漏磁通变大，实测值与理论值的偏差变大。
(实施例2)
图7是表示现有例子与实施例2的耦合变压器的线圈的卷绕方法的比较的图。图7(a)是相关的耦合变压器20的结构图，图7(b)是实施例2的耦合变压器的结构图。
另外，除了实施例2的耦合变压器变更外，DC-DC变换器的结构与图4所示的变压器的结构相同。
在图7(a)所示的相关的耦合变压器20中，在侧脚22卷绕匝数n1的线圈31，在侧脚23卷绕匝数n2的线圈32。
与此相对，在图7(b)所示的本实施例的耦合变压器中，将线圈31a(第一线圈)和与线圈31a串联连接的线圈31b(第二线圈)的串联电路连接在直流电源Vi的正极和开关Tr1的集电极之间。将线圈32a(第三线圈)和与线圈32a串联连接的线圈32b(第四线圈)的串联电路连接在直流电源Vi的正极和开关Tr2的集电极之间。
耦合变压器以在延伸的面方向上使各中央脚24a相向的方式将两个E型铁芯一体化成为θ型。即，在一方的E型铁芯的中央脚24a与另一方的E型铁芯的中央脚24a之间设置间隙部25a，在一方以及另一方的E型铁芯的一方的侧脚22上卷绕线圈31a以及线圈32b，在一方以及另一方的E型铁芯的另一方的侧脚23上卷绕线圈31b以及线圈32a。
线圈31a的匝数与线圈31b的匝数的合计为匝数n1。线圈32a的匝数与线圈32b的匝数的合计为匝数n2。
即，将线圈31、32的各线圈分散为两个，在侧脚22上卷绕线圈31a、线圈32b，在侧脚23上卷绕线圈31b、线圈32b，因此将磁通势分散，间隙长变短。因此能够提高耦合度。
根据本发明，能够提供一种具有减少漏磁通，能够进行接近理论值的设计的耦合变压器的DC-DC变换器。
(美国指定)
本国际专利申请指定美国，关于在2012年3月16日递交的日本专利申请第2012-060547号，基于美国专利法第119条(a)享受优先权的好处，引用该公开内容。

Claims (2)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，具有：
耦合变压器，其具有第一线圈和第二线圈；
第一开关，其经由所述第一线圈与直流电源的两端连接；
第二开关，其经由所述第二线圈与所述直流电源的两端连接；
第一串联电路，其与所述第一开关的两端连接，由第一二极管和滤波电容器构成；
第二串联电路，其与所述第二开关的两端连接，由第二二极管和所述滤波电容器构成；以及
控制电路，其使所述第一开关和所述第二开关交互地接通，并且在每个1/2周期在预定的重复期间使所述第一开关和所述第二开关同时接通，
所述耦合变压器通过以两个E型铁芯相向的方式间隔I型铁芯，在一方的E型铁芯的中央脚与I型铁芯之间设置第一间隙部，在另一方的E型铁芯的中央脚与I型铁芯之间设置第二间隙部，在I型铁芯上卷绕所述第一线圈以及所述第二线圈而构成。
2.一种DC-DC变换器，其特征在于，具有：
耦合变压器，其具有第一线圈、与该第一线串联连接的第二线圈、第三线圈以及与该第三线圈串联连接的第四线圈；
第一开关，其经由所述第一线圈和所述第二线圈与直流电源的两端连接；
第二开关，其经由所述第三线圈和所述第四线圈与直流电源的两端连接；
第一串联电路，其与所述第一开关的两端连接，由第一二极管和滤波电容器构成；
第二串联电路，其与所述第二开关的两端连接，由第二二极管和所述滤波电容器构成；以及
控制电路，其使所述第一开关和所述第二开关交互地接通，并且在每个1/2周期在预定的重复期间使所述第一开关和所述第二开关同时接通，
所述耦合变压器通过以使各中央脚相向的方式组合两个E型铁芯，在一方的E型铁芯的中央脚与另一方的E型铁芯的中央脚之间设置间隙部，在一方以及另一方的E型铁芯的一方的侧脚上卷绕所述第一线圈以及所述第四线圈，在一方以及另一方的E型铁芯的另一方的侧脚上卷绕所述第二线圈以及所述第三线圈来构成。
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