CN104242660B - 开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种临界模式的开关电源设备，包括检测负载的负载检测部。当检测到的负载比设定值轻时，逐级降低开关频率的上限。

Description

开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置
相关申请的交叉引用
本申请要求2013年6月10日提出的日本优先权专利申请JP2013-121528的优先权，通过引用将其全部内容结合于本文中。
技术领域
本发明涉及对交流电整流并生成稳定的DC电压的开关电源设备，尤其涉及具有PFC控制电路的开关电源设备。
背景技术
具有PFC(功率因子校正，Power Factor Correction)控制IC的开关电源设备可以通过校正功率因子来抑制谐波的生成。作为这一类型的开关电源设备，提出一种配置(日本未审专利申请公开No.2011-019323，2011-229255和2012-090515中公开的电源设备)，其中根据负载的状态控制开关元件的开关频率。
发明内容
日本未审专利申请公开No.2011-019323公开了一种电源设备，其中频率在两级(stages)中切换。在这种情况中，频率的较大变化会导致开关期间的操作不稳定，因此存在频率不能被大幅改变的问题。
日本未审专利申请公开No.2011-229255公开了一种技术，其中通过利用反馈电压检测轻负载(light load)来控制频率。一般来说，当利用反馈电压执行PWM(脉宽调制，Pulse Width Modulation)控制时，利用相同反馈电压的PFM(脉冲频率调制，PulseFrequency Modulation)控制的中断在操作算法方面十分复杂，且不易于实现。
日本未审专利申请公开No.2012-090515公开了一种技术，其中基于来自下一级DC-DC转换电路、负载等的信息确定轻负载。如此能够便于控制，但存在需要来自其他电路的信息的问题。
因此，希望提供一种开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置，能够在多级中限制开关频率的频率上限，而不需要来自其他电路的信息。
根据本发明的一个实施方式，提供一种临界模式(critical mode)的开关电源设备，其中当检测到负载且所检测的负载比设定值轻时，逐级(stepwise)降低开关频率的上限。
在该实施方式中，开关电源设备可进一步包括：线圈和半导体开关元件的串联电路；整流电路，连接至半导体开关元件；以及脉冲发生器，所述脉冲发生器生成用于开关(switching)半导体开关元件的脉冲信号。在正常工作状态下，脉冲发生器生成脉冲信号，该脉冲信号在流到整流电路的电流为零的时刻被改变为用于打开(turning on)半导体开关元件的电平，并且在对应于输出电压的反馈电压的时刻被改变为用于关闭(turningoff)半导体开关元件的电平，且当负载轻于设定值时，沿使得脉冲信号的频率上限逐级降低的方向控制脉冲发生器。
根据本发明，在临界模式的开关电源设备中，通过降低轻负载时的开关频率，可以提高轻负载时的效率。此外，由于频率上限是逐级切换的，因此可以在较大范围内提高效率，并且可以大幅改变频率。
附图说明
图1为示出现有技术中的临界模式系统的开关电源设备的示例的连接图；
图2为示出现有技术中的开关电源设备的各部分的波形的波形图；
图3为示出开关电源设备的参考示例的连接图；
图4为本发明第一实施方式的连接图；
图5为示出按照本发明第一实施方式的脉冲发生器的示例的框图；
图6为示出按照本发明第一实施方式的附加电路的示例的框图；
图7为示出按照本发明第一实施方式的附加电路的另一示例的框图；
图8为示出用于解释按照本发明第一实施方式的状态切换控制的状态变换的示意图；
图9为用于解释按照本发明第一实施方式的状态切换控制的示意图；
图10为用于解释按照本发明第一实施方式设定阈值滞后宽度(hysteresiswidth)的示意图；
图11为用于解释按照本发明第一实施方式设定阈值滞后宽度的示意图；
图12为用于解释按照本发明第一实施方式的效率提高的示意图；
图13为本发明第二实施方式的连接图。
具体实施方式
如下文所描述的实施方式是本发明的优选特定示例，其上应用了技术上优选的多种限定。但是，在下面的描述中，除非存在特别限定本发明的声明，否则本发明的范围并不仅限于这些实施方式。
下面的描述将按照如下顺序进行。
1.电源设备的参考示例
2.第一实施方式
3.第二实施方式
4.应用示例
5.修改示例
1.电源设备的参考示例
下面将参考图1至3来描述临界模式的PFC电路。临界模式，即利用扼流线圈(chokecoil)中的次级绕组对流经整流二极管的电流执行零检测，并在电流为零时打开半导体开关元件。在电流降至零之前打开半导体开关元件的控制系统被称为处于连续模式。桥式整流电路(bridge rectifier circuit)BD和平滑电容Ci对AC电源(商用电源)Vac的AC电压进行整流，并将全波整流电压提供给平滑电容Ci。输入(DC)电压Vin被输出至平滑电容Ci的两端。
桥式整流电路BD的一个输出端(非接地侧)连接至扼流线圈L1的一端，扼流线圈L1的另一端经二极管D1连接至一个输出端。半导体开关元件(例如FET(场效应晶体管，FieldEffect Transistor))Q1的漏极和源极连接在扼流线圈L1的另一端与二极管D1的连接点以及另一输出端之间。举例来说，FET Q1是N通道FET Q1。FET Q1的源极(另一输出端)接地。寄生二极管(parasitic diode)位于FET Q1的漏极和源极之间。由驱动器1形成的驱动脉冲被提供给FET Q1的栅极。
FET Q1的漏极经二极管D1正向连接至电容Co的一端。电容Co的另一端接地。在电容Co的两端均产生输出电压Vout。输出电压Vout被施加到负载2。
脉冲发生器3中产生的脉冲信号被提供给驱动器1。例如，脉冲发生器3中包括双稳态多谐振荡器、比较器等。提供零检测器4的输出脉冲以作为双稳态多谐振荡器的设定输入。利用与扼流线圈L1电磁耦合的检测线圈L2的电流，在扼流线圈电流降至零的时刻，零检测器4产生脉冲。
提供与电压放大器5的输出对应的定时脉冲，作为脉冲发生器3的双稳态多谐振荡器的重置输入。通过利用电阻6和7对输出电压Vout分压而获得的电压被提供给电压放大器5的一个输入端，来自参考电压源8的固定电压(fixed voltage)被提供给电压放大器5的另一输入端。电压放大器5输出电压，该电压的值对应于固定电压和分压电压之差。
在脉冲发生器3内提供斜波(ramp waveform)生成器和比较器。斜波生成器产生与提供至FET Q1的栅极的脉冲信号同步的锯齿波状斜波。斜波和电压放大器5的输出电压被提供给比较器，比较器输出重置脉冲，该重置脉冲在电压放大器5的输出电压与斜波交叉时具有时间边界(edge)。因此，在电压放大器5的输出电压的电平降低之前，生成该重置脉冲，且生成具有较短高电平周期的脉冲信号。从双稳态多谐振荡器输出的该脉冲信号被提供给FET Q1的栅极。
双稳态多谐振荡器生成的脉冲信号通过零检测设置并被改变为高电平，且通过来自比较器的重置脉冲重置并被改变为低电平。该脉冲信号经驱动器1被提供给FET Q1的栅极以作为驱动脉冲。举例来说，FET Q1是N通道型，并在脉冲信号的高电平周期被打开。在打开周期，电流流经线圈L1和FET Q1。当FET Q1被关闭时，电流经线圈L1和二极管D1流到电容Co。电容Co的端电压(terminal voltage)被提取以作为输出电压Vout。开关电源设备(PFC电路)将整流后的AC输入电压升压，并将升压后的电压转换为更高的DC电压。
图2示出了上文所述的电源装置的各部分的波形。Vin是输入AC电压波形，Iin是输入电流波形。通过PFC控制，电流波形大致上变为与电压波形相似的正弦曲线，并且功率因子被校正。此外，VD是FET Q1的漏极电压。漏极电压VD的低电平周期是FET Q1的打开周期，而漏极电压VD的高电平周期是FET Q1的关闭周期。IL是流经扼流线圈L1的感应电流。
临界模式的PFC电路的特性存在于检测到扼流线圈L1的电流IL降至零的系统中，并且通过打开半导体开关元件的FET Q1来执行控制，从而使三角波相对于感应电流IL的零点连续出现。由于在临界模式中，开关频率根据输入电压而变化，因此可以认为，在一个AC电压周期内，在高电压处频率较低，而低电压处的频率较高。此外，半导体开关元件FET Q1的打开周期由输出电压的反馈确定。因此，在轻负载时，三角波的峰值电流也会下降，整体上频率升高。
也就是说，由于当负载2较轻时，输出电压Vout(分压电压)相对较高，因此电压放大器5的输出电压下降，且脉冲发生器3的双稳态多谐振荡器的重置脉冲的生成时刻变得更早。因此，FET Q1的打开时间缩短，峰值电流也下降，整体上频率升高。另一方面，由于当负载2较重时，输出电压Vout(分压电压)相对较低，因此电压放大器5的输出电压升高，且重置脉冲的生成时刻延迟。因此，FET Q1的打开时间延长，峰值电流升高，整体上频率下降。
当负载2较轻时，FET Q1的开关频率可升高为脉冲发生器3和驱动器1的工作极限频率。结果，导致FET Q1中出现很大的开关损耗，效率劣化。在使用例如IGBT(绝缘栅双极型晶体管，Insulated Gate Bipolar Transistors)而不使用FET作为半导体开关元件的情况中，结果也是相同的。
通过检测轻负载并降低半导体开关元件的开关频率，可以改善效率。由于在临界模式的开关电源设备的情形中不包括振荡器，因此需要增加可变频率振荡器。
图3示出了开关电源设备的参考示例的配置。如图3所示，检测电阻9插入到负载电流通路中。检测电阻9上的压降(voltage drop)由负载检测电路10检测，从而检测负载。检测结果被提供给可变频率振荡器11以作为频率控制电压。可变频率振荡器11的输出被提供给脉冲发生器3，并且在负载为轻负载时，脉冲发生器3所产生的脉冲的频率上限受限于可变频率振荡器11的输出。
当负载为轻负载时，因为有这样的配置，能够通过限制开关频率的上限而改善效率。但是，为了精确地检测轻负载，需要选择检测电阻9的电阻值以便具有大到一定程度的值，因此，存在这样的问题，即检测电阻9中出现很大的损耗，且不能充分地改善效率。
2.第一实施方式
图4示出了本发明第一实施方式的配置。在电流降至零之前打开半导体开关元件的控制系统被称为处于连续模式中。桥式整流电路BD和平滑电容Ci对AC电源(商用电源)Vac的AC电压进行整流，并将全波整流电压提供给平滑电容Ci。输入(DC)电压Vin被输出到平滑电容Ci的两端。
桥式整流电路BD的一个输出端(非接地侧)连接至扼流线圈L1的一端，扼流线圈L1的另一端经二极管D1连接至一个输出端。半导体开关元件(例如N通道FET)Q1的漏极和源极连接在扼流线圈L1的另一端与二极管D1的连接点以及另一输出端之间。FET Q1的源极(另一输出端)接地，由驱动器1形成的驱动脉冲被提供给FET Q1的栅极。
FET Q1的漏极经二极管D1正向连接至电容Co的一端。电容Co的另一端接地。在电容Co的两端均生成输出电压Vout。输出电压Vout被施加到负载2。
脉冲发生器3中产生的脉冲信号被提供给驱动器1。举例来说，脉冲发生器3中包括双稳态多谐振荡器、比较器等。提供零检测器4的输出脉冲以作为双稳态多谐振荡器的设定输入。在与扼流线圈L1电磁耦合的检测线圈L2的电流降至零的时刻，零检测器4产生脉冲。
通过利用电阻6和7对输出电压Vout分压而获得的电压被提供给电压放大器5的一个输入端，来自参考电压源8的固定电压被提供给电压放大器5的另一输入端。电压放大器5输出电压，该电压的值对应于固定电压和分压电压之差。电压放大器5的输出电压被提供给脉冲发生器3。
在本发明的第一实施方式中，根据电压放大器5的输出电压检测负载。也就是说，电压放大器5的输出被提供给附加电路20(显示为用虚线围绕)的状态变换检测器21。附加电路20配置为被添加到现有技术的PFC控制系统的开关电源设备中。状态变换检测器21将电压放大器5的输出电压与阈值(阈值电压)比较，并确定负载的状态。
状态变换检测器21的输出被提供给控制逻辑22。控制逻辑22通过接收状态变换检测器21的输出来管理状态。控制逻辑22切换振荡器23的振荡频率以用于多级中的频率控制。进一步地，控制逻辑22在多级中切换状态变换检测器21中的阈值。用于频率控制的振荡器23的输出信号被提供给脉冲发生器3。
图5示出了按照本发明的第一实施方式的脉冲发生器3的示例。电压放大器5的输出信号被提供给比较器24的一个输入端。斜波生成器(未显示)的输出被提供给比较器24的另一输入端。斜波生成器产生与提供给FET Q1的栅极的脉冲信号同步的斜波。斜波和电压放大器5的输出电压被提供给比较器24，在斜波与电压放大器5的输出电压彼此交叉的时刻，比较器24输出双稳态多谐振荡器25的重置脉冲。双稳态多谐振荡器25输出的脉冲信号经驱动器1被提供给FET Q1的栅极。
零检测器4的输出信号和双稳态多谐振荡器26的输出信号被提供给与门(ANDgate)27。将振荡器23的输出提供给双稳态多谐振荡器26以用于频率控制，且通过控制逻辑22控制双稳态多谐振荡器26，从而在轻负载检测期间的控制操作中输出脉冲信号，而在正常工作(临界模式)中通常产生高电平输出。因此，在正常工作中，与门27产生类似于现有技术的零检测输出。
与门27的输出被用作双稳态多谐振荡器25的设定输入。在双稳态多谐振荡器26的输出处于高电平的周期中，与门27仅将零检测器4的输出信号用作双稳态多谐振荡器25的设定输入。因此，该设定输入的频率使用双稳态多谐振荡器26(用于频率控制的振荡器23)的输出的频率作为频率上限。
双稳态多谐振荡器25生成脉冲信号，该脉冲信号由与门27的输出设定且被改变为高电平，并且被来自比较器24的重置脉冲重置且改变为低电平。该脉冲信号经驱动器1被提供给FET Q1的栅极，以作为驱动脉冲。FET Q1(例如N通道型)在脉冲信号的高电平周期被打开。在打开周期，电流流经线圈L1和FET Q1。当FET Q1关闭时，电流经线圈L1和二极管D1流到电容Co。电容Co的端电压被提取以作为输出电压Vout。开关电源设备(PFC电路)将整流后的AC输入电压升压，并将升压后的电压转换为更高的DC电压。
图6中显示了附加电路20的示例配置。状态变换检测器21由比较器31和阈值(threshold)32组成。阈值32的值可以由控制逻辑22进行改变。相对于该阈值32设置滞后宽度。所述滞后宽度是指当负载变轻时用于降低频率的阈值与当负载变重时用于升高频率的阈值之间的差。比较器31的输出被提供给控制逻辑22。控制逻辑22通过接收比较器31的输出来切换阈值32，并切换振荡器23的振荡频率以进行频率控制。用于频率控制的振荡器23的输出信号被提供给脉冲发生器3。
图7显示了附加电路20的另一示例配置。在图7中，附加电路20由N个比较器311至31N、对应各个比较器的N个阈值321至32N以及选择N个比较器311至31N中的任一个输出的选择器33组成。利用选择器33选择N个比较器311至31N中的任一个输出。通过这种选择，可以切换阈值。此外，控制逻辑22切换振荡器23的振荡频率以进行频率控制。用于频率控制的振荡器23的输出信号被提供给脉冲发生器3。
在正常工作(临界模式)中，按照本发明的电源装置的第一实施方式中的各部分的波形与图2中所示相同，从而校正了功率因子。下面将参考图8说明基于控制逻辑22的控制。在第一实施方式中，通过监控电压放大器5的输出电压Vamp来检测负载的改变。由于FET Q1的开关的打开周期由电压Vamp确定，因此在轻负载的情况中电压Vamp降低。当电压Vamp降低至低于预设阈值时，负载被确定为降低至低于预定值，并且控制脉冲发生器3以使得频率不会升高至由用于频率控制的振荡器23所确定的任一频率(用fmax表示)或更高频率。
如图8所示，当电压放大器5的输出电压Vamp降低时，状态变换检测器21的阈值被切换为(0.65V→0.7V→0.75V→0.8V→0.85V)。另一方面，当电压放大器5的输出电压Vamp升高时，状态变换检测器21的阈值被切换为(1.3V→1.25V→1.2V→1.15V→1.1V)。每个状态中用于升高频率的阈值与用于降低频率的阈值之间的差被用作滞后宽度。
在正常工作中，当电压降低至(Vamp<0.65V)时，用于频率控制的振荡器23的振荡频率等于(fmax＝150KHz)。此外，随着输出电压Vamp的降低，阈值和振荡频率fmax如上文所述地被逐级切换。
当(0.65V≤Vamp<0.7V)时，(fmax＝90kHz)
当(0.7V≤Vamp<0.75V)时，(fmax＝50kHz)
当(0.75V≤Vamp<0.8V)时，(fmax＝30kHz)
当(0.8V≤Vamp<0.85V)时，(fmax＝20kHz)
另一方面，随着输出电压Vamp的升高，阈值和振荡频率fmax如上文所述地被逐级切换。
当(Vamp>1.3V)时，(fmax＝30kHz)
当(Vamp>1.25V)时，(fmax＝50kHz)
当(Vamp>1.2V)时，(fmax＝90kHz)
当(Vamp>1.15V)时，(fmax＝150kHz)
当(Vamp>1.1V)时，正常工作。
同时，状态的数量可以被确定为除了五以外的任意数。优选地，实现三级(stages)或更多级的状态变化。这样做的原因是为了避免在正常状态和轻负载状态之间的两级切换的情况中、因频率的变化过大而需考虑稳定控制的问题。此外，每个状态中的频率值和阈值仅仅是举例，可以设置为任意值。此外，无论处于任何状态，为了防止在瞬间变换为重负载的情况下FET Q1中产生过电流或者输出电压下降，都可以进行用于恢复正常工作的重置操作。当负载从例如(fmax＝20KHz)的状态立刻变为重负载时，使状态逐级返回正常工作就会产生延迟，这将导致FET Q1中产生过电流或输出电压降低的问题。利用重置操作可以防止这种问题的产生。
图9为示意性地示出按照本发明第一实施方式控制阈值和频率的框图。框图的上侧是输出功率Pout被设置为横轴且FET Q1的开关频率fsw被设置为纵轴的曲线图。输出功率Pout对应于负载，并且输出功率Pout随着负载变轻而降低。执行临界模式下的正常操作，直到负载降低至预定的输出功率Pout。框图的下侧是输出功率Pout被设置为横轴且电压放大器5的输出电压Vamp被设置为纵轴的曲线图。
在正常工作(临界模式)中，频率fsw根据输出功率Pout而变化，例如F0所示的曲线，电压Vamp根据输出功率Pout而变化，例如G0所示的曲线。当负载变轻且电压Vamp变为低于阈值例如0.65V时，频率fsw被切换为例如150kHz。利用滞后宽度来保持(maintain)频率。在设置频率上限的情况下，(Pout-Vamp)曲线变为G1。
此外，当负载变轻时，Vamp降为曲线G1。当电压Vamp变为低于阈值例如0.7V时，频率fsw被切换为例如90kHz。利用滞后宽度来保持频率。当频率切换时，(Pout-Vamp)曲线变为G2。此后，频率被切换，曲线变为G3、G4和G5，且频率fsw降至20kHz的最低频率。排线(bentline)41表示了这种控制。同时，图9的曲线图显示了频率fsw逐级改变并在每个状态的频率上限处变为恒定。这是出于简化的目的，频率fsw可以在不超出每个状态的频率上限的范围内轻微波动。
当负载最轻的状态中的负载变重时，Vamp按照曲线G5升高。当电压Vamp变为高于阈值例如1.3V时，频率fsw切换为例如30kHz。利用滞后宽度来保持频率。当频率切换时，(Pout-Vamp)曲线变为G4。此后，随着负载变重，频率被切换，且曲线变为G3、G2、G1和G0，也就是到达正常状态。排线42表示了这种控制。
下面将描述上述控制的一个特定示例。在100V的系统的情况下，频率从负载因子为20％开始降低，并且每当负载因子降低2％，频率就降低。在200V的系统的情况下，频率从负载因子为50％开始降低，并且每当负载因子降低10％，频率就降低。同时，负载因子指的是实际负载与额定负载之比，且上述电压Vamp的值与负载因子彼此相对应。在额定200W的电源中，负载因子在40W时为20％。轻负载表示，在例如100W至300W的额定电源中，负载因子为10％至30％。
在本发明的第一实施方式中，当频率切换时，阈值也切换。下面将参考图10和11描述阈值需要切换的原因。通常，当通过监控电压并利用某个阈值切换工作状态时，需要通过向阈值提供滞后宽度来使操作稳定。此外，在本发明的第一实施方式中，当频率切换时，放大器输出电压Vamp也改变。因此，当阈值未切换时，很难设置滞后宽度。
图10显示了例如当滞后宽度被设置为很小时的图形(输出功率Pout-放大器输出电压Vamp)。负载从重负载变为轻负载，放大器输出电压Vamp达到阈值，(Pout-Vamp)曲线切换，且频率降低。由于频率的降低，放大器输出电压Vamp升高，Vamp变为高于用于升高频率的阈值，并且频率被恢复。通过这种方式，频率的切换是稳定的。
图11示出了当滞后宽度设置为很大时的曲线图(Pout-Vamp)。在这种情况下，可以避免频率切换不稳定的问题。但是，存在当负载从轻负载变回重负载时负载的变化量过大的问题。结果，导致峰值电流增加，且因此出现了导致效率降低或者必须做出满足峰值电流的设计(成本增加等等)的缺陷。
在本发明的第一实施方式中，当利用控制逻辑22管理状态(也就是振荡频率和阈值)和振荡频率被切换时，根据切换后频率的(Pout-Vamp)曲线来设置适当的阈值。因此，可以避免滞后宽度过小或过大的问题。当前状态通常是不确定的，因此可以逐级降低频率，并且最终实现大幅降低频率，而不会突然大幅改变频率。
图12示出了指示输出功率Pout和效率之间的关系的曲线，以及指示输出功率Pout和频率fsw之间的关系的曲线。在图12中，如上所述，频率fsw从正常工作(用CRM来表示)按照150KHz、90KHz、50KHz、30KHz和20KHz的顺序降低。在输出功率Pout很小的区域中(负载较轻的区域)，较低的频率fsw具有良好的效率。但是，在fsw设置为20KHz的情况下，当负载变重时，峰值电流增加。因此，随着负载变轻，频率fsw被切换以逐渐降低。结果，能够在防止峰值电流增加的同时具有良好的效率。
本发明的第一实施方式的操作和效果如下。
1.由于在轻负载时频率降低，因此通过减少开关损耗，可以提高轻负载时的效率。
2.通过逐级切换频率限制值，可以在较大范围内提高效率。
3.通过逐级切换频率限制值，可以更大幅度地降低频率。
4.由于利用控制电路的内部信号(电压放大器5的输出电压)检测轻负载，因此能够在不产生不必要的损耗以及输出线路的检测电阻等部件损耗的情况下实现本发明。
3.第二实施方式
下面将参考图13描述本发明的第二实施方式。当输入AC电源Aac存在多个值时，第二实施方式可以被应用。输入AC电源Vac的值在日本为100V，而在外国有时该值为200V。整流二极管41a和41b连接至输入AC电源Vac，且与桥式整流电路BD并联。整流后的输出被提供给交流(AC)检测器42。
AC检测器42根据整流后的输出确定输入AC电源Vac的值是否为例如100V或200V，并根据确定结果生成确定信号。该确定信号被提供给控制逻辑22。当输入AC电源Vac为100V时，控制逻辑22可设置多个频率值和多个阈值，并且当输入AC电源Vac为200V时，控制逻辑22可设置多个频率值和多个阈值。频率和阈值是按照AC检测器42的确定信号来设置的。
本发明的第二实施方式可具有与上述第一实施方式相同的操作和效果。此外，输入AC电源被确定，从而允许根据确定结果自动设置最优的频率和阈值。
4.应用示例
本发明可用于诸如AC适配器和电视接收机等类似的电子装置的开关电源设备等。
5.修改示例
如上文所述，虽然已详细描述了本发明的实施方式，但本发明不限于上述每个具体实施方式，且在本发明的技术思想的基础上，可以做出多种不同的修改。例如，上述具体实施方式中所提及的配置、方法、处理、形状、材料和数值等仅仅是举例，且可根据需要使用与此不同的配置、方法、处理、形状、材料和数值等。
同时，本发明还能具有以下配置。
(1)一种临界模式的开关电源设备，包括：
负载检测部，所述负载检测部检测负载，
其中当检测的负载比设定值轻时，逐级(stepwise)降低开关频率的上限。
(2)根据(1)的开关电源设备，进一步包括：
线圈和半导体开关元件的串联电路；
整流电路，所述整流电路连接至所述半导体开关元件，并提取输出；以及
脉冲发生器，所述脉冲发生器生成用于开关所述半导体开关元件的脉冲信号，
其中当负载比设定值轻时，沿一方向控制所述脉冲发生器，其中使所述脉冲信号的频率上限逐级降低。
(3)根据(1)或(2)的开关电源设备，其中所述开关频率的上限在三级(stages)或更多级中切换。
(4)根据(1)至(3)中任一个的开关电源设备，其中用于切换所述开关频率的负载的设定值根据电源额定值而变化。
(5)根据(2)至(4)中任一个的开关电源设备，其中通过检测流到所述线圈的零电流来检测时间(timing)。
(6)根据(2)至(5)中任一个的开关电源设备，其中根据输出电压的反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压检测所述负载较轻的情况。
(7)根据(2)至(6)中任一个的开关电源设备，进一步包括：
状态变换检测部，所述状态变换检测部通过将所述输出电压的所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压与阈值相比较，检测包括正常工作状态在内的多个状态中的一个状态；
控制部，所述控制部根据检测到的所述一个状态设定所述开关频率的上限和所述阈值；以及
可变频率信号振荡器，所述可变频率信号振荡器将所述控制部设定的所述上限的信号提供给所述脉冲发生器。
(8)根据(7)的开关电源设备，其中设定用于在所述负载变轻时降低所述上限的阈值和用于在所述负载变重时升高所述上限的阈值之间的差。
(9)根据(7)的开关电源设备，其中包括从所述多个状态中的每一个状态直接变换到所述正常状态的重置功能。
(10)根据(7)的开关电源设备，其中所述状态变换检测部包括：
多个比较器，所述比较器将所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压与多个阈值比较；以及
选择器，所述选择器选择所述多个比较器中的一个输出。
(11)一种控制临界模式的开关电源的方法，包括：
当检测到负载且所述检测到的负载比设定值轻时，逐级降低开关频率的上限。
(12)一种电子装置，包括临界模式的开关电源设备，
其中，所述开关电源设备包括检测负载的负载检测部，且
当所述检测的负载比设定值轻时，逐级降低开关频率的上限。
本领域技术人员应当理解的是，根据设计需要或其他因素，可以做出多种修改、组合、子组合和变形，它们均落在所附权利要求或其等同物的范围内。

Claims (15)

1.一种临界模式的开关电源设备，包括：
负载检测部，所述负载检测部检测负载，以及
附加电路，用于通过将输出电压的反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压与阈值进行比较来检测所述负载的状态，根据所检测的状态设定开关频率的上限值和所述阈值，
其中，当所述检测到的负载比设定值轻时，逐级降低所述开关频率的上限值，
其中，根据所述输出电压的所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压来检测所述负载较轻的情况。
2.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中进一步包括：
线圈和半导体开关元件的串联电路；
整流电路，所述整流电路连接至所述半导体开关元件，并提取输出；以及
脉冲发生器，所述脉冲发生器生成用于开关所述半导体开关元件的脉冲信号，
其中，当负载比设定值轻时，沿使所述脉冲信号的频率上限逐级降低的方向控制所述脉冲发生器。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源设备，其中所述开关频率的所述上限值在三级或更多级中进行切换。
4.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中根据电源的额定值来改变用于切换所述开关频率的负载的设定值。
5.根据权利要求2所述的开关电源设备，其中通过检测流到所述线圈的电流为零来检测时间。
6.根据权利要求2所述的开关电源设备，其中所述附加电路将所设定的所述上限值的信号提供给所述脉冲发生器。
7.根据权利要求6所述的开关电源设备，其中所述附加电路包括：
状态变换检测部，所述状态变换检测部通过将所述输出电压的所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压与阈值进行比较，来检测包括正常工作状态在内的多个状态中的一个状态；
控制部，所述控制部根据检测到的所述一个状态来设定所述开关频率的上限值和所述阈值；以及
可变频率信号振荡器，所述可变频率信号振荡器将由所述控制部设定的所述上限值的信号提供给所述脉冲发生器。
8.根据权利要求7所述的开关电源设备，其中在逐级降低所述开关频率的上限值以使工作状态发生切换时，向所述阈值提供滞后宽度以保持所述开关频率。
9.根据权利要求8所述的开关电源设备，其中所述滞后宽度是指当所述负载变轻时用于降低所述上限值的阈值与当所述负载变重时用于升高所述上限值的阈值之间的差。
10.根据权利要求7所述的开关电源设备，其中包括从所述多个状态中的每一个状态直接变换到所述正常状态的重置功能。
11.根据权利要求7所述的开关电源设备，其中所述状态变换检测部包括：
多个比较器，所述比较器将所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压来与多个阈值比较；以及
选择器，所述选择器选择所述多个比较器中的一个输出。
12.根据权利要求2所述的开关电源设备，其中所述半导体开关元件是场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管。
13.根据权利要求2所述的开关电源设备，其中所述脉冲发生器包括双稳态多谐振荡器和比较器。
14.一种控制临界模式的开关电源的方法，包括：
当检测到负载且所检测到的负载比设定值轻时，逐级降低开关频率的上限值，
其中，通过将输出电压的反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压与阈值进行比较来检测所述负载的状态，根据所检测的状态设定开关频率的上限值和所述阈值，
其中，根据所述输出电压的所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压来检测所述负载较轻的情况。
15.一种电子装置，包括临界模式的开关电源设备，
其中，所述开关电源设备包括：
负载检测部，所述负载检测部检测负载，以及
附加电路，用于通过将输出电压的反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压与阈值进行比较来检测所述负载的状态，根据所检测的状态设定开关频率的上限值和所述阈值，
其中，当所检测到的负载比设定值轻时，逐级降低开关频率的上限值，
其中，根据所述输出电压的所述反馈电压或与所述反馈电压相关联的电压来检测所述负载较轻的情况。
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