JP6712867B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関する。

従来から様々なスイッチング電源装置が開発されており、特に昇圧コンバータにおいてはＣＲＭ（CRitical current Mode；臨界モード）制御と呼ばれる制御を行うものがある。

例えば昇圧コンバータが、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とが接続され、その接続点に入力電圧が一端に印加されるコイルの他端が接続される構成である場合、下側スイッチング素子をオンとすることによりコイルに流れるコイル電流が上昇し、励磁エネルギーが蓄積される。そして、下側スイッチング素子をオフとして、上側スイッチング素子をオンとすることで励磁エネルギーは開放され、コイル電流は減少する。

上記ＣＲＭ制御においては、コイル電流が減少して上側スイッチング素子のオンから下側スイッチング素子のオンへ切替えられるタイミングにおけるコイル電流がゼロとなるように制御される。負荷が重負荷の場合、通常の電流モード制御に比べて、ＣＲＭ制御ではスイッチング周期は長くなり、スイッチングの回数が減少するので、スイッチング損失を低減させることができる。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。

特開２０１４−２３９６２０号公報

ＣＲＭ制御を行う昇圧コンバータは、出力電圧を一定とするために出力電圧を帰還させる帰還制御を行う。より具体的には、出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧に基づいてエラーアンプにより誤差電圧を生成し、スロープ電圧と誤差電圧との比較によりスロープ電圧が上昇して誤算電圧に達したことが検知されると、オンとされていた下側スイッチング素子がオフに切替えられる。これにより、下側スイッチング素子のオン期間が調整される。

ここで、負荷が急激に重くなる負荷変動（負荷電流の増大）の場合、ＣＲＭ制御によりスイッチング周期は長く調整される。このとき、帰還制御によりデューティ（下側スイッチング素子のオン期間のスイッチング周期に対する比率）を維持するために誤差電圧は上昇する。更に、負荷変動による出力電圧の減少に対応して誤算電圧は上昇する。従って、両方の要因によって誤差電圧は共に上昇する方向となるので、所望のデューティとなるための応答が遅れ、出力電圧のアンダーシュートが大きくなる。

上記状況に鑑み、本発明は、ＣＲＭ制御を行うスイッチング電源装置において負荷変動への応答性を改善することのできるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、
インダクタと、
前記インダクタに接続されるスイッチング素子と、
出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧とから誤差電圧を生成する誤差電圧生成部と、
スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成する比較部と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング素子をオンからオフへ切替えるための駆動信号を生成する駆動部と、
前記スイッチング素子がオフからオンへ切替わるときの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるように前記スイッチング素子のスイッチング周期を可変制御するＣＲＭ（臨界モード）制御部と、を備え、
前記ＣＲＭ制御部は、負荷変動を検知する検知部を有し、前記検知部の検知によりＣＲＭ制御において前記スイッチング周期を変化させる方向とは逆に前記スイッチング周期を変化させる構成としている（第１の構成）。

また、上記第１の構成において、前記検知部により負荷が重くなることを検知されると、前記ＣＲＭ制御部は前記スイッチング周期を短くすることとしてもよい（第２の構成）。

また、上記第１または第２の構成において、前記検知部は、前記出力電圧が閾値電圧を超えたことを検知することで前記負荷変動を検知することとしてもよい（第３の構成）。

また、上記第１または第２の構成において、前記検知部は、負荷変動を示す外部信号を受けることにより前記負荷変動を検知することとしてもよい（第４の構成）。

また、上記第１または第２の構成において、前記検知部は、負荷電流の変化率が閾値を超えたことを検知することで前記負荷変動を検知することとしてもよい（第５の構成）。

また、上記第１〜第５のいずれかの構成において、前記負荷変動の検知の後、前記ＣＲＭ制御部はＣＲＭ制御を再開させることとしてもよい（第６の構成）。

また、上記第６の構成において、前記検知部は、前記出力電圧が第１閾値電圧を超えたことを検知することで前記負荷変動を検知し、
前記ＣＲＭ制御部は、前記出力電圧が第２閾値電圧を超えたことを検知することでＣＲＭ制御を再開させることとしてもよい（第７の構成）。

また、上記第７の構成において、前記第２閾値電圧は、前記第１閾値電圧と異なる値に設定されることとしてもよい（第８の構成）。

また、本発明の別態様に係る表示装置は、上記第１〜第８のいずれかの構成のスイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置から電源が供給される表示部と、を備えることとしている（第９の構成）。

また、上記第９の構成において、前記スイッチング電源装置が備える前記検知部は、ブランキング期間と表示期間との切り換えを示す外部信号を受けることとしてもよい。

本発明によると、ＣＲＭ制御を行うスイッチング電源装置において負荷変動への応答性を改善することが可能となる。

本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 ＣＲＭ制御部の一構成例を示す図である。 ＣＲＭ制御時の各種信号の波形例を示すタイミングチャートである。 通常の電流モード制御時の各種信号の波形例を示すタイミングチャートである。 負荷が重くなる負荷変動時の制御例を示すタイミングチャートである。 負荷が重くなる負荷変動時の制御例を示すタイミングチャートである。 負荷が重くなる負荷変動時にＣＲＭ制御を行ったときのコイル電流の波形変化例を示す概略図である。 負荷が軽くなる負荷変動時の制御例を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態に係るテレビの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るテレビの正面図である。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

＜スイッチング電源装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置１は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、不図示の負荷へ供給する昇圧コンバータである。

スイッチング電源装置１は、スイッチングドライバ１０と、その外部に設けられる各々ディスクリートな素子であるコイルＬ１（インダクタ）、上側スイッチング素子Ｑ１、下側スイッチング素子Ｑ２、ブートストラップコンデンサＣｂ、コンデンサＣ１、Ｃ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、から構成される。

コイルＬ１の一端には入力電圧Ｖｉｎが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ）で構成される上側スイッチング素子Ｑ１のソースと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される下側スイッチング素子Ｑ２のドレインとが接続される接続点Ｐに、コイルＬ１の他端が接続される。下側スイッチング素子Ｑ２のソースは、抵抗Ｒ１を介して接地端に接続される。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、コンデンサＣ１の一端と共に出力端子Ｔｏに接続される。コンデンサＣ１の他端は接地端に接続される。

スイッチングドライバ１０は、ＣＲＭ制御部２、ドライブロジック部３、スロープ電圧生成部４、上側ドライバ５、下側ドライバ６、エラーアンプ７、コンパレータ８、抵抗Ｒ３、および抵抗Ｒ４を有し、これらの各構成要素を集積化した半導体装置（ＩＣ）である。また、スイッチングドライバ１０は、外部との接続を確立するための外部端子Ｔ１〜Ｔ７も有する。

出力電圧Ｖｏｕｔが生じる出力端子Ｔｏと接地端との間で、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４は直列に接続される。出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３、Ｒ４によって分圧して生成される帰還電圧Ｖｆｂがエラーアンプ７の反転入力端（−）に印加される。エラーアンプ７の非反転入力端（＋）には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。

エラーアンプ７（誤差電圧生成部）は、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅して誤差電圧ＳＥを生成する。エラーアンプ７の出力端は、コンパレータ８の反転入力端に接続されると共に、外部端子Ｔ６を介して抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２との直列接続構成に接続される。即ち、誤差電圧ＳＥは、コンパレータ８の反転入力端に印加される。

下側スイッチング素子Ｑ２と抵抗Ｒ１との接続点は、外部端子Ｔ５を介してスロープ電圧生成部４に接続される。スロープ電圧生成部４は、上記接続点に生じる下側スイッチング素子Ｑ２を流れる電流の検知電圧Ｖｄと、所定のスロープ電圧（鋸歯状波または三角波）とを加算して、スロープ電圧ＳＬＰを生成・出力する。これにより、電流モード制御の機能が奏される。スロープ電圧ＳＬＰは、コンパレータ８の非反転入力端に印加される。

コンパレータ８（比較部）は、誤差電圧ＳＥとスロープ電圧ＳＬＰとを比較し、比較結果である比較信号ＳＣをドライブロジック部３に出力する。ドライブロジック部３（駆動部）は、コンパレータ８から出力される比較信号ＳＣと、ＣＲＭ制御部２から出力される制御信号Ｓ１とに基づいてパルス状のドライブ信号ＳＤを生成する。上側ドライバ５は、ドライブ信号ＳＤに基づいてゲート信号Ｇ１を生成し、ゲート信号Ｇ１を上側スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。なお、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである上側スイッチング素子Ｑ１を駆動するために、上側ドライバ５に接続される外部端子Ｔ１と、上側スイッチング素子Ｑ１のソースとの間にブートストラップコンデンサＣｂが挿入される。

下側ドライバ６は、ドライブ信号ＳＤに基づいてゲート信号Ｇ２を生成し、ゲート信号Ｇ２を下側スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加する。

＜ＣＲＭ制御部の構成＞
次に、図２を用いてＣＲＭ制御部２の構成について述べる。ＣＲＭ制御部２は、ロジック制御部２１と、ゼロクロス検出部２２と、ヒステリシスコンパレータ２３と、抵抗２４と、抵抗２５と、入力端子Ｔ２１〜Ｔ２３と、出力端子Ｔ２４と、を有する。

ゼロクロス検出部２２は、スイッチング電圧ＳＷが生じる接続点Ｐ（図１）と接続される入力端子Ｔ２１と接続される。これにより、ゼロクロス検出部２２は、上側スイッチング素子Ｑ１がオンのときにコイルＬ１に流れるコイル電流Ｉｃｏｉｌがゼロと交わるゼロクロスを検出することができる。ゼロクロス検出部２２は、検出信号ＤＴをロジック制御部２１に出力する。

入力端子Ｔ２２と接地端との間に、抵抗２４と抵抗２５は直列に接続される。入力端子Ｔ２２は出力端子Ｔｏ（図１）に接続されるので、抵抗２４と抵抗２５によって出力電圧Ｖｏｕｔが分圧されて分圧電圧Ｖｄｖが生じる。ヒステリシスコンパレータ２３は、分圧電圧Ｖｄｖを閾値電圧ＶＴ１およびＶＴ２と比較し、比較結果として比較信号ＣＰをロジック制御部２１に出力する。ヒステリシスコンパレータ２３と、抵抗２４と、抵抗２５とから負荷変動を検知する検知部が構成される。

また、ロジック制御部２１には、不図示のオシレータから所定周波数（例えばスイッチング周波数が７５０ｋＨｚの場合にその３２倍である２４ＭＨｚなど）のクロック信号ＣＬＫが入力端子Ｔ２３を介して入力される。ロジック制御部２１は、クロック信号ＣＬＫをカウントすることにより制御信号Ｓ１を生成して出力端子Ｔ２４を介してドライブロジック部３（図１）に出力する。

＜ＣＲＭ制御について＞
次に、図３に示すタイミングチャートを用いてＣＲＭ制御の動作について説明する。図３において、上段から順に、クロック信号ＣＬＫ、制御信号Ｓ１、スイッチング電圧ＳＷ、コイル電流Ｉｃｏｉｌ、誤差電圧ＳＥ、およびスロープ電圧ＳＬＰの各波形例が示される。

タイミングｔ１において、クロック信号ＣＬＫのパルスの立下りに応じてロジック制御部２１が制御信号Ｓ１をＨｉｇｈレベルに立ち上げると、ドライブロジック部３によるドライブ信号ＳＤに基づき、下側スイッチング素子Ｑ２がオン、上側スイッチング素子Ｑ１がオフにそれぞれ切替えられる。これにより、スイッチング電圧ＳＷはグランドレベルとなり、コイルＬ１および下側スイッチング素子Ｑ２を流れるコイル電流Ｉｃｏｉｌは上昇を開始し、スロープ電圧ＳＬＰも上昇を開始する。またこのとき、ロジック制御部２１は、クロック信号ＣＬＫのカウントを開始する。

その後、タイミングｔ２において、スロープ電圧ＳＬＰが誤差電圧ＳＥに達すると、比較信号ＳＣおよびドライブ信号ＳＤに基づき、下側スイッチング素子Ｑ２はオフ、上側スイッチング素子Ｑ１はオンにそれぞれ切替えられる。即ち、タイミングｔ１からｔ２までの下側スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔｏｎは、誤差電圧ＳＥに応じて調整される。

下側スイッチング素子Ｑ２がオフにされると、スイッチング電圧ＳＷはＨｉｇｈレベルとなり、コイルＬ１および上側スイッチング素子Ｑ１を流れるコイル電流Ｉｃｏｉｌは減少を開始する。そして、ロジック制御部２１がクロック信号ＣＬＫを所定の目標カウント数までカウントしたときのクロック信号ＣＬＫの立下りに応じて、ロジック制御部２１は制御信号Ｓ１を立上げる（タイミングｔ３）。これにより、上側スイッチング素子Ｑ１はオフ、下側スイッチング素子Ｑ２はオンにそれぞれ切替えられる。

このとき、ロジック制御部２１は、ゼロクロス検出部２２が出力する検出信号ＤＴに応じて、目標カウント数を調整する。より具体的には、検出信号ＤＴがコイル電流Ｉｃｏｉｌがプラス側であることを示している場合は目標カウント数を増加し、マイナス側であることを示している場合は目標カウント数を減少する。これにより、下側スイッチング素子Ｑ２がオフからオンへ切替えられるときのコイル電流Ｉｃｏｉｌがゼロに維持されるよう制御される。目標カウント数の調整によって、スイッチング周期Ｔｓｗ（＝下側スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔｏｎ＋オフ期間Ｔｏｆｆ）が可変に調整される。

ここで、図３に示すＣＲＭ制御のタイミングチャートとの比較例として、ＣＲＭ制御を行わずに仮に通常の電流モード制御を行った場合のタイミングチャートを図４に示す。この場合、スイッチング周期Ｔｓｗは固定となる。負荷が重負荷の場合、図４との比較で分かるように、ＣＲＭ制御を行う図３ではスイッチング周期Ｔｓｗが長くなり、スイッチング回数が減少するので、スイッチング損失を低減させることが可能となる。

＜負荷変動が生じた場合の動作＞
次に、負荷変動が生じた場合の動作について説明する。図５は、負荷が急激に重くなった場合の各信号の挙動例を示すタイミングチャートである。但し、図５は、常にＣＲＭ制御を行った場合の動作を示す。図５の上段から順に、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流ＩＬＯＡＤ、およびスイッチング周期Ｔｓｗを示す。

図５に示すように負荷が急激に重くなると、負荷電流ＩＬＯＡＤがＩ１からＩ２へ急上昇する。このとき、図７に概略を示すように、コイル電流Ｉｃｏｉｌは一旦プラス側へ上昇するが、徐々にスイッチング周期Ｔｓｗが長く調整されることにより、最終的に下側スイッチング素子Ｑ２がオフからオンへ切替わるタイミングでのコイル電流Ｉｃｏｉｌがゼロとなってスイッチング周期Ｔｓｗは安定化する。図５に示すように、負荷電流ＩＬＯＡＤがＩ２に到達してから遅れてスイッチング周期Ｔｓｗは安定化する。

しかしながら、このようにスイッチング周期Ｔｓｗが増加するように調整されると、帰還制御によりデューティ（オン期間Ｔｏｎのスイッチング周期Ｔｓｗに対する比率）を維持するように誤差電圧ＳＥが上昇する。更に、負荷の増大による出力電圧Ｖｏｕｔの減少に対応して帰還制御により誤差電圧ＳＥは上昇する。即ち、両方の要因によって誤差電圧ＳＥは共に上昇する方向となるので、所望のデューティとなる応答が遅れ、出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートが図５に示すように大きくなってしまう。

そこで、本実施形態では、次のような制御を行うこととしている。図６に示すように、負荷電流ＩＬＯＡＤが上昇することで出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ１をプラス側からマイナス側へ横切ったことがヒステリシスコンパレータ２３により検出され、その比較信号ＣＰがロジック制御部２１に出力される（タイミングｔ１１）。すると、ロジック制御部２１は、ＣＲＭ制御モードを解除し、クロック信号ＣＬＫをカウントする目標カウント数を減少させることでスイッチング周期Ｔｓｗを短くする。より具体的には、スイッチング周期Ｔｓｗをリニアに低下させてから一定値を維持させる。なお、リニアに低下させずに、非線形で低下させてもよい。

このようにスイッチング周期Ｔｓｗを短くすることにより、帰還制御によりデューティを維持するように誤差電圧ＳＥは減少する。対して、負荷の増大による出力電圧Ｖｏｕｔの減少に対応して帰還制御により誤差電圧ＳＥは上昇する。従って、誤差電圧ＳＥの変化方向は各要因で逆となるので、所望のデューティとなる応答は速くなり、出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートは抑えられる。比較のために図６に破線で図５の出力電圧Ｖｏｕｔを重ねて表示したように、本実施形態の制御方法では出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートが低減できることが分かる。

そして、本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ２をマイナス側からプラス側へ横切ったことがヒステリシスコンパレータ２３により検出され、その比較信号ＣＰがロジック制御部２１に出力される（タイミングｔ１２）。すると、ロジック制御部２１は、ＣＲＭ制御を再開させる。これにより、スイッチング周期Ｔｓｗは徐々に長くなるように調整された後、一定値に安定化される。なお、閾値電圧Ｖｔｈ２は、閾値電圧Ｖｔｈ１より高く設定して異ならせており、チャタリングの防止を図っている。

上記実施形態では負荷が重くなるように急変した場合に対応する制御機能としたが、更に下記のように負荷が軽くなるよう急変した場合に対応する機能を備えてもよい。その場合、ＣＲＭ制御部２（図２）の構成において、ヒステリシスコンパレータ２３に関する構成と同様の構成を更に備えることとすればよい。

図８のタイミングチャートに示すように負荷電流ＩＬＯＡＤが急低下したとする。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して閾値電圧Ｖｔｈ３をマイナス側からプラス側へ横切ったことを上記追加したヒステリシスコンパレータにより検知されると、ロジック制御部２１は、ＣＲＭ制御モードを解除し、目標カウント数の増加によってスイッチング周期Ｔｓｗを長くする。

これにより、帰還制御によりデューティを維持するように誤差電圧ＳＥは上昇する。対して、負荷の減少による出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に対応して帰還制御により誤差電圧ＳＥは減少する。従って、誤差電圧ＳＥの変化方向は各要因で逆となるので、所望のデューティとなる応答は速くなり、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートは抑えられる。図８に破線で示す常にＣＲＭ制御を行った場合の出力電圧Ｖｏｕｔの挙動との比較でその効果が分かる。

そして、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ４（＜Ｖｔｈ３）をプラス側からマイナス側へ横切ったことが上記追加されたヒステリシスコンパレータにより検出されると、ロジック制御部２１は、ＣＲＭ制御を再開させる。これにより、スイッチング周期Ｔｓｗは徐々に短くなるように調整された後、一定値に安定化される。

＜テレビへの適用＞
図９は、本実施形態のスイッチング電源装置を搭載したテレビ（表示装置）の一構成例を示すブロック図である。また、図１０は、スイッチング電源装置を搭載したテレビの正面図である。本構成例のテレビＸは、チューナ部Ｘ１と、デコーダ部Ｘ２と、表示部Ｘ３と、スピーカ部Ｘ４と、操作部Ｘ５と、インタフェイス部Ｘ６と、制御部Ｘ７と、電源部Ｘ８と、を有する。

チューナ部Ｘ１は、テレビＸに外部接続されるアンテナＸ０で受信された受信信号から所望チャネルの放送信号を選局する。

デコーダ部Ｘ２は、チューナＸ１で選局された放送信号から映像信号と音声信号を生成する。また、デコーダ部Ｘ２は、インタフェイス部Ｘ６からの外部入力信号に基づいて、映像信号と音声信号を生成する機能も備えている。

表示部Ｘ３は、デコーダ部Ｘ２で生成された映像信号を映像として出力する。表示部Ｘ３としては、液晶表示部やプラズマ表示部などを用いることができる。表示部Ｘ３が液晶表示部である場合は、表示部Ｘ３は、液晶パネル、ソースドライバ、ゲートドライバ等を含んでいる。

スピーカ部Ｘ４は、デコーダ部Ｘ２で生成された音声信号を音声として出力する。

操作部Ｘ５は、ユーザ操作を受け付けるヒューマンインタフェイスの一つである。操作部Ｘ５としては、ボタン、スイッチ、リモートコントローラなどを用いることができる。

インタフェイス部Ｘ６は、外部デバイス（光ディスクプレーヤやハードディスクドライブなど）から外部入力信号を受け付けるフロントエンドである。

制御部Ｘ７は、上記各部Ｘ１〜Ｘ６の動作を統括的に制御する。制御部Ｘ７としては、ＣＰＵ（central processing unit）などを用いることができる。

電源部Ｘ８は、上記各部Ｘ１〜Ｘ７に電力供給を行う。本実施形態のスイッチング電源装置は、電源部Ｘ８に含めることができる。そのとき、スイッチング電源装置は表示部３に電源を供給するものであることが好ましい。負荷としての表示部Ｘ３は、非表示期間であるブランキング期間と、表示期間との切り換え時において消費電流が急激に（ほぼパルス状に）変動するので、本実施形態に係るスイッチング電源装置が有効となる。

＜その他の変形例＞
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。即ち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

例えば、上記実施形態では、ＣＲＭ制御モードを解除するタイミングとして出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧を超えたことを検知していたが、ＣＲＭ制御部２がスイッチング電源装置１の外部から、負荷が変動することを示す外部信号を受けて、ＣＲＭ制御モードを解除してもよい。上記テレビＸに適用した例であれば、ブランキング期間と表示期間との切り換えを示す外部信号を制御部Ｘ７からＣＲＭ制御部２が受信するようにしてもよい。

また、例えば、ＣＲＭ制御部２が負荷電流ＩＬＯＡＤの変化率が閾値を超えたことを検知して、ＣＲＭ制御モードを解除してもよい。

また、例えば、上側スイッチング素子Ｑ１をダイオードに置き換えた構成としてもよい。

本発明は、例えば表示装置に適用されるスイッチング電源装置に利用することができる。

１ スイッチング電源装置
２ ＣＲＭ制御部
３ ドライブロジック部
４ スロープ電圧生成部
５ 上側ドライバ
６ 下側ドライバ
７ エラーアンプ
８ コンパレータ
１０ スイッチングドライバ
Ｌ１ コイル
Ｃｂ ブートストラップコンデンサ
Ｑ１ 上側スイッチング素子
Ｑ２ 下側スイッチング素子
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｔ１〜Ｔ７ 外部端子
Ｔｏ 出力端子
２１ ロジック制御部
２２ ゼロクロス検出部
２３ ヒステリシスコンパレータ
２４、２５ 抵抗
Ｔ２１〜Ｔ２３ 入力端子
Ｔ２４ 出力端子
Ｘ テレビ
Ｘ０ アンテナ
Ｘ１ チューナ部
Ｘ２ デコーダ部
Ｘ３ 表示部
Ｘ４ スピーカ部
Ｘ５ 操作部
Ｘ６ インタフェイス部
Ｘ７ 制御部
Ｘ８ 電源部

Claims (9)

1. インダクタと、
   前記インダクタに接続されるスイッチング素子と、
   出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧とから誤差電圧を生成する誤差電圧生成部と、
   スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
   前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成する比較部と、
   前記比較信号に基づいて前記スイッチング素子をオンからオフへ切替えるための駆動信号を生成する駆動部と、
   前記スイッチング素子がオフからオンへ切替わるときの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるように前記スイッチング素子のスイッチング周期を可変制御するＣＲＭ（臨界モード）制御部と、を備え、
   前記ＣＲＭ制御部は、負荷変動を検知する検知部を有し、前記検知部の検知によりＣＲＭ制御において前記スイッチング周期を変化させる方向とは逆に前記スイッチング周期を変化させ、
   前記検知部により負荷が重くなることを検知されると、前記ＣＲＭ制御部は前記スイッチング周期を短くし、
   前記スイッチング周期を短くすることにより、帰還制御によりデューティを維持するように前記誤差電圧が減少し、負荷の増大による前記出力電圧の減少に対応して前記帰還制御により前記誤差電圧が上昇し、前記誤差電圧の変化方向が各要因で逆となることで、所望のデューティとなる応答が速くなり、前記出力電圧のアンダーシュートを抑える、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記検知部は、前記出力電圧が閾値電圧を超えたことを検知することで前記負荷変動を検知することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記検知部は、負荷変動を示す外部信号を受けることにより前記負荷変動を検知することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記検知部は、負荷電流の変化率が閾値を超えたことを検知することで前記負荷変動を検知することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記負荷変動の検知の後、前記ＣＲＭ制御部はＣＲＭ制御を再開させることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記検知部は、前記出力電圧が第１閾値電圧を超えたことを検知することで前記負荷変動を検知し、
   前記ＣＲＭ制御部は、前記出力電圧が第２閾値電圧を超えたことを検知することでＣＲＭ制御を再開させることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第２閾値電圧は、前記第１閾値電圧と異なる値に設定されることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、
   前記スイッチング電源装置から電源が供給される表示部と、を備えることを特徴とする表示装置。
9. 前記スイッチング電源装置が備える前記検知部は、ブランキング期間と表示期間との切り換えを示す外部信号を受けることを特徴とする請求項８に記載の表示装置。

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