CN101604910B - 功率因数校正电路 - Google Patents

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Abstract

一种功率因数校正电路，用于通过开关元件Q1的接通/关断操作，对AC电源Vin的AC输入电压的整流后的整流电压执行升压和功率因数校正，并且向利用由第一脉冲信号驱动的DC-DC变换器提供升压后的输出电压。该功率因数校正电路包括延迟电路，用于接收具有对应于所述DC-DC变换器的输出电压的脉冲宽度的第一脉冲信号，响应于第一脉冲信号的接通脉冲而生成具有对应于整流后的电压的脉冲宽度的延迟脉冲信号，并且将第一脉冲信号和延迟脉冲信号合成为第二脉冲信号。该功率因数校正电路还包括驱动器，用于根据第二脉冲信号来驱动开关元件。

Description

功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及一种用来应对高频下的限制和单个电压电源(AC/DC)的能源之星(ENERGY STAR)需求的功率因数校正电路。
背景技术
图1是用来说明根据现有技术的包括功率因数校正电路的AC-DC变换器的电路示意图。在图1中，AC-DC变换器具有用来将来自AC电源的AC输入电压整流成整流后的电压的整流器103、用来对整流后的电压进行升压的升压斩波器104、以及用来将升压后的电压变换成稳定的DC电压的DC-DC变换器105。
AC-DC变换器还具有PWM电路106、单稳多谐振荡器(one-shotmultivibrator)107、脉冲合成器108、以及比较器109。
PWM电路106根据DC-DC变换器105的输出电压生成脉冲信号Vpa并且向单稳多谐振荡器107和脉冲合成器108提供作为第一脉冲信号的脉冲信号Vpa。
基于PWM电路106的脉冲信号Vpa和单稳多谐振荡器107的延迟脉冲VpD，脉冲合成器108生成脉冲信号Vpb，脉冲信号Vpb的脉冲宽度比脉冲信号Vpa的脉冲宽度要窄延迟脉冲VpD的脉冲宽度。
比较器109比较来自升压斩波器104的升压电压V0和参考电压Vref，并且如果V0小于Vref，则停止生成延迟脉冲VpD。
在日本未审查专利申请公开号No.H07-135774中公开了上述的现有技术。
发明内容
现有技术中的AC-DC变换器所使用的延迟脉冲VpD是不可变化的，因此现有技术不能获得高频限制所指定的功率因数校正比率。由于不变的延迟脉冲VpD，现有技术的升压斩波器104在通过整流器103从AC输入电压生成的全波整流后的波形的底部，展现出很差的升压比和不充分的功率因数校正比率。
由于上述的相同原因，现有技术不能满足由美国的EPA规定的关于单个输出电源的能源之星的新需求等级V。对于AC 115V/230V的输入电压，等级V要求功率因数大于或等于0.9。
本发明提供了一种简单的、价格便宜的、并且能够满足能源之星的等级V的功率因数校正电路。
根据本发明的第一方面，提供了一种功率因数校正电路，用来通过开关元件Q1的接通(ON)/关断(OFF)操作，对AC输入电压的整流后的整流电压执行升压和功率因数校正，并且向以第一脉冲信号驱动的DC-DC变换器提供升压后的输出电压。该功率因数校正电路包括延迟电路，用于接收具有对应于DC-DC变换器的输出电压的脉冲宽度的第一脉冲信号，响应于第一脉冲信号的接通脉冲而生成具有对应于整流后的电压的脉冲宽度的延迟脉冲信号，并且将第一脉冲信号和延迟脉冲信号合成为第二脉冲信号。该功率因数校正电路还包括驱动器，用于根据第二脉冲信号来驱动开关元件。
根据本发明的第二方面，延迟电路具有校正器，用于在升压后的输出电压小于预定电压时将延迟脉冲信号的脉冲宽度变窄。
根据本发明的第三方面，由延迟电路生成的第二脉冲信号的脉冲宽度比第一脉冲信号的脉冲宽度窄延迟脉冲信号的脉冲宽度。
附图说明
图1是说明根据现有技术的包括功率因数校正电路的AC-DC变换器的电路示意图；
图2是说明根据本发明的实施例1的包括功率因数校正电路的AC-DC变换器的电路示意图；
图3是说明图2所示的功率因素校正电路中的PFC控制器的细节的电路示意图；
图4说明了由AC输入电压制备的、图3所示的PFC控制器中的整流且分压后的电压信号；
图5是说明图3所示的PFC控制器中的延迟电路的信号的时序图，其中在额定负载下，在整流且分压后的电压信号的顶部区域内生成这些信号；
图6是说明图3所示的PFC控制器中的延迟电路中的信号的时序图，其中在额定负载下，在整流且分压后的电压信号的底部区域内生成这些信号；
图7说明了从AC输入电压获得的整流且分压后的电压信号f和流经图3所示的PFC控制器中的开关元件Q1的漏电流PFCId；
图8说明了根据实施例1的AC输入电压与PFC输出电压之间的关系；
图9是说明在轻载负载下，图2所示的功率因数校正电路中的信号的波形的时序图；
图10是说明根据本发明的实施例2的功率因数校正电路中的PFC控制器的细节的电路示意图；
图11说明了根据实施例2的AC输入电压与PFC输出电压之间的关系；
图12是说明根据实施例2的功率因数校正电路中的具有过电压检测器的PFC控制器的细节的电路示意图；
图13是说明根据本发明的实施例3的功率因数校正电路中的PFC控制器的细节的电路示意图；
图14说明了由AC输入电压制备的、图13所示的PFC控制器中的整流且分压后的电压信号；
图15是说明图13所示的PFC控制器中的延迟电路的信号的时序图，其中在额定负载下，在整流且分压后的电压信号的顶部区域内生成这些信号；
图16是说明图13所示的延迟电路中的信号的时序图，其中在额定负载下，在整流且分压后的电压信号的中间区域内生成这些信号；以及
图17是说明图13所示的延迟电路中的信号的时序图，其中在额定负载下，在整流且分压后的电压信号的底部区域内生成这些信号。
具体实施方式
将会参考附图，对根据本发明的实施例的功率因数校正电路作出详细的说明。
实施例1
图2是说明根据本发明的实施例1的包括功率因数校正电路的AC-DC变换器的电路示意图。AC-DC变换器包括将来自AC电源Vin的AC输入电压整流成整流后的电压的整流器DB、连接到整流器DB的输出端的平滑电容C1、升压整流后的电压并且校正该电压的功率因数的功率因数校正(PFC)电路2、以及将来自功率因数校正电路2的升压后的电压变换成DC电压并且向负载提供DC电压的DC-DC变换器3。
DC-DC变换器3具有串联电路，该串联电路包括变压器T1的初级线圈P1和由MOSFET构成的开关元件Q2，该串联电路与功率因数校正电路2的电容C2相连。变压器T1的次级线圈S1的两端与包括二极管Ds和电容Cs的串联电路相连接。电容Cs的两端连接到电压检测放大器(VAMP)30以检测电容Cs的输出电压。电压检测放大器30与光耦合器PCI相连。光耦合器PCI将对应于电压检测放大器30检测到的输出电压的电流输出到DC-DC变换器的控制器(在下文中称为“DD控制器”)20。
变压器T1的辅助线圈P2的两端连接到包括二极管D2和电容C3的串联电路。二极管D2和电容C3的连接点连接到DD控制器20和用来启动DD控制器20的电阻R3的第一端上。
DD控制器20生成脉冲宽度对应于光耦合器PC1的输出电压的脉冲信号。脉冲信号接通/关断开关元件Q2以便将输出电压控制为预定值。
下面将会详细说明功率因数校正电路2。功率因数校正电路2被用作升压斩波器。平滑电容C1的两端连接到包括升压电抗器L1和由MOSFET构成的开关元件Q1的串联电路。开关元件Q1的漏极与源极之间连接的是包括二极管D1和电容C2的串联电路。
整流器DB的输出端连接到包括电阻R1和R2的串联电路。电阻R1和R2的连接点与功率因数校正控制器(在下文中称为“PFC控制器”)10相连。PFC控制器10从DC-DC变换器3的DD控制器20接收用于开关元件Q2的栅极脉冲信号(称为“脉冲信号”)并且将脉冲信号应用到开关元件Q1的栅极。基于用于开关元件Q2的脉冲信号和通过电阻R1和R2分压整流器DB整流后的电压而获得的电压，PFC控制器10接通/关断开关元件Q1，由此校正功率因数。
图3是说明根据实施例1的功率因数校正电路2中的PFC控制器10的细节的电路示意图。在图3中，具有电阻R1和R2的检测器检测由AC输入电压制备的整流后的电压并且对二极管D3的阴极提供检测到的电压。
PFC控制器10包括延迟电路12、驱动器、以及过电流保护器。延迟电路12从DD控制器20接收脉冲信号(第一脉冲信号)，并且当脉冲信号提供了接通脉冲时，生成脉冲宽度对应于由AC输入电压制备的整流后的电压的延迟脉冲信号。延迟电路12合成脉冲信号与延迟脉冲信号，以生成PFC栅极信号(第二脉冲信号)。根据PFC栅极信号，包括元件Q3、Q4、以及R6的驱动器驱动开关元件Q1。过电流保护器包括元件R4、R5、C4、Q5、R7、R8、Q6、以及D4，并且配置为限制流经开关元件Q1的电流。
在延迟电路12中，包括电容C5和电阻R13的串联电路连接到开关元件Q2的栅极侧的DD控制器20的端子与整流器DB的负电极端之间。C5和R13的串联电路还连接到包括电阻R11和R12的串联电路。
电阻R11和R12的连接点与晶体管Q8的基极相连接。晶体管Q8的发射极与电容C5和电阻R13的连接点相连。DD控制器20的栅极侧端子连接到晶体管Q7的发射极。晶体管Q7的基极经过电阻R10连接到二极管D3的阳极和晶体管Q8的集电极。二极管D3的阴极与电阻R1和R2的连接点相连。
晶体管Q7的集电极经过电阻R9连接到晶体管Q3的基极、晶体管Q4的基极、以及二极管D4的阳极。二极管D4的阴极连接到晶体管Q5的集电极和电阻R8的第一端。晶体管Q5的发射极连接到整流器DB的负电极端。晶体管Q5的基极连接到电阻R5的第一端、电阻R7的第一端、以及电容C4的第一端。
在驱动器中，晶体管Q3的集电极连接到DD控制器20的栅极侧端子。晶体管Q3的发射极连接到晶体管Q4的发射极和电阻R6的第一端。电阻R6的第二端连接到开关元件Q1的栅极。晶体管Q4的集电极连接到整流器DB的负电极端。随后将会说明过电流保护器。
将会参考图4至图6来说明图3所示的PFC控制器10的操作。图4说明了由AC输入电压制备的整流且分压后的电压信号。图5是说明当在额定负载下整流且分压后的电压信号f处在顶部区域A中时，延迟电路12中的信号的时序图。图6是说明当在额定负载下整流且分压后的电压信号f处在底部区域B中时，延迟电路12中的信号的时序图。
延迟电路12接收来自DD控制器20的脉冲信号，并且当脉冲信号提供接通脉冲时，生成具有对应于晶体管Q8的集电极电压信号的脉冲宽度的延迟脉冲信号，其中该延迟脉冲信号基于通过整流AC输入电压而制备的整流后的电压。延迟电路12合成脉冲信号与延迟脉冲信号并且生成PFC栅极信号。PFC栅极信号具有比脉冲信号的脉冲宽度要窄延迟脉冲信号的脉冲宽度的脉冲宽度。
随着整流后的电压的增大，延迟电路12放宽延迟脉冲信号的脉冲宽度，以便将PFC栅极信号的脉冲宽度降低至比脉冲信号的脉冲宽度窄。随着整流后的电压的减小，延迟电路12将延迟脉冲信号的脉冲宽度变窄。当整流后的电压进入底部区域时，延迟电路12将延迟脉冲信号的脉冲宽度减小到零。
参考图5将会说明当整流且分压后的电压信号f处在顶部区域A时延迟电路12的操作。通过电阻R11和R12对来自DD控制器20的脉冲信号进行分压，以便提供c点电压(分割脉冲电压信号c)。电容C5和电阻R13形成了用来提供b点电压(微分器信号b)的微分器。当b点电压与c点电压之间的微分电压达到了晶体管Q8的基极-发射极电压Vbe时，则接通晶体管Q8。
当整流且分压后的电压信号f处在顶部区域A时，电阻R1和R2的连接点处的整流后的电压高于e点电势，因此，二极管D3关断。
在时间t1，来自DD控制器20的脉冲信号a提供了接通脉冲。此时，微分器信号b，即具有电容C5和电阻R13的微分器的b点电压开始如图5所示逐渐地减小。在时间t2，微分器信号b减小到比c点电势还要小，即通过晶体管Q8的基极-发射极电压Vbe分割的脉冲电压信号c并且提供了PFC栅极信号d。PFC栅极信号d接通晶体管Q3，从而接通开关元件Q1。
当来自DD控制器20的脉冲信号a变为零时，电流流经沿开关元件Q1的栅极、晶体管Q4的发射极和基极、以及晶体管Q3的基极和集电极延伸的路径。结果，晶体管Q4接通并且开关元件Q1的栅极电压变为零，从而关断了开关元件Q1。
以上述方式，当电阻R1和R2的连接点f处的整流后的电压为高时，延迟电路12输出具有延迟时间的PFC栅极信号d，该延迟时间是根据由电容C5和电阻R13确定的时间常数来固定的。
参考图6将会说明当整流且分压后的电压信号f处在底部区域B时延迟电路12的操作。在图6中，晶体管Q8的集电极电压信号e′接近为零。
当电阻R1和R2的连接点f处的整流后的电压变为小于或等于通过从DD控制器20的脉冲信号a的电压减去晶体管Q7的基极-发射极电压Vbe和二极管D3的前向电压而获得的电压时，DD控制器20的脉冲信号a使电流流经沿晶体管Q7、电阻R10、二极管D3、电阻R2、以及地面延伸的路径。
结果，在来自DD控制器20的脉冲信号a为接通的期间内，晶体管Q7保持为接通状态。甚至在从t1到t2的期间内，与来自DD控制器20的脉冲信号同步，PFC栅极信号d′变为接通。
即，当基于AC输入电压的整流后的电压处在底部区域B时，延迟时间为零，并且当整流后的电压处在顶部区域A时，PFC脉冲信号具有预定的延迟时间并且将PFC脉冲信号输出到开关元件Q1，从而校正了功率因数。
因此，实施例1减小了升压比并且充分地校正了功率因数，从而以低成本满足了能源之星的新需求等级V。
图7说明了基于AC输入电压的整流且分压后的电压信号f和流经开关元件Q1的漏电流PFCId的波形。图8说明了AC输入电压和PFC输出电压之间的关系。
当使用轻负载以减小负载电流时，流经负载的电流减小并且来自DD控制器20的脉冲信号a的脉冲宽度变窄以稳定来自DD变换器3的输出电压。图9说明了轻负载下的功率因数校正电路2中的信号的波形。在图9中，脉冲信号a的脉冲宽度是从时间t1到时间t2。无论负载电流的大小，由微分器提供的延迟时间都保持不变，因此微分器信号b始终大于分割脉冲电压信号c。相应地，晶体管Q8保持为关断。
在轻负载下，电容C1仅需要小的放电电流，因此相对于输入电压波形，电容C1的充电电压变化很小。由于电容C1的充电电压的影响，整流后的电压的分压点f处的电压始终大于脉冲信号a的电压，因此晶体管Q7保持为关断。结果，当来自DD控制器20的脉冲信号a的脉冲宽度小于预定的延迟时间时不输出PFC脉冲信号d。
随着DC-DC变换器3的负载减小，延迟电路12将PFC栅极信号d的脉冲宽度减小为比脉冲信号a的脉冲宽度窄。当DC-DC变换器3的负载下降到预定的负载功率之下时，延迟电路12将PFC栅极信号d的脉冲宽度减小到零。在轻负载下，功率因数校正电路2变得无法操作从而将自身的功率消耗减小到零，因而提高了变换效率。
将会说明过电流保护器。过电流保护器用来保护开关元件Q1免受过电流并且包括用来检测开关元件Q1的漏电流的电阻R4和R5、用来防止噪声导致的故障的电容C4、用来检测开关元件Q1的漏电流的晶体管Q5、以及晶体管Q6、电阻R8和R7、以及用来实现晶体管Q5的闭锁(latching)操作的二极管D4。
电阻R4的第一端连接到开关元件Q1的源极，并且电阻R4的第二端连接到整流器DB的负电极端。电阻R5的第一端连接到电阻R4的第一端与开关元件Q1的源极之间的连接点。电容C4的第二端连接到整流器DB的负电极端。
电阻R5的第二端连接到电阻R7的第一端、电容C4的第一端、以及晶体管Q5的基极。电阻R7的第二端连接到晶体管Q6的集电极。晶体管Q6的基极连接到电阻R8的第一端。电阻R8的第二端连接到晶体管Q5的集电极和二极管D4的阴极。二极管D4的阳极连接到电阻R9的第一端、晶体管Q3的基极、以及晶体管Q4的基极。晶体管Q5的发射极连接到整流器DB的负电极端。晶体管Q6的发射极连接到DD控制器20的栅极侧端子。
将会说明具有电阻R5和R6的过电流保护器的操作。当电阻R4的电压降超过了晶体管Q5的基极-发射极电压Vbe的阈值时，晶体管Q5接通并且晶体管Q6接通以开启闭锁操作。与闭锁操作并行地，晶体管Q3和Q4的基极经由二极管D4连接到零电压。结果，开关元件Q1的栅极变为零电压，因此开关元件Q1瞬时关断。
如果过电流保护器仅具有晶体管Q5，当开关元件Q1关断时晶体管Q5的电压Vbe消失，因此晶体管Q5关断。如果此时来自DD控制器20的脉冲信号为高，则电压施加到晶体管Q3和Q4的基极，以驱动开关元件Q1的栅极。随后，开关元件Q1再次接通。
即，在来自DD控制器20的脉冲信号为高的期间内，开关元件Q1反复地接通并且关断。这会增大开关元件Q1的开关损耗，从而导致热损坏。为了防止上面现象的出现，当晶体管Q5接通时，在来自DD控制器20的脉冲信号的一个高电平的脉冲期间内必须将晶体管Q5维持为接通(闭锁)。因此，追加晶体管Q6以执行晶体管Q5的闭锁操作。
实施例2
图10是说明根据实施例2的功率因数校正电路中的PFC(功率因数校正)控制器10b的细节的电路示意图。根据图3所示的实施例1，功率因数校正电路2不监视升压后的电压，因此即使AC输入电压变得非常大时，仍会持续升压操作。
本实施例通过校正延迟脉冲信号的脉冲宽度以应对上述的非常高的AC输入电压，从而提高升压比和PFC输出电压的功率因数。
除了如图3所示的根据实施例1的PFC控制器10的部件之外，图10所示的根据实施例2的PFC控制器10b还包括有附加电路，其中该附加电路包括电阻R14至R18、晶体管Q9、以及二极管D5。上述附加电路形成了根据PFC输出电压校正延迟脉冲信号的脉冲宽度的校正器。
电阻R13的第一端连接到电阻R14的第一端和晶体管Q9的集电极。晶体管Q9的基极连接到电阻R17的第一端和电阻R16的第一端。电阻R14的第二端、晶体管Q9的发射极、以及电阻R17的第二端连接到整流器DB的负电极端。
电阻R16的第二端连接到电阻R15的第一端和电阻R18的第一端。电阻R15的第二端连接到电阻R3的第一端、二极管D2的阴极、电容C3的第一端、以及DD控制器(DC-DC变换器的控制器)20的Vcc电压端。电阻R18的第二端经过二极管D5连接到二极管D2的阳极和变压器T1的辅助线圈P2的第一端。辅助线圈P2的第二端连接到整流器DB的负电极端。
利用上述配置，变压器T1的辅助线圈P2的接通-接通(ON-ON)电压是与PFC输出电压成比例的负电压，该接通-接通电压与变压器T1的初级线圈P1的电压极性相同。通过连接在其中的串联连接的电阻R15和R18对辅助线圈R2的接通-接通电压和+Vcc电压之间出现的电压进行分压。通过电阻R16和R17对串联连接的电阻R15和R18的分压点与地面之间的电压进行分压。将检测到的分压后的电压施加到晶体管Q9的基极。
调节电阻R15和R18以使当PFC输出电压在预定电压之下时接通晶体管Q9。
当PFC输出电压增大到预定电压时，由电阻R16和R17检测到的电压比晶体管Q9的基极电压要低，从而关断晶体管Q9。当晶体管Q9关断时，晶体管Q8的发射极电阻值等于电阻R13和R14的电阻值的和。这会增大包括C5、R13、和R14的微分器的时间常数，使得在提供脉冲信号a的时刻与在接通晶体管Q3的时刻之间的延迟时间延长。
即，如果PFC输出电压超出了预定电压，则延迟脉冲的脉冲宽度变宽以将施加到功率因数校正电路2的开关元件Q1上的栅极脉冲的脉冲宽度变窄，并且减小功率因数校正电路2的升压比，由此控制升压量。图11说明了AC输入电压与PFC输出电压之间的关系。
如图10所示的PFC控制器10b可具有过电压保护器以检测非常大的PFC输出电压，该过电压保护器包括如图12所示的晶体管Q10、电阻R19、以及齐纳二极管D6。晶体管Q10的发射极连接到电阻R15和R3之间的连接点，并且晶体管Q10的基极连接到齐纳二极管D6的阴极。齐纳二极管D6的阳极连接到电阻R15、R16、R18之间的连接点。晶体管Q10的集电极经过电阻R19连接到DD控制器20。
如果PFC输出电压太大，齐纳二极管D6变为导通以接通晶体管Q10，并且将晶体管Q10的集电极输出提供到DD控制器20的闭锁端子，以关断AC-DC变换器。
以上述方式，根据本实施例的功率因数校正电路可在AC输入电压处于上限或上限附近时稳定PFC输出电压，并且如果AC输入电压太高则限制PFC升压电压。
实施例3
图13是说明根据本发明的实施例3的功率因数校正电路中的PFC控制器(功率因数校正控制器)的细节的电路示意图。实施例1的延迟电路12包括晶体管Q7和Q8。根据实施例3，延迟电路13包括比较器CP1。用来驱动开关元件Q1的实施例1中的驱动器包括晶体管Q3和Q4。根据实施例3，用来驱动开关元件Q1的驱动器包括MOSFET Q3a和Q4a以及反向器INV。
在本实施例的延迟电路13中，连接在DD控制器(DC-DC变换器的控制器)20的开关元件Q2的栅极侧端子与整流器DB的负电极端之间的是积分器，该积分器包括串联连接的电阻R13和电容C5、以及电阻R11和R12的串联电路。
电阻R11和R12的连接点被连接到比较器CP1的反向输入端(由“-”表示)。电阻R13和电容C5的连接点被连接到比较器CP1的非反向输入端(由“+”表示)。电阻R11和比较器CP1的反向输入端之间的连接点被连接到电阻R1和R2的连接点。
比较器CP1的输出端连接到电阻R9的第一端和反向器INV的输入端。电阻R9的第二端连接到DD控制器20的开关元件Q2的栅极侧端。反向器INV的输出端连接到p型MOSFET Q3a的栅极和n型MOSFET Q4a的栅极。MOSFET Q3a和Q4a的串联电路连接到DD控制器20的开关元件Q2的栅极侧端与整流器DB的负电极端之间。MOSFET Q3a和Q4a的漏极连接到电阻R6的第一端。晶体管Q5的集电极经过电阻R8连接到电容C5的第一端。
参考图14至图17说明如图13所示的根据本实施例的PFC控制器的操作。图14说明了通过整流AC输入电压而形成的整流且分压后的电压信号f。图15是说明在额定负载下，当整流且分压后的电压信号f处在顶部区域A时，延迟电路13中的信号的时序图。图16是说明在额定负载下，当整流且分压后的电压信号f处在中间区域C时，延迟电路13中的信号的时序图。图17是说明在额定负载下，当整流且分压后的电压信号f处在底部区域B时，延迟电路13中的信号的时序图。
通过电阻R11和R12将来自DD控制器20的脉冲信号分割成分割脉冲电压信号(参考电压)c，并将其施加到比较器CP1的反向输入端。
积分器的电阻R13和电容C5的连接点提供了施加到比较器CP1的非反向输入端的积分器信号b。比较器CP1比较积分器信号b(电容C5的充电电压)和分割脉冲电压信号c并且设定PFC栅极信号d的延迟时间。
电阻R11和R12的连接点被连接到二极管D3的阳极。当由AC输入电压制备的整流后的电压逐渐减小到二极管D3的前向阈值电压之下时，分压后的电流从电阻R11流经二极管D3和电阻R12到电阻R2。结果，来自电阻R11和R12的分割脉冲电压信号c减小。
当如图14所示整流后的电压从顶部区域A经过中间区域C变到底部区域B时，分割脉冲电压信号c如图15至图17所示逐渐地减小，并且相应地如图15至图17所示延迟时间逐渐地变得更短以提供延长后的PFC栅极信号d、d′、d″。
以上述方式，实施例1至实施例3都响应于AC输入电压改变PFC栅极信号的接通脉冲宽度，并且根据PFC栅极信号驱动开关元件Q1。根据各实施例的功率因数校正电路是简单的、价格便宜的、并且能够根据能源之星的新需求等级V来校正功率因数。
各实施例的功率因数校正电路都能够控制PFC输出电压的功率因数和升压量，并且形成简单的、价格便宜的、并且无额外的控制IC的高效的有源滤波器。
由于各实施例都根据AC输入电压来改变延迟脉冲信号的脉冲宽度，这些实施例具有抑制在振荡频率是固定的、开关元件的接通期间内的抖动的效果和最小化诸如EMI噪声的效果。
如上所述，根据本发明的任何一个实施例的功率因数校正电路都使用了可生成具有与通过整流输入AC电压而制备的整流后的电压成比例的脉冲宽度的延迟脉冲信号的延迟电路，并且将延迟脉冲信号与DC-DC变换器提供的第一脉冲信号合成为第二脉冲信号。第二脉冲信号具有脉冲宽度依赖于整流后的电压的接通脉冲。第二脉冲信号被用来接通/关断开关元件。相应地，功率因数校正电路是简单的、价格便宜的、并且能够根据能源之星的新需求等级V来校正功率因数。
本申请依据35USC§119主张在2008年6月11日递交的日本专利申请No.2008-152996的优先权，并且将其内容完全包括在这里作为参考。尽管上面已经参考了本发明的特定实施例说明了本发明，但是本发明并不局限于上述的实施例。根据上面的教示，本领域技术人员可以对实施例作出各种修改和变化。本发明的范围应该参考所附的权利要求书作出限定。

Claims (7)

1.一种功率因数校正电路，用于通过开关元件的接通/关断操作，对AC输入电压的整流后的电压执行升压和功率因数校正，并且向以第一脉冲信号驱动的DC-DC变换器提供升压后的输出电压，所述功率因数校正电路包括：
延迟电路，用于接收具有对应于所述DC-DC变换器的输出电压的脉冲宽度的第一脉冲信号，响应于所述第一脉冲信号的接通脉冲而生成具有对应于整流后的电压的脉冲宽度的延迟脉冲信号，并且将所述第一脉冲信号和所述延迟脉冲信号合成为第二脉冲信号；和
驱动器，用于根据所述第二脉冲信号来驱动所述开关元件。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中，
所述延迟电路具有校正器，所述校正器用于在升压后的输出电压小于预定电压时将所述延迟脉冲信号的脉冲宽度变窄。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中，
由所述延迟电路生成的所述第二脉冲信号的脉冲宽度比所述第一脉冲信号的脉冲宽度窄所述延迟脉冲信号的脉冲宽度。
4.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中，
随着整流后的电压变大，所述延迟电路将所述延迟脉冲信号的脉冲宽度变宽，并且所述第二脉冲信号的脉冲宽度比所述第一脉冲信号的脉冲宽度窄。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中，
随着整流后的电压变小，所述延迟电路将所述延迟脉冲信号的脉冲宽度变窄，并且当所述整流后的电压进入底部区域时，将所述延迟脉冲信号的脉冲宽度减小到零。
6.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中，
随着所述DC-DC变换器上的负载变轻，所述延迟电路减小所述第二脉冲信号的脉冲宽度，使得所述第二脉冲信号的脉冲宽度比所述第一脉冲信号的脉冲宽度窄，并且当所述DC-DC变换器上的负载减小到预定负载功率之下时，将所述第二脉冲信号的脉冲宽度减小到零。
7.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，进一步包括：
过电流保护器，用于防止过电流流经所述开关元件，并且对所述第一脉冲信号的每个接通脉冲闭锁过电流保护操作。
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