CN104198118B - 一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，首先，建立转子静不平衡和磁中心偏移的数学模型，在此基础上建立系统的动力学模型，然后对主被动磁悬浮转子系统进行零位移控制，导出磁轴承同频控制电流与转子静不平衡和磁中心偏移的关系，分别在两个不同的转速下测量磁轴承控制电流的同频成分，最后，根据两次所得到的同频电流解算转子静不平衡量及磁中心偏移的大小和相位。本发明解决了主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移的分别辨识问题，为转子的主动振动控制和在线动平衡打下了基础，本方法简便易行，适用于实际的主被动磁悬浮转子系统。

Description

一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法

技术领域

本发明涉及一种主被动磁悬浮转子静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，用于主被动磁悬浮转子在线动平衡或主动振动控制中对静不平衡和磁中心偏移的分离，尤其适用于磁悬浮飞轮、磁悬浮控制力矩陀螺等高速磁悬浮转子系统。

背景技术

磁悬浮轴承是一种新型高性能轴承，具有无接触、不需润滑等优点，是高精度、长寿命、高速转子系统的理想支承方式。磁悬浮轴承根据悬浮力的提供形式可分为电磁轴承和永磁轴承，其中电磁轴承可以通过控制电流改变悬浮力的大小，因此又称其为主动磁轴承；永磁轴承悬浮力不可以主动控制，因此又称其为被动磁轴承。主动磁轴承结构复杂，且需要一套由传感器、控制器、功放等组成的完整的控制系统，其悬浮精度和稳定裕度等控制性能要比被动磁轴承高；被动磁轴承悬浮精度不如主动磁轴承高，但是其结构简单，不需要控制系统，不消耗能量。主被动磁轴承结合了两者优点，在精度要求高的自由度采用主动磁轴承控制，在控制性能要求不严格的自由度采用被动磁轴承控制，实现整体最优。

由于加工误差，材料密度不均匀，材料变形等原因，转子存在残余不平衡。高速旋转时，不平衡质量产生的离心力通过磁轴承的支承作用传递到基座。不平衡振动一方面会增加系统的功耗，使功放饱和而降低磁轴承控制系统的稳定裕度；另一方面不平衡振动产生噪声污染，剧烈的振动影响设备的安全运行。为减小转子的不平衡振动，通常对转子进行在线的或离线的动平衡，离线动平衡将转子在动平衡机上单独进行动平衡，操作环境与转子的工作状态有差别，因此平衡精度一般不高；在线动平衡利用磁轴承系统自有的传感器，通过测量转子的不平衡响应，解算不平衡量的大小和相位。磁轴承转子系统另一种消除转子不平衡振动的方式为主动振动控制，通过控制转子绕惯性主轴旋转，避免磁轴承向外传递不平衡力。对于主被动混合支承的磁悬浮转子系统，除转子不平衡导致的同频振动外，还有被动磁轴承磁中心的偏移导致的同频振动力。由于永磁磁钢充磁不均匀、安装误差等原因，永磁磁环的磁中心与其几何中心不重合，当转子带动永磁磁环旋转时，被动磁轴承向外输出与转速同频的磁力。为提高在线动平衡或主动振动控制的精度，有必要对转子不平衡和磁中心偏移进行区分和辨识。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：对主被动混合支承的磁悬浮转子系统，同时存在转子不平衡和磁中心偏移，提供一种转子静不平衡和磁中心偏移的在线辨识方法。

本发明解决上述技术问题采用的技术方案是：一种主被动磁悬浮转子静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤(1)、建立磁悬浮转子静不平衡和磁中心偏移的数学模型

静不平衡为转子质心相对于几何中心的位移，磁中心偏移为永磁环磁中心相对于其几何中心的位移；静不平衡在转子随动坐标系Oξη中表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_x\\ r_y\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}l\cos \mathrm{\θ}\\ l\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]$

其中，l是转子几何中心与质心的距离，θ是l与坐标轴Oξ的夹角，l、θ是表征转子静不平衡的相关参数，r_x为l在Oξ轴的分量，r_y为l在Oη轴的分量；

磁中心偏移在转子随动坐标系Oξη中表示为：

其中，a是转子中心平面内转子永磁环磁中心与几何中心的距离，是a与坐标轴Oξ的夹角，a、是表征磁中心偏移的相关参数，p_x为a在Oξ轴的分量，p_y为a在Oη轴的分量；

在转速Ω下，利用所建立的静不平衡模型和磁中心偏移模型，建立磁轴承转子系统的动力学模型：

$\left\{\begin{array}{c}m{X^{\′\′}=k}_i{i}_x+k_{n}X+k_p{p}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-k_p{p}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-{\mathrm{m\Ω}}^2{r}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\\ m{Y}^{\′\′}=k_i{i}_y+k_{h}Y+k_p{p}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+k_p{p}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right.$

其中，m为转子质量，X、Y为转子几何中心在固定坐标系NXY中NX轴和NY轴的分量，k_i为主动磁轴承电流刚度，k_h为主动磁轴承和被动磁轴承的综合位移刚度，k_p为被动磁轴承径向位移刚度，i_x、i_y为磁轴承X通道和Y通道的控制电流，t为时间；

步骤(2)、对系统进行零位移控制

通过对转子几何中心的零位移控制，使X、Y恒等于零，带入系统动力学模型，得到磁轴承控制电流数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_x=-\frac{k_p{p}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-k_p{p}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)}{k_i}\\ i_y=-\frac{k_p{p}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+k_p{p}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)}{k_i}\end{array}\right.$

步骤(3)、第一次升速测量磁轴承控制电流的同频量

保持转子零位移控制，在转速Ω₁时测量磁轴承控制电流与转速同频的成分：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{x1}=i_{x1c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{x1s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\\ i_{y1}=i_{y1c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{y1s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right.$

其中，i_x1c、i_y1c和i_x1s、i_y1s分别表示X通道和Y通道磁轴承同频控制电流i_x1、i_y1的余弦分量和正弦分量；

步骤(4)、第二次升速测量磁轴承控制电流的同频量；

改变转子转速，在转速Ω₂时测量磁轴承控制电流与转速同频的成分：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{x2}=i_{x2c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{x2s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\\ i_{y2}=i_{y2c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{y2s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right.$

其中，i_x2c、i_y2c和i_x2s、i_y2s分别表示X通道和Y通道磁轴承同频控制电流i_x2、i_y2的余弦分量和正弦分量。

步骤(5)、根据步骤(3)、(4)测得的同频电流，分别求出静不平衡量和磁中心偏移量。

$\left[\begin{array}{c}{r}_x\\ r_y\\ p_x\\ p_y\end{array}\right]=-k_i{\left[\begin{array}{cccc}m{\mathrm{\Ω}}_1^2& 0& k_p& 0\\ 0& {\mathrm{m\Ω}}_1^2& 0& k_p\\ {\mathrm{m\Ω}}_2^2& 0& k_p& 0\\ 0& {\mathrm{m\Ω}}_2^2& 0& k_p\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{i}_{x1c}\\ i_{x1s}\\ i_{x2c}\\ i_{x2s}\end{array}\right].$

本发明的基本原理是：具有转子不平衡和磁中心偏移的主被动磁悬浮转子系统，转子高速旋转时输出与转速同频的磁轴承作用力，其中由转子不平衡引起的磁轴承力大小与转速相关，而由磁中心偏移引起的磁轴承力大小与转速无关。对转子进行零位移控制，主动磁轴承磁力是电流的线性函数，因此提取电流的同频成分即可提取同频磁轴承力。然后再根据转子不平衡力与转速的相关性，在不同的转子转速下两次提取电流的同频成分，分别解算出转子的静不平衡和磁中心偏移。

本发明与现有技术相比的优点在于：本发明能将转子静不平衡和磁中心偏移分别辨识出来，无论对转子在线动平衡还是主动振动控制，对两者进行区分是提高精度的重要途径；本发明对转子实施零位移控制，消除了磁轴承力中的位移负刚度力，磁轴承工作在平衡位置，磁力为电流的线性函数，磁轴承力的测量精度高；本发明仅需一次启车，提高了工作效率。

附图说明

图1为本发明的操作流程图；

图2为本发明的磁悬浮转子静不平衡和磁中心偏移示意图；

图3为本发明的磁悬浮控制系统框图；

图4为本发明的通用陷波器设计框图；

图5为本发明的同频陷波器设计框图。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例进一步说明本发明。

磁悬浮转子控制系统如图3所示，由零位移控制器N(s)、稳定控制器G(s)、功率放大器G_w(s)、磁轴承转子系统H(s)和位移传感器k_s组成，其中，位移传感器k_s将检测的转子几何轴位移反馈到磁轴承控制器；零位移控制器N(s)和稳定控制器G(s)串联，零位移控制器N(s)对同频量的增益为无穷大，实现位移同频量的零位移控制，稳定控制器G(s)实现转子的全频稳定悬浮；功率放大器G_w(s)将控制器输出的控制量转换为控制电流，磁轴承转子系统H(s)包含了静不平衡和磁中心偏移成分；

(1)建立磁悬浮转子静不平衡和磁中心偏移的数学模型

转子静不平衡和磁中心偏移如图2所示，在转子中心平面内，以磁轴承定子中心N为原点，建立固定坐标系NXY；以转子几何中心O为原点建立旋转坐标系Oζη，转子质心C与几何中心O的偏移为l，OC与Oζ的夹角为θ；被动磁轴承定子永磁环磁中心M与定子几何中心N的偏移为b，NM与NX夹角为被动磁轴承转子永磁环磁中心M₁与转子几何中心O的距离为a，OM₁与Oζ的夹角为γ。

静不平衡在转子中心面固连坐标系Oξη中表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_x\\ r_y\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}l\cos \mathrm{\θ}\\ l\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]$

其中，r_x为l在Oξ轴的分量，r_y为l在Oη轴的分量。

磁中心偏移在转子随动坐标系Oξη中表示为：

其中，p_x为a在Oξ轴的分量，p_y为a在Oη轴的分量。

在转速Ω下，利用所建立的静不平衡模型和磁中心偏移模型，建立磁轴承转子系统的动力学模型：

$\left\{\begin{array}{c}m{X^{\′\′}=k}_i{i}_x+k_{n}X+k_p{p}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-k_p{p}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-{\mathrm{m\Ω}}^2{r}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\\ m{Y}^{\′\′}=k_i{i}_y+k_{h}Y+k_p{p}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+k_p{p}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right.$

其中，m为转子质量，X、Y为转子几何中心在固定坐标系NXY中NX轴和NY轴的分量，k_i为主动磁轴承电流刚度，k_h为主动磁轴承和被动磁轴承的综合位移刚度，k_p为被动磁轴承径向位移刚度，i_x、i_y为磁轴承X通道和Y通道的控制电流，t为时间。

(2)对系统进行零位移控制

在稳定控制器G(s)之前串联同频零位移控制器N(s)，N(s)由同频滤波器N_f(s)和单位前向通道并联组成，以w(t)为输入，c(t)为输出，N_f(s)的时域表达式为：

$c\left(t\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)& \cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_J\\ T_J& T_R\end{array}\right]\∫\left[\begin{array}{c}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)w\left(t\right)\\ \cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)w\left(t\right)\end{array}\right]\mathrm{dt}$

其中，实数参数T_R、T_J用来保证系统稳定性，定义复数变量T＝T_R+jT_J，将其转化到频域为：

$N_f=\frac{1}{s^2+{\mathrm{\Ω}}^2}(s{T}_R-\mathrm{\Ω}{T}_J)$

则N(s)＝1-εN_f(s)，同频增益无穷大，可以实现同频位移为零。

将控制框图转换为图4所示的形式，S(s)是以误差给定为输入，实际误差为输出的系统灵敏度函数，由于稳定控制器G(s)保证系统的全频稳定，所以S(s)也是稳定的，其特征根都具有负实部。图4对应的系统特征方程可表示为：

$s^2+{\mathrm{\Ω}}^2+\mathrm{j\ϵ\Ω}(\frac{s}{\mathrm{j\Ω}}{T}_R+{\mathrm{jT}}_J)S\left(s\right)=0$

其中，ε为滤波器收敛因子，当ε＝0时，s＝±jΩ；对上式在s＝jΩ，ε＝0处求偏导得：

$\frac{\∂s}{\∂\mathrm{\ϵ}}{|}_{\mathrm{\ϵ}=0}=-\frac{1}{2}\mathrm{TS}\left(\mathrm{j\Ω}\right)$

因此，取T＝S^-1(jΩ)，由根轨迹的连续性可知，存在ε>0，使系统特征根都具有负实部。

通过对转子几何中心的零位移控制，使X、Y恒等于零，带入磁轴承转子的动力学模型得到磁轴承控制电流为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_x=-\frac{k_p{p}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-k_p{p}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)}{k_i}\\ i_y=-\frac{k_p{p}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+k_p{p}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)}{k_i}\end{array}\right.$

(3)第一次升速测量磁轴承控制电流的同频量

保持转子零位移控制，在转速Ω₁时测量磁轴承控制电流中与转速同频的成分：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{x1}=i_{x1c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{x1s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\\ i_{y1}=i_{y1c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{y1s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right.$

其中，i_x1c、i_y1c和i_x1s、i_y1s分别表示X通道和Y通道磁轴承同频控制电流i_x1、i_y1的余弦分量和正弦分量。

电流同频量的获取采用同频陷波器的方法，如图5所示，通过对电流采样值的闭环陷波运算，陷波器输出c与输入i具有相同的同频成分：

c(t)＝i_ccos(Ωt)+i_ssin(Ωt)

其中，陷波系数i_c、i_s分别为同频电流的余弦分量和正弦分量。

(4)第二次升速测量磁轴承控制电流的同频量

改变转子转速，在转速Ω₂时测量磁轴承控制电流中与转速同频的成分：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{x2}=i_{x2c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{x2s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\\ i_{y2}=i_{y2c}\cos \left(\mathrm{\Ωt}\right)-i_{y2s}\sin \left(\mathrm{\Ωt}\right)\end{array}\right.$

其中，i_x2c、i_y2c和i_x2s、i_y2s分别表示X通道和Y通道磁轴承同频控制电流i_x2、i_y2的余弦分量和正弦分量。

(5)根据步骤(3)、(4)测得的同频电流，分别求出静不平衡量和磁中心偏移量：

$\left[\begin{array}{c}{r}_x\\ r_y\\ p_x\\ p_y\end{array}\right]=-k_i{\left[\begin{array}{cccc}m{\mathrm{\Ω}}_1^2& 0& k_p& 0\\ 0& {\mathrm{m\Ω}}_1^2& 0& k_p\\ {\mathrm{m\Ω}}_2^2& 0& k_p& 0\\ 0& {\mathrm{m\Ω}}_2^2& 0& k_p\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{i}_{x1c}\\ i_{x1s}\\ i_{x2c}\\ i_{x2s}\end{array}\right].$

Claims (4)

1.一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤(1)、建立磁悬浮转子的静不平衡和磁中心偏移的数学模型；

静不平衡为转子质心相对于几何中心的位移，磁中心偏移为永磁环磁中心相对于几何中心的位移；静不平衡在转子随动坐标系Oξη中表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_x\\ r_y\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}lcos\mathrm{\θ}\\ lsin\mathrm{\θ}\end{array}\right]$

其中，l是转子几何中心与质心的距离，θ是l与坐标轴Oξ的夹角，l、θ是表征转子静不平衡的相关参数，r_x为l在Oξ轴的分量，r_y为l在Oη轴的分量；

磁中心偏移在转子随动坐标系Oξη中表示为：

其中，a是转子中心平面内转子永磁环磁中心与几何中心的距离，是a与坐标轴Oξ的夹角，a、是表征磁中心偏移的相关参数，p_x为a在Oξ轴的分量，p_y为a在Oη轴的分量；

在转速Ω下，利用所建立的静不平衡模型和磁中心偏移模型，建立磁轴承转子系统的动力学模型：

$\left\{\begin{array}{c}m{X}^{\′\′}=k_i{i}_x+k_{h}X+k_p{p}_{x}cos\left(\mathrm{\Ω}t\right)-k_p{p}_{y}sin\left(\mathrm{\Ω}t\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_{x}cos\left(\mathrm{\Ω}t\right)-m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_{y}sin\left(\mathrm{\Ω}t\right)\\ m{Y}^{\′\′}=k_i{i}_y+k_{h}Y+k_p{p}_x\sin \left(\mathrm{\Ω}t\right)+k_p{p}_y\cos \left(\mathrm{\Ω}t\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_x\sin \left(\mathrm{\Ω}t\right)+m{\mathrm{\Ω}}^2{r}_y\cos \left(\mathrm{\Ω}t\right)\end{array}\right.$

其中，m为转子质量，X、Y为转子几何中心在固定坐标系NXY中NX轴和NY轴的分量，k_i为主动磁轴承电流刚度，k_h为主动磁轴承和被动磁轴承的综合位移刚度，k_p为被动磁轴承径向位移刚度，i_x、i_y为磁轴承X通道和Y通道的控制电流，t为时间；

步骤(2)、对系统进行零位移控制；

通过对转子几何中心的零位移控制，使X、Y恒等于零，带入系统动力学模型，得到磁轴承控制电流的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_x=-\frac{k_p{p}_x\cos \left(\mathrm{\Ω}t\right)-k_p{p}_y\sin \left(\mathrm{\Ω}t\right)+{\mathrm{m\Ω}}^2{r}_x\cos \left(\mathrm{\Ω}t\right)-{\mathrm{m\Ω}}^2{r}_y\sin \left(\mathrm{\Ω}t\right)}{k_i}\\ i_y=-\frac{k_p{p}_x\sin \left(\mathrm{\Ω}t\right)+k_p{p}_y\cos \left(\mathrm{\Ω}t\right)+{\mathrm{m\Ω}}^2{r}_x\sin \left(\mathrm{\Ω}t\right)+{\mathrm{m\Ω}}^2{r}_y\cos \left(\mathrm{\Ω}t\right)}{k_i}\end{array}\right.$

步骤(3)、第一次升速测量磁轴承控制电流的同频量；

保持转子零位移控制，在转速Ω₁时测量磁轴承控制电流与转速同频的成分：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{x1}=i_{x1c}cos\left(\mathrm{\Ω}t\right)-i_{x1s}sin\left(\mathrm{\Ω}t\right)\\ i_{y1}=i_{y1c}cos\left(\mathrm{\Ω}t\right)-i_{y1s}sin\left(\mathrm{\Ω}t\right)\end{array}\right.$

其中，i_x1c、i_y1c和i_x1s、i_y1s分别表示X通道和Y通道磁轴承同频控制电流i_x1、i_y1的余弦分量和正弦分量；

步骤(4)、第二次升速测量磁轴承控制电流的同频量；

改变转子转速，在转速Ω₂时测量磁轴承控制电流与转速同频的成分：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{x2}=i_{x2c}cos\left(\mathrm{\Ω}t\right)-i_{x2s}sin\left(\mathrm{\Ω}t\right)\\ i_{y2}=i_{y2c}cos\left(\mathrm{\Ω}t\right)-i_{y2s}sin\left(\mathrm{\Ω}t\right)\end{array}\right.$

其中，i_x2c、i_y2c和i_x2s、i_y2s分别表示X通道和Y通道磁轴承同频控制电流i_x2、i_y2的余弦分量和正弦分量；

步骤(5)、根据步骤(3)、(4)测得的同频电流，分别求出静不平衡量和磁中心偏移量。

2.根据权利要求1所述的一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，其特征在于：所述的步骤(2)采用通用陷波器的方法对系统进行零位移控制，陷波参数矩阵选为T＝S^-1(jΩ)。

3.根据权利要求1所述的一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，其特征在于：所述的步骤(3)、(4)同频电流由同频陷波器在线获得。

4.根据权利要求1所述的一种主被动磁悬浮转子系统静不平衡和磁中心偏移在线辨识方法，其特征在于：所述的步骤(5)静不平衡和磁中心偏移的解算算法为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_x\\ r_y\\ p_x\\ p_y\end{array}\right]=-k_i{\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{m\Ω}}_1^2& 0& k_p& 0\\ 0& {\mathrm{m\Ω}}_1^2& 0& k_p\\ {\mathrm{m\Ω}}_2^2& 0& k_p& 0\\ 0& {\mathrm{m\Ω}}_2^2& 0& k_p\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{i}_{x1c}\\ i_{x1s}\\ i_{x2c}\\ i_{x2s}\end{array}\right].$