CN104143911A - 改进的扼流电路以及包含该扼流电路的总线电源 - Google Patents

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Abstract

本发明实际一种扼流电路以及包含该扼流电路的总线电源。这种线圈扼流电路包括在第一输入端子和第一输出端子之间被连接的电感，在第二输入端子和第二输出端子之间被连接的升压电路，其用于提高由第二输出端子输出的电压电平。开关元件与升压电路并联连接，用于分流升压电路。额外地，比较器在第一输入端子和第一输出端子之间被连接，用于检测电感两端的电位差；其中如果比较器检测电位差高于阈值，开关元件被控制进入断开状态；并且如果比较器检测电位差低于或等于阈值，开关元件被控制进入接通状态。

Description

改进的扼流电路以及包含该扼流电路的总线电源
技术领域
本发明涉及改进的扼流电路和包含用于在KNX TP总线中使用的有源扼流电路的总线电源。
背景技术
扼流电路通常被称为总线电源中的整体部分。如EN50090中所制定的标准，在示例的KNX双绞线(KNX TP)总线中，总线电源通过双绞电缆为总线节点供应电能。在这一方面，一个或多个总线节点之后通过总线(即双绞电缆)被连接至总线电源，以形成总线区段。
一个或多个总线节点通过总线从总线电源被供应操作电压。如为KNX TP总线所指定的，总线电源为总线提供29V的操作直流(DC)电压。
总线节点被配置为以至少21V的DC电压正常工作。在这一方面，8V的公差范围安全防护KNX TP总线，避免出现间歇性故障。因此，即使在总线上适度压降的情况下或高接触电阻的情况下，KNX TP总线以及所连接的总线节点仍保持运行。
同时，一个或多个总线节点被配置为通过总线(即同样的双绞电缆)传送数据。为此，总线节点除了检测DC电源电压之外还检测叠加在总线上的交流(AC)电流传输信号。变压器容许每一个总线节点将AC传输信号从DC电源电压解耦；电容器可以稳定DC电源电压。变压器还可以被用于通过总线由总线节点传输数据。
对于数据传输，KNX TP总线指定两种不同的传输信号形式代表“0”比特值或“1”比特值。“0”比特以叠加在DC电源电压上的AC信号的形式被传输。“1”比特值在没有交流电流(即通过保持DC电源电压不变)的情况下被传输。也就是说，后者“1”比特值的传输可以被认定为总线的“空闲状态”。
KNX TP总线的一个重要特性是信号传输通过总线被差分地(differentially)执行。也就是说，总线并不指定预定义的参考电位(例如地面电位线)，恰恰相反，总线节点接收数据传输作为双绞电缆的两线之间的差分信号。由此，KNX TP总线以稍高的硬件复杂性为代价提供更好的电磁抗扰性。
“0”比特的区别差分实现如下：对于AC波形的传输，首先，总线节点主动地将总线上的电位降低大约5V(例如从29V降至24V)。在信号宽度的大约三分之一之后，总线节点停止降低总线上的电位，总线上电位的这种降低与传输信号的负半波相对应。
之后，当总线节点停止降低总线上的电位时，总线运作，由于电感反应引起电压超调，即，双绞电缆的两线之间的电位超过了总线的空闲状态。
具体而言，KNX TP总线为每一总线节点上的变压器和电容器做好准备，并且还为共同作为谐振电路工作的总线电源中的扼流电路做好准备。而且，电压的超调与传输信号的正半波相对应。
示例的KNX TP总线系统被显示在图1a和1b中。总线系统100包括DC电源110，其被配置为供应29V的DC电压。该DC电压通过扼流电路120被提供给总线，至少一个总线节点130被连接在其上。DC电源110和扼流电路120共同形成总线电源。
具体而言，扼流电路120包括扼流器(choke)(例如，共模扼流器)，其在一侧通过DC+和DC-端子被连接到DC电源110上，并且在另一侧通过总线(即，端子Bus+、Bus-)被连接到至少一个总线节点130上。由于扼流电路120中的这一扼流器，总线节点130之间的数据传输成为可能。
如前所述，为传输数据(例如，“0”比特值)，总线节点130将总线正极和总线负极之间的电位减少大约5V。在没有扼流电路120的情况下，DC电源110将立刻抵消总线上降低的电位，因为常见的DC电源被配置为抵抗高负载电流。由此，在缺少扼流电路120的情况下，DC电源110将通过总线节点130抑制电位的降低。
更具体地，总线节点130利用电流源IL3传输“0”比特，电流源IL3在位置(1)通过变压器的线圈L3驱动电流，以在被包括在总线节点130中的变压器中感应出磁场。由于线圈L3与线圈L1和L2磁性地耦合，电压UL1和UL2在位置(2)分别在线圈L1和L2中感应产生。
由此，由总线节点130产生的叠加的电压UL1和UL2在位置(3)(即负半波)减小总线正极和总线负极之间的电位，而同时，电容器的电压保持为稳定的29V。电位的这一减小被显示在图1b的时间t1至t2处，出现在位置(3)。
当总线节点130停止在位置(3)减小总线正极和总线负极之间的电位时，包括每一总线节点130的变压器和电容器的总线的谐振电路以及扼流电路120中的扼流器提供传输信号的负半波。这一超调被显示在图1b的时间t3处，出现在位置(3)。
如图1a所示，扼流电路120通常被实现为共模扼流元件，其包括两个磁性耦合的线圈，将DC电源110与总线正极线分离的第一线圈以及将DC电源110与总线的总线负极线分离的第二线圈。
尽管共模扼流电路120的两个线圈与总线节点130中的变压器的线圈L1和L2相对应，并且容许阻断共模电流(例如，由于电磁干扰)，扼流电路120的共模扼流相当昂贵、庞大且从制造的角度上来看是一个高度复杂的电路元件。
而且，共模扼流电路120的两个线圈提供大量的DC电阻值，其降低扼流电路120的功率效率。因此，为了向总线节点130供应DC电压，扼流电路120的DC电阻对总线系统100的功率损耗具有不利的影响。
发明内容
在这一方面，本发明的目的是提出一种克服上述缺点的改进的扼流电路。
该目的通过独立权利要求的主题获得。有利的实施例在从属权利要求中。
根据本发明的第一方面，改进的扼流电路包括电感L11和帮助电感L11维持数据传输信号完整性的升压电路。因此，升压电路免除了对昂贵、庞大并且从制造的角度上来看高度复杂的扼流电路的需要。
如关于本发明的背景技术的描述，数据传输由总线节点实施，其将总线的电压电平降低预定义的电压电平(例如，5V)。这是由总线节点对于大约信号宽度三分之一从总线汲取电流而实现的。
降低的电压电平与数据传输的负半波相对应。其后，总线上的扼流电路的电感感应产生与数据传输的正半波相应的电压峰值。
为了简化，我们假定总线节点被配置为通过总线汲取相似的电流i用于数据传输，即，电流独立于总线负载或具有所供应的电压电平UDC。之后，总线的电压电平UBUS由被包括在扼流电路中的电感L11的感应系数L确定，即为UBUS＝UDC－L·di/dt。在这一方面，被包括在扼流电路中的电感的感应系数L的减小与总线上的电压电平UBUS的提高成比例。
之前，通常理解为，扼流电路的感应系数L无法被减小，因为为了其他总线节点正确地检测数据传输，需要大约5V的预定义的电位差(例如从29V到24V)。
在本发明中，由于额外的升压电路的布置，该升压电路帮助电感维持数据传输信号完整性，现在扼流电路容许扼流电路中电感的减小的感应系数值。
具体而言，本发明的扼流电路中的升压电路通过暂时地增加参考电位抵消电位差的减少，例如数据传输的负半波的时候。在这一方面，总线节点面临与之前相同的总线上预定义的电压电平的降低。预定义的电压电平的降低使得传输数据正确解码。
示例的本发明的扼流电路可以包括具有减小的感应系数值L/2的电感L11。没有升压电路时，在数据传输的情况下，总线上的电压电平也将仅仅减少预定义的电压电平的一半(即，△U＝L/2·di/dt)。然而，升压电路通过暂时地将总线上的电压电平提高△U(即，通过提高即将由第二输出端子Bus-输出的电压)抵消该减小并恢复总线上的预定义的电压电平。因此，总线节点受到同样的预定义的电位差。
根据依照本发明的第一方面的一个示例实施例，提出一种扼流电路，用于为至少一个总线节点提供由DC电源供应的输入电压。扼流电路220包括两个输入端子，其用于接收由DC电源供应的输入电压；和两个输出端子，其用于基于输入电压将电压输出至至少一个总线节点。扼流电路进一步包括在第一输入端子和第一输出端子之间被连接的电感；在第二输入端子和第二输出端子之间被连接的升压电路，其用于提高由第二输出端子输出的电压电平；以及与升压电路并联连接的开关元件，其用于旁路被置于第二输入端子和第二输出端子之间的升压电路。进一步被包括在扼流电路中的比较器在第一输入端子和第一输出端子之间被连接，其用于检测电感两端的电位差；其中如果比较器检测电位差高于阈值，开关元件被控制进入断开状态，从而使得由升压电路提高的电压电平被第二输出端子输出；并且如果比较器检测电位差低于或等于阈值，开关元件被控制进入接通状态，从而使得升压电路被旁路，并且与输入电压相对应的电压电平被第二输出端子输出。
根据一个更具体的实施例，升压电路被配置为将被第二输出端子输出的电压电平提高预定义的电压电平，预定义的电压电平基于电感的感应系数被确定。
根据另一更具体的实施例，升压电路包括：第一串联电路，其在第二输入端子和第二输出端子之间被连接，第一串联电路由二极管和电容器构成，用于在电容器中存储的电荷，电荷在两个输出端子之间作为发射电流(send current)流动；其中发射电流由至少一个总线节点中的一个的数据传输产生；并且，其中升压电路被配置为将被第二输出端子输出的电压电平提高存储在电容器中的电荷量。
根据进一步更具体的实施例，扼流电路的第一串联电路额外地包括稳压二极管，其与电容器并联连接，用于限制被存储在电容器上的电荷量，从而使得电容器两端的电压与预定义的电压电平相对应。
根据又一更具体的实施例，扼流电路的第一串联电路额外地包括电压调节器，其与电容器并联连接，用于限制被存储在电容器上的电荷量，从而使得电容器两端的电压电平与预定义的电压电平相对应。
根据一个更具体的实施例，扼流电路的第一串联电路额外地包括开关变换器，其与电容器并联连接，用于通过向上转换(up-converting)限制被存储在电容器上的电荷量并且将能量反馈至第一输入端子，从而使得电容器两端的电压电平与预定义的电压电平相对应。
根据另一更具体的实施例，扼流电路的开关变换器包括：与电容器并联连接的电感和开关元件的串联电路；以及二极管，其被连接至电感和开关元件的串联电路的中间节点且被连接至第一输入端子，并且被配置为将能量从电感反馈至第一输入端子中。
根据进一步更具体的实施例，扼流电路进一步包括：用于产生参考电压的参考电压源，该参考电压基于预定义的电压电平被确定；第二比较器，其被配置为将电容器两端的电压与参考电压相比较；并且其中开关变换器的开关元件被配置为基于第二比较器的比较结果被控制。
根据又一更具体的实施例，由扼流电路的参考电压源供应的参考电压基于至少一个总线节点产生的DC总线负载而变化。
根据一个更具体的实施例，扼流电路的参考电压源进一步包括：分流电阻器，其被连接，以输送受DC总线负载影响的负载电流，并且其中分流电阻器的电阻值与电感的DC电阻相对应。
根据另一更具体的实施例，扼流电路的参考电压源进一步包括：变换器电路，其用于过滤、放大和转换分流电阻器上的电压并将其作为参考电压输出至第二比较器。
根据进一步更具体的实施例，扼流电路进一步包括：电阻器和第二串联电路，第二串联电路由另一电阻器和二极管构成，电阻器和第二串联电路都与电感并联连接。
根据又一更具体的实施例，扼流电路的比较器的反相输入通过第一分压器和电容器被连接至第一输入端子，并且比较器的非反相输入通过第二分压器和另一电容器被连接至第一输出端子。
根据一个更具体的实施例，扼流电路进一步包括：上拉电阻器，其被配置为向第一开关元件供应电压，用于使得比较器能够控制开关元件，以及电阻器，其被配置为将比较器的输出连接至开关元件的栅极端子。
根据一个可选择的更具体的实施例，扼流电路进一步包括：驱动电路，其被配置为驱动比较器的输出电压，用于开关元件的控制。
根据本发明的第二方面，提出一种总线电源，其容许包括相同的前述扼流电路。
考虑到低成本、更高效、体积更小并且从制造的角度上不复杂的扼流电路，相同的扼流电路现在可以被包含在总线电源中，用于装配步骤的减少和模块一体化的改进。
根据依照本发明的第二方面的另一示例实施例，提出一种总线电源，用于为至少一个总线节点提供电压。总线电源包括DC电源电路，其用于提供DC电压；以及根据前述实施例中的一个的扼流电路；其中DC电源电路被连接到扼流电路的两个输入端子上。
附图说明
附图被包含在说明书中，并且形成说明书的一部分，以说明本发明的一些实施例。这些附图连同描述用来解释本发明的原则。附图仅仅是以说明本发明如何能够被制作和使用的优选的和可选择的实施例为目的，并且不应该被解释成将本发明限制为仅仅是所显示和描述的实施例。而且，实施例的一些方面可以独立地或以不同的组合构成根据本发明的方案。进一步的特征和优点将从以下附图中所示出的本发明的各种实施例的更具体的描述变得清晰可见，其中类似的参考标记代表类似的元件，并且其中：
图1a和1b概要地显示传统的KNX TP总线，其包括KNX TP总线上的总线电源、扼流电路和总线节点以及数据传输信号；
图2概要地显示根据本发明的第一实施例的扼流电路；
图3概要地显示根据本发明的第二实施例的扼流电路；
图4概要地显示根据本发明的第二实施例的变型的扼流电路；
图5概要地显示根据本发明的第二实施例的可选择的变型的扼流电路；
图6概要地显示根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的解耦电路的示例实现方式；
图7概要地显示根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的解耦电路的另一示例实现方式；
图8概要地显示根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的升压电路的示例实现方式；以及
图9概要地显示根据本发明的第二实施例的用于与图9的扼流电路的升压电路的装置共同使用的参考电压源1026。
具体实施方式
现参考图2，根据本发明的第一实施例的扼流电路220被显示。这一实施例的扼流电路220包括解耦电路221和升压(boosting)电路222，并且可以与外部连接的DC电源110和至少一个外部连接的总线节点130共同被使用。
扼流电路220包括两个输入端子，即DC+、DC-，用于从外部连接的DC电源接收输入电压。DC电源可以被实现为如图1所示。
在KNX TP总线中，DC电源为扼流电路220的DC+端子提供29V并且向扼流电路220的DC-端子提供0V。然而，应当容易理解为，扼流电路220可以利用任何其他电压电平被使用并且不被局限于这一方面。
进一步，扼流电路220包括两个输出端子，即Bus+、Bus-，用于将电压电平输出到至少一个总线节点。由扼流电路220输出的电压电平被至少一个总线节点用作电源。
输出电压电平基于输入电压。在KNX TP总线中，输出电压电平在输出端子Bus+和Bus-之间大约为29V。然而，同样在这种情况下，应当容易理解为，各种其他电压电平可以被输出，并且扼流电路220并不被局限于这一方面。
扼流电路220包括解耦电路221，其用于感应地将输入端子DC+、DC-从输出端子Bus+、Bus-解耦。扼流电路220还包括升压电路222。扼流电路220的解耦电路221包括电感L11,、比较器CMP以及开关元件T12。
电路221的电感L11被连接在第一输入端子DC+和第一输出端子Bus+之间。因此，电感L11将第一输入端子DC+处的输入电压的DC分量转至第一输出端子Bus+-。
由于电感L11，总线节点之间的数据传输成为可能。具体而言，为了传输“0”位(bit)，总线节点将输出端子Bus+和Bus-之间的电压降低预定义的电压电平(例如，大约5V)。电感L11被置于第一输入端子DC+和第一输出端子Bus+-之间的情况下，较高频交流电流被抑制不能从总线(即第一输出端子Bus+)传到DC电源(即第一输入端子DC+)。
具体而言，电感L11的感应系数防止将总线上电位突然的改变传送到总线电源；相反，电感L11延迟交流电流并且由此使总线电源无需抵消总线上改变的(例如，降低的)电位。
电感L11可以被实施为扼流器(例如，由绕成线圈的电线或其他导电体构成)，以增加磁场。然而，电感L11还可以以任何其他可能的方式被实施，只要其提供具有上述特性的感应系数。
升压电路222在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间被连接。第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-应当被理解为不是两个输入端子的第一输入端子并且不是两个输出端子的第一输出端子，电感L11被连接在第一输入端子和第一输出端子之间。也就是说，电感L11和升压电路222在扼流电路220的两个输入端子DC+、DC-以及输出端子Bus+、Bus-之间提供独立的通道。
升压电路222被配置为提高由第二输出端子Bus-输出的电压电平。因此，升压电路222不仅传送供应给第二输入端子DC-的电压，而且可以提高电压电平，从而使得至少在有限的时间里，更高的电压电平被第二输出端子Bus-输出。
根据一个有利的实现方式，升压电路222被配置为将由第二输出端子Bus-输出的电压提高预定义的电压电平。预定义的电压电平基于电感L11的感应系数被确定。
进一步，电路221的开关元件T12也在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间被连接。因此，开关元件T12与升压电路222并联连接，并且能够旁路(即，短路)第二输出端子Bus-至第二输入端子DC-。
示例的开关元件T12被实施为晶体管，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、功率MOSFET、双极结晶体管(BJT)、结栅场效应晶体管(JFET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。根据所期望的电路特性，任一晶体管类型对于其固有特性都是有利的。
开关元件T12为升压电路222提供旁路，从而使得被供应给第二输入端子DC-的电压电平可以被开关元件T12(例如，通过漏极-源极通道)传送并且被第二输出端子Bus-输出。
因此，由于开关元件T12和升压电路222的并联，开关元件T12确定在开关元件T12处于接通状态期间供应至第二输入端子DC-并由第二输入端子DC-输出的电压电平，并且并不确定开关元件T12处于断开状态时的电压电平。在后面的情况中，被升压电路222提高的电压电平被供应至第二输出端子Bus-并由第二输出端子Bus-输出。
更具体地，开关元件T12被配置，以使得电流能够或不能通过开关元件T12在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间流动，由此绕过或不绕过升压电路222。
在接通状态中，开关元件T12容许电流通过开关元件T12在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间流动，从而使得升压电路222被旁路。在断开状态中，开关元件T12阻止电流流经开关元件T12，从而使得升压电路222不被旁路，并且因此，升压电路222确定由第二输出端子Bus-输出的电压电平。
开关元件T12基于额外地被包括在电路221中的比较器CMP的检测结果被控制。
示例的比较器CMP被实施为运算放大器。存在对其固有特性有利的运算放大器的很多不同实现形式。然而，比较器CMP的其他实施方式也是可能想到的。在这一方面，示例不能被理解为限制本发明。
比较器CMP的输入被连接至第一输入端子DC+并且被连接至第一输出端子Bus-。由此，比较器CMP被配置为检测电压差，该电压差服从于(subject to)电感L11。也就是说，比较器CMP适于检测来源于总线上数据传输导致的AC信号。具体而言，比较器CMP将能够检测总线节点130第一次开始在两个输出端子Bus+和Bus-之间汲取电流并且之后停止汲取电流的情况。
更具体地，电感L11在第一输入端子DC+和第一输出端子Bus+之间被连接，并且由此其暴露于总线上(即，在Bus+和Bus-之间)的电位改变。电感L11阻止将总线上电压的突然改变转至总线电源。因此，电位差在电感L11上积累(即，在第一输入端子DC+和第一输出端子Bus+之间，电感L11被连接到这两者上)。
因此，在由于数据传输而产生改变的情况下，比较器CMP检测第一输入端子DC+和第一输出端子Bus-之间的电压差。比较器CMP的这一检测结果被用于开关元件T12的控制。
具体而言，如果比较器CMP检测电压差高于预定义的阈值(即，高于电感的DC阻抗)，开关元件T12被控制进入断开状态。开关元件T12处于断开状态的情况下，电流被阻止由开关元件T12传送，从而使得被升压电路222提高的电压电平由第二输出端子Bus-输出。
如果比较器CMP检测电压差低于或等于预定义的阈值，开关元件T12被控制进入接通状态。开关元件T12处于接通状态的情况下，电流被容许流经开关元件T12(即，由其转送)，从而使得升压电路222被旁路，并且基于输入电压的电压电平被第二输出端子Bus-输出。
总之，如上所述的扼流电路220的配置容许响应于由于总线上数据传输造成的所检测的AC信号调整由输出端子Bus+、Bus-(尤其是由第二输出端子Bus-)输出的电压电平。也就是说，通过提高数据传输期间输出时的电压电平，扼流电路220容许补偿电感L11减少的感应系数值。
有利地，在克服对于相当昂贵、庞大并且从制造的角度上来看高度复杂的设计的需要的同时，扼流电路220由此替代传统的共模扼流元件。
现参考图3，根据本发明的第二实施例的扼流电路320被显示。图3的扼流电路320基于图2的扼流电路220，其相应的部分具有相应的参考标记和术语。为力求简洁，相应的部分的具体描述已经被省略。
这一实施例的扼流电路320包括电路221，如结合扼流电路220已经被描述的。额外地，扼流电路320包括替代升压电路222的第一串联电路322。扼流电路320可以与外部连接的DC电源110以及至少一个外部连接的总线节点130共同使用。
第一串联电路322在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间被连接。因此，在这一实施例中，第一串联电路322也与开关元件T12并联连接。因此，开关元件T12被配置以使得电流能够或不能通过开关元件T12在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间流动，由此绕过或不绕过(bypass)第一串联电路322。
第一串联电路322包括二极管D16，其与电容器C14串联连接并被配置为将电荷存储在电容器C14中，该电荷作为由至少一个总线节点130汲取的电流流动。也就是说，二极管D16被偏置以容许来自于第二输出端子Bus-的电流经过并被电容器C14存储。
现参考第一串联电路322的操作：
在接通状态中，开关元件T12容许电流通过开关元件T12在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间流动(即，流经T12的漏极-源极通道)，从而使得第一串联电路322被绕过。在断开状态中，开关元件T12抑制电流流经开关元件T12(即，流经T12的漏极-源极通道)，从而使得第一串联电路322不被绕过。在这种情况下，第一串联电路322提高由第二输出端子Bus-输出的电压电平。
如果比较器CMP检测电压差低于或等于预定义的阈值(例如，高于电感L11的DC阻抗)，开关元件T12被控制进入接通状态。在开关元件T12处于接通状态的情况下，电流被容许流经开关元件T12，从而使得第一串联电路322被绕过，并且基于输入电压的电压电平被第二输出端子Bus-输出。
如果比较器CMP检测电压差高于预定义的阈值，开关元件T12被控制进入断开状态。在这种情况下，在总线上(即，在两个输出端子Bus+和Bus-之间)流动的电流IBus通过二极管D16被转向电容器C14。因此，总线电流IBus为电容器C14充电。同时，由于电容器C14已经存储电荷，由第二输出端子Bus-输出的电压电平被提高，即被提高与存储在电容器C14上的电荷相应的电压。
而且，总线电流IBus包括交流发射电流ISend≈105mA，其由总线节点130汲取用于数据传输，总线电流IBus并且包括负载电流0mA≤Iload≤711mA，其来源于在所有所述至少一个总线节点中的DC负载。
因此，当开关元件T12被控制进入断开状态时，被转向电容器C14的总线电流IBus增加电容器C14上电压VC14。
对于本领域技术人员清晰可见的是，总线电流IBus并不足以在一个数据传输期间(对于KNX TP总线而言，负半波的时间周期被限定为大约t＝35μs)为电容器C14充电。
然而，当电容器C14被充电至预定义的电压电平(电容器C14的初始状态)时，总线电流IBus足以阻止电容器C14由于泄漏电流放电，并且将电容器C14上的电压VC14保持在至少预定义的电压电平。
而且，应当容易理解为，扼流电路作为始终位于总线上的系统被用于KNX TP总线中。因此，电容器C14的初始充电仅仅发生一次，即在总线系统装配好时。
被存储在电容器C14上的预定义的电压电平使得第一串联电路322能够提高由第二输出端子Bus-输出的电压电平。预定义的电压电平基于电感L11的感应系数被确定。
如图4-6所示，本发明的第二实施例的不同变型集中于在总线上流动的总线电流IBus为电容器C14充电的情况，其积聚形成的电压电平基本高于预定义的电压电平，该预定义的电压电平被定义用于提高由第二输出端子Bus-输出的电压电平。
总之，如上所述的扼流电路320的配置容许响应于由总线上的数据传输导致的所检测的AC信号调整由输出端子Bus+、Bus-(尤其是由第二输出端子Bus-)输出的电压电平。也就是说，通过在数据传输时间周期期间提高输出的电压电平，扼流电路320容许补偿电感L11的所减少的感应系数值。
有利地，在克服对于相当昂贵、庞大并且从制造的角度上来看高度复杂的设计的需要的同时，扼流电路320由此替代传统的共模扼流元件。
此外，为了电容器C14的初始充电，外部电源可以被使用，其被配置为将电容器C14充电至预定义的电压电平。可选择地，额外的充电电路可以被提供作为扼流电路的一部分，以使用通过输入端子DC+和DC-输入的电压电平，用于将电容器C14充电至预定义的电压电平。
进一步可选择地，启动步骤可以被实施，用于为扼流电路320的电容器C14充电。启动步骤可以包括重复的虚拟数据(dummy data)传输，用于人工地产生发射电流，以为电容器C14充电。虚拟数据传输应当与“真实”数据传输区分开。在没有带电的电容器C14帮助的情况下，虚拟数据传输的发射电流将不会使得Bus+和Bus-之间的电位足够大得减少来使总线节点正确地解码这样的数据传输。
现参考图4，根据本发明的第二实施例的变型的扼流电路420被显示。图4的扼流电路420基于图3的扼流电路320，其相应的部分具有相应的参考标记和术语。为力求简洁，相应的部分的具体描述已经被省略。
这一实施例的扼流电路420包括如已经被描述的与扼流电路220和320相联系的电路221。
额外地，扼流电路420包括不同的第一串联电路422，其替代升压电路222或第一串联电路322。扼流电路420可以与外部连接的DC电源110和至少一个外部连接的总线节点130共同使用。
第一串联电路422在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间被连接。因此，在这一实施例中，串联电路422也与开关元件T12并联连接。因此，开关元件T12被配置为旁路或不旁路第一串联电路422。
进一步，第一串联电路422包括二极管D16，其与电容器C14串联连接并且被配置为将电荷存储在电容器C14中，该电荷作为由至少一个总线节点130汲取的电流I流动。也就是说，二极管D16被配置为具有偏置以容许来自于第二输出端子Bus-的电流经过并被电容器C14存储。
额外地，第一串联电路422包括稳压二极管Z，其与电容器C14并联连接，以控制被存储在电容器C14上的电压电平。因此，稳压二极管Z相对于被存储在电容器C14上的预定义的电压电平被反向偏置连接。
也就是说，稳压二极管Z的负极被连接至电容器C14的正的一侧(即，被连接至使二极管D16和电容器C14相互连接的节点N14)，并且其正极被连接至电容器的负的一侧(即，被连接至第二输入端子DC-)。
现参考电路422的操作：
在接通状态中，开关元件T12容许电流通过开关元件T12在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间流动(即，流经T12的漏极-源极通道)，从而使得第一串联电路422被旁路。在断开状态中，开关元件T12抑制电流流经开关元件T12(即，流经T12的漏极-源极通道)，从而使得第一串联电路422不被旁路。在这种情况下，第一串联电路422提高由第二输出端子Bus-输出的电压电平。
如果比较器CMP检测电压差低于或等于预定义的阈值(例如，高于电感L11的DC阻抗)，开关元件T12被控制进入接通状态。在开关元件T12处于接通状态的情况下，电流被容许流经开关元件T12，从而使得第一串联电路422被旁路，并且基于输入电压的电压电平被第二输出端子Bus-输出。
如果比较器CMP检测电压差高于预定义的阈值，开关元件T12被控制进入断开状态。在这种情况下，在总线上(即，在两个输出端子Bus+和Bus-之间)流动的电流IBus通过二极管D16被转向电容器C14。因此，总线电流IBus为电容器C14充电。同时，由于电容器C14已经存储电荷，由第二输出端子Bus-输出的电压电平被提高，即被提高与被存储在电容器C14上的电荷相应的电压。
在扼流电路420的这一变型中，稳压二极管Z限制将被存储在电容器C14上的电荷。具体而言，稳压二极管Z的击穿电压适于与电容器C14的预先确定的电压电平相对应。进一步，稳压二极管Z的击穿电压与预定义的电压电平基于电感L11的感应系数被确定。
更具体地，如果作为电流I流动的电荷在电容器C14两端形成的电压高于与预定义的电压电平相应的稳压二极管Z的击穿电压，稳压二极管Z被配置为击穿并容许电流以反方向流经稳压二极管Z。因此，可以将电容器C14充电至高于稳压二极管Z击穿电压的电平的电流向第二输入端子DC-放电。
总之，如上所述的扼流电路420的配置也容许响应于由于总线上的数据传输导致的所检测AC信号而调整由输出端子Bus+、Bus-(尤其是由第二输出端子Bus-)输出的电压电平。也就是说，通过在数据传输时间期间提高输出的电压电平，扼流电路420容许补偿电感L11所减少的感应系数值。
有利地，在克服对于相当昂贵、庞大并且从制造的角度上来看高度复杂的设计的需要的同时，扼流电路420由此替代传统的共模扼流元件。
作为进一步的优点，电容器C14上的电压电平可以被恒定保持在预定义的电压电平。由此，响应于所检测的数据传输，扼流电路420能够精确地调节用于负半波的总线上的电压电平。
在未示出的第二实施例的另一变型中，前述的扼流电路420的稳压二极管Z被电压调节器替代。众所周知，电压调节器在将电压电平(例如，电容器C14上的电压电平)恒定保持在预定义的电压电平方面更加精确。
现参考图5，根据本发明的第二实施例的进一步变型的扼流电路520被显示。图5的扼流电路520基于图3的扼流电路320，其相应的部分具有相应的参考标记和术语。为力求简洁，相应的部分的具体描述已经被省略。
这一实施例的扼流电路520包括如已经被描述的与图2的扼流电路220相联系的电路221。额外地，扼流电路520包括不同的升压电路522，其替代图2的升压电路222或图3的第一串联电路322。扼流电路520可以与外部连接的DC电源和至少一个外部连接的总线节点共同使用。
升压电路522在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间被连接。因此，在这一实施例中，升压电路522也与开关元件T12并联连接。因此，开关元件T12被配置为旁路或不旁路升压电路522。
升压电路522包括二极管D16，其与电容器C14串联连接并且被配置为将电荷存储在电容器C14中，该电荷作为由至少一个总线节点130汲取的电流I流动。也就是说，二极管D16被偏置以容许来自于第二输出端子Bus-的电流经过并且其中的电荷被电容器C14存储。
额外地，升压电路522包括开关变换器(switching converter)(例如，增压变换器)523，其被配置为将被存储在电容器C14上的电压电平调节至预定义的电压电平。开关变换器523包括开关元件T13、电感L10和二极管D15。
电感L10和开关元件T13形成串联电路，该串联电路与电容器C14并联连接。具体而言，串联电路的电感L10被连接至电容器C14的正的一侧(即，连接至将二极管D16和电容器C14相互连接的节点N14)，并且串联电路的开关元件T13被连接至电容器C14的负的一侧(即，连接至第二输入端子DC-)。
进一步，二极管D15的负极被连接至第一输入端子DC+，并且二极管D15的正极被连接至由电感L10和开关元件T13形成的串联电路的中间节点N14(即，电感L10和开关元件T13的漏极之间的连接部)。
现参考升压电路522的操作：
在接通状态中，开关元件T12容许电流通过开关元件T12在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间流动，从而使得升压电路522被旁路。在断开状态中，开关元件T12抑制电流流经开关元件T12的漏极和源级之间，从而使得升压电路522不被旁路。在这种情况下，升压电路522增加由第二输出端子Bus-输出的电压电平。
如果比较器CMP检测电压差低于或等于预定义的阈值(例如，高于电感L11的DC阻抗)，开关元件T12被控制进入接通状态。在开关元件T12处于接通状态的情况下，电流被容许流经开关元件T12，从而使得升压电路522被旁路，并且基于输入电压的电压电平被第二输出端子Bus-输出。
如果比较器CMP检测电压差高于预定义的阈值，开关元件T12被控制进入断开状态。在这种情况下，在总线上(即，在两个输出端子Bus+和Bus-之间)流动的电流IBus通过二极管D16被转向电容器C14。因此，总线电流IBus为电容器C14充电。同时，由于电容器C14已经存储电荷，由第二输出端子Bus-输出的电压电平被提高，即被提高与存储在电容器C14上的电荷相应的电压。
在扼流电路520的这一变型中，开关变换器(例如，增压变换器)523限制将被存储在电容器C14上的电荷。
具体而言，开关变换器(例如，增压变换器)523被控制从而将存储在电容器C14上的过高能量从电容器C14上的电压电平转换成更高的电压电平(即，在第一输入端子DC+的电压电平)，用于反馈回至第一输入端子DC+。
在这一方面，升压电路523基于电容器C14两端的电压电平是否超过预定义的电压电平被控制。具体而言，开关元件T13的开关模式确定电容器C14上的过高电压向更高电压电平(即，在第一输入端子DC+的电压电平)的转换。开关模式的应用容许电容器C14两端的电压被保持在基于电感L11的感应系数确定的预定义电压电平。
现参考开关变换器(例如，增压变换器)523的操作：
开关元件T13被控制以在开关元件T13的接通状态期间将能量从电容器C14传送至电感L10，并且进一步在开关元件T13的之后的断开状态期间通过二极管D15将这一能量从电感L10传送至第一输入端子DC+。
更具体地，如果开关元件T13被控制进入接通状态，电流通过电感L10以及开关元件T13的漏极-源极通道从电容器C14的正的一侧流至电容器C14的负的一侧。在电感L10中流动的电流使得磁场在其中产生。
如果开关元件T13被控制进入断开状态，电感L10中的磁场感应生成电压，该电压使电流在之前的方向上流动。由于电流不能再流经开关元件T13(即，T13处于断开状态)，其选择流经二极管D15进入第一输入端子DC+。
因此，开关变换器(例如，升压变换器)523容许将能量反馈至第一输入端子DC+，该能量之前被存储在电容器C14上，即导致电容器C14上的电压电平超过预定义的电压电平的电荷量。因此，电容器C14上的电压电平被恒定保持在预定义的电压电平。
总之，如上所述的扼流电路520的配置也容许响应于由于总线上的数据传输导致的所检测的AC信号调整由输出端子Bus+、Bus-(尤其是由第二输出端子Bus-)输出的电压电平。也就是说，通过在数据传输时间期间提高输出的电压电平，扼流电路520容许补偿电感L11所减少的感应系数值。
有利地，在克服对于相当昂贵、庞大并且从制造的角度上来看高度复杂的设计的需要的同时，扼流电路520由此替代传统的共模扼流元件。
作为进一步的优点，电容器C14上的电压电平可以被恒定保持在预定义的电压水平。由此，响应于所检测的数据传输，扼流电路520能够精确地调节对于负半波的总线上的电压电平。
甚至进一步有利地，在扼流电路520中，被存储在电容器C14上的过高能量被反馈回第一输入端子DC+，以改善总线系统的整体效率。
现参考图6，根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的解耦电路621的一个示例实现方式被显示。图6的解耦电路621基于图2-5的解耦电路221，其相应的部分具有相应的参考标记和术语。为力求简洁，相应的部分的具体描述已经被省略。
这一实施例的解耦电路621包括已经被描述的与图2-5的电路221相联系的组件。尤其，解耦电路621包括在第一输入端子DC+和第一输出端子Bus+之间被连接的电感L11；在第二输入端子DC-和第二输出端子Bus-之间被连接的开关元件T12，以及被连接至第一输入端子DC+且被连接至第一输出端子Bus-、用于使能控制开关元件T12的比较器CMP。
额外地，解耦电路621的示例实现方式包括保护电路624。保护电路624用于限制如图1b中所指示的在时间t0和t2处由电感L11感应产生的峰值电压。
为此，保护电路624包括电阻器R10，并且由二极管D10和另一电阻器R12形成的第二串联电路被包括，其中电阻器R10和第二串联电路均与电感L11并联连接。在时间t0的发射电流ISend以二极管D10的正向流动，并且被R10和R12的并联电路限制；在时间t2的反向电流以二极管D10的反向流动，并且因此，仅仅由电阻器R10限制。
额外地，解耦电路621的示例实现方式包括两个分压器电路。分压器电路用于分别在第一输入端子DC+和第一输出端子Bus+分压，以被输入比较器CMP。
具体而言，比较器CMP的反相输入通过第一分压器R13、R22以及电容器C10被连接至第一输入端子DC+，并且比较器CMP的非反相输入通过第二电压分压器R14、R15以及另一电容器C11被连接至第一输出端子Bus-。电容器C10和C11抑制电磁干扰。
额外地，解耦电路621的示例实现方式包括驱动电路。驱动电路使得比较器CMP能够控制开关元件T12，用于控制开关元件T12进入断开状态并且用于控制开关元件T12进入接通状态。
为了控制开关元件T12进入断开状态，开关元件T12的栅极必须被设置为地电压。因此，电流将通过比较器CMP的电极(rail)端子从开关元件T12的栅极流向第二输入端子DC-。为了限制这一电流并保护比较器CMP，比较器CMP的输出端子通过电阻器R29被连接至开关元件T12的栅极端子。
进一步，为了控制开关元件T12进入接通状态，开关元件T12的栅级源电压必须被设置为比预先确定的开关电压更高的电平。在特定的情况下，上拉(pull-up)电阻器R16被用于通过第一输入端子DC+驱动开关元件T12的栅极，反之，稳压二极管D11通过它的击穿电压限制开关元件T12的栅极处的电压电平。而且，将第一输入端子DC+和开关元件T12的栅极连接的上拉电阻器R16的电阻限制上拉电流。
如从上述中能够容易地理解，关于图6所描述的不同的电路(即，保护电路624、分压器电路以及驱动电路)提供独立的效果，并且，由此，可以被用于根据图2-5中任一图的扼流电路的各种配置中。也就是说，根据图2-5中任一图的扼流电路不必须实施关于图6所描述的所有不同的电路，而是也可以实施其中的一个子集。
现参考图7，根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的解耦电路721的另一示例实现方式被显示。图7的解耦电路721基于图6的解耦电路621，其相应的部分具有相应的参考标记和术语。为力求简洁，相应的部分的具体描述已经被省略。
这一实施例的解耦电路721包括如被描述的已经与图2-5的电路221相联系的组件，并且额外地包括被描述的与图6的电路621相联系的保护电路624和两个分压器电路。
进一步，解耦电路721的示例实现方式包括不同的驱动电路725。驱动电路725使得比较器CMP能够以更高的速度控制开关元件T12。因此，驱动电路725使得开关元件T12能够更快地改变状态，即从断开状态改变为接通状态，反之亦然。
为此，驱动电路725包括两个互补的开关元件T10和T11，其在电源电压和参考电压之间被串联连接。开关元件T10和T11的栅极都通过电阻器R19被连接至比较器CMP的输出，并且上拉电阻器R23向比较器CMP的输出供应高电压电平。有利地，互补的开关元件T10和T11从不会在同样的时间都通电，从而使得效率相对于图6的驱动电路被改善。
示例的互补的开关元件T10和T11的电源电压可以根据开关元件T12的输入电压限制被电阻器R16、稳压二极管D11和电容器C12限制。额外地，被供应给开关元件T12的栅极的驱动电流可以如之前所述的被电阻器R36限制。
此外，在这种情况下，关于图7描述的不同的电路(即，保护电路、分压器电路以及驱动电路725)也提供独立的效果，并且，由此，可以被用于根据图2-5中任一图的扼流电路的各种配置中。也就是说，根据图2-5中任一图的扼流电路不必须实施关于图7所描述的所有不同的电路，但还是可以实施其中的一个子集。
现参考图8，根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的升压电路822的一个示例实现方式被显示。图8的升压电路822基于图5的升压电路522，其相应的部分具有相应的参考标记和术语。为力求简洁，相应的部分的具体描述已经被省略。
这一实施例的升压电路822包括已经被描述的与图5的电路522相联系的组件。尤其，升压电路822包括二极管D16、电容器C14以及由电感L10、二极管D15和开关元件T13构成的开关变换器(例如，增压变换器)523。因此，开关变换器(例如，增压变换器)523容许将之前被存储在电容器C14上的电能(即导致电容器C14上的电压电平超过预定义的电压电平的电荷量)反馈至第一输入端子DC+。
提供第二比较器CMP2，用于检测电容器C14上的电压电平是否超过预定义的电压电平，其中第二比较器CMP2的非反相输入被连接至将二极管D16和电容器C14相互连接的节点N14，并且第二比较器CMP2的反相输入被供应参考电压电平Uref。参考电压电平Uref由参考电压源827产生，并且将联系图9更具体地被举例说明。
因此，在电容器C14上的电压改变的情况下，第二比较器CMP2检测所供应的参考电压电平Uref和将二极管D16和电容器C14相互连接的节点N14处的电压UC14之间的电压差。第二比较器CMP2的这一检测结果被用于开关元件T13的控制。
具体而言，如果第二比较器CMP2检测到电压差，开关元件T13被控制进入接通状态。更具体地，如果开关元件T13被控制进入接通状态，电流通过电感L10和开关元件T13的漏极-源极通道从电容器C14的正的一侧流至电容器C14的负的一侧。在电感L10中流动的电流使得磁场在其中产生。
如果比较器CMP2没有检测到电压差，开关元件T13被控制进入断开状态。如果开关元件T13被控制进入断开状态，电感L10中的磁场感应生成电压，该电压使电流在之前的方向上流动。由于电流不能再流经开关元件T13(即，T13处于断开状态)，其改为流经二极管D15进入第一输入端子DC+。
升压电路822的示例实现方式包括驱动电路826。驱动电路826使得第二比较器CMP2能够以更高的速度控制开关元件T13。因此，驱动电路826使得开关元件T13能够更快地改变状态，即从断开状态改变为接通状态，反之亦然。
为此，驱动电路826包括两个互补的开关元件T14和T15，其在电源电压节点和参考电压(GND节点)之间被串联连接。开关元件T14和T15的栅极都通过电阻器R31被连接至第二比较器CMP2的输出，并且上拉电阻器R45向第二比较器CMP2的输出供应高电压电平。有利地，互补的开关元件T14和T15从不会在同样的时间都通电。
示例的互补的开关元件T14和T15的电源电压可以根据开关元件T13的输入电压限制被电阻器R28、稳压二极管D12和电容器C18限制。额外地，被供应给开关元件T13的栅极的驱动电流可以如之前所述的被电阻器R43限制。
此外，同样在这种情况下，关于图8描述的驱动电路826提供改善晶体管T13的开关速度的独立的效果，并且，由此，其还可以被省掉。而且，为了有利于更紧凑、便宜的设计，驱动电路826还可以被实施为如联系图6所描述的。
现参考图9，根据本发明的第二实施例的用于在扼流电路中使用的参考电压源927的一个示例实现方式被显示。
图9的参考电压源927可以示例地提供用于在图8的升压电路822中使用的参考电压电平Vref。参考电压源927可以替代图8的参考电压源827被使用。在这一方面，参考电压源927的输出将被连接至图8的升压电路822的第二比较器CMP2的反相输入。
然而，对于本领域技术人员来说，显然任何种类的电压源827可以被提供基于预定义的电压电平确定的参考电压电平Vref。
更具体地，参考电压源927供应参考电压电平Vref，其基于DC总线负载被确定，该负载至少由于被连接至输出端子Bus+和Bus-的总线节点而产生。
如前所述，总线电流IBus包括发射电流ISend，其由用于数据传输的总线节点汲取，以及负载电流Iload，其来源于在所有所述至少一个总线节点中的DC负载。
因此，DC总线负载可以基于在两个输出端子Bus+和Bus-之间被输送的负载电流Iload被确定。为了简化，DC总线负载还可以基于总线电流IBus被确定，即通过过滤出包括在两个输出端子Bus+和Bus-之间被输送的发射状态电流ISend的AC分量。
更具体地，为了确定DC总线负载，在第一步中，总线电流IBus或负载电流Iload被转换成电压，之后在第二步中，该电压被放大，并且在第三步中，被放大的电压被转换，从而使得其在数据传输期间补偿电感L11上的电压降，即在负半波的期间(即，在如图1b中指示的时间t1和t2之间)。
关于第一步，参考电压源927包括分流电阻器R37。分流电阻器R37具有与电感L11的DC电阻相匹配的小电阻。进一步，分流电阻器R37被连接，以传送总线电流IBus或负载电流Iload。由此，电压能够与分流电阻器R37并联地被测量，并且容许之后步骤中的电压转换。
优选地，参考电压源927的分流电阻器R37如对于参考电压源827所指示的被连接，即，从而使得其截获(intercept)流向第二输入端子DC-的电流。也就是说，分流电阻器R37在第二输入端子DC-和中间节点N12之间被连接，开关元件T12和升压电路822被连接在该中间节点N12上。因此，分流电阻器R37运送包括受总线负载影响的负载电流Iload的总线电流IBus。
为了确定流过分流电阻器R37的总线电流IBus的DC分量(即，为了移除包括发射电流ISend的AC分量)，RC低通滤波器(例如，由电阻器R24和电容器C13构成)与分流电阻器R37并联连接。
可选择地，参考电压源927的分流电阻器R37被连接，从而使得其仅仅从开关元件T12(即，在图8中所指示的开关元件T12的源极端子和中间节点N12之间)截获电流。而且，在这种情况下，分流电阻器R37仅仅运送负载电流Iload。
关于第二步，来源于RC低通滤波器的输出被输入至放大器928，用于将由RC低通滤波器输出的电压电平放大至预定义的电压范围(即，0……530mV)。为此，RC低通滤波器的输出被连接至被实现为非反相放大器的放大器928(例如，由第三比较器CMP3和电阻器R25和R32构成)。因此，分流电阻器R38上的电压被过滤，并且之后被放大预先确定的恒定比例系数(例如，大约为10)，从而使得电压与总线的DC负载相对应。
关于第三步，来自于放大器928的输出被输入至转换电路929，其将被映射为分别与低或高总线负载相对应的基准电压电平。由转换电路929提供的参考电压电平被提供用于在图8的升压电路822中使用。
具体而言，已经证明有利的是，在满载总线的情况下，将由参考电压源927输出的参考电压电平为Vref≈2,4V，并且在无DC负载的总线的情况下，将由参考电压源927输出的参考电压电平为Vref≈2,93V。
无DC负载电流(Iload≈0mA) 参考电压源(Vref≈2,93V)
满DC负载电流(Iload≈711mA) 参考电压源(Vref≈2,4V)
为此，转换电路929包括第四比较器CMP4。第四比较器CMP4的非反相输入被提供2,93V的参考电压电平(例如，由稳压二极管D14和电阻器R27的串联电路以及电阻器R34和R18的分压器电路构成的参考电压源所提供)。第四比较器CMP4的反相输入被提供放大器928的输出(即，在0……530mV范围内的电压),其包括2,93V失调电压(offset)(例如，由稳压二极管D13和电阻器R26的串联电路以及电阻器R33和R17的分压器电路构成的另一参考电压源所提供)。
因此，第四比较器CMP4并不放大电压差，其仅仅确定其输入之间的差对于满载总线达到Vref≈2,4V和对于无DC负载的总线达到Vref≈2,93V。在这一方面，图8的增压电路822结合图9的参考电压源927可以补偿数据传输期间电感L11上的电压降，即负半波的期间(即，如图1b中所指示的时间t1和t2之间)。

Claims (15)

1.一种用于将由DC电源(110)供应的输入电压提供给至少一个总线节点(130)的扼流电路(220)，所述扼流电路(220)包括：
两个输入端子(DC+、DC-)，用于接收由DC电源(210)供应的输入电压；
两个输出端子(Bus+，Bus-)，用于基于所述输入电压将电压输出至所述至少一个总线节点(230)；
电感(L11)，连接在第一输入端子(DC+)和第一输出端子(Bus+)之间；
升压电路(222)，连接在第二输入端子(DC-)和第二输出端子(Bus-)之间，用于提高由所述第二输出端子(Bus-)输出的电压电平；
开关元件(T12)，与所述升压电路(222)并联连接，用于旁路被置于所述第二输入端子(DC-)和所述第二输出端子(Bus-)之间的所述升压电路(222)；
比较器(CMP)，连接在所述第一输入端子(DC+)和所述第一输出端子(Bus+)之间，用于检测所述电感(L11)两端的电位差；
其中在所述比较器(CMP)检测到高于阈值的电位差的情况下，所述开关元件(T12)被控制进入断开状态，从而使得由所述升压电路(222)提高的电压电平被所述第二输出端子(Bus-)输出；
并且在所述比较器(CMP)检测到低于或等于所述阈值的电位差的情况下，所述开关元件(T12)被控制进入接通状态，从而使得所述升压电路(222)被旁路，并且使得与所述输入电压相对应的电压电平被所述第二输出端子(Bus-)输出。
2.根据权利要求1所述的扼流电路(220)，其中所述升压电路(222)被配置为将由所述第二输出端子(Bus-)输出的电压电平提高预定义的电压电平，所述预定义的电压电平是基于所述电感(L11)的感应系数确定的。
3.根据权利要求1或2所述的扼流电路，其中所述升压电路(222)包括：
第一串联电路(322)，连接在所述第二输入端子(DC-)和所述第二输出端子(Bus-)之间，所述第一串联电路(322)由二极管(D16)和电容器(C14)构成，用于将电荷存储在所述电容器(C14)中，所述电荷在所述两个输出端子(Bus+，Bus-)之间作为发射电流流动；
其中所述发射电流来源于所述至少一个总线节点(230)中的一个的数据传输；并且其中所述升压电路(222)被配置为将由所述第二输出端子(Bus-)输出的电压电平提高被存储在所述电容器(C14)中的电荷量。
4.根据权利要求3所述的扼流电路(420)，其中所述第一串联电路(422)额外地包括稳压二极管(Z)，所述稳压二极管(Z)与所述电容器(C14)并联连接，用于限制被存储在所述电容器(C14)上的电荷量，从而使得所述电容器(C14)两端的电压与所述预定义的电压电平相对应。
5.根据权利要求3所述的扼流电路(420)，其中所述第一串联电路(522)额外地包括电压调节器，所述电压调节器与所述电容器(C14)并联连接，用于限制被存储在所述电容器(C14)上的电荷量，从而使得所述电容器(C14)两端的电压电平与所述预定义的电压电平相对应。
6.根据权利要求3所述的扼流电路(520)，其中所述第一串联电路(622)进一步包括：
开关变换器(623)，所述开关变换器(623)与所述电容器(C14)并联连接，用于通过将能量向上转换并反馈回至所述第一输入端子(DC+)来限制被存储在所述电容器(C14)上的电荷量，从而使得所述电容器(C14)两端的电压电平与所述预定义的电压电平相对应。
7.根据权利要求6所述的扼流电路(620)，其中所述开关变换器(523)包括：
电感(L10)和开关元件(T13)的串联电路，所述电感(L10)和开关元件(T13)的串联电路与所述电容器(C14)并联连接；以及
二极管(D15)，所述二极管被连接至所述电感(L10)和开关元件(T13)的串联电路的中间节点且被连接至所述第一输入端子(DC+)，并且被配置为将能量从所述电感(L10)反馈回至所述第一输入端子(DC+)。
8.根据权利要求7所述的扼流电路(620)，进一步包括：
参考电压源(827；927)，用于产生参考电压，所述参考电压基于所述预定义的电压电平被确定；
第二比较器(CMP2)，被配置为将所述电容器(C14)两端的电压与所述参考电压进行比较；
其中所述开关变换器(623)的开关元件(T13)被配置为基于所述第二比较器(CMP2)的比较结果被控制。
9.根据权利要求8所述的扼流电路(620)，其中由所述参考电压源(927)供应的所述参考电压基于所述至少一个总线节点(230)导致的DC总线负载而变化。
10.根据权利要求8或9所述的扼流电路(620)，其中所述参考电压源(927)进一步包括：
分流电阻器(R37)，所述分流电阻器(R37)被连接为输送受所述DC总线负载影响的负载电流，并且其中所述分流电阻器(R37)的电阻值与所述电感(L11)的DC阻抗相对应。
11.根据权利要求10所述的扼流电路(620)，其中所述参考电压源(927)进一步包括：
变换器电路(928)，所述变换器电路用于过滤、放大和转换所述分流电阻器(R37)上的电压，并且将所述电压作为参考电压输出至所述第二比较器(CMP2)。
12.根据权利要求1-11中任一项所述的扼流电路(620)，所述扼流电路进一步包括：
电阻器(R10)和第二串联电路，所述第二串联电路由二极管(D10)以及另一电阻器(R12)构成，所述电阻器(R10)和所述第二串联电路均与所述电感(L11)并联连接。
13.根据权利要求1-12中任一项所述的扼流电路(620)，其中所述比较器(CMP)的反相输入通过第一分压器(R13、R22)和电容器(C10)被连接至所述第一输入端子(DC+)，并且所述比较器(CMP)的非反相输入通过第二分压器(R14、R15)和另一电容器(C11)被连接至所述第一输出端子(Bus+)。
14.根据权利要求1-13中任一项所述的扼流电路(620)，所述扼流电路(620)进一步包括：
上拉电阻器(R16)，所述上拉电阻器(R16)被配置为将电压供应给第一开关元件(T12)，用于使得所述比较器(CMP)能够控制所述开关元件(T12)，以及
电阻器(R36)，所述电阻器(R36)被配置为将所述比较器(CMP)的输出连接至所述开关元件(T12)的栅极端子；可选择地包括：
驱动电路(828)，所述驱动电路被配置为驱动所述比较器(CMP)的输出电压，用于所述开关元件(T12)的控制。
15.一种用于将电压提供给至少一个总线节点(130)的总线电源，所述总线电源包括：
DC电源电路(110)，用于提供DC电压；以及
根据权利要求1-14中任一项所述的扼流电路；其中所述DC电源电路(110)被连接至所述扼流电路的两个输入端子(DC+、DC-)。
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