JP2020061820A - ドライブ装置、絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ、ａｃ／ｄｃコンバータ、電源アダプタ及び電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ドライブ装置を出力端子の天絡又は地絡から保護する。【解決手段】互いに直列接続された２つのトランジスタ（１３１、１３２）の接続ノードが出力端子（ＴＭ１）に接続される。ドライブ回路（１３０Ａ）は駆動制御信号（ＳＣＮＴ）に従って各トランジスタをオン、オフすることで、出力端子電圧（ＶＧ）をローレベル又はハイレベルとする。保護回路（１４０Ａ）は、ローサイド側のトランジスタ（１３２）がオンとされてから所定時間が経過しても出力端子電圧が第１の判定電圧（ＶＲＥＦ１）以下とならないとき、又は、ハイサイド側のトランジスタ（１３１）がオンとされてから所定時間が経過しても出力端子電圧が第２の判定電圧（ＶＲＥＦ２）以上とならないとき、天絡又は地絡が発生したと判断する。当該判断が成されたとき、ドライブ回路はハイインピーダンス状態とされる（トランジスタ１３１及び１３２は共にオフとされる）。【選択図】図４

Description

本発明は、ドライブ装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器に関する。

図１４に、ハイサイドトランジスタ９０１及びローサイドトランジスタ９０２を備えたドライブ装置９００を示す。図１４では、互いに直列接続されたトランジスタ９０１及び９０２間の接続ノードがドライブ装置９００の出力端子９０３に接続され、ドライブ装置９００の外部において、出力端子９０３に対しスイッチングトランジスタ９１０のゲートが接続されている。ドライブ装置９００は、トランジスタ９０１及び９０２を交互にオン、オフとすることで、スイッチングトランジスタ９１０をスイッチング駆動することができる。

特開２０１３−０７０５３０号公報

ドライブ装置において、出力端子が天絡又は地絡するといった異常が生じる可能性がある。例えば、図１４のドライブ装置９００において、出力端子９０３に天絡が生じているときにローサイドトランジスタ９０２がオン状態であると過大な電流がローサイドトランジスタ９０２を通じて流れ、出力端子９０３に地絡が生じているときにハイサイドトランジスタ９０１がオン状態であると過大な電流がハイサイドトランジスタ９０１を通じて流れる。過大な電流はドライブ装置９００の破損又は劣化を招き得る。

本発明は、天絡等の異常の発生に対する保護機能を備えたドライブ装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することを目的とする。

本発明に係る第１のドライブ装置は、出力端子と、前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態、及び、第３状態の何れかの状態をとり、前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第１状態及び前記第２状態においてよりも前記第３状態において高く、前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第１状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第１レベルの電圧よりも高い所定の判定電圧以下とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第３状態とすることを特徴とする。

本発明に係る第２のドライブ装置は、出力端子と、前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態、及び、第３状態の何れかの状態をとり、前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第１状態及び前記第２状態においてよりも前記第３状態において高く、前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第２状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第２レベルの電圧よりも低い所定の判定電圧以上とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第３状態とすることを特徴とする。

具体的には例えば、第１又は第２のドライブ装置において、前記ドライブ回路は、互いに直列に接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタを有し、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの直列回路に対して所定の駆動用電圧が印加され、前記第１トランジスタが前記第２トランジスタよりも高電位側に配置され、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタ間の接続ノードが前記出力端子に接続され、前記第１状態では、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが、夫々、オフ、オンとされ、前記第２状態では、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが、夫々、オン、オフとされ、前記第３状態では、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが、共に、オフとされると良い。

本発明に係る第３のドライブ装置は、出力端子と、前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、及び、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態の何れかの状態をとり、前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第１状態においてよりも前記第２状態において高く、前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第１状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第１レベルの電圧よりも高い所定の判定電圧以下とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第２状態とすることを特徴とする。

具体的には例えば、第３のドライブ装置において、前記ドライブ回路は、互いに直列に接続されたプルアップ抵抗及びトランジスタを有し、前記プルアップ抵抗及び前記トランジスタの直列回路に対して所定の駆動用電圧が印加され、前記プルアップ抵抗が前記トランジスタよりも高電位側に配置され、前記プルアップ抵抗及び前記トランジスタ間の接続ノードが前記出力端子に接続され、前記第１状態、前記第２状態では、前記トランジスタが、夫々、オン、オフとされると良い。

本発明に係る第４のドライブ装置は、出力端子と、前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、及び、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態の何れかの状態をとり、前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第２状態においてよりも前記第１状態において高く、前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第２状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第２レベルの電圧よりも低い所定の判定電圧以上とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第１状態とすることを特徴とする。

具体的には例えば、第４のドライブ装置において、前記ドライブ回路は、互いに直列に接続されたトランジスタ及びプルダウン抵抗を有し、前記トランジスタ及び前記プルダウン抵抗の直列回路に対して所定の駆動用電圧が印加され、前記トランジスタが前記プルダウン抵抗よりも高電位側に配置され、前記トランジスタ及び前記プルダウン抵抗間の接続ノードが前記出力端子に接続され、前記第１状態、前記第２状態では、前記トランジスタが、夫々、オフ、オンとされると良い。

また例えば、第１〜第４の何れか任意のドライブ装置は、半導体集積回路にて形成されると良い。

本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側巻線及び二次側巻線を有するトランスと、前記一次側巻線に接続されたスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する一次側制御回路と、を備えて、前記一次側巻線に加わる入力電圧から前記トランスの二次側において出力電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記一次側制御回路として第１〜第４のドライブ装置の何れかを用い、前記スイッチングトランジスタのゲートは前記ドライブ装置の出力端子に接続されて、前記ドライブ装置により前記スイッチングトランジスタがスイッチング駆動されることを特徴とする。

本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を全波整流する整流回路と、全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧としての入力電圧から直流の出力電圧を生成する、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る電源アダプタは、交流電圧を受けるプラグと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る電気機器は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、天絡等の異常の発生に対する保護機能を備えたドライブ装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係るドライブ装置の概略ブロック図である。 図１に示されるドライブ装置の外観斜視図である。 本発明の第１実施形態に係り、ドライブ装置に関わる天絡及び地絡の説明図である。 本発明の第１実施形態に係り、ドライブ回路及び保護回路の構成例（ＥＸ１＿１）を示す図である。 本発明の第１実施形態に係り、出力端子電圧のハイレベル及びローレベルと２つの判定電圧との関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に係り、ドライブ回路及び保護回路の他の構成例（ＥＸ１＿２）を示す図である。 本発明の第１実施形態に係り、ドライブ回路及び保護回路の更に他の構成例（ＥＸ１＿３）を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成図である。 本発明の第４実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る電源アダプタの構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る電気機器の構成を示す図である。 本発明の第５実施形態に係る負荷駆動装置の構成を示す図である。 本発明の第５実施形態に係る非絶縁昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 一般的なドライブ装置の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“Ｍ１”によって参照されるスイッチングトランジスタは（図８参照）、スイッチングトランジスタＭ１と表記されることもあるし、トランジスタＭ１と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。

まず、本実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。周期的にレベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる任意の信号又は電圧について、当該信号又は電圧の１周期分の区間の長さに対する、当該信号又は電圧のレベルがハイレベルとなる区間の長さの割合を、デューティと称する。

ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。以下、任意のトランジスタについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。また、任意のトランジスタ又はスイッチについて、オフ状態からオン状態への切り替わりをターンオンと表現し、オン状態からオフ状態への切り替わりをターンオフと表現する。

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は本発明の第１実施形態に係るドライブ装置１００の概略的な内部構成図である。図２はドライブ装置１００の外観図である。

ドライブ装置１００は、半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（半導体装置）であり、ドライブ装置１００を構成する各回路が半導体にて集積化されている。ドライブ装置１００としての電子部品の筐体には、ドライブ装置１００の外部に対して露出した外部端子が複数設けられている。尚、図２に示される外部端子の数は例示に過ぎない。

ドライブ装置１００に設けられる複数の外部端子の一部として、図１には外部端子ＴＭ１〜ＴＭ３が示されている。外部端子ＴＭ１は、出力端子であり、ドライブ装置１００によりゲートが駆動されるトランジスタ（図１において不図示）などが外部端子ＴＭ１に外付け接続される。外部端子ＴＭ２は、電源端子であり、図示されない電源回路から直流の電源電圧ＶＣＣの入力を受ける。外部端子ＴＭ３は、グランド端子であってグランドＧＮＤに接続される。グランドは、０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部（所定電位点）を指す又は基準電位そのものを指す。

ドライブ装置１００は、内部電源回路１１０、制御回路１２０、ドライブ回路１３０及び保護回路１４０を備える。

内部電源回路１１０は電源端子ＴＭ２に入力された電源電圧ＶＣＣを直流−直流変換することにより、１以上の他の直流電圧を生成する。ここでは、内部電源回路１１０により生成される直流電圧に、内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが含まれると考える。内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶは所定の電圧値を有した正の直流電圧である。例えば、電源電圧ＶＣＣは１４Ｖ以上の電圧である一方で、電圧Ｖｒｅｇ及びＶ_ＤＲＶは、夫々、４Ｖ、１２Ｖである。制御回路１２０及び保護回路１４０は内部電源電圧Ｖｒｅｇに基づき駆動する。ドライブ回路１３０は駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶに基づき駆動する。

制御回路１２０は、ロジック回路にて構成される、又は、アナログ回路及びロジック回路にて構成される。制御回路１２０は駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴを生成してドライブ回路１３０に供給する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴはローレベル又はハイレベルをとる二値信号であり、矩形波状のパルス信号であって良い。パルス信号としての駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴは、例えばＰＷＭ変調（パルス幅変調）又はＰＦＭ変調（パルス周波数変調）された信号であって良く、その信号レベルがローレベル及びハイレベル間で切り替わる。

ドライブ回路１３０は出力ラインＯＬを介して出力端子ＴＭ１に接続され、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従い、出力端子ＴＭ１の電圧レベルを制御する。換言すれば、ドライブ回路１３０は、制御回路１２０の制御の下で出力端子ＴＭ１の電圧レベルを調整する。以下、出力端子ＴＭ１における電圧を“Ｖ_Ｇ”にて表し、出力端子電圧と称することがある。ドライブ回路１３０は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルがローレベルであるときには出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルがローレベルとなるように、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルがハイレベルであるときには出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルがハイレベルとなるように動作する。

出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるローレベルは、実質的にグランドＧＮＤのレベルと一致し、グランドＧＮＤのレベルよりも若干電位が高いレベルを含む。例えば、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるローレベルは、グランドＧＮＤの電位以上であって且つ電位（ＧＮＤ＋ΔＶ_１）以下のレベルである。電位（ＧＮＤ＋ΔＶ_１）は、グランドＧＮＤの電位よりも所定の正の電圧ΔＶ_１（例えば０．５Ｖ）だけ高い電位を指す。尚、グランドＧＮＤからドライブ回路１３０及び出力端子ＴＭ１を通じて電流が流れ出すケースにおいては、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるローレベルは、グランドＧＮＤのレベルよりも若干電位が低いレベルを含みうる。
出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるハイレベルは実質的に駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶのレベルと一致し、駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶのレベルよりも若干電位が低いレベルを含む。例えば、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるハイレベルは、駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶ以下であって且つ電位（Ｖ_ＤＲＶ−ΔＶ_２）以上のレベルである。電位（Ｖ_ＤＲＶ−ΔＶ_２）は、駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶの電位よりも所定の正の電圧ΔＶ_２（例えば０．５Ｖ）だけ低い電位を指す。尚、出力端子ＴＭ１からドライブ回路１３０を通じ、駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加わるラインに電流が流れ込むケースにおいては、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるハイレベルは、駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶのレベルよりも若干電位が高いレベルを含みうる。
何れにせよ、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるハイレベルは出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるローレベルよりも高い。故に、電位（Ｖ_ＤＲＶ−ΔＶ_２）は電位（ＧＮＤ＋ΔＶ_１）よりも高い。

保護回路１４０は、出力端子電圧Ｖ_Ｇを監視する機能を有し、ドライブ回路１３０の状態と出力端子電圧Ｖ_Ｇとに基づき天絡又は地絡といった異常の発生の有無を検出する。このため、保護回路を異常検出回路と読み替えても良い。保護回路１４０は、ドライブ回路１３０の状態を知るために駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴを参照することができる。

天絡とは、図３（ａ）に示す如く、正の電圧を相当に低い出力インピーダンスで出力する電圧源が出力端子ＴＭ１に短絡されるような状況を指す。例えば、電源端子ＴＭ２が出力端子ＴＭ１に短絡する状況は天絡に属する。天絡の発生時には、ドライブ回路１３０の状態によるが、出力端子ＴＭ１から出力ラインＯＬを通じドライブ回路１３０に向けて過大な電流が継続的に流れ込むおそれがある。

地絡とは、図３（ｂ）に示す如く、グランドＧＮＤが出力端子ＴＭ１に短絡されるような状況又は負の電圧を相当に低い出力インピーダンスで出力する電圧源が出力端子ＴＭ１に短絡されるような状況を指す。地絡の発生時には、ドライブ回路１３０の状態によるが、ドライブ回路１３０から出力ラインＯＬを通じ出力端子ＴＭ１に向けて過大な電流が継続的に流れ出すおそれがある。

そこで、保護回路１４０は、天絡又は地絡が発生していると判断した場合に、ドライブ回路１３０を駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らずにハイインピーダンス状態（以下、Ｈｉ−Ｚ状態と称する）とする保護動作を行う。ここにおけるドライブ回路１３０のインピーダンスとは、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０のインピーダンスを指す。ドライブ回路１３０をＨｉ−Ｚ状態とすることで、天絡又は地絡が発生していたとしても過大な電流の入出力が抑制され、ドライブ回路１３０を含むドライブ装置１００の破損や劣化を抑制することが可能となる。

第１実施形態は以下の実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３を含む。実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３の中で、ドライブ回路１３０及び保護回路１４０の構成例及び動作例を説明する。

［実施例ＥＸ１＿１］
実施例ＥＸ１＿１を説明する。図４に、実施例ＥＸ１＿１に係るドライブ回路１３０Ａ及び保護回路１４０Ａの構成を示す。実施例ＥＸ１＿１では、図４のドライブ回路１３０Ａ及び保護回路１４０Ａが、図１のドライブ回路１３０及び保護回路１４０として用いられる。

図４のドライブ回路１３０Ａは、互いに直列接続されたトランジスタ１３１及び１３２と、プリドライバ１３３と、を備える。トランジスタ１３１はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、トランジスタ１３２はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。但し、トランジスタ１３１をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成する変形も可能である。トランジスタ１３１及び１３２の直列回路に対して駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが印加される。より具体的には、トランジスタ１３１のソースに駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加えられ、トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士が共通接続され、トランジスタ１３２のソースはグランドＧＮＤに接続される。トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士の接続ノードが出力ラインＯＬ及び出力端子ＴＭ１に接続される。

プリドライバ１３３には、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴと保護回路１４０Ａからの異常判定信号Ｓｃとが入力される。ローレベルの異常判定信号Ｓｃは天絡又は地絡の発生が検出されていないことを示す。プリドライバ１３３は、異常判定信号Ｓｃがローレベルであるときには、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従って、トランジスタ１３１及び１３２のオン、オフを制御する。

即ち、異常判定信号Ｓｃがローレベルであって且つ駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにハイレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２を、夫々、オフ、オンとする。ドライブ回路１３０Ａにおいて、トランジスタ１３１、１３２が夫々オフ、オンである状態を出力ロー状態（第１状態）と称する。ドライブ回路１３０Ａの状態が出力ロー状態であるとき、異常が無ければ出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルはローレベルとなる（但し過渡状態を無視）。

異常判定信号Ｓｃがローレベルであって且つ駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにローレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オン、オフとする。ドライブ回路１３０Ａにおいて、トランジスタ１３１、１３２が夫々オン、オフである状態を出力ハイ状態（第２状態）と称する。ドライブ回路１３０Ａの状態が出力ハイ状態であるとき、異常が無ければ出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルはハイレベルとなる（但し過渡状態を無視）。

尚、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２が同時にオン状態となることを防止するべく、トランジスタ１３１及び１３２を共にオフ状態とするデッドタイムを適宜挿入して良い。

保護回路１４０Ａは、比較器１４１及び１４３と、電圧源１４２及び１４４と、判定部１４５と、を備える。電圧源１４２は所定の判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１を生成及び出力する。電圧源１４４は所定の判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２を生成及び出力する。判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２は所定の正の直流電圧値を有する。図５に、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２と、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるローレベル及びハイレベルと、の高低関係を示す。

判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１は、天絡検出用の判定電圧であって、少なくとも出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるローレベルよりも高い。即ち、上述の如く、出力端子電圧Ｖ_ＧにおけるローレベルがグランドＧＮＤの電位以上であって且つ電位（ＧＮＤ＋ΔＶ_１）以下のレベルであるとき、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１は、少なくとも電位（ＧＮＤ＋ΔＶ_１）よりも高い。例えば、電位（ＧＮＤ＋ΔＶ_１）が０．５Ｖであるならば、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１は１．５Ｖに設定される。

判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２は、地絡検出用の判定電圧であって、少なくとも出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるハイレベルよりも低い。即ち、上述の如く、出力端子電圧Ｖ_Ｇにおけるハイレベルが駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶ以下であって且つ電位（Ｖ_ＤＲＶ−ΔＶ_２）以上のレベルであるとき、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２は、少なくとも電位（Ｖ_ＤＲＶ−ΔＶ_２）よりも低い。例えば、電位（Ｖ_ＤＲＶ−ΔＶ_２）が１１．５Ｖであるならば、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２は１０．５Ｖに設定される。

尚、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２が判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりも高く設定されることが主として想定されるが、本発明はこれに限定されない。またここでは、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２が互いに異なる電圧であると考えているが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２は互いに同じであっても良い。この場合には、単一の電圧源を電圧源１４２及び１４４として兼用し、単一の電圧源にて生成される判定電圧を判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２として兼用すれば良い。

比較器１４１の非反転入力端子、反転入力端子には、夫々、出力端子電圧Ｖ_Ｇ、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１が入力され、比較器１４１は電圧Ｖ_Ｇ及びＶ_ＲＥＦ１の比較結果に応じた信号Ｓａを出力する。即ち、比較器１４１は、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりも高い場合にはハイレベルの信号Ｓａを出力する一方、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりも低い場合にはローレベルの信号Ｓａを出力する。出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１とちょうど一致するとき、信号Ｓａはローレベル又はハイレベルとなる。

比較器１４３の反転入力端子、非反転入力端子には、夫々、出力端子電圧Ｖ_Ｇ、判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２が入力され、比較器１４３は電圧Ｖ_Ｇ及びＶ_ＲＥＦ２の比較結果に応じた信号Ｓｂを出力する。即ち、比較器１４３は、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２よりも低い場合にはハイレベルの信号Ｓｂを出力する一方、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２よりも高い場合にはローレベルの信号Ｓｂを出力する。出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２とちょうど一致するとき、信号Ｓｂはローレベル又はハイレベルとなる。

判定部１４５には、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴと比較器１４１及び１４２からの信号Ｓａ及びＳｂとが入力され、判定部１４５は、それらの信号に基づき天絡又は地絡の発生有無を判断して、その判断結果を示す異常判定信号Ｓｃを出力する。保護回路１４０Ａにおいて、天絡又は地絡が発生していると判断されていない場合には、異常判定信号Ｓｃはローレベルとされる。

天絡が生じていないときにおいてドライブ回路１３０Ａが出力ロー状態とされていたならば、出力端子電圧Ｖ_Ｇは相応に低いレベル、即ち、ローレベルとなるはずである。仮に、天絡が生じているときにドライブ回路１３０Ａが出力ロー状態であると、天絡に基づく比較的大きな電流がトランジスタ１３２を通じて流れるため、トランジスタ１３２のドレイン電流に比例する出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以上となることが想定される。これに注目して天絡の検出有無を行う。但し、ノイズや過渡応答の影響を排除するため、判定部１４５にタイマを設けて天絡検出に利用する。

即ち、判定部１４５は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルからローレベルに切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ１が経過しても信号Ｓａがハイレベルであるときに（即ち、ドライブ回路１３０Ａの状態が出力ハイ状態から出力ロー状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ１が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以下とならないときに）、天絡が発生していると判断する。判定部１４５は天絡が発生していると判断したとき、異常判定信号Ｓｃをハイレベルとする。

また、地絡が生じていないときにおいてドライブ回路１３０Ａが出力ハイ状態とされていたならば、出力端子電圧Ｖ_Ｇは相応に高いレベル、即ち、ハイレベルとなるはずである。仮に、地絡が生じているときにドライブ回路１３０Ａが出力ハイ状態であると、地絡に基づく比較的大きな電流がトランジスタ１３１を通じて流れるため、トランジスタ１３１のドレイン電流に依存する出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以下となることが想定される。これに注目して地絡の検出有無を行う。但し、ノイズや過渡応答の影響を排除するため、判定部１４５にタイマを設けて地絡検出に利用する。

即ち、判定部１４５は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルからハイレベルに切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ２が経過しても信号Ｓｂがハイレベルであるときに（即ち、ドライブ回路１３０Ａの状態が出力ロー状態から出力ハイ状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ２が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以上とならないときに）、地絡が発生していると判断する。判定部１４５は地絡が発生していると判断したとき、異常判定信号Ｓｃをハイレベルとする。上記の所定時間Ｔ_ＴＨ１と所定時間Ｔ_ＴＨ２は互いに同じであっても良いし、互いに異なっていても良い。

異常判定信号Ｓｃが一旦ハイレベルとされると、以後、ドライブ回路１３０Ａ及び保護回路１４０Ａを含むドライブ装置１００に対し所定のリセット信号が入力されるまで、又は、当該ドライブ装置１００への電源電圧ＶＣＣの入力が遮断されるまで、異常判定信号Ｓｃでのハイレベルは維持される。或いは、異常判定信号Ｓｃがローレベルからハイレベルへと切り替わった後、所定のクールダウン時間が経過すると、異常判定信号Ｓｃがローレベルに戻るようにしても良い。

ドライブ回路１３０Ａは、異常判定信号Ｓｃがハイレベルであるとき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らずＨｉ−Ｚ状態とされる。即ち、保護回路１４０Ａは、天絡又は地絡が発生していると判断した場合に、ハイレベルの異常判定信号Ｓｃの出力を通じて、ドライブ回路１３０Ａを駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らずにＨｉ−Ｚ状態（第３状態）とする保護動作を行う。ドライブ回路１３０ＡにおけるＨｉ−Ｚ状態とは、トランジスタ１３１及び１３２の双方がオフ状態とされることを指す。

トランジスタ１３１及び１３２の何れか一方がオンとなっているとき、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０Ａのインピーダンスは十分に低い（例えば数１００ミリΩ）。これに対し、トランジスタ１３１及び１３２の双方がオフとなっているとき、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０Ａのインピーダンスは、トランジスタ１３１及び１３２の何れか一方がオンとなっているときよりも遥かに高くなっている（例えば数１００メガΩ）。このため、天絡又は地絡が発生していたとしても過大な電流の継続的な入出力が抑制され、ドライブ回路１３０Ａを含むドライブ装置１００の破損や劣化を抑制することが可能となる。

図４において、制御回路１２０及び保護回路１４０Ａはドライブ回路１３０Ａの状態を制御する状態制御部を構成していると言え、状態制御部によりドライブ回路１３０Ａの状態が出力ロー状態（第１状態）、出力ハイ状態（第２状態）及びＨｉ−Ｚ状態（第３状態）の何れかに制御される。ドライブ回路１３０Ａの状態が出力ハイ状態から出力ロー状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ１が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以下とならないとき、又は、ドライブ回路１３０Ａの状態が出力ロー状態から出力ハイ状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ２が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以上とならないとき、状態制御部によりドライブ回路１３０Ａの状態がＨｉ−Ｚ状態とされる。

尚、図４では、異常判定信号Ｓｃがプリドライバ１３３に供給される構成が採用されているが、異常判定信号Ｓｃをプリドライバ１３３ではなく制御回路１２０に出力するようにし、異常判定信号Ｓｃがハイレベルであるとき、ドライブ回路１３０Ａの状態をＨｉ−Ｚ状態とする保護動作を制御回路１２０が主体となって実行するようにしても良い。

また、実施例ＥＸ１＿１において、天絡保護及び地絡保護の何れか一方だけを行うようにしても良い。天絡保護だけ行う場合には、保護回路１４０Ａにおいて、比較器１４３及び電圧源１４４が削除され、信号Ｓｂは常にローレベルであるとみなされる。逆に、地絡保護だけ行う場合には、保護回路１４０Ａにおいて、比較器１４１及び電圧源１４２が削除され、信号Ｓａは常にローレベルであるとみなされる。

［実施例ＥＸ１＿２］
実施例ＥＸ１＿２を説明する。図６に、実施例ＥＸ１＿２に係るドライブ回路１３０Ｂ及び保護回路１４０Ｂの構成を示す。実施例ＥＸ１＿２では、図６のドライブ回路１３０Ｂ及び保護回路１４０Ｂが、図１のドライブ回路１３０及び保護回路１４０として用いられる。

図６のドライブ回路１３０Ｂは、互いに直列接続されたプルアップ抵抗１３４及びトランジスタ１３５と、プリドライバ１３６と、を備える。トランジスタ１３５はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。プルアップ抵抗１３４の抵抗値（例えば数１００Ω〜数１００キロΩ）はトランジスタ１３５のオン抵抗の抵抗値（例えば数１００ミリΩ）よりも随分と大きい。プルアップ抵抗１３４及びトランジスタ１３５の直列回路に対して駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが印加される。より具体的には、プルアップ抵抗１３４の一端に駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加えられ、プルアップ抵抗１３４の他端とトランジスタ１３５のドレインが互いに共通接続され、トランジスタ１３５のソースはグランドＧＮＤに接続される。プルアップ抵抗１３４の他端とトランジスタ１３５のドレインとの接続ノードが出力ラインＯＬ及び出力端子ＴＭ１に接続される。

プリドライバ１３６には、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴと保護回路１４０Ｂからの異常判定信号Ｓｃとが入力される。ローレベルの異常判定信号Ｓｃは天絡の発生が検出されていないことを示す。プリドライバ１３６は、異常判定信号Ｓｃがローレベルであるときには、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従って、トランジスタ１３５のオン、オフを制御する。

即ち、異常判定信号Ｓｃがローレベルであって且つ駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルであるとき、プリドライバ１３６は、トランジスタ１３５にハイレベル信号を供給することでトランジスタ１３５をオンとする。ドライブ回路１３０Ｂにおいては、トランジスタ１３５がオンである状態が出力ロー状態（第１状態）に相当する。ドライブ回路１３０Ｂの状態が出力ロー状態であるとき、異常が無ければ出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルはローレベルとなる（但し過渡状態を無視）。

異常判定信号Ｓｃがローレベルであって且つ駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルであるとき、プリドライバ１３６は、トランジスタ１３５にローレベル信号を供給することでトランジスタ１３５をオフとする。ドライブ回路１３０Ｂにおいては、トランジスタ１３５がオフである状態が出力ハイ状態（第２状態）に相当する。ドライブ回路１３０Ｂの状態が出力ハイ状態であるとき、異常が無ければ出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルはハイレベルとなる（但し過渡状態を無視）。尚、ここでは、プルアップ抵抗１３４を介して定常的に電流を引き込まない部品が出力端子ＴＭ１に接続されることを想定している（例えば、ドライブ装置１００の外部に設けられたＭＯＳＦＥＴのゲートが出力端子ＴＭ１に接続される）。

保護回路１４０Ｂは、比較器１４１、電圧源１４２及び判定部１４６を備える。保護回路１４０Ｂにおける比較器１４１及び電圧源１４２は、保護回路１４０Ａ（図４参照）における比較器１４１及び電圧源１４２と同じものであり、実施例ＥＸ１＿１における比較器１４１及び電圧源１４２に関する説明は、実施例ＥＸ１＿２にも適用される。

故に、比較器１４１は、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりも高い場合にはハイレベルの信号Ｓａを出力する一方、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりも低い場合にはローレベルの信号Ｓａを出力する。出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１とちょうど一致するとき、信号Ｓａはローレベル又はハイレベルとなる。

判定部１４６には、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴと比較器１４１からの信号Ｓａとが入力され、判定部１４６は、それらの信号に基づき天絡の発生有無を判断して、その判断結果を示す異常判定信号Ｓｃを出力する。保護回路１４０Ｂにおいて、天絡が発生していると判断されていない場合には、異常判定信号Ｓｃはローレベルとされる。

天絡が生じていないときにおいてドライブ回路１３０Ｂが出力ロー状態とされていたならば、出力端子電圧Ｖ_Ｇは相応に低いレベル、即ち、ローレベルとなるはずである。仮に、天絡が生じているときにドライブ回路１３０Ｂが出力ロー状態であると、天絡に基づく比較的大きな電流がトランジスタ１３５を通じて流れるため、トランジスタ１３５のドレイン電流に比例する出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以上となることが想定される。これに注目して天絡の検出有無を行う。但し、ノイズや過渡応答の影響を排除するため、判定部１４６にタイマを設けて天絡検出に利用する。

即ち、判定部１４６は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルからローレベルに切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ１が経過しても信号Ｓａがハイレベルであるときに（即ち、ドライブ回路１３０Ｂの状態が出力ハイ状態から出力ロー状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ１が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以下とならないときに）、天絡が発生していると判断する。判定部１４６は天絡が発生していると判断したとき、異常判定信号Ｓｃをハイレベルとする。

異常判定信号Ｓｃが一旦ハイレベルとされると、以後、ドライブ回路１３０Ｂ及び保護回路１４０Ｂを含むドライブ装置１００に対し所定のリセット信号が入力されるまで、又は、当該ドライブ装置１００への電源電圧ＶＣＣの入力が遮断されるまで、異常判定信号Ｓｃでのハイレベルは維持される。或いは、異常判定信号Ｓｃがローレベルからハイレベルへと切り替わった後、所定のクールダウン時間が経過すると、異常判定信号Ｓｃがローレベルに戻るようにしても良い。

ドライブ回路１３０Ｂは、異常判定信号Ｓｃがハイレベルであるとき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らず出力ハイ状態とされる。即ち、保護回路１４０Ｂは、天絡が発生していると判断した場合に、ハイレベルの異常判定信号Ｓｃの出力を通じて、ドライブ回路１３０Ｂを駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らずに出力ハイ状態（第２状態）とする保護動作を行う。

トランジスタ１３５がオンとなっているとき、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０Ｂのインピーダンスは十分に低い（例えば数１００ミリΩ）。これに対し、トランジスタ１３５がオフとなっているとき、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０Ｂのインピーダンスは、トランジスタ１３５がオンとなっているときよりも遥かに高くなっている（プルアップ抵抗１３４の抵抗値と一致する）。このため、天絡が発生していたとしても過大な電流の継続的な入力が抑制され、ドライブ回路１３０Ｂを含むドライブ装置１００の破損や劣化を抑制することが可能となる。

図６において、制御回路１２０及び保護回路１４０Ｂはドライブ回路１３０Ｂの状態を制御する状態制御部を構成していると言え、状態制御部によりドライブ回路１３０Ｂの状態が出力ロー状態（第１状態）及び出力ハイ状態（第２状態）の何れかに制御される。ドライブ回路１３０Ｂの状態が出力ハイ状態から出力ロー状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ１が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以下とならないとき、状態制御部によりドライブ回路１３０Ｂの状態が出力ハイ状態とされる。

尚、図６では、異常判定信号Ｓｃがプリドライバ１３６に供給される構成が採用されているが、異常判定信号Ｓｃをプリドライバ１３６ではなく制御回路１２０に出力するようにし、異常判定信号Ｓｃがハイレベルであるとき、ドライブ回路１３０Ｂの状態を出力ハイ状態とする保護動作を制御回路１２０が主体となって実行するようにしても良い。

［実施例ＥＸ１＿３］
実施例ＥＸ１＿３を説明する。図７に、実施例ＥＸ１＿３に係るドライブ回路１３０Ｃ及び保護回路１４０Ｃの構成を示す。実施例ＥＸ１＿３では、図７のドライブ回路１３０Ｃ及び保護回路１４０Ｃが、図１のドライブ回路１３０及び保護回路１４０として用いられる。

図７のドライブ回路１３０Ｃは、互いに直列接続されたトランジスタ１３７及びプルダウン抵抗１３８と、プリドライバ１３９と、を備える。トランジスタ１３７はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。但し、トランジスタ１３７をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成する変形も可能である。プルダウン抵抗１３８の抵抗値（例えば数１００Ω〜数１００キロΩ）はトランジスタ１３７のオン抵抗の抵抗値（例えば数１００ミリΩ）よりも随分と大きい。トランジスタ１３７及びプルダウン抵抗１３８の直列回路に対して駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが印加される。より具体的には、トランジスタ１３７のソースに駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加えられ、トランジスタ１３７のドレインとプルダウン抵抗１３８の一端とが互いに共通接続され、プルダウン抵抗１３８の他端はグランドＧＮＤに接続される。トランジスタ１３７のドレインとプルダウン抵抗１３８の一端との接続ノードが出力ラインＯＬ及び出力端子ＴＭ１に接続される。

プリドライバ１３９には、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴと保護回路１４０Ｃからの異常判定信号Ｓｃとが入力される。ローレベルの異常判定信号Ｓｃは地絡の発生が検出されていないことを示す。プリドライバ１３９は、異常判定信号Ｓｃがローレベルであるときには、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従って、トランジスタ１３７のオン、オフを制御する。

即ち、異常判定信号Ｓｃがローレベルであって且つ駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルであるとき、プリドライバ１３９は、トランジスタ１３７にハイレベル信号を供給することでトランジスタ１３７をオフとする。ドライブ回路１３０Ｃにおいては、トランジスタ１３７がオフである状態が出力ロー状態（第１状態）に相当する。ドライブ回路１３０Ｃの状態が出力ロー状態であるとき、異常が無ければ出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルはローレベルとなる（但し過渡状態を無視）。尚、ここでは、プルダウン抵抗１３８を介しグランドＧＮＤに向けて定常的に電流を流すことのない部品が出力端子ＴＭ１に接続されることを想定している（例えば、ドライブ装置１００の外部に設けられたＭＯＳＦＥＴのゲートが出力端子ＴＭ１に接続される）。

異常判定信号Ｓｃがローレベルであって且つ駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルであるとき、プリドライバ１３９は、トランジスタ１３７にローレベル信号を供給することでトランジスタ１３７をオンとする。ドライブ回路１３０Ｃにおいては、トランジスタ１３７がオンである状態が出力ハイ状態（第２状態）に相当する。ドライブ回路１３０Ｃの状態が出力ハイ状態であるとき、異常が無ければ出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルはハイレベルとなる（但し過渡状態を無視）。

保護回路１４０Ｃは、比較器１４３、電圧源１４４及び判定部１４７を備える。保護回路１４０Ｃにおける比較器１４３及び電圧源１４４は、保護回路１４０Ａ（図４参照）における比較器１４３及び電圧源１４４と同じものであり、実施例ＥＸ１＿１における比較器１４３及び電圧源１４４に関する説明は、実施例ＥＸ１＿３にも適用される。

故に、比較器１４３は、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２よりも低い場合にはハイレベルの信号Ｓｂを出力する一方、出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２よりも高い場合にはローレベルの信号Ｓｂを出力する。出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２とちょうど一致するとき、信号Ｓｂはローレベル又はハイレベルとなる。

判定部１４７には、制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴと比較器１４３からの信号Ｓｂとが入力され、判定部１４７は、それらの信号に基づき地絡の発生有無を判断して、その判断結果を示す異常判定信号Ｓｃを出力する。保護回路１４０Ｃにおいて、地絡が発生していると判断されていない場合には、異常判定信号Ｓｃはローレベルとされる。

地絡が生じていないときにおいてドライブ回路１３０Ｃが出力ハイ状態とされていたならば、出力端子電圧Ｖ_Ｇは相応に高いレベル、即ち、ハイレベルとなるはずである。仮に、地絡が生じているときにドライブ回路１３０Ｃが出力ハイ状態であると、地絡に基づく比較的大きな電流がトランジスタ１３７を通じて流れるため、トランジスタ１３７のドレイン電流に依存する出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以下となることが想定される。これに注目して地絡の検出有無を行う。但し、ノイズや過渡応答の影響を排除するため、判定部１４７にタイマを設けて地絡検出に利用する。

即ち、判定部１４７は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルからハイレベルに切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ２が経過しても信号Ｓｂがハイレベルであるときに（即ち、ドライブ回路１３０Ｃの状態が出力ロー状態から出力ハイ状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ２が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以上とならないときに）、地絡が発生していると判断する。判定部１４７は地絡が発生していると判断したとき、異常判定信号Ｓｃをハイレベルとする。

異常判定信号Ｓｃが一旦ハイレベルとされると、以後、ドライブ回路１３０Ｃ及び保護回路１４０Ｃを含むドライブ装置１００に対し所定のリセット信号が入力されるまで、又は、当該ドライブ装置１００への電源電圧ＶＣＣの入力が遮断されるまで、異常判定信号Ｓｃでのハイレベルは維持される。或いは、異常判定信号Ｓｃがローレベルからハイレベルへと切り替わった後、所定のクールダウン時間が経過すると、異常判定信号Ｓｃがローレベルに戻るようにしても良い。

ドライブ回路１３０Ｃは、異常判定信号Ｓｃがハイレベルであるとき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らず出力ロー状態とされる。即ち、保護回路１４０Ｃは、地絡が発生していると判断した場合に、ハイレベルの異常判定信号Ｓｃの出力を通じて、ドライブ回路１３０Ｃを駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに依らずに出力ロー状態（第１状態）とする保護動作を行う。

トランジスタ１３７がオンとなっているとき、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０Ｃのインピーダンスは十分に低い（例えば数１００ミリΩ）。これに対し、トランジスタ１３７がオフとなっているとき、出力端子ＴＭ１及び出力ラインＯＬから見たドライブ回路１３０Ｃのインピーダンスは、トランジスタ１３７がオンとなっているときよりも遥かに高くなっている（プルダウン抵抗１３８の抵抗値と一致する）。このため、地絡が発生していたとしても過大な電流の継続的な出力が抑制され、ドライブ回路１３０Ｃを含むドライブ装置１００の破損や劣化を抑制することが可能となる。

図７において、制御回路１２０及び保護回路１４０Ｃはドライブ回路１３０Ｃの状態を制御する状態制御部を構成していると言え、状態制御部によりドライブ回路１３０Ｃの状態が出力ロー状態（第１状態）及び出力ハイ状態（第２状態）の何れかに制御される。ドライブ回路１３０Ｃの状態が出力ロー状態から出力ハイ状態へと切り替わってから所定時間Ｔ_ＴＨ２が経過しても出力端子電圧Ｖ_Ｇが判定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以上とならないとき、状態制御部によりドライブ回路１３０Ｃの状態が出力ロー状態とされる。

尚、図７では、異常判定信号Ｓｃがプリドライバ１３９に供給される構成が採用されているが、異常判定信号Ｓｃをプリドライバ１３９ではなく制御回路１２０に出力するようにし、異常判定信号Ｓｃがハイレベルであるとき、ドライブ回路１３０Ｃの状態を出力ロー状態とする保護動作を制御回路１２０が主体となって実行するようにしても良い。

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態並びに後述の第３〜第５実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２〜第５実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２〜第５実施形態にも適用される。第２実施形態において、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い（後述の第３〜第５実施形態についても同様）。矛盾の無い限り、第１〜第５実施形態の内、任意の複数の実施形態を組み合わせても良い。

第２実施形態では第１実施形態で示したドライブ装置１００の用途の例を説明する。図８は、本発明の第２実施形態に係る絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と略記され得る）の全体構成図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に加わる直流の入力電圧Ｖ_ＩＮから、所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに安定化された直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、互いに電気的に絶縁された一次側回路と二次側回路とから成り、一次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ１”にて参照され、二次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ２”にて参照される。一次側回路及び二次側回路の夫々において、グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部（所定電位点）を指す又は基準電位そのものを指す。但し、グランドＧＮＤ１とグランドＧＮＤ２は互いに絶縁されているため、互いに異なる電位を有し得る。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１における一対の出力端子Ｐ２及びＰ３の内、出力端子Ｐ３はグランドＧＮＤ２に接続され、出力端子Ｐ３の電位（即ちグランドＧＮＤ２の電位）から見て出力端子Ｐ２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力端子Ｐ２及びＰ３間に接続された任意の負荷（不図示）に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給することができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１及び二次側巻線Ｗ２を有するトランスＴＲを備える。トランスＴＲにおいて、一次側巻線Ｗ１と二次側巻線Ｗ２とは電気的に絶縁されつつ互いに逆極性にて磁気結合されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側回路には、一次側巻線Ｗ１に加えて、一次側制御回路としての一次側制御ＩＣ１０と、一次側電源回路１１と、入力コンデンサＣ_ＩＮと、スイッチングトランジスタＭ１と、センス抵抗Ｒ_ＣＳと、が設けられる。スイッチングトランジスタＭ１はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）として構成されている。一次側制御ＩＣ１０は半導体集積回路により形成される。一次側巻線Ｗ１の他端はスイッチングトランジスタＭ１のドレインに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のソースはセンス抵抗Ｒ_ＣＳを介してグランドＧＮＤ１に接続される。入力端子Ｐ１とグランドＧＮＤ１との間に入力コンデンサＣ_ＩＮが設けられ、入力コンデンサＣ_ＩＮの両端間に入力電圧Ｖ_ＩＮが加わる。一次側巻線Ｗ１の一端は入力端子Ｐ１に接続されて直流の入力電圧Ｖ_ＩＮを受ける。一次側電源回路１１は、入力電圧Ｖ_ＩＮを直流―直流変換することで所望の電圧値を有する電源電圧ＶＣＣを生成して一次側制御ＩＣ１０に供給する。一次側制御ＩＣ１０は電源電圧ＶＣＣに基づいて駆動する。

第１実施形態に係るドライブ装置１００を一次側制御ＩＣ１０として用いることができる、又は、第１実施形態に係るドライブ装置１００を一次側制御ＩＣ１０の構成要素に含めることができる。一次側制御ＩＣ１０は、半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（半導体装置）であり、一次側制御ＩＣ１０を構成する各回路が半導体にて集積化されている。一次側制御ＩＣ１０としての電子部品の筐体には、ＩＣ１０の外部に対して露出した外部端子が複数設けられている。二次側制御ＩＣ２０も、図２の一次側制御ＩＣ１０と同様の構造を有する。

一次側制御ＩＣ１０に設けられる複数の外部端子の一部として、図８には外部端子ＴＭ１〜ＴＭ５が示されている。一次側制御ＩＣ１０に設けられる外部端子ＴＭ１〜ＴＭ３は、第１実施形態にて示した外部端子ＴＭ１〜ＴＭ３（図１参照）に相当する。外部端子ＴＭ１はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。故に、図１の出力端子電圧Ｖ_ＧがスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧となる。外部端子ＴＭ２は、電源端子であり、一次側電源回路１１からの電源電圧ＶＣＣの入力を受ける。外部端子ＴＭ３はグランドＧＮＤ１に接続される。グランドＧＮＤ１は第１実施形態におけるグランドＧＮＤに相当する。外部端子ＴＭ４、ＴＭ５には、夫々、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ、電流検出信号Ｖ_ＣＳが入力される。

一次側制御ＩＣ１０に対しては実施例ＥＸ１＿１の構成（図４）が適用される。但し、原理上は、一次側制御ＩＣ１０に対し、実施例ＥＸ１＿２又はＥＸ１＿３の構成（図６又は図７）を採用することも可能ではある。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の二次側回路には、二次側巻線Ｗ２に加えて、二次側制御回路としての二次側制御ＩＣ２０と、フィードバック回路３０と、同期整流トランジスタＭ２と、ダイオードＤ２と、分圧抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、出力コンデンサＣ_ＯＵＴと、が設けられる。二次側制御ＩＣ２０は半導体集積回路により形成される。分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により分圧回路ＤＶ_Ａが構成され、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４により分圧回路ＤＶ_Ｂが構成される。同期整流トランジスタＭ２（以下、ＳＲトランジスタＭ２と称され得る）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。ダイオードＤ２はＳＲトランジスタＭ２の寄生ダイオードである。故に、ＳＲトランジスタＭ２のソースからドレインに向かう方向を順方向としてダイオードＤ２がＳＲトランジスタＭ２に並列接続されることになる。ダイオードＤ２は寄生ダイオードとは別に設けられたダイオードであっても良い。

二次側巻線Ｗ２の一端は出力端子Ｐ２に接続され、故に二次側巻線Ｗ２の一端には出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。二次側巻線Ｗ２の他端はＳＲトランジスタＭ２のドレインに接続される。二次側巻線Ｗ２の他端での電圧（換言すればＳＲトランジスタＭ２のドレイン電圧）を“Ｖ_ＤＲ”にて表す。二次側巻線Ｗ２の他端及びＳＲトランジスタＭ２のドレイン間の接続ノードは分圧抵抗Ｒ１の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ１の他端は分圧抵抗Ｒ２を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードＮＤ１には、分圧回路ＤＶ_Ａによる電圧Ｖ_ＤＲの分圧Ｖ_Ａが加わる。一方、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２は分圧抵抗Ｒ３の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ３の他端は分圧抵抗Ｒ４を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４間の接続ノードＮＤ２には、分圧回路ＤＶ_Ｂによる出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂが加わる。

ＳＲトランジスタＭ２のソースはグランドＧＮＤ２に接続される。また、出力端子Ｐ２及びＰ３間に出力コンデンサＣ_ＯＵＴが設けられ、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端間に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。出力コンデンサＣ_ＯＵＴとＤＣ／ＤＣコンバータ１の負荷（不図示）との間に、過電流の発生を検知するための抵抗が挿入されても良い。

二次側制御ＩＣ２０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを駆動電圧として用い、電圧Ｖ_Ａに基づき、又は、電圧Ｖ_Ａ及びＶ_Ｂに基づき、ＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することによりＳＲトランジスタＭ２のオン、オフを制御する。この際、トランジスタＭ１及びＭ２が同時にオンとならないようにＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧が制御される。ＳＲトランジスタＭ２の制御方法として公知の方法を含む任意の方法を利用できる。例えば、ＳＲトランジスタＭ２がオフ状態であることを起点に考えると、二次側制御ＩＣ２０は、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオン判定電圧（例えば−１００ｍＶ）以下となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオンし、その後、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオフ判定電圧（例えば−１０ｍＶ）以上となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオフする。ターンオフ判定電圧はターンオン判定電圧よりも高い。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、一次側回路と二次側回路とに亘ってフォトカプラ３１が設けられている。フォトカプラ３１は、二次側回路に配置された発光素子と、一次側回路に配置された受光素子と、を有する。フォトカプラ３１の発光素子は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴにて、又は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧にてバイアスされており、フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに追従するようにフォトカプラ３１の発光素子を駆動する。例えば、フィードバック回路３０は、図８に示す如くノードＮＤ２に接続され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂに基づき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ及び目標電圧Ｖ_ＴＧ間の誤差に応じた電流をフォトカプラ３１の発光素子に供給する。フィードバック回路３０はシャントレギュレータやエラーアンプ等にて構成される。

一次側制御ＩＣ１０はフォトカプラ３１の受光素子に接続され、フォトカプラ３１の受光素子に流れるフィードバック電流Ｉ_ＦＢに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力される。また、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下に相当する電流検出信号Ｖ_ＣＳも一次側制御ＩＣ１０に入力される。

一次側制御ＩＣ１０はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のゲートにパルス信号を供給することでスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング駆動する。パルス信号は、信号レベルがローレベル及びハイレベル間で切り替わる矩形波状の信号である。トランジスタＭ１のゲートにローレベル、ハイレベルの信号が供給されているとき、トランジスタＭ１は、夫々、オフ状態、オン状態となる。一次側制御ＩＣ１０の構成及び制御方式は特に限定されない。例えば、一次側制御ＩＣ１０は、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じたデューティを有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良いし、ＰＦＭ変調（パルス周波数変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じた周波数を有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良い。また例えば、一次側制御ＩＣ１０は電流モードの変調器であっても良い。この場合例えば、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給されるパルス信号のデューティが電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じて調節される。

第１実施形態に係るドライブ装置１００と一次側制御ＩＣ１０との対応関係について述べると、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ又は電流検出信号Ｖ_ＣＳに基づき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴが生成されることになり、天絡又は地絡が発生していないときには、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに基づくパルス信号がスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給されることになる。

＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第２実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータであるとしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１に加わる入力電圧Ｖ_ＩＮからトランスＴＲの二次側において（即ち二次側回路において）出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成するものであれば任意である。

例えば、図８に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１では、いわゆるローサイドアプリケーションが採用されているが、ハイサイドアプリケーションが採用されても良い。ハイサイドアプリケーションが採用されたＤＣ／ＤＣコンバータ１では、ＳＲトランジスタＭ２が出力端子Ｐ２側に設けられ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２とトランスＴＲの二次側巻線Ｗ２との間にＳＲトランジスタＭ２が直列に挿入される。この他、本発明の主旨を損なわない形態で、二次側回路におけるＳＲトランジスタＭ２の配置位置を変更することが可能である。

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、整流ダイオードを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ（絶縁ダイオード整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ）であっても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、図８のＳＲトランジスタＭ２及び寄生ダイオードＤ２の代わりに、整流ダイオードを二次側回路に設ける。整流ダイオードは二次側巻線Ｗ２と出力コンデンサＣ_ＯＵＴと間に挿入され、一次側巻線Ｗ１から二次側巻線Ｗ２に伝搬された電力を整流する。

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を、フォワード方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成しても良く、この場合にも、同期整流方式及び整流ダイオード方式の何れが採用されても良い。

＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態では、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの用途を説明する。

図９に示す如く、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＡＣ／ＤＣコンバータ３００を構成して良い。ＡＣ／ＤＣコンバータ３００は、フィルタ３０１、整流回路３０２、平滑コンデンサ３０３及び絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４を備える。フィルタ３０１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００に入力された交流電圧Ｖ_ＡＣのノイズを除去する。交流電圧Ｖ_ＡＣは商用交流電圧であって良い。整流回路３０２は、フィルタ３０１を通じて供給された交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。平滑コンデンサ３０３は全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４は、平滑コンデンサ３０３にて生成された直流電圧を入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、入力電圧Ｖ_ＩＮを電力変換（直流−直流変換）することで出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。第２又は第３実施形態に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ１を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４として用いることができる。この場合、図８の入力コンデンサＣ_ＩＮは平滑コンデンサ３０３に相当する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を用いて電源アダプタを構成しても良い。図１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電源アダプタ３２０を示す図である。電源アダプタ３２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３２１、筐体３２２及び出力コネクタ３２３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００が収容及び配置される。プラグ３２１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３２１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが、出力コネクタ３２３を通じ、図示されない任意の電気機器に供給される。電気機器としては、ノート型パーソナルコンピュータ、情報端末機、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話機（スマートフォンに分類されるものを含む）、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器を構成しても良い。図１１（ａ）及び（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器３４０を示す図である。図１１（ａ）及び（ｂ）に示される電気機器３４０はディスプレイ装置であるが、電気機器３４０の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、ＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵する機器であれば任意である。電気機器３４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３４１、筐体３４２及び負荷３４３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００及び負荷３４３が収容及び配置される。プラグ３４１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３４１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。生成された出力電圧Ｖ_ＯＵＴは負荷３４３に供給される。負荷３４３は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに基づいて駆動する任意の負荷であって良く、例えば、マイコンコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路又はデジタル回路である。

＜＜第５実施形態＞＞
本発明の第５実施形態を説明する。第５実施形態では、第１〜第４実施形態に対する幾つかの変形技術等を説明する。

上述したように、一次側制御ＩＣ１０の各回路素子は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いて一次側制御ＩＣ１０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。ドライブ装置１００についても同様である。一次側制御ＩＣ１０内に含まれるものとして上述した任意の幾つかの回路素子は、一次側制御ＩＣ１０外に設けられて一次側制御ＩＣ１０に外付け接続されても良い。逆に、一次側制御ＩＣ１０外に設けられるものとして上述した幾つかの回路素子を、一次側制御ＩＣ１０内に設けるようにしても良い。

任意の信号又は電圧に関して、上述の主旨を損なわない形で、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い。

ＦＥＴの型をＮチャネル型及びＰチャネル型間で入れ替える変形も可能である。

ドライブ装置１００又は一次側制御ＩＣ１０は、出力端子ＴＭ１の電圧レベルをハイレベル及びローレベル間で切り替える必要のある任意の用途に利用可能である。特に例えば、ドライブ装置１００又は一次側制御ＩＣ１０は対象トランジスタのゲートを駆動するためのゲートドライブ装置として機能して良い。図８の構成における対象トランジスタは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側回路に設けられたスイッチングトランジスタＭ１であるが、本発明において、対象トランジスタは、これに限定されない。

例えば、図１２に示す如く、所定の直流電源電圧Ｖ１が加わるライン４０１と負荷４０２との間に直列に挿入された出力トランジスタ４０３を制御することで出力トランジスタ４０３を通じ負荷４０２に電力する負荷駆動装置４００において、出力トランジスタ４０３を対象トランジスタとして取り扱うことができる。当該負荷駆動装置４００において、ドライブ装置１００又は一次側制御ＩＣ１０と同等の構成をゲートドライブ装置４０４に持たせて、ゲートドライブ装置４０４を用いて出力トランジスタ４０３のゲートを駆動すると良い。ゲートドライブ装置４０４の出力端子ＴＭ１が出力トランジスタ４０３のゲートに接続され、ゲートドライブ装置４０４は出力トランジスタ４０３のゲートにパルス信号（電圧Ｖ_Ｇ）を供給することで出力トランジスタ４０３をスイッチング駆動することができる。

図１２の構成においては、対象トランジスタ（４０３）と負荷（４０２）とが直列接続され、対象トランジスタ（４０３）がオンであるときに対象トランジスタを通じて直流電源電圧Ｖ１に基づく電流が負荷（４０２）に供給されることになる。

或いは例えば、非絶縁型のスイッチング電源回路におけるスイッチングトランジスタを対象トランジスタとして、当該対象トランジスタに対し、ドライブ装置１００又は一次側制御ＩＣ１０と同等の構成を有するゲートドライブ装置を適用しても良い。

例として、図１３に非絶縁昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４２０を示す。非絶縁昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４２０は、符号４２１〜４２７によって参照される各部位を備える。非絶縁昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ４２０では、インダクタ４２１の一端に所定の直流入力電圧Ｖ１が印加され、インダクタ４２１の他端がＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されたスイッチングトランジスタ４２２のドレインに接続されると共にダイオード４２３のアノードに接続される。ダイオード４２３のカソードは平滑コンデンサ４２４の一端に接続される。平滑コンデンサ４２４の他端及びスイッチングトランジスタ４２２のソースは０Ｖの基準電位を有するグランドに接続される。ダイオード４２３のカソードと平滑コンデンサ４２４との接続ノードに直流の出力電圧Ｖ２が表れる。分圧抵抗４２５及び４２６を用いて出力電圧Ｖ２に応じたフィードバック電圧がゲートドライブ装置４２７に供給される。ゲートドライブ装置４２７は、フィードバック電圧に基づき、出力電圧Ｖ２が電圧Ｖ１よりも高い所望の目標電圧にて安定化するようにスイッチングトランジスタ４２２のゲートにパルス信号を供給してスイッチングトランジスタ４２２をスイッチング駆動する。この際、スイッチングトランジスタ４２２を対象トランジスタとして取り扱い、ドライブ装置１００又は一次側制御ＩＣ１０と同等の構成をゲートドライブ装置４２７に適用する。故に、ゲートドライブ装置４２７の出力端子ＴＭ１がトランジスタ４２２のゲートに接続されて、トランジスタ４２２のゲートに出力端子電圧Ｖ_Ｇが加わることになる。

図８の構成及び図１３の構成においては、対象トランジスタ（Ｍ１又は４２２）とコイル（Ｗ１又は４２１）とが直列接続され、対象トランジスタがオンであるときに、対象トランジスタ及びコイルを通じて、直流電圧（Ｖ_ＩＮ又はＶ１）に基づく電流が流れる。ここにおけるコイルは、図８の構成では一次側巻線Ｗ１に相当し、図１３の構成ではインダクタ４２１に相当する。

また、本発明に係るドライブ装置１００の出力端子ＴＭ１に対し、モータ等の負荷を接続するようにしても良い。

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。

但し、上述の対象トランジスタとしては、ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの電圧制御型の出力トランジスタ（即ち、制御電極における電圧に応じて第１及び第２電極間に流れる電流が制御されるトランジスタ）が好適であるが、バイポーラトランジスタも対象トランジスタになり得る。

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

１００ ドライブ装置
１１０ 内部電源回路
１２０ 制御回路
１３０、１３０Ａ〜１３０Ｃ ドライブ回路
１４０、１４０Ａ〜１４０Ｃ 保護回路
１ 絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０ 一次側制御ＩＣ（ドライブ装置）
２０ 二次側制御ＩＣ
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次側巻線
Ｗ２ 二次側巻線
Ｍ１ スイッチングトランジスタ（対象トランジスタ）
Ｍ２ 同期整流トランジスタ

Claims (12)

1. 出力端子と、
   前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、
   前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、
   前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態、及び、第３状態の何れかの状態をとり、
   前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第１状態及び前記第２状態においてよりも前記第３状態において高く、
   前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第１状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第１レベルの電圧よりも高い所定の判定電圧以下とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第３状態とする
   ことを特徴とするドライブ装置。
2. 出力端子と、
   前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、
   前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、
   前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態、及び、第３状態の何れかの状態をとり、
   前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第１状態及び前記第２状態においてよりも前記第３状態において高く、
   前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第２状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第２レベルの電圧よりも低い所定の判定電圧以上とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第３状態とする
   ことを特徴とするドライブ装置。
3. 前記ドライブ回路は、互いに直列に接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタを有し、
   前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの直列回路に対して所定の駆動用電圧が印加され、前記第１トランジスタが前記第２トランジスタよりも高電位側に配置され、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタ間の接続ノードが前記出力端子に接続され、
   前記第１状態では、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが、夫々、オフ、オンとされ、
   前記第２状態では、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが、夫々、オン、オフとされ、
   前記第３状態では、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが、共に、オフとされる
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のドライブ装置。
4. 出力端子と、
   前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、
   前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、
   前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、及び、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態の何れかの状態をとり、
   前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第１状態においてよりも前記第２状態において高く、
   前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第１状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第１レベルの電圧よりも高い所定の判定電圧以下とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第２状態とする
   ことを特徴とするドライブ装置。
5. 前記ドライブ回路は、互いに直列に接続されたプルアップ抵抗及びトランジスタを有し、
   前記プルアップ抵抗及び前記トランジスタの直列回路に対して所定の駆動用電圧が印加され、前記プルアップ抵抗が前記トランジスタよりも高電位側に配置され、前記プルアップ抵抗及び前記トランジスタ間の接続ノードが前記出力端子に接続され、
   前記第１状態、前記第２状態では、前記トランジスタが、夫々、オン、オフとされる
   ことを特徴とする請求項４に記載のドライブ装置。
6. 出力端子と、
   前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧レベルを調整するドライブ回路と、
   前記ドライブ回路の状態を制御する状態制御部と、を備えたドライブ装置において、
   前記ドライブ回路は、前記出力端子の電圧レベルを所定の第１レベルとするための第１状態、及び、前記出力端子の電圧レベルを前記第１レベルよりも高い所定の第２レベルとするための第２状態の何れかの状態をとり、
   前記出力端子から見た前記ドライブ回路のインピーダンスは、前記第２状態においてよりも前記第１状態において高く、
   前記状態制御部は、前記ドライブ回路の状態が前記第２状態とされてから所定時間が経過しても前記出力端子の電圧が前記第２レベルの電圧よりも低い所定の判定電圧以上とならないとき、前記ドライブ回路の状態を前記第１状態とする
   ことを特徴とするドライブ装置。
7. 前記ドライブ回路は、互いに直列に接続されたトランジスタ及びプルダウン抵抗を有し、
   前記トランジスタ及び前記プルダウン抵抗の直列回路に対して所定の駆動用電圧が印加され、前記トランジスタが前記プルダウン抵抗よりも高電位側に配置され、前記トランジスタ及び前記プルダウン抵抗間の接続ノードが前記出力端子に接続され、
   前記第１状態、前記第２状態では、前記トランジスタが、夫々、オフ、オンとされる
   ことを特徴とする請求項６に記載のドライブ装置。
8. 当該ドライブ装置は半導体集積回路にて形成される
   ことを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載のドライブ装置。
9. 一次側巻線及び二次側巻線を有するトランスと、
   前記一次側巻線に接続されたスイッチングトランジスタと、
   前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する一次側制御回路と、を備えて、
   前記一次側巻線に加わる入力電圧から前記トランスの二次側において出力電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記一次側制御回路として請求項１〜８の何れかに記載のドライブ装置を用い、
   前記スイッチングトランジスタのゲートは前記ドライブ装置の出力端子に接続されて、前記ドライブ装置により前記スイッチングトランジスタがスイッチング駆動される
   ことを特徴とする絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 交流電圧を全波整流する整流回路と、
    全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、
    前記直流電圧としての入力電圧から直流の出力電圧を生成する、請求項９に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた
    ことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
11. 交流電圧を受けるプラグと、
    請求項１０に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
    前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えた
    ことを特徴とする電源アダプタ。
12. 請求項１０に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
    前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えた
    ことを特徴とする電気機器。

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