CN103782559A

CN103782559A - 双相位通信解调方法和设备

Info

Publication number: CN103782559A
Application number: CN201280041218.0A
Authority: CN
Inventors: E·G·奥廷格
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2011-06-23
Filing date: 2012-06-25
Publication date: 2014-05-07
Anticipated expiration: 2032-06-25
Also published as: EP2759110B1; CN103782559B; WO2012178153A2; WO2012178153A3; US20150256368A1; JP6129828B2; US10187231B2; JP2014523681A; US11356307B2; US9014305B2; US20190109739A1; EP2759110A2; EP2759110A4; US20120326657A1

Abstract

一种双相位通信接收器系统包括模数转换器（ADC）（12），该模数转换器被配置为对双相位调制信号（IN）进行采样以生成双相位调制信号的数字样本。该系统还包括双相位信号解码器（14），该双相位信号解码器被配置为基于数字样本对双相位调制信号进行解码。该系统进一步包括前导码检测器（16），该前导码检测器包括数字滤波器（18），该数字滤波器被配置为评估数字样本以生成输出并且检测双相位调制信号的前导码，以便基于该输出对双相位调制信号进行解码。

Description

双相位通信解调方法和设备

技术领域

本发明总体涉及电子电路，特别涉及双相位通信解调技术。

背景技术

可以被用于传递数据的编码方案的一个示例是双相位调制。双相位调制信号的每一个比特-窗口（即，周期）代表单个逻辑比特，其中每一个比特窗口起始于逻辑状态边缘转换。逻辑低由通过比特窗口的基本恒定的逻辑状态表示，而逻辑高由比特窗口的近似中心中的额外的逻辑状态边缘转换表示。

当双相位调制信号的幅度足够时，多种不同的解码算法中的任何一种可以被实现以对双相位调制信号进行解码。然而，当信号的幅度例如由于滤波和/或传输介质损耗而减小时，对双相位调制信号进行解码会是困难的。例如，噪声的存在会使例如基于将接收器同步到双相位调制信号的前导码来将双相位调制信号的周期与接收器对齐较困难。另外，在一些双相位调制信号传输实施方式中，可能没有外部时钟来对齐双相位调制信号的相位和/或频率，这会进一步使双相位调制信号的解码复杂化。作为示例，发射器时钟和接收器时钟之间的频率失配会在解码双相位调制信号时导致解调错误。

发明内容

在一个实施例中，双相位通信接收器系统包括模数转换器（ADC），该模数转换器被配置为对双相位调制信号进行采样以生成双相位调制信号的数字样本。该系统还包括双相位信号解码器，该双相位信号解码器被配置为基于数字样本对双相位调制信号进行解码。该系统进一步包括前导码检测器，该前导码检测器包括数字滤波器，该数字滤波器被配置为评估数字样本以生成输出并且检测双相位调制信号的前导码，以便基于该输出对双相位调制信号进行解码。

在另一个实施例中，一种用于检测双相位调制信号的前导码的方法包括以采样速率对双相位调制信号进行采样以生成双相位调制信号的连续数字样本。该方法还包括迭代地将连续数字样本中的每一个移位到有限冲击响应（FIR）滤波器中，该有限冲击响应滤波器包括具有抽头权重的滤波器抽头，这些抽头权重包括与双相位调制信号的前导码的至少一个周期关联的值。该方法还包括基于在每次迭代时相对于滤波器抽头的相应真子集数学评估数字样本中已经被迭代地移位到FIR滤波器中的真子集来生成FIR滤波器的输出。该方法进一步包括将FIR滤波器的输出与阈值进行比较，并且响应于FIR滤波器的输出大于阈值而检测到双相位调制信号的前导码，以便对双相位调制信号进行解码。

在另一个实施例中，一种双相位通信接收器系统包括信道选择控制器，该信道选择控制器被配置为将与双相位调制信号关联的第一双相位调制信道的幅度和第二双相位调制信道的幅度进行比较。该信道选择控制器可以被进一步配置为基于第一和第二双相位调制信道的相对幅度来选择第一和第二双相位调制信道中的一个以便进行处理，并且丢弃第一和第二双相位调制信道中的另一个。该系统还包括前导码检测器和双相位信号解码器，该前导码检测器被配置为检测选定的双相位调制信道的前导码，该双相位信号解码器被配置为对选定的双相位调制信道进行解码。

在另一个实施例中，一种双相位通信接收器系统包括ADC，该ADC被配置为对双相位调制信号进行采样以生成双相位调制信号的数字样本。该系统还包括双相位信号解码器，该双相位信号解码器被配置为基于数字样本对双相位调制信号进行解码。该系统还包括前导码检测器，该前导码检测器包括FIR滤波器，该FIR滤波器包括具有预编程的抽头权重的滤波器抽头，借助这些抽头权重评估数字样本以生成具有峰值最大值的输出，该峰值最大值对应于双相位调制信号的前导码的周期与滤波器抽头的对齐。该系统进一步包括同步控制器，该同步控制器被配置为基于峰值最大值来检测双相位通信接收器系统和关联的发射器之间的时钟频率失配，并且基于检测到的失配来调整ADC的采样速率，以基本上补偿双相位通信接收器系统和关联的发射器之间的时钟频率失配。

附图说明

图1根据本发明的一个方面示出了双相位通信接收器的示例。

图2根据本发明的一个方面示出了前导码检测器的示例。

图3根据本发明的一个方面示出了双相位通信信号的示例。

图4根据本发明的一个方面示出了一组滤波器抽头的图示的示例。

图5根据本发明的一个方面示出了一组滤波器抽头的图示的另一个示例。

图6根据本发明的一个方面示出了同步控制器的示例。

图7根据本发明的一个方面示出了无线电力系统的示例。

图8根据本发明的一个方面示出了双相位通信接收器的另一个示例。

图9根据本发明的一个方面示出了前导码检测器的另一个示例。

图10根据本发明的一个方面示出了用于检测双相位调制器信号的前导码的方法的示例。

具体实施方式

本发明的实施例总体涉及电子电路，特别涉及双相位通信解调技术。双相位通信接收器的一个示例包括前导码检测器，该前导码检测器被配置为将双相位调制信号的周期与双相位信号解码器对齐。前导码检测器包括至少一个数字滤波器，例如有限冲击响应（FIR）滤波器，其用与双相位调制信号的前导码的至少一个已知的比特周期关联的一组特定的抽头权重进行编程。前导码检测器因此通过数字滤波器将双相位调制信号的数字样本进行移位。数字滤波器可以提供输出到第二数字滤波器，该第二数字滤波器具有与逻辑转换关联的一组抽头权重。因此，在双相位调制信号的前导码的周期与第一和第二数字滤波器的该组抽头权重对齐之后，第二数字滤波器可以提供具有高幅值的输出。因此，前导码检测器可以被配置为甚至在大量噪声存在的情况下基于检测前导码而将双相位调制信号与双相位信号解码器对齐。

此外，前导码检测器可以被配置为补偿双相位调制通信系统中发射器和接收器之间的时钟频率失配。例如，在无线电力通信应用中，发射器时钟和接收器时钟可以是分开的，使得它们不会以同一频率基准进行操作。因此，发射器和接收器相对于彼此可能具有时钟频率失配，从而例如在解码双相位调制信号时导致错误。前导码检测器可以因此包括同步控制器，该同步控制器被配置为基于由前导码控制器实现的数字样本来调整双相位通信接收器的模数转换器（ADC）的采样速率。例如，同步控制器可以对来自至少一个数字滤波器的连续峰值最大输出之间的数字样本的数目进行计数以检测频率失配，并且可以例如经由比例/积分控制环路提供指示该失配的信号以调整ADC的采样速率。

此外，双相位通信接收器可以被配置为监控与双相位调制信号关联的两个分开的信道，以避免与双相位调制信号的逻辑状态转换关联的空区切换（null zone switching）。作为示例，这两个分开的信道可以包括在无线电力应用中与变压器的初级绕组关联的电流和谐振电容器两端的电压。双相位通信接收器可以包括信道选择控制器，该信道选择控制器被配置为监控与这两个分开的信道中的每一个关联的相对功率水平，并且基于该相对功率水平选择一个信道以便进行解调。信道选择控制器因此可以被配置为选择具有最高功率水平的信道并且丢弃另一信道，使得双相位信号解码器仅解调选定的信道，而通常的双相位解调器冗余地解调两个信道。因此，本发明的双相位通信接收器相对于通常的双相位解调器可以极大地阶跃处理资源。

图1示出了双相位通信接收器10的示例，双相位通信接收器10可以被配置为接收双相位调制信号IN，并且对该双相位调制信号IN进行解码以生成输出码CODE_OUT。双相位调制信号IN的每一个比特窗口可以表示单个逻辑比特，其中每一个比特窗口起始于逻辑状态转换。逻辑低可以由通过比特窗口的基本恒定的逻辑状态表示，而逻辑高可以由在比特窗口的近似中心处的额外的逻辑状态转换表示。双相位通信接收器10可以被实现在多种电子通信应用中的任何一种中。作为示例，双相位通信接收器10可以被实现在无线电力通信应用中。

双相位通信接收器10包括模数转换器（ADC）12，该模数转换器（ADC）12被配置为对双相位调制信号IN进行采样，以生成双相位调制信号IN的连续数字样本。在图1的示例中，双相位调制信号IN的数字表示被示为信号ΒΙ-Φ_ΙΝ。作为示例，ADC12可以被配置为提供双相位调制信号IN的8倍过采样，双相位调制信号IN可以具有大约2KHz的数据频率，这样ADC12可以具有大约16KHz的采样速率。因此，对于信号ΒΙ-Φ_ΙΝ中的每个比特，双相位调制信号IN可以由8个数字样本表示。双相位通信接收器10还包括双相位信号解码器14，该双相位信号解码器14被配置为对信号ΒΙ-Φ_ΙΝ中的数字样本进行解码，以生成输出码CODE_OUT。作为示例，双相位信号解码器14可以通过多种方式中的任何一种对信号ΒΙ-Φ_ΙΝ中的数字样本进行解码。

双相位通信接收器10进一步包括前导码检测器16，前导码检测器16被配置为评估（evaluate）信号ΒΙ-Φ_ΙΝ中的数字样本/对信号ΒΙ-Φ_ΙΝ中的数字样本求值，以将双相位调制器信号IN的周期与双相位信号解码器14对齐。因此，基于前导码检测器16的操作，双相位信号解码器14可以被同步于双相位调制信号IN，以便正确地进行解码。在图1的示例中，前导码检测器16包括数字滤波器18，数字滤波器18被配置为评估信号ΒΙ-Φ_ΙΝ中的数字样本，使得前导码检测器16可以识别表示双相位调制信号IN的前导码中的每一个比特周期的近似开始和中心的逻辑状态转换。作为示例，数字滤波器18可以被配置为有限冲击响应（FIR）滤波器，使得第一FIR滤波器包括用与前导码的至少一个周期关联的抽头权重预编程的滤波器抽头，用于评估信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本。

数字滤波器18也可以被配置为两级滤波系统，使得数字滤波器18可以包括第二FIR滤波器，该第二FIR滤波器包括用与前导码的逻辑状态转换关联的抽头权重预编程的滤波器抽头，用于评估第一FIR滤波器的输出。因此，数字滤波器18的两级滤波系统可以被配置为在噪声较大的环境中利用双相位信号解码器14检测双相位调制信号IN的前导码。前导码检测器16可以被配置为响应于检测到双相位调制信号IN的前导码的周期而提供信号SYNC到双相位解码器14，使得该信号SYNC可以指示信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的哪一个数字样本对应于双相位调制信号IN的周期的开始，以便双相位信号解码器14正确地进行解码，使得该信号SYNC可以指示信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的相位。

此外，除了检测双相位解调信号IN的前导码之外，前导码检测器16可以进一步被配置为响应于评估信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本而调整ADC12的采样速率。因此，前导码检测器16可以基本上补偿例如无线电力通信应用中双相位通信接收器系统10和关联的发射器之间的时钟频率失配。例如，前导码检测器16可以对数字滤波器18的输出中的峰值最大值之间的样本的数目进行计数，以检测双相位通信接收器系统10和关联的发射器的时钟频率之间的失配。前导码检测器16因此可以提供信号SMPL_RT到ADC12以调整ADC12的采样速率，从而基本上补偿时钟频率失配。

图2示出了前导码检测器50的示例。前导码检测器50可以被配置为基本上类似于图1的示例中的前导码检测器16。因此，在下面对图2的示例的描述中，将参考图1的示例。

前导码检测器50包括第一数字滤波器52，该第一数字滤波器52被配置为评估信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本。作为示例，第一数字滤波器52可以被配置为FIR滤波器，该FIR滤波器包括用与双相位调制信号IN的前导码的至少一个周期关联的抽头权重（例如在图3的示例中所示的）预编程的滤波器抽头。

图3示出双相位通信信号100的示例。双相位通信信号100可以对应于双相位调制信号IN，并且因此可以在本文中互换地指代。此外，应当理解，双相位通信信号100在图3的示例中被示为是理想的，使得它被示为基本上不受噪声和/或其他干扰所影响。

双相位通信信号100包括前导码部分102、起始比特部分104以及数据部分106。因此，在图3的示例中的双相位通信信号100可以表示例如从发射器传输到图1的示例中的双相位通信接收器系统10的双相位通信会话的单个分组。在图3的示例中，前导码部分102包括11个连续的逻辑一比特。作为示例，11个连续的逻辑一比特自提交时起可以由无线电力联盟（WPC）规定为在前导码部分102中包括11个连续的逻辑一比特。因此，双相位调制信号100的前导码部分102的每一个周期开始于逻辑高转换并且在比特周期的近似中心处包括逻辑低转换。基于由ADC12进行的8倍过采样，双相位调制信号100的每一个比特可以由8个数字样本表示，使得在前导码部分102中，在发射器和双相位通信接收器系统10之间没有时钟频率失配的情况下，4个数字样本可以表示前导码部分102的每一个比特周期的逻辑高部分，并且4个数字样本可以表示前导码部分102的每一个比特周期的逻辑低部分。

如先前所述，在图2的示例中的第一数字滤波器52可以包括用与双相位调制信号IN（并且因此双相位调制信号100）的前导码的至少一个周期关联的抽头权重预编程的滤波器抽头。图4根据本发明的一个方面示出一组滤波器抽头的图示150的示例。图示150因此可以对应于与第一数字滤波器52关联的滤波器抽头。基于在图1的示例中的ADC12的8倍过采样，图示150包括2个比特周期（其被示出在152和154处）的滤波器抽头，并且因此包括总共16个滤波器抽头，在图4的示例中被标记为T₀到T₁₅。

因为第一数字滤波器52的滤波器抽头T₀到T₁₅在比特周期152和154中的每一个周期中与双相位调制信号100的前导码部分102的周期关联，所以滤波器抽头T₀到T₁₅被布置为两个连续的逻辑一比特。具体地，在第一比特周期152中，前4个滤波器抽头T₀到T₃相对于公共“0”是逻辑高，并且因此均具有抽头权重“1”，而后4个滤波器抽头T₄到T₇相对于公共“0”是逻辑低，并且因此均具有抽头权重“-1”。类似地，在第二比特周期154中，前4个滤波器抽头T₈到T₁₁相对于公共“0”是逻辑高，并且因此均具有抽头权重“1”，而后4个滤波器抽头T₁₂到T₁₅相对于公共“0”是逻辑低，并且因此均具有抽头权重“-1”。因此，滤波器抽头T₀到T₁₅中的每一个可以对应于信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的被输入到第一数字滤波器52以便检测双相位调制信号100的前导码的相应数字样本。

返回参考图2的示例，第一数字滤波器52被配置为迭代地将信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每一个数字样本移位到第一数字滤波器52中，并且在每次迭代时生成输出。作为示例，第一数字滤波器52可以被配置为在每次迭代时生成标量点积，使得第一数字滤波器52可以将信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每一个数字样本乘以滤波器抽头权重T₀到T₁₅中相应的一个，并且生成乘积的和作为输出。在图2的示例中，第一数字滤波器52的输出被示为信号FLT1。因此，基于第一数字滤波器52的滤波器抽头T₀到T₁₅与双相位调制信号100的前导码部分102的预定的两个周期关联，前导码部分102与滤波器抽头T₀到T₁₅的对齐将提供由第一数字滤波器52提供的信号FLT1的峰值最大输出值。换句话说，在双相位调制信号100的前导码部分102与滤波器抽头T₀到T₁₅对齐之后，最高数字样本值（即，逻辑高）被乘以“+1”抽头权重，而最低数字样本值（即，逻辑低）被乘以“-1”抽头权重，因此使信号FLT1的绝对值幅值大于数字样本在任一方向上的移位高达180度，其中180度移位对应于负峰值最大值。因此，信号FLT1的每一个正峰值最大值可以对应于双相位调制信号100的前导码部分102与滤波器抽头T₀到T₁₅的对齐。

此外，在评估信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的前16个数字样本之后，第一数字过滤器52可以被配置为评估数字样本的已经被移位到第一数字滤波器52中的真子集，以确定信号FLT1的输出值。作为示例，在每次迭代时，第一数字滤波器52可以相对于相应滤波器抽头评估被移位到第一数字滤波器52中的新数字样本、被移位出第一数字滤波器52的数字样本以及被移位到与双相位调制信号100的前导码部分102的逻辑转换关联的相应滤波器抽头的数字样本，并且可以将评估的和加到信号FLT1的输出值的前一值。具体地，参考图4的示例，在给定的迭代中将一个滤波器抽头的每一个数字样本移位到右边之后，信号FLT1的值可以被表示如下：

FLTl=FLTl'+S_T₀-2*S_T₄+2*S_T₈-2*S_T₁₂+S_T₁₅'（公式1）；其中FLTl'是信号FLT1的前一值；S_T₀是在抽头T₀处的数字样本与关联的权重的积；S_T₄是在抽头T₄处的数字样本与关联的权重的积；S_T₈是在抽头T₈处的数字样本与关联的权重的积；S_T₁₂是在抽头T₁₂处的数字样本与关联的权重的积；以及S_T₁₅'是在迭代移位之前原来在抽头T₁₅处的数字样本与关联的抽头权重的积。

公式1因此表示了一种基于仅评估移位通过与第一数字滤波器52的滤波器抽头T₀到T₁₅关联的逻辑转换的数字样本来计算信号FTL1的幅值的方式。因此，由于实现了公式1，第一数字滤波器52可以被配置为与在每次迭代中基于评估第一数字滤波器52的所有16个滤波器抽头来连续计算标量点积相比，以极为高效的方式计算信号FLT1的幅值。

在图2的示例中，前导码检测器50还包括第二数字滤波器54，该第二数字滤波器54被配置为评估第一数字滤波器52的输出信号FLT1。作为示例，第二数字滤波器54可以被配置为包括用与双相位调制信号100的逻辑转换关联的抽头权重（例如在图3和图5的示例中所示的）预编程的滤波器抽头的FIR滤波器。第二数字滤波器54可以因此被配置为放大信号FLT1的峰值，以提供对由第一数字滤波器52所提供的输出信号的放大和进一步滤波。

图5根据本发明的一个方面的实施方式示出一组滤波器抽头的图示200的另一个示例。图示200可以因此对应于与第二数字滤波器54关联的滤波器抽头。类似于之前在图4的示例中所描述的，基于在图1的示例中的ADC12的8倍过采样，图示200包括2个比特周期（其被示出在202和204处）的滤波器抽头，并且因此包括总共16个滤波器抽头，在图5的示例中被标记为T₀到T₁₅。

如先前所述，第二数字滤波器54的滤波器抽头T₀到T₁₅仅与双相位调制信号100的逻辑转换关联。具体地，在第一比特周期202中，基于逻辑高转换处于双相位调制信号100的前导码部分102的每一个比特周期的开始，第一滤波器抽头T₀相对于公共“0”是逻辑高，并且因此具有抽头权重“1”。类似地，基于逻辑低转换在双相位调制信号100的前导码部分102的每一个比特周期的近似中心处，第五滤波器抽头T₄相对于公共“0”是逻辑低，并且因此具有逻辑权重“-1”。在第二比特周期204中，第一滤波器抽头T₈同样具有抽头权重“1”，并且第五滤波器抽头T₁₂同样具有抽头权重“-1”。第二数字滤波器54的剩余的滤波器抽头都具有抽头权重“0”。

类似于先前关于第一数字滤波器52的说明，第二数字滤波器54被配置为迭代地将输出信号FLT1移位到第二数字滤波器54的滤波器抽头中，以在每次迭代时生成输出。第二数字滤波器54可以被配置为在每次迭代时生成标量点积，使得第二数字滤波器54可以将输出信号FLT1的每一个迭代值乘以滤波器抽头权重T₀到T₁₅中相应的一个，并且生成积的和作为输出。在图2的示例中，第二数字滤波器54的输出被示为信号FLT2。

如先前所述，从前导码部分102与第一数字滤波器52的滤波器抽头T₀到T₁₅的对齐而得到的输出将提供信号FLT1的峰值最大输出值。因此，基于第二数字滤波器54的滤波器抽头T₀到T₁₅与双相位调制信号100的前导码部分102的2个周期的逻辑转换关联，双相位调制信号100的前导码部分102的对齐可以由第二数字滤波器54极大加强。作为示例，前导码部分102与第一数字滤波器52的滤波器抽头T₀到T₁₅的对齐同样可以使信号FLT1的正峰值最大值与第二数字滤波器54的滤波器抽头T₀到T₈的对齐并且使信号FLT1的负峰值最大值与第二数字滤波器54的滤波器抽头T₄到T₁₂的对齐。因此，第二数字滤波器54可以极大地放大并且过滤信号FLT1的正峰值最大值和负峰值最大值，并且提供经放大和过滤的峰值最大值作为信号FLT2，因此同样指示双相位调制信号100的前导码部分102与第一数字滤波器52的滤波器抽头T₀到T₁₅的对齐。

此外，因为第二数字滤波器54极大地放大并且进一步过滤从第一数字滤波器52输出的信号FLT1，所以第二数字滤波器54可以例如在受到大量噪声或其他干扰的环境中更好地检测双相位调制信号IN的前导码。同样，与通常的模拟滤波和前导码检测系统相比，第一数字滤波器52和第二数字滤波器54操作为两级滤波器系统以便检测双相位调制信号IN的前导码可以是更简单的，并且可以以更小尺寸封装实现。此外，通过利用公式1中所示出的算法实现第一数字滤波器52，并且通过实现第二数字滤波器54以仅评估双相位调制信号IN的逻辑转换（例如，对4个数字求和），第一数字滤波器52和第二数字滤波器54的数字滤波技术可以仅需要少量的处理资源，从而例如将相对小数量的每秒机器指令（MIPS）用于前导码检测和/或对齐，以便对双相位调制信号IN进行解码。

在图2的示例中，前导码检测器50还包括阈值生成器56和前导码比较器58。阈值生成器56被配置为基于信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本生成阈值，在图2的示例中被示为信号THRESH。作为示例，可以基于信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本的幅度生成阈值信号THRESH，使得双相位调制信号IN的总幅度的变化可以由前导码检测器50补偿。例如，阈值生成器56可以被配置为无限冲击响应（IIR）滤波器，该无限冲击响应滤波器被配置为基于预定数目的数字样本，将阈值THRESH计算为信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本的绝对值的移动平均值（moving average）。阈值信号THRESH可以被计算的一个示例方式被示为如下：

THRESH=K*(THRESH'*31+S(ABS(NEW)))/32（公式2）；

其中THRESH'是阈值信号THRESH的前一值；S(ABS(NEW))是信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的下一个数字样本的绝对值；并且K是任意的缩放因子。

公式2因此将阈值信号THRESH计算为32个数字样本的移动平均值。因此，基于公式2，阈值信号THRESH可以被调整以适应双相位调制信号IN的幅度的变化。应当理解，阈值生成器56不限于实现公式2以生成阈值信号THRESH的移动平均值，而是移动平均值可以基于与多于或少于32个数字样本的移动平均值有关的不同缩放因子。

阈值信号THRESH和由第二数字滤波器54所提供的输出信号FLT2各自被提供到前导码比较器58。前导码比较器58因此被配置为响应于信号FLT2的幅值大于阈值信号THRESH而检测双相位调制信号IN的周期。作为示例，前导码比较器58可以基于信号FLT2与阈值信号THRESH的一个比较结果或基于多个比较结果（即，诸如每8次迭代的冗余的比较结果）来确定双相位调制信号IN的存在。因此，前导码比较器58可以生成信号SYNC，该信号SYNC被提供到图1的示例中的双相位信号解码器14，以指示信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本的检测和/或对齐，以便正确地对双相位调制信号IN进行解码。

除了检测和/或对齐双相位调制信号IN的前导码之外，前导码检测器50也可以被配置为响应于评估信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本而调整ADC12的采样速率。因此，前导码检测器50可以基本上补偿例如在无线电力通信应用中双相位通信接收器系统10和关联的发射器之间的时钟频率失配。在图2的示例中，前导码检测器50还包括同步控制器60，该同步控制器60被配置为监控从第二数字滤波器54提供的输出信号FLT2。同步控制器60可以因此生成信号SMPL_RT，该信号SMPL_RT被提供到ADC12以基于对输出信号FLT2的评估来调整采样速率。

图6示出同步控制器250的示例。同步控制器250可以被配置为基本上类似于图2的示例中的同步控制器60。因此，在下面对图6的示例的描述中，将参考图1和图2的示例。

同步控制器250包括峰值检测器252、样本计数器254以及比例/积分（P/I）环路控制器256。峰值检测器252被配置为接收从第二数字滤波器54提供的输出信号FLT2。应当理解，虽然峰值检测器252被示为评估从第二数字滤波器54提供的输出信号FLT2，但是峰值检测器252可以替换地评估从第一数字滤波器52提供的输出信号FLT1。峰值检测器252可以被配置为检测信号FLT2的峰值最大值，例如正峰值最大值或负峰值最大值。应当理解，峰值检测器252可以独立于前导码比较器58而操作，或可以与前导码比较器58关联，使得峰值比较器58基于阈值信号THRESH检测峰值最大值，如先前所述，并且提供与检测到的峰值最大值关联的信息到同步控制器250。

在确定信号FLT2的峰值最大值之后，峰值检测器252调用样本计数器254，以对信号FLT2的随后的多个峰值最大值之间的信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本的数目进行计数。样本计数器254可以因此对数字样本的数目进行计数，并且通过比较器258比较数字样本的数目和数字样本的预期数目。例如，基于ADC12的16KHz采样速率（如之前在图1-5的示例中所述的），样本计数器254可以比较每一个峰值最大值（例如，包括其中一个峰值最大值）之间的数字样本的计数数目与总共8个预期的数字样本。样本计数器254可以在多个峰值最大值上对数字样本的数目进行计数，以确保能够检测到发射器和双相位通信接收器系统10之间的时钟频率的较小失配。

样本计数器254将信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的所计数的数字样本和数字样本的预期数目之间的差值信息提供给P/I环路控制器256。P/I环路控制器256因此提供比例和积分计算，以生成信号SMPL_RT，该信号SMPL_RT被反馈至ADC12，以调整ADC12的采样速率，从而例如补偿双相位通信接收器10和关联的发射器之间的时钟频率失配。例如，可以用允许对采样速率进行快速调整（尤其是针对双相位通信接收器10和关联的发射器之间建立的初始通信会话）的比例增益来对P/I环路控制器256进行编程。作为另一个示例，可以用极慢的积分项对P/I环路控制器256进行编程，以允许ADC12的采样速率收敛到关联的发射器的时钟频率。P/I环路控制器256可以因此生成信号SMPL_RT以指示时钟频率（即，发射器的时钟频率和ADC12的当前采样速率）之间的差值，使得可以相应地调整ADC12。

在图6的示例中，同步控制器250可以被配置为在启动通信会话之后，为ADC12的采样速率设置默认值，例如16KHz。因此，在通信会话期间，可以由同步控制器250相应地调整ADC12的采样速率。作为示例，因为积分项可以被编程为对ADC12的采样速率进行相对较慢的调整，所以在双相位调制信号100的给定分组的前导码部分102内，ADC12的采样速率可能不能被基本上同步到关联的发射器的时钟频率。因此，同步控制器250可以被配置为在双相位调制信号100的下一个分组的前导码部分102期间继续调整ADC12的采样速率，以此类推，直到ADC12具有已经基本上收敛到发射器的时钟频率的采样速率。在双相位通信接收器10与新的发射器（例如，由新的设备标识所指示的）注册通信之后，P/I环路控制器256可以被配置为接收例如由处理器提供的复位信号RESET，该信号RESET对积分项进行复位。结果，同步控制器250可以将ADC12的采样速率复位到默认值（例如，16KHz）。

图7示出无线电力系统300的示例。无线电力系统300包括无线充电器302和便携式电子设备304。作为示例，便携式电子设备304可以是无线通信设备。在图7的示例中，无线充电器302包括电流源306，该电流源306生成通过电感器L₁和电阻器R₁的电流I₁。便携式电子设备304包括电感器L₂，基于通过电感器L₁生成的磁场，通过该电感器L₂感应出电流I₂，以流过电阻器R₂。因此，在无线充电器302中的电感器L₁和在便携式电子设备304中的电感器L₂共同形成变压器308。结果，电压V_CHG被提供到便携式电子设备304，从而为便携式电子设备304供电和/或对便携式电子设备304内的电池（没有显示）充电。

作为示例，可能需要或期望便携式电子设备304与无线充电器302通信。作为示例，便携式电子设备304可以提供消息给无线充电器302，以指示它正在从无线充电器302接收电力、指示它被完全充电或提供多种其他指示中的任何一种。在图7的示例中，便携式电子设备304包括双相位调制发射器310，该双相位调制发射器310耦合到开关S₂。双相位调制发射器310可以因此打开和闭合开关S₂以将双相位调制信号（例如双相位调制信号IN）调制到电流I₂中，使得开关的打开和闭合分别提供电流I₂的逻辑低状态和逻辑高状态。因为无线电力系统300中的功率是守恒的，所以被调制到电流I₂上的双相位调制信号同样通过变压器308的电感耦合被调制到电流I₁上。

无线充电器302包括双相位通信接收器312，该双相位通信接收器耦合到电流源306、电感器L₁以及电阻器R₁的电流路径。双相位通信接收器312因此被配置为监控初级电流I₁并且因此对来自初级电流I₁的双相位调制信号进行解调。作为示例，双相位通信接收器312可以监控电压、功率或初级电流I₁本身中的一个或多个，以对双相位调制信号IN进行解调。例如，双相位通信接收器312可以被配置为基本上类似于图1的示例中的双相位通信接收器10。具体地，双相位通信接收器312可以包括ADC12，该ADC12被配置为以基本上恒定的频率（例如，16kHz）生成对应于初级电流I₁或关联的电压（例如谐振电容器（没有显示）的电压）或功率的双相位调制信号IN的数字样本，并且因此生成双相位调制信号IN。双相位通信接收器312还可以包括图1的示例中的前导码检测器16和双相位信号解码器14。因此，双相位通信接收器312可以检测和/或对齐双相位调制信号IN的前导码，以对从ADC12生成的电流I₁的数字样本进行解码，从而生成输出信号CODE_OUT，例如之前在图1-4的示例中所描述的。此外，前导码检测器16可以包括同步控制器250，使得ADC12的采样速率可以被基本上同步到双相位调制发射器310的时钟频率，例如之前在图2和图6的示例中所描述的。

无线电力系统300无意限于图7的示例。具体地，无线电力系统300被简化地示出，使得已经从图7的示例中省略了多种附加的电路和/或通信部件。作为示例，电流I₁和I₂流过的电路可以包括任何多种附加的电路部件，例如用于提供电压V_CHG的电阻器和/或电容器的布置。作为另一个示例，可以从处理器（没有显示）向双相位调制发射器310提供命令，或者双相位调制发射器310可以被配置为处理器的一部分。此外，无线电力系统300可以包括用于提供和/或接收电力的任何多种附加的设备，例如感性耦合到附加的电感器的附加的便携式电子设备。因此，无线电力系统300可以用任何多种方式配置。

在无线电力系统300中，调整初级侧（即，无线充电器）上的谐振频率例如以控制功率传输的水平会导致调制深度改变极性的现象。如此处所述的调制深度被定义为当电阻器R₂被开关S₂接通和断开时双相位调制信号IN的幅度的变化。调制深度的极性的改变可以是基于与改变无线电力系统300的谐振特性的电阻器R₂关联的负载的添加而引起的。

作为示例，在高频率处，当双相位调制发射器310切换开关S₂以加入电阻器R₂的负载时，双相位调制信号IN的幅度会增加，但是在低频率处，双相位调制信号IN的幅度降低。对于经由双相位通信信号IN的通信来说，这两种情形都是可接受的。然而，在幅度交叉的谐振频率处，当双相位调制发射器310切换开关S₂以加入电阻器R₂的负载时，双相位调制信号IN的幅度没有明显改变。因此，在空频率（null frequency）处，通信是不可能的。

因此，双相位通信接收器312可以被配置为接收双相位调制信号IN作为双信道信号，例如具有与无线电力系统300关联的不同的空频率。例如，双相位通信接收器312可以被配置为监控与谐振电容器（没有显示）两端的电压关联的第一双相位调制信道和与变压器308的初级电感器L₁中的电流关联的第二双相位调制信道。两个分开的双相位调制信道的检测在制度上（institutionally）是被要求的，例如由WPC规定的，使得通常的双相位通信接收器会冗余地对两个双相位调制信道进行解码，以确保数据从发射器传输到接收器，从而减少给定信道的空区的存在。

图8示出双相位通信接收器350的另一个示例。双相位通信接收器350被配置为接收第一双相位调制信道IN_A和第二双相位调制信道IN_B，并且仅对双相位调制信号IN_A和IN_B中的一个进行解码，从而生成输出码CODE_OUT。仅对双相位调制信道IN_A和IN_B中的一个进行解码以生成输出码CODE_OUT是通过信道选择控制器352完成的。

信道选择控制器352被配置为监控双相位调制信道IN_A和IN_B的幅度并且选择双相位调制信道IN_A和IN_B中的一个，以便由双相位信号解码器354进行解码。信道选择控制器352包括信道比较器356，该信道比较器356被配置为比较双相位调制信道IN_A和IN_B之间的相对幅值。信道选择控制器352可以因此被配置为选择双相位调制信道IN_A和IN_B中具有最大相对幅度的一个。双相位调制信道IN_A和IN_B中被选定的一个因此被提供给双相位信号解码器354以便进行解码，在图8的示例中被示为信号IN_SLCT。在选定双相位调制信道IN_A和IN_B中具有最大相对幅度的一个之后，信道选择控制器352可以丢弃双相位调制信道IN_A和IN_B中的另一个。因此，与例如由通常的双相位接收器系统实现的冗余地对两个双相位调制信道进行解码相比，通过仅对单个双相位调制信道进行解码，双相位通信接收器350可以节约电路和/或处理资源。

此外，类似于图1的示例，双相位通信接收器系统350包括前导码检测器358。前导码检测器358被配置为检测选定的双相位调制信道IN_SLCT的周期和/或将选定的双相位调制信道IN_SLCT的周期对齐到双相位信号解码器354。因此，双相位信号解码器354可以被同步于选定的双相位调制信号IN_SLCT，以便经由从前导码检测器358提供的信号SYNC正确地进行解码，例如之前在图1-5的示例中所描述的。在图8的示例中，前导码检测器358可以基本上类似于图1的示例中的前导码检测器16操作。然而，信道选择控制器352可以在模拟域或数字域中的任一个下进行操作。作为示例，信道选择控制器352可以被配置为比较模拟双相位调制信道IN_A和IN_B，使得前导码检测器358可以包括ADC以便生成选定的双相位调制信道IN_SLCT的数字样本。作为另一个示例，双相位通信接收器系统350可以包括至少一个ADC（没有显示），该ADC被配置为针对双相位调制信道IN_A和IN_B中的每一个生成数字样本，或者针对选定的双相位调制信道IN_SLCT生成数字样本，使得选定的双相位调制信道IN_SLCT被提供给前导码检测器358作为数字样本流。作为又一个示例，信道选择控制器352可以被合并到前导码检测器358中。

图9示出前导码检测器400的另一个示例。前导码检测器400包括第一数字滤波器402和第二数字滤波器404，该第一数字滤波器402被配置为评估第一双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α的数字样本，该第二数字滤波器404被配置为评估第二双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_B的数字样本。在图9的示例中，应当理解，前导码检测器400布置在其中的双相位通信接收器包括ADC，以将双相位调制信道IN_A和IN_B中的每一个转换成信道BΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β的相应的数字样本。因此，类似于图1-5的示例中所描述的，第一数字滤波器402和第二数字滤波器404可以被配置为FIR滤波器，该FIR滤波器包括用与双相位调制信道IN_A和IN_B的前导码的至少一个周期关联的抽头权重（例如在图3的示例中所示的）预编程的滤波器抽头。第一数字滤波器402和第二数字滤波器404各自被配置为迭代地移位信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β的相应数字样本，以在每次迭代时生成相应的输出FLT1_A和FLT1_B。

前导码检测器400包括信道选择控制器406，该信道选择控制器406包括信道比较器408。分别从第一数字滤波器402和第二数字滤波器404提供的输出FLT1_A和FLT1_B各自被提供给信道比较器408，使得信道比较器408被配置为在每次迭代时比较输出FLT1_A和FLT1_B中的每一个的幅度。此外，双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β可能包括噪声和/或其他干扰，并且前导码检测器400可能基本上连续地操作，例如同时等待有效数据从关联的发射器被发射。因此，信道比较器408也被配置为比较输出FLT1_A和FLT1_B与由阈值生成器410生成的阈值信号THRESH_1。作为示例，阈值信号THRESH_1可以被生成为来自双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β中的至少一个（例如具有最高相对幅度的一个）的数字样本的移动平均值。例如，阈值信号THRESH_1可以用基本上类似于公式2的方式生成，例如具有用于针对相应的前导码比较器实现的阈值信号的不同的（例如，较小的）缩放因子K。

此外，信道比较器408包括计数器412，该计数器412被配置为对与由信道比较器408执行的连续比较关联的迭代进行计数。作为示例，由于在双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β上潜在地存在噪声和/或其他干扰，因此双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β的相对幅度并且因此相应的输出FLT1_A和FLT1_B有可能随时间相对于彼此变化。因此，计数器412可以被配置为在信道比较器408选择双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β中的一个之前，对预定数目的一致（consistent）比较进行计数。结果，计数器412可以被配置为确保在合适的信道被选择之前，双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和_ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β之间的相对幅度是稳定的。因此，信道比较器408选择双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β中具有相对较大幅度的一个，该相对较大幅度也大于用于预定数目的连续迭代的阈值信号THRESH_1。

在图9的示例中，输出信号FLT1_A和FLT1_B中的每一个还被提供给信道选择控制器406中的信道多路复用器414。在选择双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β中给定的一个之后，信道比较器408提供信号CMP到信道多路复用器414，以指示选定的信道。信道多路复用器414因此提供选定的信道作为输出FLT1，该FLT1具有与第一数字滤波器402和第二数字滤波器404中对应于双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_B中选定的一个的那个数字滤波器关联的输出。双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_B中的另一个因此被丢弃，并且不被前导码检测器400进一步处理。

在图9的示例中，前导码检测器400还包括第三数字滤波器416，该第三数字滤波器416被配置为评估对应于选定的信道的输出信号FLT1。类似于之前在图2的示例中所描述的，第三数字滤波器416可以被配置为FIR滤波器，该FIR滤波器包括用与双相位调制信道IN_A和IN_B的逻辑转换关联的抽头权重（例如在图3和图5的示例中所示的）预编程的滤波器抽头。第三数字滤波器416可以因此被配置为放大信号FLT1的峰值，以提供对输出信号FLT1的放大和进一步滤波。阈值生成器410也被配置为生成阈值信号THRESH_2，该阈值信号THRESH_2可以基于双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和_ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β中的至少一个（例如，选定的信道）的数字样本，例如基于先前描述的公式2。因此，阈值信号THRESH_2和输出信号FLT2可以被提供到前导码比较器418，用于检测和/或确定双相位调制信道IN_A和IN_B中选定的一个的周期的对齐，如先前在图1-5的示例中所描述的。

因此，通过选择双相位调制信道ΒΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_B中的仅一个进行解码，与对两个双相位调制信道进行解码的通常的双相位通信接收器系统相比，前导码检测器400可以节约处理资源（例如，减少MIPS）。此外，因为信道选择是基于双相位调制信道IN_A和IN_B之间较大的相对幅度，所以选定的信道离关联的无线电力系统（无线电力系统300）的频谱上的空区最远，以确保足够的幅度区别，以便正确地进行解码。应当理解，在图9的示例中的前导码检测器400是但仅是实现信道选择以便仅对单个双相位调制信道进行解码的方式的一个示例，并且可以实现基于各信道之间的相对幅度的其他实施方式。此外，虽然没有在图9的示例中示出，但是前导码检测器400也可以包括同步控制器，例如之前在图6的示例中所描述的同步控制器250，以调整相应的双相位通信接收器系统中的关联的ADC的采样速率。

前导码检测器400不限于图9的示例。作为一个示例，信道比较器408可以被配置为直接比较双相位调制信道BΙ-Φ_ΙΝ_Α和ΒΙ-Φ_ΙΝ_Β，而不是相应的第一数字滤波器402和第二数字滤波器404的输出。作为另一个示例，由信道多路复用器414选择的信道不限于相应的第一数字滤波器402和第二数字滤波器404的输出信号FLT1_A和FLT1_B。例如，前导码检测器400可以用耦合到第一数字滤波器402和第二数字滤波器404的相应输出的两个这样的数字滤波器416（例如，具有在图5的示例中所示的抽头权重）替换第三数字滤波器416。因此，信道多路复用器414可以在相应的输出FLT2_A和FLT2_B之间进行选择，使得信道多路复用器414的输出FLT2被直接提供到前导码比较器418。因此，前导码检测器400可以用多种方式配置。

根据上面描述的前述结构和功能特征，参照图10将更好地理解某些方法。应当明白和理解，在其他实施例中，所示的动作可能以不同的顺序发生和/或与其他动作同时发生。而且，并非需要所有的所示特征来实现方法。

图10示出检测双相位调制信号的前导码的方法450的示例。在452处，以采样速率对双相位调制信号进行采样，以生成双相位调制信号的连续数字样本。采样速率可以是由ADC对大约2kHz的数据信号进行8倍过采样，例如采样速率大约是16kHz。可以基于双相位通信接收器系统和关联的接收器之间的检测到的时钟频率失配来调整ADC的采样速率。在454处，连续数字样本中的每一个被迭代地移位到FIR滤波器中，该FIR滤波器包括具有抽头权重的滤波器抽头，这些抽头权重包括与双相位调制信号的前导码的至少一个周期关联的值。滤波器抽头可以被布置为基本上类似于图4的示例。FIR滤波器也可以被配置为两级滤波器系统，该两级滤波器系统包括具有用与双相位调制信号的逻辑转换关联的抽头权重编程的滤波器抽头的第二FIR滤波器，以提供对第一FIR滤波器的输出进行更大滤波和放大。

在456处，基于在每次迭代时相对于滤波器抽头的相应真子集数学评估数字样本中已经被迭代地移位到FIR滤波器中的真子集来生成FIR滤波器的输出。对真子集的数学评估可以基于在每次迭代期间相对于前一输出值刚被移入的、刚被移出的和在每一个逻辑转换处的数字样本的评估，例如由公式1提供。FIR滤波器的输出可以基于双相位调制信号的前导码与滤波器抽头的对齐来提供峰值最大值。在458处，将FIR滤波器的输出与阈值进行比较。阈值可以被生成为数字样本的移动平均值，例如以补偿双相位调制信号的幅度变化。FIR滤波器的输出可以是借助阈值的来自第二FIR滤波器的输出。该比较可以发生在信道选择控制器的下游，该信道选择控制器被配置为基于各信道的较大相对幅度来选择两个双相位调制信道中的一个，以便进行解码。在460处，响应于FIR滤波器的输出大于阈值，检测双相位调制信号的前导码，以便对双相位调制信号进行解码。之后，双相位调制信道可以通过双相位信号解码器正确地进行解码。

本发明所涉及的本领域技术人员将理解，可以对所描述的示例实施例进行修改，并且在本发明的范围内，许多其他实施例是可能的。

Claims

1.一种用于检测双相位调制信号的前导码的方法，所述方法包括：

以采样速率对双相位调制信号进行采样，从而生成所述双相位调制信号的连续数字样本；

迭代地将所述连续数字样本中的每一个移位到无限冲击响应滤波器即FIR滤波器中，所述FIR滤波器包括滤波器抽头，所述滤波器抽头具有包括与所述双相位调制信号的所述前导码的至少一个周期关联的值的抽头权重；

基于在每次迭代时相对于所述滤波器抽头的相应真子集数学评估所述数字样本中已经被迭代地移位到所述FIR滤波器中的真子集，生成所述FIR滤波器的输出；

将所述FIR滤波器的输出与阈值进行比较；以及

响应于所述FIR滤波器的输出大于所述阈值，检测所述双相位调制信号的所述前导码，以便对所述双相位调制信号进行解码。

2.根据权利要求1所述的方法，其中迭代地移位所述连续数字样本中的每一个包括迭代地将所述连续数字样本中的每一个移位到第一FIR滤波器中，并且其中生成所述FIR滤波器的输出包括生成所述第一FIR滤波器的输出，所述方法进一步包括在每次迭代时将所述第一FIR滤波器的输出移位到第二FIR滤波器中，从而生成第二输出，所述第二输出基本上补偿与所述双相位调制信号关联的噪声，比较所述FIR滤波器的输出包括将所述第二FIR滤波器的输出与所述阈值进行比较。

3.根据权利要求2所述的方法，其中将所述第一FIR滤波器的输出移位到所述第二FIR滤波器中包括将所述第一FIR滤波器的输出移位到包含如下一组抽头权重的所述第二FIR滤波器中，该组抽头权重具有与每一个交替逻辑转换处的抽头关联的非零值和与剩余抽头关联的零值。

4.根据权利要求1所述的方法，其中生成输出包括相对于与所述双相位调制信号的所述前导码的逻辑转换关联的相应滤波器抽头评估被移位到所述FIR滤波器中的新数字样本、被移位出所述FIR滤波器的数字样本以及被移位到所述相应滤波器抽头的数字样本，并且将评估的和加到所述FIR滤波器的输出的前一值。

5.根据权利要求1所述的方法，其中确定检测到所述双相位调制信号的所述前导码包括响应于所述FIR滤波器的峰值最大值输出中的一个大于所述阈值而确定所述双相位调制信号的所述前导码与所述滤波器抽头对齐，所述方法进一步包括：

对多个连续峰值最大值输出中的每一个之间的所述数字样本进行计数，以检测所述双相位通信接收器系统和关联的发射器之间的时钟频率失配；

生成指示检测到的失配的幅值的信号；以及

调整所述采样速率以收敛到所述关联的发射器的时钟频率。

6.根据权利要求1所述的方法，其中对所述双相位调制信号进行采样包括以所述采样速率对第一双相位调制信道和第二双相位调制信道进行采样，以生成第一连续数字样本和第二连续数字样本，其中迭代地移位所述连续数字样本中的每一个包括迭代地将所述第一连续数字样本移位到第一FIR滤波器和第二FIR滤波器中，所述方法进一步包括：

将所述第一FIR滤波器的输出与所述第二FIR滤波器的输出进行比较；

基于所述第一和第二双相位调制信道的相对信号幅度来选择所述第一和第二双相位调制信道中的一个，以便由所述双相位信号解码器进行解码；以及

响应于该选择而丢弃所述第一和第二双相位调制信道中的另一个。

7.一种双相位通信接收器系统，其包括：

模数转换器，即ADC，其被配置为对双相位调制信号进行采样，从而生成所述双相位调制信号的数字样本；

双相位信号解码器，其被配置为基于所述数字样本对所述双相位调制信号进行解码；以及

前导码检测器，其包括数字滤波器，所述数字滤波器被配置为评估所述数字样本以生成输出并且基于该输出检测所述双相位调制信号的前导码以便对所述双相位调制信号进行解码。

8.根据权利要求7所述的系统，其中所述数字滤波器被配置为有限冲击响应滤波器即FIR滤波器，所述FIR滤波器包括一组抽头权重，该组抽头权重包括与所述双相位调制信号的所述前导码的至少一个周期关联的值。

9.根据权利要求8所述的系统，其中该组抽头权重被布置为多个第一值+1和相应的多个第二值-1的交替模式，其中所述第一和第二值中的每一个对应于被递增地移位到所述FIR滤波器中的所述数字样本中的相应一个。

10.根据权利要求8所述的系统，其中所述FIR滤波器被配置为通过如下步骤评估所述数字样本从而生成所述输出：在每次迭代时，针对所述输出的前一值，加上被移位到所述FIR滤波器中的新数字样本的相应抽头权重积，减去被移位出所述FIR滤波器的最后一个数字样本的相应抽头权重积，并且加上或减去被移位到与所述双相位调制信号的所述前导码的逻辑转换关联的相应滤波器抽头的数字样本的相应抽头权重积。

11.根据权利要求7所述的系统，其中所述数字滤波器被配置为包括第一数字滤波器和第二数字滤波器的两级滤波器，所述第二数字滤波器被配置为对所述第一数字滤波器的输出进行采样，以放大和进一步过滤所述第一数字滤波器的输出，从而基本上补偿与所述双相位调制信号关联的噪声。

12.根据权利要求11所述的系统，其中所述第一和第二数字滤波器被配置为有限冲击响应滤波器即FIR滤波器，其中所述第一数字滤波器包括一组抽头权重，该组抽头权重包括与所述双相位调制信号的所述前导码的至少一个周期关联的值，并且其中所述第二数字滤波器包括一组抽头权重，该组抽头权重包括与每一个交替逻辑转换处的抽头关联的非零值和与剩余抽头关联的零值。

13.根据权利要求7所述的系统，其中所述数字滤波器的输出具有峰值最大值，所述峰值最大值对应于所述双相位调制信号的所述前导码的周期和与所述数字滤波器关联的预编程的滤波器抽头的对齐；并且其中所述前导码检测器包括同步控制器，所述同步控制器被配置为检测所述峰值最大值并且对多个连续峰值最大值中的每一个之间的所述数字样本进行计数，以检测所述双相位通信接收器系统和关联的发射器之间的时钟频率失配，所述峰值检测器被配置为基于检测到的失配来调整所述ADC的采样速率。

14.根据权利要求13所述的系统，其中所述同步控制器包括比例/积分环路控制器，所述比例/积分环路控制器被配置为生成与检测到的失配的幅值成比例的表示对所述ADC的采样速率的调整量的信号，从而调整所述ADC的采样速率以收敛到所述关联的发射器的时钟频率。

15.根据权利要求7所述的系统，其中所述前导码检测器进一步包括前导码比较器，所述前导码比较器被配置为将所述数字滤波器的输出与阈值进行比较，响应于所述前导码比较器确定所述数字滤波器的输出大于所述阈值而检测到所述双相位调制信号的所述前导码的周期；并且其中所述前导码检测器进一步包括阈值生成器，所述阈值生成器被配置为将所述阈值生成为具有基于所述数字样本的幅度的移动平均值。

16.根据权利要求7所述的系统，其中所述双相位调制信号包括第一双相位调制信道和第二双相位调制信道，所述双相位调制通信接收器系统进一步包括信道选择控制器，所述信道选择控制器被配置为基于所述第一和第二双相位调制信道的相对信号幅度来选择所述第一和第二双相位调制信道中的一个，以便由所述双相位信号解码器进行解码，所述信道选择控制器被进一步配置为响应于该选择而丢弃所述第一和第二双相位调制信道中的另一个。

17.根据权利要求16所述的系统，其中所述前导码检测器包括所述信道选择控制器，其中所述数字滤波器包括与所述第一双相位调制信道关联的第一数字滤波器和与所述第一双相位调制信道关联的第二数字滤波器，所述信道选择控制器包括信道比较器，所述信道比较器被配置为将所述第一数字滤波器的输出与所述第二数字滤波器的输出进行比较，以选择所述第一和第二双相位调制信道中的所述一个。

18.根据权利要求17所述的系统，其中所述前导码检测器包括至少一个附加数字滤波器，所述至少一个附加数字滤波器被配置为对所述第一和第二数字滤波器中的至少一个的输出进行采样，以放大和进一步滤波所述第一和第二数字滤波器中的所述至少一个的输出，从而基本上补偿与所述双相位调制信号关联的噪声。

19.一种包括权利要求1所述的双相位通信接收器系统的无线电力系统，所述无线电力系统包括：

无线充电器，其包括接收器，所述接收器被配置为监控与初级电感器关联的初级电流，所述接收器包括权利要求1所述的双相位通信接收器系统；以及

便携式电子设备，其包括发射器，所述发射器被配置为将所述双相位通信信号调制到与次级电感器关联的次级电流上，所述初级电感器和次级电感器共同形成隔离变压器，所述隔离变压器被配置为将能量从所述初级电感器传输到所述次级电感器以在所述便携式电子设备中生成电压。

20.一种双相位通信接收器系统，其包括：

信道选择控制器，其被配置为将与双相位调制信号关联的第一双相位调制信道的幅度和第二双相位调制信道的幅度进行比较，所述信道选择控制器被进一步配置为基于所述第一和第二双相位调制信道的相对幅度来选择所述第一和第二双相位调制信道中的一个以便进行处理，并且丢弃所述第一和第二双相位调制信道中的另一个；

前导码检测器，其被配置为检测选定的双相位调制信道的前导码；以及

双相位信号解码器，其被配置为对选定的双相位调制信道进行解码。

21.一种双相位通信接收器系统，其包括：

双相位信号解码器，其被配置为基于所述数字样本对所述双相位调制信号进行解码；

前导码检测器，其包括有限冲击响应滤波器即FIR滤波器，所述FIR滤波器包括具有预编程抽头权重的滤波器抽头，借助所述抽头权重评估所述数字样本以生成具有峰值最大值的输出，所述峰值最大值对应于所述双相位调制信号的前导码的周期与所述滤波器抽头的对齐；以及

同步控制器，其被配置为基于所述峰值最大值来检测所述双相位通信接收器系统和关联的发射器之间的时钟频率失配，并且基于检测到的失配来调整所述ADC的采样速率，从而基本上补偿所述双相位通信接收器系统和关联的发射器之间的所述时钟频率失配。