CN103703506B - 显示驱动电路、显示装置及显示驱动电路的驱动方法 - Google Patents

Abstract

源极驱动器（20）包括对同相/反相的输入信号进行放大的第一及第二放大电路、以及输出用于切换输入信号的失调切换信号（4）的切换控制电路（29），切换控制电路（29）输出频率高于水平同步信号的失调切换信号（4）。由此，提供一种能够抑制显示画面整体的闪烁的产生，从而能够提高显示质量的显示驱动电路。

Description

显示驱动电路、显示装置及显示驱动电路的驱动方法

技术领域

本发明涉及包括具有失调电压的差分放大电路的显示驱动电路、包括该显示驱动电路的显示装置、以及该显示驱动电路的驱动方法。

背景技术

在现有的液晶显示装置中，已知对于构成显示驱动电路（图18的源极驱动器3802）的输出电路部（图18的输出电路4408）的差分放大器，由制造上的偏差等所产生的偶发性的失调电压产生了与向液晶显示源极施加的理想驱动电压之间的误差，从而无法适当地显示所要显示的图像，发生所谓的显示不均匀，成为显示质量下降的重要因素。例如专利文献1中记载有用于消除由这种失调电压引起的显示不均匀的技术。下面对专利文献1中所记载的第一至第三现有技术进行说明。

图19的（a）和（b）表示第一现有技术所涉及的源极驱动器IC的输出电路的区块结构图及其动作的一个示例。在图19的（a）和（b）中，仅将图18内用4405、4407、4408表示的各框图表示为具有2个输出端子的电路。

在图19的（a）和（b）中，4501表示在驱动第奇数个输出端子的输出电路中使用运算放大器的电压跟随器，4502表示在驱动第偶数个输出端子的输出电路中使用与4501一样的运算放大器的电压跟随器，4503、4504、4505、以及4506分别表示用于切换液晶驱动输出的输出电压极性的输出交流化开关，4507表示进行正极性电压的数字/模拟转换的D/A转换电路，4508表示进行负极性电压的数字/模拟转换的D/A转换电路，4509及4510分别表示保持显示数据的保持存储器，4511表示第奇数个输出端子，4512表示第偶数个输出端子。此外，运算放大器4501内部的4513及4502内部的4514表示N沟道MOS输入的运算放大器，运算放大器4501内部的4515及4502内部的4516表示P沟道MOS输入的运算放大器。

上述结构中包括在输入级具有N沟道MOS晶体管的运算放大器以及在输入级具有P沟道MOS晶体管的运算放大器这两个运算放大器，使得能够在一个输出端子输出（全范围）正极性电压和负极性电压两个电压。由此，如图20所示，由失调电压引起的偏差A、－A能够在2帧内抵消。

然而，由于在所述第一现有技术的结构中，每一个输出端子具有两个运算放大器，从而会带来电路规模及功耗增大的问题。

于是，作为第二现有技术，举例示出使运算放大器的个数减少一半，能够缩小电路规模并实现低功耗的结构（图21的（a）和（b））。然而，在这种结构中，由于驱动一个输出的运算放大器在正极性的情况下与在负极性的情况下是不同的（运算放大器4601、4602），因此无法像第一现有技术那样抵消由制造时的偏差等引起的失调电压。下面，使用图22进行具体的说明。

图22中示出运算放大器4601具有失调电压A，运算放大器4602具有失调电压B时的液晶驱动电压波形。在同一图中，在输出正极性电压的情况与输出负极性电压的情况下，其各自与期望值电压之间的偏差是不同的。因此，在施加在液晶显示像素上的驱动电压的平均电压中,残留有2个偏差的差的分量（＝（A－B）/2）来作为误差电压。该误差电压由于是在每个驱动输出端子上偶发性产生的电压，因此在液晶显示装置的像素之间产生了施加电压的差，作为结果发生了显示不均匀。

作为解决上述第一和第二现有技术的问题的技术，举例示出第三现有技术（例如专利文献1和2）。

图23表示第三现有技术所涉及的差分放大电路的结构例。另外，图23示出将N沟道MOS晶体管用作为输入晶体管的情况。

在图23中，101和102分别表示N沟道MOS晶体管构成的输入晶体管，103表示向上述差分放大电路提供工作电流的恒流源，104表示输入晶体管101的负载电阻（电阻元件），105表示输入晶体管102的负载电阻（电阻元件），106和107分别表示切换输入信号的开关，108和109分别表示切换输出信号的开关，110表示同相输入端子，111表示反相输入端子，112表示同相输出端子，113表示反相输出端子，114表示用于输入同时切换开关106至开关109的切换信号的切换信号输入端子。

输入晶体管101及负载电阻104、与输入晶体管102及负载电阻105构成放大电路，晶体管101和晶体管102构成差分对。此外，利用切换信号114联动地控制开关106至开关109。另外，同相输入端子110相当于图21所示的运算放大器4601的＋输入端子，反相输入端子111相当于图21所示的运算放大器4601的－输入端子。

图24表示图23的差分放大电路的一个工作状态。图25表示图23的差分放大电路的另一个工作状态。下面，参照图24及图25，对上述差分放大电路的动作进行说明。

在图24所示的状态下，同相输入端子110经由开关106连接至输入晶体管101的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻104的作用，经由开关109作为反相输出信号从反相输出端子113输出。另一方面，反相输入端子111经由开关107连接至输入晶体管102的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻105的作用，经由开关108作为同相输出信号从同相输出端子112输出。即，同相输入信号利用输入晶体管101及负载电阻104来放大，而反相输入信号利用输入晶体管102及负载电阻105来放大。

另一方面，在图25所示的状态下，同相输入端子110经由开关107连接至输入晶体管102的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻105的作用，经由开关109作为反相输出信号从反相输出端子113输出。此外，反相输入端子111经由开关106连接至输入晶体管101的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻104的作用，经由开关108作为同相输出信号从同相输出端子112输出。即，同相输入信号利用输入晶体管102及负载电阻105来放大，而反相输入信号利用输入晶体管101及负载电阻104来放大。

如上所述，在图24所示的状态及图25所示的状态下，将同相输入信号的放大电路和反相输入信号的放大电路完全互换来进行使用。

这里，在构成上述差分放大电路的输入晶体管101与102之间，以及/或者负载电阻104与105之间，关于存在有由制造上的偏差等偶发性产生的特性不一致的情况，下面参照图26及图27进行说明。

在本来应该具有相同特性的差分放大电路的2个元件中产生偏差的情况下，输出电压与理想状态的电压之间产生偏差，从而具有失调电压。可将这种偏差模型化为在输入端子的一侧连接恒压源。图26及图27示出了这种连接方式。这两个图中所示的115是用一个恒压源将上述差分放大电路的失调电压模型化后而成。另外，图26所示的开关元件与图24所示的状态相同，图27所示的开关元件与图25所示的状态相同。

在图26中，恒压源115经由开关107与反相输入端子111相连接。另一方面，在图27中，恒压源115经由开关107与同相输入端子110相连接。由此，由于在上述差分放大电路中使用了开关106至109，因此可以将由差分放大电路偶发性产生的偏差所引起的失调电压在输入反相输入端子111一侧的状态、与输入同相输入端子110一侧的状态之间进行切换。这两种状态下，在同相输出端子110及反相输出端子111上所表现出的失调电压处于符号相反，绝对值相同的状态。

由此，即使在运算放大器具有由制造上的偏差等偶发性产生的失调电压的情况下，在输出正极性的失调电压的情况下以及在输出负极性的失调电压的情况下，由于与期望值电压之间的偏差相等，因此在施加在液晶显示像素上的驱动电压的平均电压中，不会残留作为误差电压的两个偏差的差的分量。因此，在液晶驱动电路使用上述运算放大器的情况下，在液晶显示装置的像素之间的施加电压上不会产生偏差，从而能够避免显示不均匀。

图28示出将差分放大电路的P沟道MOS晶体管用作为输入晶体管的情况。

在图28中，601和602分别表示P沟道MOS晶体管构成的输入晶体管，603表示向上述差分放大电路提供工作电流的恒流源，604表示输入晶体管601的负载电阻（电阻元件），605表示输入晶体管602的负载电阻（电阻元件），606和607分别表示切换输入信号的开关，608和609分别表示切换输出信号的开关，610表示同相输入端子，611表示反相输入端子，612表示同相输出端子，613表示反相输出端子，614表示用于输入同时切换开关606至开关609的切换信号的切换信号输入端子。

输入晶体管601及负载电阻604、与输入晶体管602及负载电阻605构成放大电路，晶体管601和晶体管602构成差分对。此外，利用切换信号614联动地控制开关606至开关609。另外，同相输入端子610相当于图21所示的运算放大器4602的＋输入端子，反相输入端子611相当于图21所示的运算放大器4602的－输入端子。

图29表示图28的差分放大电路的一个工作状态。图30表示图28的差分放大电路的另一个工作状态。下面，参照图29及图30，对上述差分放大电路的动作进行说明。

在图29所示的状态下，同相输入端子610经由开关606连接至输入晶体管601的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻604的作用，经由开关609作为反相输出信号从反相输出端子613输出。另一方面，反相输入端子611经由开关607连接至输入晶体管602的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻605的作用，经由开关608作为同相输出信号从同相输出端子612输出。即，同相输入信号利用输入晶体管601及负载电阻604来放大，而反相输入信号利用输入晶体管602及负载电阻605来放大。

另一方面，在图30所示的状态下，同相输入端子610经由开关607连接至输入晶体管602的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻605的作用，经由开关609作为反相输出信号从反相输出端子613输出。此外，反相输入端子611经由开关606连接至输入晶体管601的栅极，利用与其漏极相连接的负载电阻604的作用，经由开关608作为同相输出信号从同相输出端子612输出。即，同相输入信号利用输入晶体管602及负载电阻605来放大，而反相输入信号利用输入晶体管601及负载电阻604来放大。

如上所述，在图29所示的状态及图30所示的状态下，将同相输入信号的放大电路和反相输入信号的放大电路完全互换来进行使用。

这里，在构成上述差分放大电路的输入晶体管601与602之间，以及/或者负载电阻604与605之间，关于存在有由制造上的偏差等偶发性产生的特性不一致的情况，下面参照图31及图32进行说明。

在本来应该具有相同特性的差分放大电路的2个元件中产生偏差的情况下，输出电压与理想状态的电压之间产生偏差，从而具有失调电压。可将这种偏差模型化为在输入端子的一侧连接恒压源。图31及图32示出了这种连接方式。这两个图中所示的615是用一个恒压源将上述差分放大电路的失调电压模型化后而成。另外，图31所示的开关元件与图29所示的状态相同，图32所示的开关元件与图30所示的状态相同。

在图31中，恒压源615经由开关607与反相输入端子611相连接。另一方面，在图32中，恒压源615经由开关607与同相输入端子610相连接。由此，由于在上述差分放大电路中使用了开关606至609，因此可以将由差分放大电路偶发性产生的偏差所引起的失调电压在输入反相输入端子611一侧的状态、与输入同相输入端子610一侧的状态之间进行切换。这两种状态下，在同相输出端子610及反相输出端子611上所表现出的失调电压处于符号相反，绝对值相同的状态。

由此，与上述的内容一样，在输出正极性的失调电压的情况下，以及在输出负极性的失调电压的情况下，由于与期望值电压之间的偏差相等，因此在液晶驱动电路中使用上述运算放大器时，液晶显示装置的像素之间的施加电压上不会产生偏差，从而能够避免显示不均匀。

图33表示图23的差分放大电路的负载元件改变为电流镜结构的有源负载后的电路结构。另外，图33示出将N沟道MOS晶体管用作为输入晶体管的情况。

在图33中，1101和1102分别表示N沟道MOS晶体管构成的输入晶体管，1103表示向本差分放大电路提供工作电流的恒流源，1104表示由作为输入晶体管1101的负载的P沟道MOS构成的负载晶体管，1105表示由作为输入晶体管1102的负载的P沟道MOS构成的负载晶体管，1106和1107分别表示切换输入信号的开关，1108和1109分别表示切换输出信号的开关，1110表示同相输入端子，1111表示反相输入端子，1112表示同相输出端子，1113表示反相输出端子，1114表示用于输入同时切换开关1106至开关1109的信号的切换信号输入端子。

在上述差分放大电路中，关于负载元件是由晶体管构成的具有电流镜结构的有源负载这一点，与图23的结构例（无源负载）有所不同。在对应于图24的状态下，同相输入信号由输入晶体管1101及负载晶体管1104来放大，反相输入信号由输入晶体管1102及负载晶体管1105来放大。与此相对，在对应于图25的状态下，同相输入信号由输入晶体管1102及负载晶体管1105来放大，反相输入信号由输入晶体管1101及负载晶体管1104来放大。

如上所述，在任何情况下，由于上述负载晶体管1104及1105彼此成为电流镜结构，因此即使在两个负载晶体管上产生特性的偏差，流过负载晶体管1104及1105的电流也始终保持相等，其结果是，同相输入信号及反相输入信号以相同的放大率被放大，从而得到左右对称的输出波形。

如上所述，在具有图33所示的结构的差分放大电路中，同相输入信号的放大电路与反相输入信号的放大电路也可以完全互换进行使用。

此外，对于在构成上述差分放大电路的输入晶体管1101和1102之间，存在有由制造上的理由等偶发性产生的特性不一致的情况，也不再进行详细的说明，其具有与图23相同的结构。由此，由于在本差分放大电路中使用了开关1106至1109，因此可以将由差分放大电路偶发性产生的偏差所引起的失调电压在输入反相输入端子1111一侧的状态、与输入同相输入端子1110一侧的状态之间进行切换。这两种状态下，在同相输出端子1110及反相输出端子1111上所表现出的失调电压处于符号彼此相反，绝对值相同的状态。

由此，与上述的内容一样，在输出正极性的失调电压的情况下，以及在输出负极性的失调电压的情况下，由于与期望值电压之间的偏差相等，因此在液晶驱动电路中使用上述运算放大器时，液晶显示装置的像素之间的施加电压上不会产生偏差，从而能够避免显示不均匀。

图34表示图28的差分放大电路的负载元件改变为电流镜结构的有源负载后的电路结构。另外，图34示出将P沟道MOS晶体管用作为输入晶体管的情况。

在图34中，1201和1202分别表示P沟道MOS构成的输入晶体管，1203表示向本差分放大电路提供工作电流的恒流源，1204表示由作为输入晶体管1201的负载的N沟道MOS构成的负载晶体管，1205表示由作为输入晶体管1202的负载的N沟道MOS构成的负载晶体管，1206和1207分别表示切换输入信号的开关，1208和1209分别表示切换输出信号的开关，1210表示同相输入端子，1211表示反相输入端子，1212表示同相输出端子，1213表示反相输出端子，1214表示用于输入同时切换开关1206至开关1209的信号的切换信号输入端子。

图34的结构在关于负载元件是由晶体管构成的具有电流镜结构的有源负载这一点上，与图28的结构（无源负载）有所不同。在对应于图29的状态下，同相输入信号由输入晶体管1201及负载晶体管1204来放大，反相输入信号由输入晶体管1202及负载电阻1205来放大。与此相对，在对应于图30的状态下，同相输入信号由输入晶体管1202及负载晶体管1205来放大，反相输入信号由输入晶体管1201及负载晶体管1204来放大。

如上所述，在任何情况下，由于上述负载晶体管1204及1205彼此成为电流镜结构，因此即使在两个负载晶体管上产生特性的偏差，流过负载晶体管1204及1205的电流也始终保持相等，其结果是，同相输入信号及反相输入信号以相同的放大率被放大，从而得到左右对称的输出波形。

如上所述，在具有图34所示的结构的差分放大电路中，同相输入信号的放大电路与反相输入信号的放大电路也可以完全互换进行使用。

此外，对于在构成上述差分放大电路的输入晶体管1201和1202之间，存在有由制造上的理由等偶发性产生的特性不一致的情况，也不再进行详细的说明，其具有与图28相同的结构。由此，由于在上述差分放大电路中使用了开关1206至1209，因此可以将由差分放大电路的偶发性偏差所引起的失调电压在输入反相输入端子1211一侧的状态、与输入同相输入端子1210一侧的状态之间进行切换。这两种状态下，在同相输出端子1210及反相输出端子1211上所表现出的失调电压处于符号彼此相反，绝对值相同的状态。

由此，与上述的内容一样，在输出正极性的失调电压的情况下，以及在输出负极性的失调电压的情况下，由于与期望值电压之间的偏差相等，因此在液晶驱动电路中使用上述运算放大器时，液晶显示装置的像素之间的施加电压上不会产生偏差，从而能够避免显示不均匀。

图35表示将与图33所示的差分放大电路等效的差分放大电路1301、以及开关及输出部具体化后的结构例。另外，图35对应于N沟道MOS输入的运算放大器。

在图35中，1301表示图33所示的差分放大电路，1302表示同相输入端子，1303表示反相输入端子，1304及1305分别表示开关切换信号输入端子，1306至1309分别表示开关，1310至1313分别表示开关，1314及1315分别表示N沟道MOS的输入晶体管，1316及1317分别表示作为输入晶体管的有源负载的P沟道MOS的负载晶体管，1318表示P沟道MOS的输出晶体管，1319表示N沟道MOS的输出晶体管，1320表示输出端子，1321表示用于向运算放大器提供工作点的偏置电压输入端子。这里，由于将差分放大电路1301替换成图23的电阻负载的差分放大电路后的电路也进行与下述说明完全一样的动作，因此这里省略其详细的说明。

在图35中，1314及1315相当于图33所示的开关切换信号输入端子1114，输入与1304及1305彼此反相的信号。下面参照图36及图37，对与开关切换信号输入相应的电路的动作进行说明。

在图35中，输入晶体管1314及1315相当于图33所示的输入晶体管1101及1102，负载晶体管1316及1317相当于图33所示的负载晶体管1104及1105。

此外，在图35中，1307及1309相当于图33所示的开关1106，1306及1308相当于图33所示的开关1107，1310及1313相当于图33所示的开关1108，1311及1312相当于图33所示的开关1109，晶体管1322相当于图33所示的恒流源1103。

若向切换输入信号1304输入L电平（低电平），由于开关为P沟道MOS晶体管，因此如图36所示，开关1306、1307、1310、以及1311变为导通状态。此时，由于向开关切换信号输入端子1305输入H电平（高电平），因此开关1308、1309、1312、以及1313截止。同相输入信号1302经由开关1306被提供给输入晶体管1315。反相输入信号1303经由开关1307被提供给输入晶体管1314。此外，经由开关1310向负载晶体管1316及1317提供栅极信号，经由开关1311向输出晶体管1318提供栅极信号。在图36的情况下，对同相输入信号进行放大的电路是晶体管1315及负载晶体管1317，对反相输入信号进行放大的电路是晶体管1314及负载晶体管1316。

若向开关切换信号输入端子1305输入L电平，则在图37中，开关1308、1309、1312、以及1313变为导通状态。此时，由于向开关切换信号输入端子1304输入了H电平，因此开关1306、1307、1310、以及1311截止。此时，同相输入信号1302经由开关1308被提供给输入晶体管1314。反相输入信号1303经由开关1309被提供给输入晶体管1315。此外，经由开关1313向负载晶体管1316及1317提供栅极信号，经由开关1312向输出晶体管1318提供栅极信号。在图37的情况下，对同相输入信号进行放大的电路是输入晶体管1314及负载晶体管1316，对反相输入信号进行放大的电路是输入晶体管1315及负载晶体管1317。

如图36及图37所示，本差分放大电路通过对开关1306至1313进行切换，从而能够对同相输入信号的放大电路与反相输入信号的放大电路进行更换。由此，如上所述的那样，即使在差分放大电路产生由制造上的特性偏差等引起的偶发性的失调电压的情况下，该失调电压也在这两种状态下符号彼此相反，且绝对值相等。由此，对于运算放大器上所产生的失调电压的偏差，也可以通过对开关1360至1313进行切换，从而实现失调电压的符号彼此相反且绝对值相等的状态，从而上述失调电压能够相互抵消。另外，在图36及图37中，虚线表示信号的流向。

图38表示将与图34所示的差分放大电路等效的差分放大电路1601、以及开关及输出部具体化后的结构例。另外，图38是P沟道MOS输入的运算放大器。

在图38中，1602表示同相输入端子，1603表示反相输入端子，1604及1605分别表示开关切换信号输入端子，1606至1609分别表示开关，1610至1613分别表示开关，1614及1615分别表示P沟道MOS的输入晶体管，1616及1617分别表示作为输入晶体管的有源负载的N沟道MOS的负载晶体管，1618表示N沟道MOS的输出晶体管，1619表示P沟道MOS的输出晶体管，1620表示输出端子，1621表示用于向运算放大器提供工作点的偏置电压输入端子。这里，由于将差分放大电路1601替换成图28中所述的电阻负载的差分放大电路后的电路也进行与下述说明完全一样的动作，因此这里省略其详细的说明。

在图38中，输入晶体管1614及1615相当于图34所示的输入晶体管1201及1202，负载晶体管1616及1617相当于图34所示的负载晶体管1204及1205。此外，在图38中，1607及1609相当于图34所示的开关1206，1606及1608相当于图34所示的开关1207，1610及1613相当于图34所示的开关1208，1611及1612相当于图34所示的开关1209，晶体管1622相当于图34所示的恒流源1203。

若向开关切换信号输入端子1604输入H电平（高电平），由于开关为N沟道MOS晶体管，因此如图39所示，开关1606、1607、1610、以及1611变为导通状态。此时，由于向开关切换信号输入端子1605输入了L电平（低电平），因此开关1608、1609、1612、以及1613截止。同相输入信号1602经由开关1606被提供给输入晶体管1615。反相输入信号1603经由开关1607被提供给输入晶体管1614。此外，经由开关1610向负载晶体管1616及1617提供栅极信号，经由开关1611向输出晶体管1618提供栅极信号。在图39的情况下，对同相输入信号进行放大的电路是输入晶体管1615及负载晶体管1617，对反相输入信号进行放大的电路是输入晶体管1614及负载晶体管1616。

若向开关切换信号输入端子1605输入H电平，则在图40中，开关1608、1609、1612、以及1613变为导通状态。此时，由于向开关切换信号输入端子1604输入了L电平，因此开关1606、1607、1610、以及1611截止。此时，同相输入信号1602经由开关1608被提供给输入晶体管1614。反相输入信号1603经由开关1609被提供给输入晶体管1615。此外，经由开关1613向负载晶体管1616及1617提供栅极信号，经由开关1612向输出晶体管1618提供栅极信号。在图40的情况下，对同相输入信号进行放大的电路是输入晶体管1614及负载晶体管1616，对反相输入信号进行放大的电路是输入晶体管1615及负载晶体管1617。

如图39及图40所示，上述差分放大电路通过对开关1606至1613进行切换，从而能够对同相输入信号的放大电路与反相输入信号的放大电路进行更换。由此，如上所述的那样，即使在差分放大电路产生由制造上的偏差等引起的偶发性的失调电压的情况下，该失调电压也在这两种状态下符号彼此相反，且绝对值相等。由此，对于运算放大器上所产生的失调电压的偏差，也可以通过对开关1606至1613进行切换，从而实现失调电压的符号相反且绝对值相等的状态，从而上述失调电压能够相互抵消。另外，在图39及图40中，虚线表示信号的流向。

如上所示，在第三现有技术中，从输入级使用N沟道MOS晶体管的运算放大器输出正极性电压，从输入级使用P沟道MOS晶体管的运算放大器输出负极性电压，除了可以利用切换开关对正极性电压/负极性电压进行切换来进行全范围的输出之外，还可以通过对作为运算放大器输入端子（同相输入端子及反相输入端子）的输入信号的同相输入信号或反相输入信号进行切换并输入，使得除了所述的正极性电压/负极性电压之外，利用输入信号的切换来生成新的正极性电压/负极性电压（将所述正极性电压/负极性电压反转后的电压），由此，通过在帧内对在使用N沟道MOS晶体管的运算放大器上产生的失调电压所引起的偏差A和-A、在使用P沟道MOS晶体管的运算放大器上产生的失调电压所引起的偏差B和-B进行切换，使得在4帧的期间内所述偏差相互抵消（参照图41），从而能够避免显示不均匀的发生。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本公开专利公报“特开2002－108303号公报(2002年4月10日公开)”

专利文献2：日本公开专利公报“特开平11－305735号公报(1995年11月5日公开)”

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，在上述现有技术中，在失调电压较大的情况下，可能会导致由显示画面整体的闪烁所引起的显示质量的降低。

本发明是鉴于上述问题点而完成的，其目的在于提供一种能够抑制显示画面整体的闪烁的产生，提高显示质量的显示驱动电路、显示装置以及显示驱动方法。

解决技术问题所采用的技术方案

为了解决上述课题，本发明的显示驱动装置的特征在于，包括：

第一及第二放大电路，该第一及第二放大电路对同相或反相的输入信号进行放大；

切换电路，该切换电路基于切换信号，对所述2个输入信号有选择地进行切换并输入到所述第一及第二放大电路；以及

切换控制电路，该切换控制电路通过向所述切换电路输出所述切换信号，来对所述切换电路的切换进行控制，

所述切换控制电路向所述切换电路输出频率高于水平同步信号的所述切换信号。

根据所述结构，基于频率高于水平同步信号的切换信号，对同相或反相的输入信号进行切换。

由此，由于可以使运算放大器所具有的固有失调电压（例如＋A、－A）的切换周期（失调切换信号的频率）提前，因此能够使实际施加在像素电极上的源极电压电平所附加的电压电平比规定的电压电平（＋A、－A）要小（参照图11）。因此，可以使实际施加在像素电极上的电压接近期望值电压。由此，可以抑制显示画面整体的闪烁的产生。

为了解决上述课题，本发明的显示驱动装置的驱动方法是包含有下述结构的显示驱动装置的驱动方法，所述显示驱动装置包括：

第一及第二放大电路，该第一及第二放大电路对同相或反相的输入信号进行放大；

切换电路，该切换电路基于切换信号对所述2个输入信号有选择地进行切换并输入到所述第一及第二放大电路；以及

切换控制电路，该切换控制电路通过向所述切换电路输出所述切换信号，来对所述切换电路的切换进行控制，该驱动方法的特征在于，

所述切换控制电路向所述切换电路输出频率高于水平同步信号的所述切换信号。

根据所述驱动方法，可以抑制显示画面整体的闪烁的产生。

发明效果

如上所述，在本发明的显示驱动电路、显示装置及显示驱动方法中，所述切换控制电路构成为向所述切换电路输出频率高于水平同步信号的所述切换信号。由此，能够抑制显示画面整体的闪烁的产生，从而能够提高显示质量。

附图说明

图1是表示本发明所涉及的液晶显示装置的简要结构的框图。

图2是表示图1的液晶显示装置中液晶面板的简要结构的俯视图。

图3是表示图1的液晶显示装置的液晶驱动波形的一个示例的图。

图4是表示图1的液晶显示装置的液晶驱动波形的一个示例的图。

图5是表示图1的液晶显示装置中液晶面板的显示的极性状态的图。

图6是表示图1的液晶显示装置的线反转驱动方式（1线反转驱动）中的源极驱动器的驱动波形的图，（a）表示Vcom为固定的情况，（b）表示Vcom为矩形波的情况。

图7是表示图1的液晶显示装置的源极驱动器的结构的框图。

图8是表示图7所示的保持存储器电路、D/A转换电路及输出电路的一部分的框图。

图9是表示图7的源极驱动器中的切换控制电路的结构例的电路图。

图10是表示图7的源极驱动器中的切换控制电路及运算放大器的输入信号波形及输出信号波形的图。

图11是表示图1的液晶显示装置中的液晶驱动电压波形例的波形图。

图12是表示图7的源极驱动器中的切换控制电路及运算放大器的输入信号波形及输出信号波形的图。

图13是表示图1的液晶显示装置中的另一个液晶驱动电压波形例的波形图。

图14的（a）和（b）是表示在本发明的变形例1的切换控制电路中，第1、第2帧内的极性状态、切换控制信号的电位电平、以及失调状态的图。

图15是表示在变形例1的液晶显示装置中，对应于第三行及第四行的切换控制电路及运算放大器的输入信号波形及输出信号波形的图。

图16的（a）和（b）是表示在本发明的变形例2的切换控制电路中，第1、第2帧内的极性状态、切换控制信号的电位电平、以及失调状态的图。

图17的（a）和（b）是表示在本发明的变形例3的切换控制电路中，第1、第2帧内的极性状态、切换控制信号的电位电平、以及失调状态的图。

图18是表示现有液晶显示装置中的源极驱动器的结构的框图。

图19的（a）和（b）是表示第一现有技术所涉及的源极驱动器IC的输出电路的区块结构图及其动作的一个示例的图。

图20是表示使用图19所示的结构的情况下的液晶驱动电压波形的波形图。

图21的（a）和（b）是表示第二现有技术所涉及的源极驱动器IC的输出电路的区块结构图及其动作的一个示例的图。

图22是表示使用图21所示的结构的情况下的液晶驱动电压波形的波形图。

图23是表示第三现有技术所涉及的差分放大电路的电路图。

图24是表示图23的差分放大电路的一个动作状态的图。

图25是表示图23的差分放大电路的另一个动作状态的图。

图26是表示在图24所示的动作状态中，在存在有由制造上的偏差等产生的偶发性的特性不一致的情况下的动作的说明图。

图27是表示在图25所示的动作状态中，在存在有由制造上的偏差等产生的偶发性的特性不一致的情况下的动作的说明图。

图28是表示第三现有技术所涉及的另一种差分放大电路的电路图。

图29是表示图28的差分放大电路的动作的说明图。

图30是表示图28的差分放大电路的另一个动作的说明图。

图31是表示在图29所示的动作状态中，在存在有由制造上的原因等产生的偶发性的特性不一致的情况下的动作的说明图。

图32是表示在图30所示的动作状态中，在存在有由制造上的原因等产生的偶发性的特性不一致的情况下的动作的说明图。

图33是表示图23的差分放大电路的负载元件改变为电流镜结构的有源负载后的电路结构的电路图。

图34是表示图28的差分放大电路的负载元件改变为电流镜结构的有源负载后的电路结构的电路图。

图35是表示将与图33所示的差分放大电路等效的差分放大电路、以及开关及输出部具体化后的示例的电路图。

图36是表示图35的运算放大器的动作的电路图。

图37是表示图35的运算放大器的另一个动作的电路图。

图38是表示将与图34所示的差分放大电路等效的差分放大电路、以及开关及输出部具体化后的示例的电路图。

图39是表示图38的运算放大器的动作的电路图。

图40是表示图38的运算放大器的另一个动作的电路图。

图41是表示现有的交流开关切换信号REV、及运算放大器的开关切换信号SWP之间的输出关系的波形图。

具体实施方式

图1表示本发明所涉及的使用以有源矩阵方式为代表示例的TFT的液晶显示装置（显示装置）的区块结构。液晶显示装置1包括液晶面板10、具有多个源极驱动器芯片的源极驱动器20（显示驱动电路）、具有多个栅极驱动器芯片的栅极驱动器30、控制电路40、以及液晶驱动电源（电源电路）50。另外，源极驱动器端部及栅极驱动器芯片分别不限于多个，也可以设为各一个。此外，源极驱动器20及栅极驱动器30分别不限于由驱动器芯片构成，也可以形成在液晶面板内的单块集成电路上。

控制电路40在向栅极驱动器30发送垂直同步信号的同时，还向源极驱动器20及栅极驱动器30发送水平同步信号。从外部输入的显示数据（这里指分离成R、G、B后的各显示数据）经由控制电路40作为数字信号输入到栅极驱动器20。源极驱动器20在内部对所输入的显示数据以分时方式进行锁存，之后，与来自控制电路40的水平同步信号同步，并进行数字/模拟转换，然后从液晶驱动输出端子输出用于灰阶显示的模拟电压。

图2示出液晶面板10的简要结构图。对应于各像素P，设有像素电极11、像素电容12、TFT（开关元件）13、源极线14、栅极线15、以及相对电极16。

在源极线14上施加来自源极驱动器20的根据显示像素的亮度而变化的灰阶显示电压（源极电压）。在栅极线15上施加来自栅极驱动器30的使得在列方向上配置的TFT13依次导通的扫描信号（栅极信号）。若TFT13变成导通状态，则源极线14的电压被施加到与TFT13的漏极相连接的像素电极11上，储存在像素电极11与相对电极16之间的像素电容12中，由此，液晶的光透过率发生变化，从而根据该变化进行显示。

图3及图4表示液晶驱动波形的一个示例。S1及S2表示源极驱动器20所输出的源极电压（数据信号）的驱动波形，G1及G2表示栅极驱动器30所输出的扫描信号的驱动波形，Vcom表示相对电极的电位，VP1及VP2表示像素电极11的电压波形（像素电位）。

施加在液晶材料上的电压即为像素电极11与相对电极16之间的电位差，在图中用斜线来表示。为了确保液晶面板10的长期可靠性，使用交流电来驱动。图3示出了下述情况：即当源极驱动器20的输出电压比相对电极16的电压高时，由于栅极驱动器30的输出，TFT13导通，对像素电极11施加相对于相对电极16为正极性的电压，之后TFT13截止并保持该电位。

另一方面，图4示出了下述情况：即当源极驱动器20的输出电压比相对电极16的电压低时，由于栅极驱动器30的输出，TFT13导通，对像素电极11施加相对于相对电极16为负极性的电压，之后TFT13截止并保持该电位。由此，通过交替施加图3的波形电压和图4的波形电压，可以使施加于液晶材料的电压交流化，从而进行驱动。

图5表示使驱动电压交流化时，液晶面板10上交流化的极性排列配置的一个示例。这里，以线反转驱动方式为例进行举例。在线反转驱动方式中，对于一个显示画面（帧）内的各像素，沿行方向（栅极线的延伸方向）设为相同极性，沿列方向（源极线的延伸方向）每隔n行（线）（n为1以上的整数）设为相反极性，且对每一帧反转极性。在该方式下，在相同的水平扫描期间，源极驱动器20的所有的输出端子均输出相同极性（正极性或负极性）的电压（数据信号）。另外，在列方向上每隔1线（n=1）反转极性的情况为1线反转驱动，在列方向上每隔2线（n=2）反转极性的情况为2线反转驱动。此外，线反转驱动方式不限于每一帧反转极性的结构，也可以包括每隔多帧反转极性的结构。

图6表示线反转驱动方式（1线反转驱动）中源极驱动器20的驱动波形示例。图6（a）示出了下述情形：即Vcom固定，在每个水平扫描期间（即，每根奇数线及偶数线），交替输出正极性和负极性的信号。此外，如图6（b）所示，Vcom也可以是矩形波信号。根据图6（b）的结构，与图6（a）的结构相比，由于可以将数据信号的振幅（源极振幅）设置得较小，因此能够力图实现低功耗化。

在1线反转驱动方式中，如图6所示，对于奇数线及偶数线，分别在各水平扫描期间（H）中成为相同的极性，输出与相对电极16彼此相反的极性的电压。

另外，本发明的液晶显示装置1不限于线反转驱动方式，也可以使用点反转驱动方式。

图7表示示出本发明所涉及的源极驱动器20的结构的框图的一个示例。源极驱动器20包括移位寄存器电路23、采样存储器电路24、保持存储器电路25、电平移位器电路26、D/A转换电路27、输出电路28、切换控制电路29、输入锁存器电路21、以及基准电压产生电路22。

如图7所示，输入源极驱动器20的数字信号的显示数据（R、G、B数据）经由输入锁存器电路21，基于移位寄存器电路23的动作以分时方式存储在采样存储器电路24中，之后，根据水平同步信号一并传送给保持存储器电路25。另外，移动寄存器电路23基于起始脉冲和数据时钟DCLK进行动作，输入锁存器电路21基于数据时钟DCLK进行动作。保持存储器电路25的数据经由电平移位器电路26在D/A转换电路27转换成模拟电压，利用输出电路28，经由液晶驱动输出端子作为灰阶显示驱动电压（液晶驱动电压）输出。另外，利用保持存储器电路25来保持1个水平同步期间显示数据的锁存。接着，根据下一个水平同步信号读取新的显示数据，并进行锁存。

（关于差分放大电路）

图8示出了由保持存储器电路25a及25b（相当于图7的保持存储器电路25），D/A转换电路27a及27b（相当于图7的D/A转换电路27）、以及构成图7的输出电路28的运算放大器2。另外，在图8中仅示出了图7的液晶驱动输出端子6中的一个输出端子。D/A转换电路27a进行正极性电压的数字/模拟转换，D/A转换电路27b进行负极性电压的数字/模拟转换。此外，保持存储器电路25a及25b保持显示数据（R、G、B数据）。

输出电路28具有对应于各输出端子6的多个运算放大器2。图8中的标号3N表示N沟道MOS输入的运算放大器，标号3P表示P沟道MOS输入的运算放大器。

这里，包含上述运算放大器2而构成的本发明所涉及的差分放大电路可以应用现有结构。也就是说，本发明所涉及的、由一个N沟道MOS输入的运算放大器3N构成的差分放大电路可以应用图23所示的差分放大电路，由一个P沟道MOS输入的运算放大器3P构成的差分放大电路可以应用图28所示的差分放大电路。其中，在将图23所示的差分放大电路应用于本发明的情况下，同相输入端子110相当于图8所示的运算放大器3N的＋输入端子，反相输入端子111相当于图8所示的运算放大器3N的－输入端子。此外，在将图28所示的差分放大电路应用于本发明的情况下，同相输入端子610相当于图8所示的运算放大器3P的＋输入端子，反相输入端子611相当于图8所示的运算放大器3P的－输入端子。

此外，本发明所涉及的、由一个N沟道MOS输入的运算放大器3N构成的差分放大电路也可以应用图33所示的差分放大电路，由一个P沟道MOS输入的运算放大器3P构成的差分放大电路也可以应用图34所示的差分放大电路。其中，在将图33所示的差分放大电路应用于本发明的情况下，同相输入端子1110相当于图8所示的运算放大器3N的＋输入端子，反相输入端子1111相当于图8所示的运算放大器3N的－输入端子。此外，在将图34所示的差分放大电路应用于本发明的情况下，同相输入端子1210相当于图8所示的运算放大器3P的＋输入端子，反相输入端子1211相当于图8所示的运算放大器3P的－输入端子。

此外，图23的切换信号114、图28的切换信号614、图33的切换信号1114、以及图34的切换信号1214相当于本源极驱动器20（参照图7）中的失调切换信号4。此外，图23的切换开关106和107、图28的切换开关606和607、图33的切换开关1106和1107、以及图34的切换开关1206和1207分别相当于本发明的切换电路。本发明的切换电路基于失调切换信号4（参照图7），选择性地切换向运算放大器3N、3P输入的2个输入信号（同相输入信号、反相输入信号），然后分别将其输入到运算放大器3N、3P。

由于上述本发明所涉及的差分放大电路的动作与图24、图25、图29及图30所示的动作相同，因此这里省略说明。另外，图8的开关5、7a及7b分别表示切换液晶驱动输出的输出电压极性的输出交流化开关，如图8（a）及图8（b）所示的那样，利用帧反转对其进行交替切换。此外，在1线反转驱动的情况下，对每一帧交替进行图8（a）和图8（b）的切换的同时，对每一个水平扫描期间（每一行）交替进行图8（a）和图8（b）的切换，在2线反转驱动的情况下，对每一帧交替进行图8（a）和图8（b）的切换的同时，对每两个水平扫描期间（每两行）交替进行图8（a）和图8（b）的切换。

（关于闪烁的抑制）

这里，如上所述，已知由于构成差分放大电路的元件的特性的不一致，通常情况下差分放大电路会具有失调电压。对于这一点，在液晶驱动电路（源极驱动器）中使用现有的差分放大电路时，例如如使用图26及图27所说明的那样，由于失调电压被抵消，从而能够避免显示不均匀。然而，即使能够避免上述显示不均匀，但在失调电压较大，选择的正极性的失调电压及负极性的失调电压的切换周期（切换信号114的频率）较长的情况下（例如，一个水平扫描期间），在整个显示画面上也可能会发生闪烁。

对此，本发明所涉及的源极驱动器20中，由于差分放大电路具有与现有结构相同的结构，因此能够避免上述显示不均匀，并且由于具有与现有结构不同的特有的结构，因此还能够抑制上述闪烁的发生。下面，对本源极驱动器20中用于抑制闪烁发生的结构进行说明。

本发明所涉及的源极驱动器20中，由切换控制电路29（参照图7）输出的失调切换信号4的频率至少是比水平同步信号频率要高的高频率。例如，失调切换信号4的频率是与数据时钟DCLK的频率相同的频率，或者，是数据时钟DCLK的频率的1/m（m为1以上的整数）。下面，对切换控制电路29及该差分放大电路进行说明。

图9是表示切换控制电路29的结构示例的电路图。图9示出将数据时钟DCLK的频率进行1/4分频的结构。具体而言，切换控制电路29由2个D触发器电路DFF1、DFF2构成，DFF1及DFF2的各自的输入端子D分别与输出端子Q相连接，数据时钟DCLK输入到DFF1的时钟输入端子CK，DFF1的输出端子Q的输出输入到下一级的DFF2的时钟输入端子CK。接着，从DFF2的输出端子Q输出失调切换信号4。另外，对数据时钟DCLK的频率进行分频的切换控制电路29的结构不限于图9所示的结构，也可以应用众所周知的结构。此外，输入到切换控制电路29的时钟输入端子CK的信号不限定于数据时钟DCLK，也可以是其他的信号。也就是说，切换控制电路29具有下述结构：即基于输入信号来生成频率高于水平同步信号的失调切换信号4。

接着，在图10中示出切换控制电路29和该差分放大电路的输入信号波形及输出信号波形。在图10中，示出水平同步信号、数据时钟DCLK、扫描信号（栅极信号）、源极信号（数据信号电位）、失调切换信号4、以及失调电压的变化。

图10的示例中，从切换控制电路29输出的失调切换信号4（参照图7）以数据时钟DCLK的频率的1/4频率切换高电平（H；第一电位）或低电平（L；第二电位）。并且，以将图23所示的差分放大电路应用于本发明为例，例如当失调切换信号4为高电平时，图24的状态被选择，当失调切换信号4为低电平时，图25的状态被选择。这里，将图24的状态下的失调电压设为＋A，图25的状态下的失调电压设为－A。

这里，该差分放大电路在其特性上，从＋A的失调电压被选择开始，到失调电压的电压电平达到＋A为止需要规定的时间，从－A的失调电压被选择开始，到失调电压的电压电平达到－A为止需要规定的时间。

由此，例如在从＋A的失调电压被选择开始到电压电平达到＋A为止的这段期间内，若失调切换信号4由高电平切换为低电平，则失调电压在达到＋A的电压电平之前向－A的电压电平的方向降低。同样，在从－A的失调电压被选择开始到电压电平达到－A为止的这段期间内，若失调切换信号4由低电平切换为高电平，则失调电压在达到－A的电压电平之前向＋A的电压电平的方向升高。

由此，通过将失调电压的切换周期（失调切换信号4的频率）提早到未达到＋A或－A的电压电平的程度，从而可以使实际施加在像素电极上的源极电压电平所附加的电压电平（失调电压α）较小（｜±α｜＜｜±Ａ｜）（参照图11）。图10中，向像素电极11提供的源极电压电平被确定后，在栅极信号的下降沿的时刻，失调电压为＋α（＜＋Ａ）。

由此，可以减小水平扫描期间内与所期望值电压之间的偏差。也就是说，可以使实际施加在像素电极上的电压接近期望值电压。由此，可以抑制显示画面整体上闪烁的产生。

本实施方式具有下述结构，即在各水平扫描期间（H）的开始，始终选择＋Ａ的失调电压（失调切换信号4为高电平（“H”））。另外，也可以具有下述结构，即在各水平扫描期间（H）的开始，始终选择－Ａ的失调电压（失调切换信号4为高电平（“L”））。也就是说，在本实施方式中，在各水平扫描期间（H），失调切换信号4的动作（顺序）具体而言，与H电平（第一电位）及L电平（第二电位）的切换动作（下面、一样）是一致的。由此，只要水平同步信号与栅极信号的下降沿时刻之间的相位关系始终保持固定，则可以将各行中的失调电压统一成＋α或－α（图10中所有行均为＋α）。

另外，失调切换信号4的频率不限于数据时钟DCLK的频率的1/4，可以根据运算放大器的特性适当地设定为与数据时钟DCLK的频率相同或其1/2、1/8等。

这里，如图12所示，也可以采用下述结构，即在栅极信号的下降沿时刻，对失调切换信号4进行切换，使得失调电压达到失调电压（＋A、－A）的平均值（中心电位）。由此，如图13所示，由于理论上可以将源极电压电平所附加的实际的失调电压设为零（实际的源极施加电压＝期望值电压），因此，可以可靠地抑制闪烁的产生。

下面，对切换控制电路29及该差分放大电路的变形例进行说明。

(变形例1)

本变形例1以1线反转驱动为前提，如图14（a）所示，奇数帧的奇数行、以及偶数帧的偶数行为正极性（＋），奇数帧的偶数行、以及偶数帧的奇数行为负极性（－）。

变形例1所涉及的切换控制电路29构成为，在水平扫描期间（H）的开始每隔2行切换＋A的失调电压和－A的失调电压。也就是说，每隔2行，失调切换信号4的动作（顺序）相异（这里是指失调切换信号4的电压电平每隔2行进行反转）。例如，构成为在第一行及第二行中，在水平扫描期间的开始选择＋A的失调电压（失调切换信号4设为高电平（H电平）），在第三行及第四行中，在水平扫描期间的开始选择－A的失调电压（失调切换信号4设为低电平（L电平））。

图14（a）表示对于第一行～第五行，第1、第2帧的显示画面中的极性状态以及各行的水平扫描期间内失调切换信号4的变化的形态。同一图中的“H”表示＋A失调电压的选择（高电平），“L”表示－A失调电压的选择（低电平）。一个“H（或者L）”期间对应于数据时钟DCLK的周期。因此，这里的失调切换信号4的频率相当于数据时钟DCLK的频率的1/4。此外，图14（b）表示对于第（4M＋1）行～第（4M＋4）行，第1帧显示画面中的极性状态以及各行的失调状态。另外，在同一个图中，第（4M＋1）行及第（4M＋2）行的失调状态为＋α，第（4M＋3）行及第（4M＋4）行的失调状态为－α，根据栅极信号的下降沿的时刻该关系进行反转。也就是说，在同一个图中，每隔2行表现出不同的失调状态。

此外，第一行及第二行的时序图与图10一样。图15是第三行及第四行的时序图。如图14、图10及图15所示，本变形例中，在栅极信号的下降沿时刻所选择的失调电压的极性，每隔两行相异（＋α、－α）。

这里，在每个运算放大器的失调方向随机的情况下，由于＋α与－α的状态是等价的，从画面整体观察时，每个运算放大器的失调电压相互抵消，从而抑制画面整体的闪烁，在每个运算放大器的失调方向都存在偏向的情况下，例如，相邻的多个运算放大器的全部、或大多数为同样的方向，芯片内部的失调方向偏向某个方向的情况下，由于相邻的运算放大器群交替反复处于“正极性·＋α”的失调状态、以及“负极性·＋α”的失调状态这两种状态，因此这种反复较容易被认为是闪烁。

对于这一点，根据变形例1，交替反复处于下述4种状态，即“正极性·＋α”的失调状态、“负极性·＋α”的失调状态、“正极性·－α”的失调状态、以及“负极性·－α”的失调状态。由此，与上述情况相比，由于失调状态的反复周期变得复杂，失调方向较为分散，因此作为画面整体，较难识别出闪烁。

(变形例2)

本变形例2以2线反转驱动为前提，如图16（a）所示，奇数帧的第一行及第二行、偶数帧的第三行及第四行为正极性（＋），奇数帧的第三行及第四行、偶数帧的第一行及第二行为负极性（－）。

变形例2所涉及的切换控制电路29构成为，在进行2线反转驱动的液晶面板10中，在水平扫描期间（H）的开始每隔1行切换＋A的失调电压和－A的失调电压。也就是说，每隔1行，失调切换信号4的动作（顺序）相异（这里是指失调切换信号4的电压电平每隔1行进行反转）。例如，构成为在第一行及第三行中，在水平扫描期间的开始选择＋A的失调电压（失调切换信号4设为高电平（“H”）），在第二行及第四行中，在水平扫描期间的开始选择－A的失调电压（失调切换信号4设为低电平（“L”））。

图16（a）表示对于第一行～第五行，第1、第2帧的显示画面中的极性状态以及各行的水平扫描期间内失调切换信号4的变化的形态。这里，失调切换信号4的频率为数据时钟DCLK的频率的1/4。此外，图16（b）表示对于第（4M＋1）行～第（4M＋4）行，第1帧显示画面中的极性状态以及各行的失调状态。在同一个图中，每隔1行表现出不同的失调状态。

此外，第一行及第三行的时序图与图10相同，第二行及第四行的时序图与图15相同。如图16、图10及图15所示，本变形例中，在栅极信号的下降沿时刻所选择的失调电压的极性，每隔一行相异。由此，与变形例1一样，即使在对于一定程度的每多个输出，失调方向被固定为相同方向的情况下，也可以使失调方向分散，因此可以抑制闪烁。

(变形例3)

变形例3所涉及的切换控制电路29构成为，在进行1线反转驱动的液晶面板10中，在水平扫描期间（H）的开始每隔2行切换＋A的失调电压和－A的失调电压，并且，以使偶数端子与奇数端子具有不同的极性（＋A、－A）的方式进行切换。例如，在第一行及第二行中，对于偶数端子，在水平扫描期间的开始选择＋A的失调电压（失调切换信号4设为高电平（“H”）），对于奇数端子，在水平扫描期间的开始选择－A的失调电压（失调切换信号4设为低电平（“L”））。此外，在第三行及第四行中，对于偶数端子，在水平扫描期间的开始选择－A的失调电压（失调切换信号4设为低电平（“L”）），对于奇数端子，在水平扫描期间的开始选择＋A的失调电压（失调切换信号4设为高电平（“H”））。

图17（a）表示对于第一行～第五行，第1、第2帧的显示画面中的极性状态以及各行的水平扫描期间内每个奇数端子及偶数端子的失调切换信号4的变化的形态。这里，失调切换信号4的频率为数据时钟DCLK的频率的1/4。此外，图17（b）表示对于第（4M＋1）行～第（4M＋4）行，奇数端子及偶数端子中，第1帧显示画面中的极性状态以及各行的失调状态。在同一个图中示出每隔2行失调状态相异，且偶数端子及奇数端子的失调状态相异。

在第1帧中，奇数输出的第一行和第二行、以及偶数输出的第三行和第四行的时序图与图10相同，奇数输出的第三行和第四行、以及偶数输出的第一行和第二行的时序图与图15相同。如图17、图10及图15所示，本变形例中，在栅极信号的下降沿时刻所选择的失调电压的极性，每隔两行相异，且偶数端子及奇数端子的失调状态相异。由此，与变形例1一样，即使在对于一定程度的每多个输出，失调方向被固定为相同方向的情况下，也可以使失调方向分散，因此可以抑制闪烁。

如上所述，本变形例中，在各行中，失调切换信号4的顺序（H电平及L电平的切换动作）在所有帧内保持固定，并且每隔两行，失调切换信号4的顺序不同。

另外，关于选择失调电压的时刻，在图17（a）中，对于第1帧的奇数输出的第一行和第二行、以及偶数输出的第三行和第四行，从水平扫描期间的起始开始设为“HHLL”，对于奇数输出的第三行和第四行、以及偶数输出的第一行及第二行，从水平扫描期间的起始开始设为“LLHH”，但本变形例并不限于此，也可以进行下述设置：即对于第1帧的奇数输出的第一行和第二行、以及偶数输出的第三行和第四行，从水平扫描期间的起始开始设为“HLLHH”，对于奇数输出的第三行和第四行、以及偶数输出的第一行和第二行，从水平扫描期间的起始开始设为“LHHLL”。

在以上所说明的实施方式以及各变形例1～3中，各行的失调切换信号4的动作（顺序），具体而言，即H电平（第一电位）和L电平（第二电位）的切换动作，在所有帧内具有相同的结构。也就是说，各行均在2帧内进行正/负极性的反转，2帧内的失调切换信号4的动作是相同的。由此，各行在2帧内＋α（或－α）的失调电压相互抵消。

此外，在具有切换分辨率（同时显示两个以上的像素）等功能，以及具有多个数据时钟DCLK的周期的显示装置中，也可以具有根据不同的数据时钟DCLK的周期，对用于生成失调切换信号的数据时钟DCLK的分频比进行切换的结构。根据这种结构，对于多个数据时钟DCLK的每个周期，可以将失调切换信号4设为最合适的周期。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

所述切换控制电路将频率与数据时钟相同的所述切换信号、或者、以使频率高于水平同步信号的方式对数据时钟进行分频后的所述切换信号输出至所述切换电路。

根据上述结构，切换控制电路可以输出频率高于水平同步信号的切换信号。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

所述切换控制电路基于水平同步信号生成所述切换信号。

根据上述结构，由于可以基于水平同步信号生成所述切换信号，因此能在每个水平扫描期间对失调状态进行控制，从而能抑制每个水平扫描期间的显示不均。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

当所述切换信号为第一电位时，所述第一放大电路选择其特性所具有的第一固有失调电压，

当所述切换信号为第二电位时，所述第二放大电路选择其特性所具有的第二固有失调电压。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路也可以构成为，

所述切换信号在从所述第一电位被选择开始，到所述第一放大电路的失调电压达到所述第一固有失调电压为止的期间内，被切换为所述第二电位，在从所述第二电位被选择开始，到所述第二放大电路的失调电压达到所述第二固有失调电压为止的期间内，被切换为所述第一电位。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

所述切换信号为所述第一电位时由所述第一放大电路产生的第一失调电压与所述切换信号为所述第二电位时由所述第二放大电路产生的第二失调电压彼此的极性相异。

由此，由于失调电压能够相互抵消，因此能够抑制整个显示画面上闪烁的产生。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

所述切换信号为所述第一电位时，由所述第一放大电路产生的第一失调电压比所述第一固有失调电压要小，

所述切换信号为所述第二电位时，由所述第二放大电路产生的第二失调电压比所述第二固有失调电压要小。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

在整个水平扫描期间，所述切换信号的顺序是相同的。

其中，所谓所述切换信号的顺序，具体而言，是指切换信号的第一电位（例如H电平）及第二电位（L电平）的切换动作。

所述显示驱动电路可以构成为，

在各行中，所述切换信号的顺序在所有帧内是相同的，并且每隔n行（n为1以上的整数），所述切换信号的顺序不同。

本发明的实施方式所涉及的显示驱动电路可以构成为，

所述切换信号的频率是数据时钟的频率的1/2或1/4。

本发明的实施方式所涉及的显示装置的特征在于，包括所述显示驱动电路、以及显示面板。

本发明的实施方式所涉及的显示装置可以构成为，所述显示面板进行n线反转驱动（n为1以上的整数）。

本发明并不局限于上述各实施方式，可以在权利要求所示的范围内作出各种变更，对分别在不同实施方式中公开的技术手段进行适当组合后得到的实施方式也包含在本发明的技术范围内。

工业上的实用性

本发明适用于显示装置的各驱动电路。

标号说明

1 液晶显示装置（显示装置）

2 运算放大器（差分放大电路）

3N （N沟道MOS输入的）运算放大器

3P （P沟道MOS输入的）运算放大器

4 失调切换信号（切换信号）

6 输出端子

10 液晶面板（显示面板）

20 源极驱动器（显示驱动电路）

30 栅极驱动器

28 输出电路

29 切换控制电路

＋A 失调电压（第一固有失调电压、第二固有失调电压）

－A 失调电压（第一固有失调电压、第二固有失调电压）

＋α 失调电压（第一失调电压、第二失调电压）

－α 失调电压（第一失调电压、第二失调电压）

DCLK 数据时钟

Claims (9)

1.一种显示驱动电路，其特征在于，包括：

第一及第二放大电路，该第一及第二放大电路对同相或反相的输入信号进行放大；

切换电路，该切换电路基于切换信号，对同相及反相的输入信号有选择地进行切换并输入到所述第一及第二放大电路；以及

切换控制电路，该切换控制电路通过向所述切换电路输出所述切换信号，来对所述切换电路的切换进行控制，

所述切换控制电路向所述切换电路输出频率高于水平同步信号的所述切换信号，

当所述切换信号为第一电位时，所述第一放大电路选择其特性所具有的第一固有失调电压，

当所述切换信号为第二电位时，所述第二放大电路选择其特性所具有的第二固有失调电压，

所述切换信号在从所述第一电位被选择开始，到所述第一放大电路的失调电压达到所述第一固有失调电压为止的期间内，被切换为所述第二电位，在从所述第二电位被选择开始，到所述第二放大电路的失调电压达到所述第二固有失调电压为止的期间内，被切换为所述第一电位，

所述切换信号为所述第一电位时由所述第一放大电路产生的第一失调电压与所述切换信号为所述第二电位时由所述第二放大电路产生的第二失调电压彼此的极性相异，

所述切换信号为所述第一电位时，由所述第一放大电路产生的第一失调电压比所述第一固有失调电压要小，

所述切换信号为所述第二电位时，由所述第二放大电路产生的第二失调电压比所述第二固有失调电压要小。

2.如权利要求1所述的显示驱动电路，其特征在于，

所述切换控制电路向所述切换电路输出频率与数据时钟相同的所述切换信号、或者、以使频率高于水平同步信号的方式对数据时钟进行分频后的所述切换信号。

3.如权利要求2所述的显示驱动电路，其特征在于，

所述切换信号的频率是数据时钟的频率的1/2或1/4。

4.如权利要求1至3中的任一项所述的显示驱动电路，其特征在于，

所述切换控制电路基于水平同步信号生成所述切换信号。

5.如权利要求1至3中的任一项所述的显示驱动电路，其特征在于，

在各水平扫描期间内，所述切换信号的顺序是相同的。

6.如权利要求1至3中的任一项所述的显示驱动电路，其特征在于，

在各行中，所述切换信号的顺序在所有帧内是相同的，并且每隔n行，所述切换信号的顺序是不同的，其中n为1以上的整数。

7.一种显示装置，其特征在于，

该显示装置包括权利要求1至6中的任一项所述的显示驱动电路，以及显示面板。

8.如权利要求7所述的显示装置，其特征在于，

所述显示面板进行n线反转驱动，其中n为1以上的整数。

9.一种显示驱动电路的驱动方法，所述显示驱动电路包括：

第一及第二放大电路，该第一及第二放大电路对同相或反相的输入信号进行放大；

切换电路，该切换电路基于切换信号对同相及反相的输入信号有选择地进行切换并输入到所述第一及第二放大电路；以及

切换控制电路，该切换控制电路通过向所述切换电路输出所述切换信号，来对所述切换电路的切换进行控制，

所述切换控制电路向所述切换电路输出频率高于水平同步信号的所述切换信号，

当所述切换信号为第一电位时，所述第一放大电路选择其特性所具有的第一固有失调电压，

当所述切换信号为第二电位时，所述第二放大电路选择其特性所具有的第二固有失调电压，

所述切换信号在从所述第一电位被选择开始，到所述第一放大电路的失调电压达到所述第一固有失调电压为止的期间内，被切换为所述第二电位，在从所述第二电位被选择开始，到所述第二放大电路的失调电压达到所述第二固有失调电压为止的期间内，被切换为所述第一电位，

所述切换信号为所述第一电位时由所述第一放大电路产生的第一失调电压与所述切换信号为所述第二电位时由所述第二放大电路产生的第二失调电压彼此的极性相异，

所述切换信号为所述第一电位时，由所述第一放大电路产生的第一失调电压比所述第一固有失调电压要小，

所述切换信号为所述第二电位时，由所述第二放大电路产生的第二失调电压比所述第二固有失调电压要小。