CN103683522B

CN103683522B - 无线功率控制

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Publication number: CN103683522B
Application number: CN201310166017.XA
Authority: CN
Inventors: D·W·巴曼; C·J·摩尔; J·B·泰勒; M·J·诺尔康克; T·J·勒皮恩; S·A·莫尔马; J·K·施万内克; B·C·梅斯; A·E·尤梅内; J·J·罗尔德; R·D·格鲁伊奇
Original assignee: Philps Intellectual Property Enterprise Co Ltd
Current assignee: PHILPS intellectual property Enterprise Co., Ltd.
Priority date: 2012-09-11
Filing date: 2013-03-14
Publication date: 2019-03-29
Anticipated expiration: 2033-03-14
Also published as: CN103683522A; TWI593207B; US10530188B2; WO2014042681A3; KR102096560B1; TW201411981A; US9912166B2; WO2014042681A2; KR20150054802A; JP6382818B2; JP2015529445A; US20180226835A1; US20150207333A1

Abstract

本发明涉及无线功率控制，根据本发明的一种远程装置，包括自适应功率接收器，其通过感应从无线电源接收无线功率。该自适应功率接收器可以在两个或更多操作模式之间切换，该两个或更多操作模式包括例如高Q模式和低Q模式。通过控制模式之间的切换，可以控制由自适应接收器所接收到的能量的量。该控制是自适应谐振控制或Q控制的形式。

Description

无线功率控制

技术领域

本发明涉及无线功率传输。

背景技术

无线电源系统允许将功率传输到电子装置，例如便携式装置，而不需要直接的电连接。无线功率传输可以利用电感器来实现，当电流流过电感器时，电感器产生磁场。相反，当存在磁场时，例如存在由另一个电感器产生的磁场时，可在电感器中感应电流。如果将两个电感器靠近放置并且利用电流驱动一个电感器，则即使这两个电感器没有被直接连接，另一个电感器也将产生电流。两个电感器之间的这种相互关系通常被称为电感耦合，并且在许多情况下都利用这种现象来在没有电连接的情况下传输功率。

实际上，无线功率传输的许多基本原理已经已知了100年或更久。被广泛地称为无线功率传输之父的尼古拉•特斯拉（Nicola Tesla）早在1893年就因论证了一种用于为电灯泡无线供电的系统而出名。特斯拉花费了数年来在该领域中进行研究和开发，并且积聚了涉及无线功率传输的一系列重要专利。当我们看到无线功率方面的兴趣复苏时，他的一些早期发明当今一直被那些发展中的无线功率系统所使用。例如，特斯拉的美国专利649,621和685,012公开了以下内容：初级线圈和次级线圈之间的感应功率传输可以通过结合附加的中间线圈组来改进，该附加的中间线圈起到“谐振”线圈的作用，以放大谐振并在初级单元和次级单元之间传输功率。更具体而言，初级单元包括一对线圈，其共同起作用来传送功率至次级单元，并且次级单元包括一对线圈，其共同起作用来接收功率。初级单元包括初级线圈以及谐振线圈，将该初级线圈电连接到电源并从电源直接接收功率，将谐振线圈感应耦合到该直接供电线圈。谐振线圈从初级线圈感应地接收功率，放大谐振，并生成电磁场，以将功率传送到次级单元。特斯拉还论证了，结合谐振线圈所使用的电容可以产生比谐振线圈本身甚至更大的谐振。次级单元包括另一个谐振线圈，其接收由次级单元谐振线圈和次级线圈所生成的电磁场，该次级线圈被感应耦合到次级谐振线圈，以将功率直接传送至次级负载。因此，如可以看出的，使用单独的中间线圈组来提供具有改进性能的感应耦合的概念已经已知了超过一个世纪。

虽然无线功率传输的基本概念已经面世了许多年，但是相对近些年才在该技术产生了兴趣复苏，并且正在付诸普遍的努力来实现实用且有效的无线功率传输系统。存在着使有效系统的开发变复杂的各种因素。例如，操作特征（即，系统正操作的条件）对于功率传输的质量和效率有着显著影响。互感对于初级单元和次级单元之间的功率传输效率也有影响。互感取决于多个电路参数，包括初级单元和次级单元之间的距离。当初级单元和次级单元之间的距离最小化时，互感增加。该距离和互感之间的反比关系可能对系统的操作参数造成限制。

包括例如图1所示的、利用由感应线圈驱动的谐振线圈的特斯拉四线圈构造的过往设计，已经被用于在更远的距离上传输功率。图2是结合特斯拉四线圈构造的示意图。这种类型的配置已经有各种称谓，例如高谐振或磁性谐振。该系统由于利用附加线圈以便维持未由负载阻尼的未耦合谐振条件而可以获得一些效率，但是当耦合被变紧密或者线圈在物理上变得靠近时可能损失一些效率。

常规解决方案还已经被设计成使用附加线圈以便进行感应耦合，以在高谐振配置或紧密耦合的配置中感应磁场。但是当在这些配置中使用附加线圈时，由于添加的导线可能增加成本，并且尺寸可能与添加的材料成比例增加。由于附加线圈的添加的等效串联电阻（ESR），效率也可能降低。

发明内容

本发明提供一种具有自适应功率接收器的远程装置，用于无线接收可被供应给负载的功率。自适应功率接收器在一部分功率接收周期内由无线电源所激励，并且在一部分功率接收周期内放电。在一个实施例中，在周期的激励部分期间，将自适应功率接收器与负载电气解耦，以用作可以更加容易激励的高Q谐振电路。在放电部分期间，自适应功率接收器可以被电气耦合到负载，以提供用于从激励的自适应功率接收器传输电功率至负载的直接电气路径。

在一个实施例中，远程装置包括控制器，该控制器能够改变功率接收周期的激励和放电部分的长度，以控制供应给负载的功率量。例如，控制器可以增大激励部分的长度，并减小放电部分的长度，以增加供应给负载的功率。可以在周期的一个以上的部分内对自适应功率接收器进行激励，并且也可以在周期的一个以上的部分内对其进行放电。例如，可以在正半周期的一部分以及负半周期的一部分内对自适应功率接收器进行激励。

在一个实施例中，远程装置可以包括自适应功率接收器、负载和控制器。自适应功率接收器可以能够通过感应耦合从无线电源接收功率，并且可以可配置成第一模式以及可配置成第二模式。负载可以接收自适应功率接收器中所生成的电功率，以使得在第一模式中自适应功率接收器能够存储从无线电源接收到的能量，以及使得在第二模式中自适应功率接收器将存储的能量释放给负载。控制器可以可操作耦合到自适应功率接收器，并且可以能够通过选择性地在第一模式和第二模式之间配置自适应功率接收器，来控制从无线电源接收到的功率。

在一个实施例中，第一模式是高Q模式，并且第二模式是低Q模式，控制器可以在两种模式之间选择性地选取。例如，控制器可以控制自适应功率接收器处于高Q模式的持续时间，以便将自适应功率接收器的有效Q保持在门限值以上或以下，从而改进无线电源和远程装置之间功率传输的效率。

在一个实施例中，按照每个自适应功率接收器中所接收到的功率的波长至少一次地，控制器将自适应功率接收器从第一模式选择性地配置到第二模式。例如，可以按照每个功率波长一次或两次地，将自适应功率接收器从第一模式配置到第二模式。通过控制两种模式之间切换的占空因数，可以控制由自适应功率接收器所接收到的功率。具体来说，增大占空因数可以增大对于每个波长而言自适应功率接收器处于第一模式的持续时间，而减小占空因数可以减小对于每个波长而言自适应功率接收器处于第一模式的持续时间。更长的持续时间可以允许自适应功率接收器增大其有效Q，而更短持续时间可以允许有效Q被减小。

在一个实施例中，远程装置可以包括辅助接收器，该辅助接收器能够通过感应耦合从无线电源接收功率。在自适应功率接收器处于第一模式的情况下，自适应功率接收器可以将功率从无线电源中继至辅助接收器，并且将直接将提供功率旁路至负载。在自适应功率接收器处于第二模式的情况下，代替辅助接收器提供功率至负载或除此之外，自适应功率接收器可以直接提供功率至负载。

在一个实施例中，自适应功率接收器包括单个电感器，其能够与无线电源感应耦合，从而减少或者在某些情况下最小化用于与电源感应耦合的部件数量。

在一个方面中，一种用于在远程装置中控制从无线电源接收到的功率的方法包括在自适应功率接收器中通过与无线电源的感应耦合接收功率。该方法还可以包括在第一模式中选择性配置自适应功率接收器和在第二模式中选择性配置自适应功率接收器，其中在第一模式中自适应功率接收器能够存储从无线电源接收到的能量，在第二模式中自适应功率接收器将存储的能量释放到负载。在一个实施例中，第一模式和第二模式可以分别是高Q模式和低Q模式。

在一个实施例中，用于控制功率的方法还包括按占空因数在第一模式和第二模式之间循环，以控制由自适应功率接收器所接收到的功率量。例如，从无线电源接收到的功率可以具有功率波长，以及该循环可以按照每个功率波长至少一次来发生。

在一个实施例中，根据本发明的远程装置包括自适应功率接收器，其通过感应从无线电源接收无线功率。自适应功率接收器可以在两个或更多的操作模式间进行切换，操作模式例如包括高Q模式和低Q模式。通过控制模式之间的切换，可以控制从自适应接收器接收到的能量的量。这种控制是自适应谐振控制或质量因数（Q）控制的形式。

本发明提供了一种简单且有效的系统，用于简化远程装置的构造，同时提供对功率接收的自适应控制。例如，远程装置可以控制其在没有附加电路的情况下接收的功率量。

在本发明的另一方面中，无线电源具备自适应功率发射器，其将功率无线发射至远程装置。自适应功率发射器包括谐振电路，其可以在两个或更多个操作模式之间切换，操作模式包括例如在更高Q模式和更低Q模式，或者在两种不同的谐振频率之间切换，从而改变通过谐振电路中继的功率量。通过控制两种模式之间的切换，可以控制由自适应发射器所发射的能量的量。这种控制是自适应谐振控制或Q控制的形式。

在一个实施例中，无线电源可以包括自适应功率发射器、阻抗元件和控制器。自适应功率发射器可以能够通过感应耦合来发射功率至远程装置，以及可以可配置成第一模式和可配置成第二模式。

通过将阻抗元件接入到电路中，自适应功率发射器可配置在第一模式中，以及通过将阻抗元件断开，自适应功率发射器可配置在第二模式中。控制器可以可操作耦合到自适应功率发射器，并且可以能够通过按照所发射的功率的每个波长至少一次地，将自适应功率发射器从第一模式选择性地配置到第二模式而在第一模式和第二模式之间选择性配置自适应功率发射器，来控制发射到远程装置的功率。例如，可以按照每个电流波形的波长一次或两次地，将自适应功率发射器从第一模式配置到第二模式。通过控制两种模式之间的这种切换的占空因数，可以控制由自适应功率发射器所发射的功率。具体来说，增大占空因数可以增大对于每个波长而言自适应功率发射器处于第一模式的持续时间，而减小占空因数可以减小对于每个波长而言自适应功率发射器处于第一模式的持续时间。更长持续时间可以允许自适应功率发射器增大其有效Q，而更短持续时间可以允许有效Q被减小。在一个实施例中，自适应功率发射器中的阻抗元件是感应元件或电容元件，例如与初级电感器和初级电容器分离的辅助电感器或辅助电容器。在另一实施例中，自适应功率发射器中的阻抗元件是电阻性元件，例如电阻器或整流电路。阻抗元件的特性可以为自适应功率发射器提供不同的功能。

通过参照当前的实施例和附图的描述，将更加全面的理解和认识本发明的这些和其他目的、优点和特征。

在详细解释本发明的实施例之前，要理解的是，本发明不限于下面的描述中所阐述的或附图中所图示的操作的细节或者部件的构造及布置的细节。本发明可以按照各种其他实施例来实现，并且可以按照本文未明确公开的替代方式来实践或执行。而且，要理解的是，这里使用的措词和术语仅仅是为了描述的目的，而不应被视为限制性的。“包括”和“包含”及其变形的使用意图涵盖其后所列出的项目及其等价物，以及附加项目及其等价物。此外，在各种实施例的描述中可以使用列举。除非另有明确陈述，否则列举的使用不应当被解释为将本发明限于部件的特定顺序或数量。列举的使用也不应当被解释为将可以与所列举的步骤或部件相组合或组合到其中的任何附加步骤或部件从本发明的范围排除。

附图说明

图1示出了使用双线圈谐振驱动无线功率系统的现有技术特斯拉系统。

图2示出了现有技术四线圈感应无线功率系统。

图3示出了具有开关的远程装置示意图，该开关能够选择双线圈以用于功率接收。

图4示出了无线电源和具有自适应接收器的远程装置。

图5示出了使用自适应谐振接收器提供无线功率的方法的方框图。

图6示出了包括自适应接收器和辅助接收器的远程装置电路。

图7示出了包括自适应接收器的远程装置电路。

图8示出了当接收功率且自适应谐振未被启用时的电流路径。

图9示出了使用自适应接收器的无线功率传输操作的一个实施例的流程图。

图10示出了用于具有自适应接收器的远程装置的示例启动时序。

图11示出了在启动时序之后处于稳状的电流和电压的示例。

图12A示出了自适应谐振建立阶段的电路示意图。

图12B示出了功率收获阶段的部分期间的电路示意图。

图12C示出了功率收获阶段的部分期间的电路示意图。

图12D示出了相对于功率接收周期的自适应谐振建立阶段和功率收获阶段，其中每个周期存在一个自适应谐振阶段。

图13A-D示出了单个功率接收周期自适应谐振波形。

图14示出了图13D中所示的自适应谐振波形的展开分析。

图15示出了在一个实施例中Rx电压、L3电流和Q控制场效应晶体管（FET）电流的曲线图。

图16示出了在远程装置的一个实施例中C3电压、L3电流和Q控制FET驱动信号的曲线图。

图17示出了针对各种百分比的功率接收周期的在切换Q控制FET之后的桥电压的曲线图。

图18A示出了在按照每个功率接收周期一次来执行自适应谐振控制的情况下L3波形的曲线图。

图18B示出了在按照每个功率接收周期两次来执行自适应谐振控制的情况下L3波形的曲线图。

图19A示出了自适应谐振阶段的一部分期间的电路示意图。

图19B示出了功率收获阶段的一部分期间的电路示意图。

图19C示出了自适应谐振阶段的一部分期间的电路示意图。

图19D示出了功率收获阶段的一部分期间的电路示意图。

图19E示出了相对于功率接收周期的自适应谐振建立阶段和功率收获阶段，其中每个周期存在两个自适应谐振阶段。

图20A示出了Q控制驱动信号和自适应接收器电流的曲线图，该Q控制驱动信号每半周期以50%占空因数按照每个功率接收周期一次进行切换。

图20B示出了通过如图20A中所示的切换产生的整流的DC电压。

图20C示出了Q控制驱动信号和自适应接收器电流的曲线图，该Q控制驱动信号每半周期以25%占空因数按照每个功率接收周期两次进行切换。

图20D示出了通过如图20C中所示的切换产生的整流的直流电压。

图21示出了通过改变Q控制FET驱动信号的占空因数产生的输出功率的曲线图。

图22示出了Rx电压、Rx功率、L3电流和Q-FET电流的曲线图，其中每半周期以30%占空因数按照每个功率接收周期两次进行切换。

图23示出了具有自适应谐振受控的场扩展器的无线电源系统的实施例。

图24示出了模拟自适应谐振接收器或场扩展器。

图25示出了具有自适应接收器、辅助接收器和通信元件的远程装置的示意图。

图26示出了具有能够通信的自适应接收器的远程装置的示意图。

图27示出了具有自适应接收器和辅助接收器的远程装置示意图，其中自适应接收器Q控制FET可被用于通信。

图28示出了具有自适应接收器的远程装置示意图，其中自适应接收器Q控制FET可被用于通信。

图29示出了在Q控制通信信号的一个实施例中两个位（bit）的曲线图。

图30示出了桥电压和L3电流的曲线图，其中Q控制FET在非零交叉点处进行操作。

图31示出了具有远程装置的四线圈系统的一个实施例的有限元分析（FEA）的透视图，其中远程装置具有自适应接收器和辅助接收器。

图32示出了图31的四线圈系统的FEA的横截面图。

图33示出了具有远程装置的四线圈系统的一个实施例的有限元分析（FEA）的透视图，其中远程装置具有自适应接收器和辅助接收器，其中该远程系统被偏离中心定位。

图34示出了图33的四线圈系统的FEA的横截面图。

图35示出了图33的四线圈系统的FEA的俯视图。

图36示出了具有远程装置的四线圈系统的一个实施例的有限元分析（FEA）的透视图，其中远程装置具有自适应接收器和辅助接收器，其中该远程系统被偏离中心定位，并且相对该远程装置放置金属片。

图37示出了在金属为铝的情况下图36的四线圈系统的FEA的横截面图。

图38示出了在金属为钢的情况下图36的四线圈系统的FEA的横截面图。

图39A示出了在金属分别为铝和钢的情况下图36的四线圈系统的透视图。

图39B示出了在金属为铝的情况下图36的四线圈系统的俯视图。

图39C示出了在金属为钢的情况下图36的四线圈系统的俯视图。

图40示出了在具有自适应接收器的远程装置被置于无线电源的中心上的情况下的磁场的图解。

图41示出了在图40的远程装置与无线电源发射器偏离中心被定位的情况下的磁场的图解。

图42示出了在远程装置与图41类似定位但将铝质外来物体置于发射器上的情况下的磁场的图解。

图43示出了在两个接收器（均具有自适应接收器和辅助接收器）均置于发射器上的情况下FEA的俯视图。

图44A-D示出了使用自适应谐振控制（Q控制）FET来创建半同步整流器的方法的一个实施例。

图45A示出了在TX上使用自适应谐振控制（Q控制）的方法的一个实施例。

图45B示出了在TX上使用自适应谐振控制（Q控制）的方法的另一个实施例。

图46示出了基于图45A的自适应谐振控制方法的占空因数而改变的所发射的功率的曲线图。

图47示出了基于图45B的自适应谐振控制方法的占空因数而改变的所发射的功率的曲线图。

图48示出了60%占空因数产生比50%占空因数更高的输出功率的一个实施例。

图49示出了对应于图48实施例的波形的曲线图，其中，顶部的方格表示整流器二极管电流，中间的方格表示L3电流，底部的方格表示利用同时接通并以10%增量关断的示例，谐振开关控制在占空因数上从0%增大至60%。

图50示出了用于每个功率接收周期自适应谐振控制单次切换的零交叉检测方法的一个实施例。

图51示出了用于每个功率接收周期自适应谐振控制两次切换的零交叉检测方法的一个实施例。

图52示出了串联谐振接收器侧无线功率传输网络的电路拓扑。

图53示出了具有切换的谐振网络的图52中的远程装置的等效电路拓扑，其中开关被闭合。

图54示出了具有切换的谐振网络的图52中的远程装置的等效电路拓扑，其中开关被断开并且二极管D₂和D₃导通。

图55示出了具有切换的谐振网络的图52中的远程装置的等效电路拓扑，其中开关被断开并且二极管D₁和D₄导通。

图56示出了针对串联谐振网络的启动瞬态的电流和电压的曲线图。

图57示出了针对切换的串联谐振无线功率传输网络的电感器电流和输出电压的曲线图，其中开关周期为50μs闭合然后450μs断开。

图58示出了针对切换的串联谐振无线功率传输网络的电感器电流和输出电压的曲线图，其中开关周期为20μs闭合然后480μs断开。

图59是表示根据本发明一个实施例的通信方法的波形图。

图60是表示根据本发明一个实施例的通信方法的波形图。

图61是表示根据本发明一个实施例的通信方法的波形图。

图62示出了包括并联谐振电容器的远程装置。

具体实施方式

在图4中示出根据本发明实施例的无线电源系统并将该无线电源系统指定为10。根据本发明一个实施例的远程装置可以能够进行灵活的功率传输，例如允许远程装置控制其接收的功率量。无线电源系统10包括配置成接收无线功率的远程装置14和配置成传送功率的无线电源12。虽然结合单个远程装置14进行描述，但是本发明不限于仅向一个远程装置14进行功率传输，并且很好地适于向多个远程装置供应功率，例如通过顺序或同时供应功率。在这种情况下，一个或多个远程装置14可以是常规远程装置。

本发明结合无线电源系统进行描述，该无线电源系统实现自适应谐振控制的形式。尤其是，自适应谐振控制允许该系统适用于各种潜在可变参数，例如无线电源的电源限制、远程装置数量、远程装置的功率要求、外来物体（寄生金属）的存在、以及无线电源、远程装置和/或任意中间线圈之间的耦合系数（例如，角度、方位和距离）。例如，通过调整发射器的谐振频率、驱动信号的干线电压、驱动信号的占空因数、驱动信号的操作频率或驱动信号的相位，无线电源可以具有控制其输出功率的能力。无线电源可以改变输出功率以与远程装置的功率要求相对应，或者改进系统的功率传输效率。在操作之前或者期间，远程装置的功率要求可以通过远程装置传送至无线电源。此外或作为替代，无线电源可以包括传感器，该传感器允许其在无需与远程装置进行通信的情况下确定操作参数。例如，无线电源可以包括电压、电流和/或功率传感器，这些传感器允许无线电源监测该系统并且调整操作参数。作为自适应谐振控制的部分，每个远程装置还可以能够控制从无线电源汲取的功率量。例如，根据本发明的实施例，每个远程装置可以包括自适应功率接收器。每个远程装置可以基于通过无线电源和/或其他远程装置传送至远程装置的信息，来控制从无线电源汲取的功率量。除了通信之外或者作为其替代，远程装置还可以包括允许其确定操作参数的传感器。例如，远程装置可以包括电压、电流和/或功率传感器，这些传感器允许远程装置监测该系统各方面并且调整其功率汲取。当无线电源不能为所有远程装置提供充足功率时，远程装置中的一个或多个可以减少其功率汲取。例如，能够以较少功率操作的远程装置可以减少其功率汲取，以为其他远程装置留出更多功率。无线电源和/或远程装置可以确定在各种远程装置之间如何分配功率。作为自适应谐振控制的另一部分，无线电源可以包括可适应性中间线圈（例如，无线发射器中或者场扩展器中的谐振线圈），其能够被调整以控制通过中间线圈中继的功率量。

远程装置14可以包括一般常规电子装置，例如移动电话、媒体播放器、手持式收音机、照相机、闪光灯或本质上任何其他便携式电子装置。远程装置14可以包括电能存储装置，例如电池、电容器或超级电容器，或者其可以在没有电能存储装置的情况下操作。与远程装置14的主要操作相关联（并且不与无线功率传输相关联）的部件是一般常规的，并且因此将不进行详细描述。而是，与远程装置14的主要操作相关联的部件通常被称为主负载30。例如，在移动电话的情境中，不做出努力来描述与移动电话本身相关联的电子部件，例如电池或显示器。

根据图6和7的图示的实施例的远程装置包括自适应功率接收器20，其通过感应从无线电源接收无线功率。远程装置14还包括控制器28，其能够控制自适应功率接收器20以便控制无线功率的接收。该所图示的实施例中的控制器28可以在两种或更多操作模式之间切换自适应功率接收器20，操作模式包括例如高Q模式和低Q模式。通过控制模式之间的切换，控制器28可以控制通过自适应功率接收器20所接收到的能量的量。这种控制是自适应谐振控制或Q控制的形式。

Q因数，有时仅被简称为Q，可以描述谐振器相对于其中心频率的带宽。Q可以按照每个周期存储在谐振器中的能量与发电机所供给的能量之比来进行定义，以在存储能量随时间恒定的频率下保持信号振幅恒定。存储能量是存储在任意电感器和电容器中的能量之和，而损耗能量是每个周期在电阻器中耗散的能量之和。电阻器可以是等效串联电阻或设计的负载。

在诸如图2中所图示的常规四线圈无线电源接收器中， L4线圈通常被用于收获在L3/C3谐振时所生成的场。因为L3/C3被电隔离，所以其高Q因数允许其在更低耦合因数下生成场，使远程装置能够在更远距离处接收功率。在一些情况下，高Q可以允许在L3中感应出电流，其没有被其ESR所耗散。然后感应电流可以再生、扩展、聚集或延续磁场。

在本发明的所描绘的实施例中，L4可以从电路中去除，以及L3/C3可以在一定时间与负载选择性电气解耦，并在其他时间与负载电气耦合。在L3/C3电气解耦时所生成的能量可以通过将L3/C3电气耦合到负载来收获。改变L3/C3电气解耦相对电气耦合到负载的比率可以控制输送到负载的功率量——这是自适应谐振控制或Q控制的形式。

远程装置14还可以包括能够控制自适应功率接收器20的控制器28。例如，控制器28可以耦合到自适应功率接收器20的一个或多个开关（本文将进一步详述），以选择自适应功率接收器20正操作在高Q模式中还是在低Q模式中。控制器28可以根据自适应功率接收器20中接收到的功率波形来控制各种操作模式之间的循环。例如，如在本文将进一步详述的，在每个电流波形周期的一个或多个部分内，控制器28可以在高Q模式中操作自适应功率接收器20，而在每个周期的剩余部分内，在低Q模式中操作自适应功率接收器20。

可以利用各种控制算法来对控制器编程。在图5中图示出了一种控制算法的实施例，其可以适应在多个装置和负载要求上连续输送无线功率。提供自适应谐振功率的方法包括初始化阶段和控制回路阶段。在初始化阶段，该方法包括初始化功率传输并唤醒接收器控制器、从远程装置获得接收器装置ID、外来物体检测参数和功率数据（即，功率要求、电流/电压/功率测量值和目标值）。控制回路阶段可以包括获取新功率数据、使能自适应谐振（即，控制Q控制FET控制信号的占空因数（或者其他参数））、发送状态更新、基于从远程装置收集的所有功率数据来针对性能调整发射器功率、以及再次调整自适应谐振和Q控制设定。

图5中所图示的控制算法的控制回路阶段包括外来物体检测，其中每个远程装置提供关于寄生损耗的信息，以用于在拱形外来物体检测方案中进行协调。

控制回路阶段可以包括Rx负载控制和调节以及对Tx优化的请求。例如，远程装置可以能够使用自适应谐振来提高功率传输效率。因此，远程装置可以请求降低正被传送的功率量，因为它的需求可以通过自适应功率接收器20的自适应谐振控制来满足。

在所图示的实施例中，远程装置14还包括整流电路22，其整流自适应功率接收器20中所接收到的功率——例如，将从自适应功率接收器20输出的交流转换成由远程装置14所使用的直流。这种电路可以包括二极管、开关或其任意组合，以提供一种或多种整流模式，例如包括二极管整流、半同步整流、间断模式整流以及全同步整流。在一个实施例中，所有或部分整流电路22可以被结合到自适应功率接收器20中，使得结合的整流电路22既能够整流接收到的功率又能够在自适应功率接收器20的各种模式之间切换。在整流电路22能够同步（或者有源）整流的配置中，控制器28或自驱动同步整流电路可以控制整流。

在自适应功率接收器20在各种模式之间可配置的情况下，允许系统实现自适应谐振控制或Q控制的形式。在一个实施例中，自适应谐振的使用可以允许在一定时间使用高谐振自适应功率接收器20（例如，高Q接收器），以便适用于多种多样的配置，包括在负载以及自适应功率接收器20和以下详述的无线电源12的发射器56之间耦合中的变化。该控制方法允许对从靠近或紧密耦合（较高k系数）配置和松散耦合（较低k系数）配置进行变动的配置进行通用控制。通过在时间段内将能量存储在自适应功率接收器20中，并然后将能量释放到远程装置14中，该方法还可以能够实现更高的效率。因此，可以实现功率传输的扩展范围，以及潜在消除自适应功率接收器20内的附加ESR（等效串联电阻）。例如，使用此配置，可以利用单个线圈实现两个线圈接收器（例如，电隔离谐振电路和连接到负载的谐振电路）的益处，两个线圈接收器能够从无线电源在一定距离处接收功率，该单个线圈可以在两种模式之间切换——在第一模式中单个线圈被配置为电气解耦谐振电路，而在第二模式中单个线圈是电气耦合到负载的谐振电路。当在功率接收周期内执行这两种模式之间的切换时，可以增强该益处。也就是说，在自适应功率接收器中的电流波形的每个周期发生一次或多次。

在操作中，如果发射器56是高Q发射器并且自适应功率接收器20被配置成高Q模式，则可以利用低耦合在两者之间传输能量，这是由于线圈中的共享磁场以及低阻尼。当发射器56和自适应功率接收器20均在相同频率下谐振时，电抗性阻抗被减小，以及在该配置中通常较小的ESR可能变为对在自适应功率接收器20中产生的电流的有限阻碍。然而，在发射器56和自适应功率接收器20均处于高Q配置中的情况下，无线功率系统10可能由于低阻尼因数而是不稳定的，针对系统参数或配置中的非常小的变化导致所接收到的功率的大波动。

如果发射器是高Q发射器并且自适应功率接收器20被配置成低Q模式，则能量可以在松散耦合状况下从发射器56传输到自适应功率接收器20，但是能够接收到的能量的量和功率传输的效率可能被减小，这部分由于自适应功率接收器20的阻尼以及发射器56和自适应功率接收器20之间降低的耦合。

通过使用自适应谐振，例如通过使用在各种模式之间可配置的自适应功率接收器20，本发明可以将高Q和低Q配置与彼此相结合来使用，使得远程装置14可以实现两种配置的益处。在高Q谐振器模式中，传输到自适应功率接收器20中的能量被存储在其中。在一个实施例中，如果存储的能量达到预定或门限点，则能量通过紧密耦合而被传输到单独的储能电路（例如，辅助接收器），或者通过将负载30耦合到电路而被传输到负载30，或者这两种方式。自适应功率接收器还可以通过耦合到整流电路22而将功率直接提供到负载，该整流电路被包括在负载30中或者可以被电连接到负载。此外，在一个实施例中，该负载30可以包括DC到DC转换器，其向负载30内的其他电路提供合适的能量电平。

图4的所图示的实施例中的远程装置14在一种配置中可以包括通信电路24。该通信电路可以形成与无线电源的单独通信信道，或者其可以分享功率信道。在一个实施例中，通信电路能够经由一个或多个相应开关65a-b来施加一个或多个通信负载66a-b，以使用反向散射调制来创建数据通信。例如，可以选择性施加通信负载，以调制从发射器56至自适应功率接收器20的功率信号。在操作中，控制器28可被操作性耦合到通信电路24，并且被配置成在合适的时机将通信负载66a-b选择性耦合到自适应功率接收器20，以创建期望的数据通信。通信负载66a-b可以是电阻器，或者是能够选择性改变远程装置的总体阻抗以调制功率信号的其他一个或多个电路元件。例如，作为对电阻器的替代，通信负载66a-b可以是电容器或电感器（未示出）。作为另一示例，远程装置可以结合根据以下美国申请的实施例的通信系统：序号为13/425,841、标题为“用于无线电源中的改进控制的系统和方法、2012年3月21日提交的美国申请，并且将该申请通过引用全文结合于此。

在与图4的所图示的实施例类似的替代实施例中，远程装置14可以包括辅助接收器26，其以虚线被示为远程装置14的可选部件。辅助接收器26可以与自适应功率接收器20感应耦合，以从发射器56接收功率。在该替代实施例中，当自适应功率接收器20被配置处于高Q模式中时，辅助接收器26与自适应功率接收器20耦合，以接收并输送能量至负载30。但是当自适应功率接收器20被配置处于低Q模式中时，自适应功率接收器20可以直接向负载30供电，而不是将能量耦合到辅助接收器26。

现在转到图7，示出了根据本发明一个实施例的远程装置14。图7示出具有自适应功率接收器电路的远程装置的一个实施例。在操作中，微处理器可以具有初始化算法。可以使用来自存储元件的充足的场或能量来导通微处理器以及操作Q控制FET。可以操作Q控制FET来使L3/C3成为电气解耦谐振电路。远程装置可以将Q控制FET控制信号的占空因数与电流波形同步。例如，远程装置可以检测出电流波形的零交叉点，并且使用零交叉点来导通Q控制FET。当电流波形的频率变化时，如果期望维持恒定占空因数，则远程装置可以基于电流波形的频率进行调整。例如，远程装置可以检测出电流波形的频率，可以从功率发射器接收该频率，或者基于其他参数在存储器中存储的表格中查找该频率。替代地，虽然开关的定时可以被数字控制，但是也可能使用模拟控制来控制Q控制FET。例如，远程装置可以包括传感器，并且Q控制FET的定时可以基于来自该传感器的输出来调整。例如，传感器可以检测出整流电压，以及电压控制的谐振器可以通过命令Q控制FET何时被断开来控制Q控制FET定时的一部分。

在所图示的实施例中，远程装置14包括在两种模式（高Q模式和低Q模式）间可配置的自适应功率接收器20。该实施例中的自适应功率接收器20包括次级线圈62、谐振电容器63以及一个或多个开关64a-b，这些部件被布置成形成能够在高Q模式和低Q模式之间切换的串联谐振储能电路。本发明不限于与串联谐振储能电路一起使用，并且可以代替地与其他类型的谐振储能电路，并且甚至与非谐振储能电路（例如没有匹配电容的简单电感器），或者并联谐振储能电路一起使用。例如，如图62所示，远程装置14可以包括位于整流电路22和调节器72之间的并联谐振电容器C3和开关6200。开关6200可以将整流电路22从调节器72解耦。在没有调节器72的实施例中，开关6200可以将整流电路22从负载30解耦。

在所图示的实施例中，开关64a-b可以被控制器28控制，以在高Q模式和低Q模式之间选择性地配置自适应功率接收器20。如所示的，有两个开关64a-b耦合到控制器28。开关64a-b可以被控制器28单独控制或一起控制，以配置自适应功率接收器20处于高Q模式。更具体而言，闭合这两个开关，来使次级线圈62和谐振电容器63之间的电路路径完整，该电路路径旁接远程装置14的整流电路22和负载30——换言之，由次级线圈62和谐振电容器63形成的谐振电路被分路。以这种方式，次级线圈62和谐振电容器63可以形成高Q谐振器，其能够聚集来自发射器56的能量和增加的能量传输（与低Q模式相比）。为了公开的目的，本发明结合能够选择性配置自适应功率接收器的两个开关64a-b来描述，但是应当理解的是，也可以使用单个开关或者两个以上开关来实现相同或相似结果。此外，在替代实施例中，如结合整流电路22所描述的，可以使用开关64a-b来执行同步整流。

为了将自适应功率接收器20从高Q模式配置到低Q模式，控制器28可以基于来自传感器的感测输出来断开开关64a-b，该传感器例如是电压传感器34或电流传感器32或两者。电压传感器34或电流传感器32或两者可以被耦合到自适应功率接收器20或者负载30，以便监测远程装置14中的一个或多个功率特性。应当理解的是，虽然传感器被示为连接到自适应功率接收器20或者负载30，但是传感器可以被连接到远程装置14内的任意节点。此外，本发明不限于电流或电压传感器；可以结合能够监测远程装置14中任意特性的一个或多个传感器，使得传感器输出可以被用于确定自适应功率接收器20的配置。

在开关64a-b断开的情况下，远程装置14中以高Q模式旁接的电路（例如整流电路22和负载30）变为耦合到自适应功率接收器20，使得负载30可以从自适应功率接收器20供电，潜在地增大自适应功率接收器20的ESR并且将其转换成低Q模式。从另一方面说，如果通过断开开关64a-b，使能量从自适应功率接收器20直接耦合到负载30，则存储的能量被释放到负载30中，从而将自适应功率接收器20转换成低Q模式。

通过在低Q模式和高Q模式之间循环，自适应功率接收器20的有效Q可以随时间而被控制。例如，通过改变开关64a-b的占空因数以在两种模式之间切换，可以增大或减小自适应功率接收器20的有效Q。高Q模式可以被保持足够长，以在给定耦合下存储充足能量来建立足够的电压或电流，但是不足以建立比负载30所需的更多的电压或电流。这可以使无线功率在非常宽的耦合上传输，而不用在远程装置14中进行电压调节。例如，如果远程装置14是非常松散的耦合，则可以增大占空因数来增加高Q模式的持续时间，从而允许自适应功率接收器20存储附加的能量。替代地，在增大的耦合状态中，因为在低Q模式中能量可以被更加容易地传输到自适应功率接收器20，而在高Q模式中能量可以更加容易地存储，所以可以减小占空因数来缩短高Q模式的持续时间。这种占空因数上的减小可以补偿低Q模式中增加的能量传输和高Q模式中增加的能量存储。通过增大或减小高Q模式和低Q模式之间的占空因数，自适应功率接收器20可以控制接收到的功率量，例如包括控制接收器的桥电压。

图12A、12B和12C示出半周期自适应谐振控制电路的电路示意图。图12D示出功率接收周期期间自适应接收器电流波形的曲线图。图12A中所示的电流路径图示出Q控制FET处于高Q建立阶段的第一部分波形，图12B中所示的电流路径图示出Q控制FET在低Q功率收获阶段被关断的第二部分波形，以及图12C中所示的电流路径图示出Q控制FET仍然被关断的最后一部分波形。整流器输出处的波纹电压通过以逐循环为基础闭合Q控制开关而被减小。波纹电压和大容量电容（bulk capacitance）还可以通过以每个周期两次（或更多）为基础闭合Q控制开关而被进一步减小，其在图22中被示出。这给予Rx具有其自身功率控制机制的能力。通过适当地定时切换，可以增大Rx的动态电压范围、功率范围和效率。在一些实施例中，在L3电流零交叉点处的切换允许最有效的操作。

图19A、19B、19C、19D和19E示出每个周期被控制两次的自适应谐振控制电路的电路示意图。图19E示出在功率接收周期期间的自适应接收器电流波形的曲线图。图19A中所示的电流路径图示出Q控制FET处于高Q建立阶段的第一部分波形，图19B中所示的电流路径图示出Q控制FET在低Q功率收获阶段被关断的第二部分波形。图19C中所示的电流路径图示出Q控制FET在高Q阶段被接通的第三部分波形，以及图19D中所示的电流路径图示出Q控制FET在低Q功率收获阶段被关断的最后一部分波形。

图13A、13B、13C和13D示出了对于针对特定占空因数在一个功率接收周期期间的单个脉冲，桥电压如何在多个功率接收周期上起作用来导通Q控制FET。图13A图示出在15%的单个功率接收周期内导通Q控制FET之后桥电压增大。图13B图示出在25%的单个周期内导通Q控制FET之后桥电压增大。图13C图示出在50%的单个周期内导通Q控制FET之后桥电压增大。图13D和图14图示出在100%的单个周期内导通Q控制FET之后桥电压增大。如图14中可见，闭合Q控制FET或者转变到高Q模式能够导致增大的线圈电流或者能量积累，如标记为1的标志所指示的。当处于高Q模式时，因为负载从大容量电容汲取能量，接收器电压可能下降，如标记为2的标志所指示的。以及，如标记为3的标志所指示的，一旦Q控制FET被断开，或者发生到低Q模式的转变，则能量的积累可能耗散至负载中并且为大容量电容补充能量。在每种情况下，在Q控制FET被导通的同时桥电压下跌，并且一旦Q控制FET被关断则桥电压升高。通过在多个周期内将Q控制FET的定时与接收电流同步，可以控制接收到的电压和/或功率。

在所图示的实施例中，自适应功率接收器20包括单个次级线圈62，其能够被用于高Q和低Q操作模式中。从而，单线圈接收器可以能够在耦合状态和负载30的宽范围上有效地接收功率，而不使用附加线圈或昂贵的DC/DC转换器以用于功率调节。也就是说，在一些实施例中，图6和7中所图示的调节器72是可选的，并且可以从电路中去除。在一个实施例中，这种能力使得远程装置14能够控制由发射器56所提供的场电平范围上所接收到的功率量，而不使用复杂的通信和控制系统。换言之，远程装置14可以仅从无线电源12接收其所期望的那样多的功率，而不必将请求或信息传送至无线电源12，并且不使用附加的功率调节电路。

在图6中示出本发明的一个替代实施例，其中远程装置14包括辅助接收器26，其类似于相对于图4所描述的辅助接收器26。辅助接收器26能够从无线功率发射器56接收无线功率，并且将辅助接收器26耦合到负载30。在所图示的实施例中，将辅助接收器26通过整流电路22和5伏切换调节器72耦合到负载30。辅助接收器26可以与自适应功率接收器20类似但有若干例外。例如，辅助接收器26可以在各种模式之间不可配置；相反，它可以被直接耦合到整流电路22和负载30。然而，应当理解的是，在替代实施例中，辅助接收器26可以与自适应功率接收器20类似地进行配置，使得例如辅助接收器26可以被配置处于高Q模式中而自适应功率接收器20处于低Q模式中，并且相反地，辅助接收器26可以被配置处于低Q模式中而自适应功率接收器20处于高Q模式中。

在该实施例中，辅助接收器26包括辅助次级线圈67和辅助谐振电容器68，其类似于自适应功率接收器20的次级线圈62和谐振电容器63。虽然被示为以并联储能电路配置，但是该实施例中的辅助次级线圈67和辅助谐振电容器68不限于这种配置。和次级线圈62和谐振电容器63类似，这些部件按照能够感应地接收功率的任意方式进行布置。此外，辅助谐振电容器68是可选部件，使得可以在没有其的情况下，辅助次级线圈67可以感应地接收功率。

图6的所图示的实施例中的远程装置14还包括耦合到辅助接收器26的附加通信电路124和附加整流电路122。附加通信电路124可以与相对于图4和6以上所描述的通信电路24类似，但可以能够经由辅助接收器26调制功率信号。此外，附加整流电路122可以与相对于图3和5所描述的整流电路22类似，但可以整流辅助接收器26而非自适应功率接收器20中所接收到的功率。

在图6的所图示的实施例中，如果远程装置14中接收到的能量被耦合到低Q接收器中，则远程装置14可以闭合开关64a-b，以对次级线圈62和谐振电容器63进行分路来创建高Q谐振器。当被分路时，高Q模式中的自适应功率接收器可以将磁场延伸到辅助接收器26中，但是在分路中几乎没有能量损失，这是由于分路的低阻抗。将自适应功率接收器20进行分路可以在自适应功率接收器中保持再循环电流的若干功率接收周期，或者可以以逐循环为基础来执行，其中分路根据占空因数进行切换，或者可以应用于每个周期的百分比部分。如果以逐循环为基础来控制分路，则由辅助接收器26接收到的电压可以以更高频率循环。这样可以允许更小的大容量电容器来滤除波纹电压。通过在高Q和低Q模式之间调整自适应功率接收器20的占空因数，自适应功率接收器20可以调整次级线圈62中的电流量，从而调整辅助接收器26中接收到的功率量。例如，当远程装置14以更高耦合度接近发射器56来放置时，自适应功率接收器的次级线圈62中的电流可以在高Q模式期间增大。为了补偿这种增大并且防止远程装置14受到过电压，可以减小分路的占空因数，以减小由远程装置14接收到的总功率。换言之，减小高Q模式的占空因数可以减小由远程装置接收到的总功率。在一个实施例中，如上所述，自适应功率接收器20可以通过整流电路22被可选地耦合到负载30以及辅助接收器26。通过这样做，在低Q模式期间可以从自适应功率接收器或辅助接收器取得功率，或者在替代实施例中可以从两个线圈取得功率。接收到的能量可以取决于发射器与次级线圈62和辅助次级线圈62中的每个的耦合，以及次级线圈62和辅助次级线圈62中的每个的电感。

如果由远程装置14接收到的能量在高Q模式中从自适应功率接收器20直接耦合到负载30中，或者通过DC至DC转换器耦合到负载30中，则在自适应功率接收器20中的存储能量可以被释放到负载30中，创建低Q接收器。负载30被接入的占空因数随时间控制自适应功率接收器20的有效Q。在高Q模式中，自适应功率接收器20可以在给定耦合下建立电流，但是被保持足够长时间以建立如由负载30所期望的那样多的电压。这可以允许在非常宽的耦合范围上使用，而不用次级电压调节。例如，如果远程装置被非常松散地耦合，则可以增大占空因数来允许自适应功率接收器20在高Q模式中存储附加的能量。替代地，在增加的耦合状态中，因为在低Q模式中能量可能被更加容易地传输到自适应功率接收器20，并且在高Q模式中能量可以被更加容易地存储，所以可以减小占空因数来缩短高Q模式的持续时间。这种占空因数上的减小可以补偿低Q模式中增加的能量传输和高Q模式中增加的能量存储。

在图6的所图示的实施例中，远程装置14可以包括DC至DC转换器72，以调节从整流电路22、122输出到负载30的功率。借助于DC至DC转换器72，通过允许DC至DC转换器72使用提供给整流电路22、122的能量，而不管跨越整流电路22、122的电压如何，远程装置14可以补偿耦合中和负载30中的附加的和突然的变化。因此，控制器28可以响应于耦合中和负载30中的变化，将调整更新的频率减小至自适应功率接收器20的循环，以便允许控制器28是成本更低的控制器。

现在参照图52-58来说明在高Q操作模式和低Q操作模式之间变化的系统模型。具体来说，描述了对用于无线功率传输应用的切换串联谐振接收器电路的分析和仿真。

参照图52，图示出根据本发明一个实施例的无线功率发射器电路和远程装置电路的一部分。远程装置电路包括谐振储能电路、桥式整流器和开关S，其中谐振储能电路由电感器L₃、电容器C₃和电阻R₃（L₃的等效串联电阻）构成，桥式整流器由D₁-D₄、大容量存储电容器C₀、负载电阻R_L、电感器L₂构成，电感器L₂通过互感M₂₃链接到电感器L₃并且承载正弦电流i₂，该正弦电流i₂的固定角频率ω₀接近或等于L₃和C₃的谐振频率，开关S的状态（断开或闭合）导致网络拓扑结构的重新配置。

图53图示出开关S闭合时的简化电路图。为了易于解释，通过由L₂创建的时变通量而在电感器L₃中感应的电压已经被具有振幅ω₀ M₂₃ I₂的正弦电压源v_s替代，其中I₂是正弦电流i₂的振幅。为了讨论起见，二极管被认为是理想的；类似地，开关S将被认为是理想的。

闭合该开关将L₃C₃储能电路与负载分离。图53示出这种配置中的网络。闭合该开关使输出电压短路到桥式整流器，将L₃C₃储能电路与输出电容C₀和负载电阻R_L隔离。在此期间，电压源v_s使能量存储在储能电路L₃ -C₃中，而输出电容器C₀中的存储电荷提供电流至负载电阻R_L。

图53的网络的状态方程如下：

。

该状态方程可以按照(dX/dt)=AX+BU的形式来表达，其中X是系统状态的列向量，A是状态变换矩阵，以及B是针对输入向量U的加权矩阵。在这种情况下，仅有一种促进因素来驱动该系统，以及U是标量v_s。这些系统状态是电感器电流i₃、电容器电压v_C3和电容器电压v₀。

该网络可以通过断开开关来重新配置；桥式整流器的二极管的偏压（正向或反向）将确定开关断开之后的拓扑结构。在此解释中，假设开关S的任何断开或闭合都发生在i₃的零交叉点，然而，在替代实施例中，开关S的断开或闭合可以发生在非零交叉点。图30示出当通过L3在线圈电流的非零交叉点处切换时Q控制FET的占空因数和对输出电压的影响，表明在非零交叉点处切换可能是低效率的。

如果在i₃的零交叉点处v_C3≥v₀+v_s，则二极管D₂和D₃允许导通，并且跨越L₃的净正电压将使di₃/dt为正。只要i₃为正，二极管D₂和D₃将保持导通。在图54中示出在D₂和D₃导通的情况下似乎的网络。

图54的网络的状态方程如下：

。

如果在i₃的零交叉点处v_C3≤v_s-v₀，则二极管D₁和D₄允许导通，并且跨越L₃的净负电压将使di₃/dt为负。只要i₃为负，二极管D₁和D₄将保持导通。在图55中示出在D₁和D₄导通的情况下似乎的网络。

图55的网络的状态方程如下：

。

如果在i₃的零交叉点处v_s - v₀< v_C3< v_s + v₀，则桥式整流器中没有二极管允许导通；电感器电流i₃和电容器电压v_C3都不能变化。针对这种情况的状态方程如下：

。

图56-58图示出使用Matlab ode23数值积分函数求解网络状态方程。这些仿真中所使用的网络参数如下：L₃=33.3μH；C₃=76.07nF；R₃=0.1Ω；v_s的振幅=5伏；C₀=250μF；R_L=10Ω；操作频率=100.0kHz。

图56示出开关闭合情况下串联谐振网络的启动瞬态。假设在t=0处所有状态变量为零。没有示出输出电压，因为只要开关保持闭合，输出电压就保持在零。

图57示出在启动瞬态之后的电感器电流和DC输出电压。开关周期在t=2.00ms处开始，其中每个周期包括50μs的闭合，后面是450μs的断开。对于该实施例，负载中的功率消耗大约为22W。

图58示出在启动瞬态之后的电感器电流和DC输出电压。开关周期在t=2.00ms处开始，其中每个周期包括20μs的闭合，后面是480μs的断开。对于该实施例，负载中的功率消耗大约为8W。

现在将相对于图7来进一步详细地描述高Q和低Q操作模式之间的循环。然而，应当理解的是，该循环方法可以结合本文所述的任意其他实施例来使用。

在功率传输期间的多个功率接收周期内对次级线圈62和谐振电容器63进行分路（或在高Q模式中保持自适应功率接收器20）可能影响功率传输的稳定性，导致从整流电路22输出的整流电压中的较大变化。这些变化可以表现为过冲（overshoot）和下冲（undershoot），这是由于事实上在自适应功率接收器20被保持在高Q模式中的同时，跨越整流电路的感应电压可能被大大降低。可以使用附加的大容量电容和功率调节电路来最小化下冲和过冲，使得输送到负载30的功率基本稳定。然而，在没有这样的附加电路或附加的大容量电容的情况下，本发明可以通过在高Q模式和低Q模式之间循环来实现稳定性。

在一个实施例中，高Q模式和低Q模式之间的切换可以以逐循环基础以及根据指定占空因数来执行。也就是说，切换可以与自适应功率接收器20中正接收的功率的周期对准，使得对于每个功率波形周期，自适应功率接收器20在该周期的一部分内被配置处于高Q模式。通过针对特定占空因数以逐循环为基础在模式之间进行切换，也许可能减小允许跨越整流电路22的电压降低的持续时间。这意味着整流电路22的输出上的大容量电容可以被降低，从而减小远程装置14的总尺寸和成本。

例如在图17中示出在各种不同的持续时间内由于使自适应功率接收器20保持在高Q模式中而产生的电压中的下降，其中描绘了单个周期切换的各种占空因数。自适应功率接收器20在占空因数的范围内被配置处于高Q模式中，从单个周期的25%至单个周期的400%（4个整周期）。如所示的，在（a）自适应功率接收器20被保持在高Q模式的时间（或占空因数）和（b）在将自适应功率接收器20重新连接到负载之后实现的电压增大量之间存在非线性关系。若干因素可能受到占空因数中变化的影响，例如包括峰值电压、最小电压和波纹或稳定时间。如所示的，当占空因数增大时峰值电压也增大，而当自适应功率接收器转变到高Q模式时电压降也增大，以及得到的波形的稳定时间也增大。该电压降解释了在多个功率接收周期内保持高Q模式时为什么使用更大的大容量电容来维持稳定性。

在当前实施例中，以逐循环为基础来执行用于切换到高Q模式的方法，其中高Q模式转变发生在自适应功率接收器20中的电流接近零时，例如在次级线圈62中电流切换方向时。这些零交叉转变例如可以由耦合到控制器28的一个或多个传感器32、34来检测。来自传感器32、34中的一个或多个的输出可以被馈送到比较器，以检测线圈电流的零交叉点。

如图50中所示，本发明的一个实施例包括与相对于图4所描述的传感器32类似的电流传感器232。来自电流传感器232的输出被转换成表示自适应功率接收器20中电流的电压，转而将该电压提供到比较器274。自适应功率接收器20中电流大约为零的点可以向比较器274产生接近零伏的信号。然后将该信号与参考信号进行比较，在这种情况下该参考信号为接地。通过将该信号与接地进行比较，比较器274响应于从负到正的电流转变来将其输出从低到高进行切换，反之则响应于从正到负的电流转变来将其输出从高到低进行切换。如果表示电流的电压在任意方向上被偏压（也就是说如果电流为零时电压并不为零），则可以将该偏压用作用于比较器274的参考电压。

比较器274的输出可以被提供给控制器28。在相对于图4所描述实施例中，上升沿信号可以触发控制器28来采取两个动作：通过闭合开关64a-b来转变到高Q模式，以及启动计数器。然后控制器可以比较计数器的值和预定计数值，并且一旦达到预定该值，就将开关断开，从而转变到低Q模式。然后控制器可以等待下一个上升沿以重新开始该过程。

为了确定从高Q模式转变到低Q模式的计数器值，控制器28可以获得来自传感器232的输出，以测量若干周期内的功率传输信号。可以使用这种测量来确定功率传输信号的频率。然后控制器28可以使用以下所示的公式来计算计数器值：

。

控制器28可以将高Q到低Q转变的期望的占空因数（D）除以功率传输信号的频率（f），并然后将得到的结果乘以计数器每秒计数的速度（cs），从而得到计数的数值。

在远程装置14使用每周期两次切换的方法的替代实施例中，控制器28可以不同地确定计数。例如，这在图51中被示出，其中控制器在电流的上升沿和下降沿均重新启动计数器，并且被反映在以下公式中：

。

虽然当前实施例可以实现这种零交叉点检测的构造和方法，但是应当理解的是本发明不限于这种配置。可以将其他类型的零交叉电路耦合到控制器28。另外，可以使用基于门限电压或电流的模拟电路、FPGA、DSP或者任何其他类型的控制电路来确定脉宽和高到低的Q转变。

回到当前实施例，当在电流波形的零交叉点处发生高Q模式转变时，电流的上升斜率可能增大，导致电流的更高峰值，以及增大电流的总RMS值。例如，这可以在图15中看出，图15描绘了（a）未控制Q的基线系统和（b）具有根据一个实施例以15%占空因数实施进行的自适应谐振控制的系统之间的比较。在图15中，当与基线系统比较时，转变到高Q模式增大了电流周期的上升斜率，增大了波形的峰值和RMS值两者。当高Q模式的占空因数被增大时，电流的RMS值继续增大。然而，由于在使用高Q模式时跨越整流电路22所感应的电压变为零，所以在高Q模式中时所输送的功率也为零，这意味着在一些点，占空因数中的增大将不再增大所输送的功率量。对于使用该控制方法的当前实施例，最大功率可以在小于100%的占空因数下被输送。例如这可以在图21中看出，在图21中，右边的表格示出针对变化的占空因数输送到固定负载电阻的功率。在该示例中，在大约50%的占空因数下实现峰值功率。在这种情况下，如果自适应功率接收器20需要附加功率，则远程装置14可以请求来自发射器56的附加功率，或者减小其功率消耗。然而，在某些情况下，例如图48中所示的示例中的那些，在60%的占空因数下可以比在50%的占空因数下输送更多功率。在图49中可以看出每个周期的波形，其中可以看出，针对60%的占空因数的峰值电流增大到40A。还可以看出，L3电流中振幅上的增大可以克服L3正馈送整流器的时间上的对应减小，潜在地导致更多功率被传输。

图16示出控制脉冲短接L3/C3使得能够进行Q控制，其转而调谐该系统并在系统内建立可用功率。在所描绘的实施例中，在L3电流的零交叉点处导通Q控制FETS。这可以允许更大的控制，因为控制器28可以在分路的占空因数上做出更小的改变。例如，通过在零交叉点处切换分路，切换元件中所感应的瞬时电流也被减小，从而延长开关64a-b和远程装置14的使用寿命并且改善其可靠性。图18A示出以每功率接收周期一次的自适应谐振控制时序和收获时序，而图18B示出以每周期两次的自适应谐振控制时序和收获时序。由于更低的波纹电压，自适应谐振控制时序允许利用更小的大容量电容、更小线圈尺寸并利用更廉价的部件来设计电路。

为了改善高Q模式转变的有效性，其应用的占空因数可以被分解成每个导通周期的两部分，使得高Q模式在每个波形的零交叉点处开始。也就是说，每当次级线圈62中的电流改变方向，发生高Q模式转变。例如在图18B中示出了每周期两次转变的方法，其中总占空因数被加倍。在图20B和20D中可见的是，当每周期切换一次对比每周期切换两次时，功率可以保持几乎相同。然而，每周期切换两次的使用可以减小整流电路22的输出的波纹电压，因为跨越整流电路22的电压在更短的时间段内被减小到零。这可以进一步减小对于在整流电路22的输出上的大容量电容的需求，从而进一步增强远程装置14的可靠性以及降低尺寸/成本。

为了公开的目的，现在将结合无线电源12来描述无线电源系统10。应当理解的是，无线电源系统10不限于根据无线电源12所配置的无线电源，并且在替代实施例中可以使用常规无线电源。图4的所图示的实施例中的无线电源12可以被配置成控制向一个或多个远程装置14无线传输功率。

根据图4的所示的实施例的无线电源12可以包括发射器56、控制系统55、驱动器54、电源53和电源输入（mains input）52。当前实施例的电源53可以是常规转换器，其将来自电源输入52的AC输入（例如，墙壁电力（wall power））转换成适于驱动发射器42的适当的DC输出。作为替代，电源输入52可以是DC源，电源53可以穿过该DC源或者将该DC源转换成用于驱动发射器56的适当DC输出。在该实施例中，电源53是通常具有整流器和DC/DC转换器的AC/DC转换器。整流器和DC/DC转换器提供适当的DC输出。电源53可以替代地包括实质上能够将输入功率转换成由驱动器54所使用的形式的任意电路。在该实施例中，控制系统55被配置成调节操作参数，包括例如干线电压，以激励发射器56以便进行功率传输。替代地，电源53可以具有固定干线电压。除此之外或者替代地，控制系统55可以具有调整任意其他操作参数的能力，其他操作参数包括例如驱动信号的操作频率、储能电路的谐振频率、切换电路相位和驱动信号的占空因数。在期望通过改变驱动信号的干线电压来调整操作参数的替代实施例中，电源53可以具有可变输出。如图4中所示，控制系统55可以被耦合到电源53，以允许控制系统55控制电源53的输出。

在该实施例中，驱动器54包括被配置成生成并供应输入信号至发射器56的切换电路。驱动器54可以形成逆变器，其将来自电源53的DC输出转换成AC输出以驱动发射器56。驱动器54可以从应用到应用而不同。例如，驱动器54可以包括以半桥拓扑结构或全桥拓扑结构布置的多个开关，例如MOSFET，或者其他切换电路，例如BJT或IGBT。

在该实施例中，发射器56包括初级线圈44和谐振电容器42，以形成以串联配置进行布置的储能电路。本发明不限于与串联谐振储能电路一起使用，并且可以替代地与其他类型的谐振储能电路，以及甚至与非谐振储能电路，例如没有匹配电容的简单电感器，或者并联谐振储能电路一起使用。并且，虽然所图示的实施例包括线圈，但是无线电源10可以包括能够生成合适的电磁场的替代的电感器或发射器。所图示的实施例中的发射器56还包括具有谐振器线圈（或电感器）47和谐振器电容器48的谐振器电路46，从而使得初级线圈44能够结合谐振器电路46来发射功率。在替代实施例中，也可以不存在谐振器电路46，使得初级线圈44借助谐振器电路46来发射无线功率。

无线电源12还可以包括能够感测初级线圈44中的功率特性的传感器57。例如，传感器57可以是提供信息至控制系统55的电流传感器，该控制系统55可以基于所感测的信息来调整操作参数。能够感测的其他功率特性包括但不限于实时功率、表观功率、相位和电压。

控制系统55包括被配置成尤其是操作驱动器54来向发射器56产生所期望的电源信号的部分。例如，控制系统55可以基于从远程装置14接收到的通信来控制驱动器54或调整操作参数。替代地或除了基于通信来进行控制之外，控制系统55可以基于传感器57中感测到的功率特性来调整操作参数。本发明可以使用能够传输无线功率的本质上任何系统和方法来实现。在以下美国专利中公开了合适的无线功率传输系统和各种替代方案：Baarman的标题为“自适应电感电源”且2007年5月1日发布的，编号为7,212,414的美国专利；以及Baarman的标题为“具有通信的自适应电感电源”且2009年4月21日发布的，编号为7,522,878的美国专利——这两个美国专利全部通过引用被全文结合于此。

图8示出当自适应谐振控制被禁用或处于初始化时可以如何操作自适应功率接收器。本质上，自适应功率接收器以与常规无线功率传输接收器相同的方式进行操作。L3/C3与Rx负载/控制电路串联。虽然没有图示出L4，但是在包括辅助接收器的实施例中，如果它存在则其也可以贡献一些能量。在与本发明相关联的许多控制算法中，在自适应谐振控制被禁用的情况下可以包括初始化阶段。图21示出当自适应谐振控制被禁用时可用功率中的差异。

图10示出了用于自适应谐振系统的初始化或启动时序。在系统稳定之前，初始化时序可能有延迟。该场的初始表征和监测可被用于外来物体检测，识别并确定/传送该装置的功率要求至无线电源。

图10示出在针对置于松散耦合的发射器上的自适应接收器的初始化阶段的一个实施例期间，自适应接收器的电流、输出电压和输出功率。在初始化阶段中，Q控制FET均断开。由于初始整流电压为零，所以接收器中所感应的电流对大容量电容进行充电，该大容量电容在充电时用作低阻抗元件。耦合到大容量电容器的电路是高阻抗，使得它不会泄漏大容量电容器中存储的电压。当大容量电容器变为充满时，得到的电容器阻抗增大，将感应的电流一直减小到其几乎接近零。这种快速充电的时段发生在非常短的时间段内，在此之后，微控制器能够启动并使用电容器中存储的能量来初始化接收器。在这个时段期间，电流可以振铃上升（ring-up），表明该系统可能是欠阻尼的，以进行启动。当该电流接近零时，存储在大容量电容器中的电压开始泄漏到接收器中，即便负载具有高阻抗。当该电压降低时，线圈中的电流开始再次增大，最终达到稳状模式（在所描绘的实施例中为启动之后1.5毫秒左右），其中电容器输出上的电压和线圈中的电流处于平衡。此时，自适应接收器开始控制Q控制FET以控制功率。在远程装置上存在功率存储元件以便为微控制器供电的情况下，初始化阶段可能是不必要的或不那么关系密切的。

一旦对微控制器加电，其确定其所正位于的发射器的类型，确定是否传送回到发射器，应用自适应谐振控制以改变接收到的功率，进行其他初始化步骤，或者所述初始化步骤的任意组合。通常，在微控制器被加电时整流电压已经达到平衡，然而微控制器可以等待采取任意动作，直到接收器已经稳定在稳状模式中。

图11示出初始化波形的更高分辨率的稳态部分。稳态Rx电压足以初始化微处理器，以唤醒并传送ID和功率数据（即，功率要求或功率测量）。在所描绘的实施例中，该场最初从L1和L2耦合（没有与负载电气解耦的L3/C3），该电路被设计成在具有100欧姆负载的Rx电桥上生成大约7V，以及磁场强度足以使能控制器并控制Q控制FET以及启动数字通信。

图9示出用于具有自适应功率接收器的无线功率系统的自适应谐振控制算法900的流程图的一个实施例。所图示的实施例能够说明耦合到单个发射器的多个装置，因为如果发射器正试图为具有不同功率要求的两个远程装置供电，则每个接收器能够调整接收到的功率。该流程图包括用于具有自适应功率接收器的远程装置的微控制器启动时序。步骤902。一旦微控制器启动并且硬件和固件已经被初始化，则其通过检测功率传输频率中变化来确定已经放置的发射器的类型。步骤904、906。这能够通过多种不同方式来实现。例如，无线电源和远程装置可以进行通信。替代地，远程装置可以通过查找功率信号中指示无线发射器类型的预定特征来确定无线发射器的类型。该特征可以是无线电源的类型中固有的（无源标识符），或者替代地该特征可以被特意包括在驱动信号中（有源标识符），以为了允许远程装置识别无线电源。

在一个实施例中，无线电源改变驱动信号操作频率，以便指示发射器是松散耦合的发射器。如果没有检测到变化，则接收器假定发射器是紧密耦合的发射器，并且然后使其控制方法适应于适合紧密耦合模式，例如通过将远程装置中的硬件配置成无线功率合作标准或一些其他标准。步骤908、910。

如果接收器检测到其已经被置于松散耦合的发射器上，则其将该装置配置成经由松散耦合配置接收功率。步骤912。然后其选择目标整流电压并且传送至发射器，以改变正被输送的功率，直到已经达到目标电压。这种通信可以使用控制误差包或CEP来传送目标功率或电压需求。步骤914、916、918。一旦达到该目标，则接收器通过使能输出来将负载连接到整流器，并然后测量新的整流电压。步骤920。例如，如图7中所示，调节器可以能够提供输出至负载。替代地，一些实施例可以使调节器被开关代替，或者将其完全除去。当没有调节器或开关时，可以在整流器和负载之间维持非切换连接。步骤914、916、918和920可以被描述为初始调节阶段，其在一些实施例中，可以允许无线发射器在各种无线接收器位置处设置其针对0-5W传输功率（或者更高或更低的功率范围）的干线电压。在此初始调节阶段中，无线发射器可以假设各种因素，例如发射器线圈配置、发射器脉冲信号（ping）电压，以及在初始调节阶段已经完成之前无线接收器尚未移动。

接收器等待在指定时间段内发送功率控制消息。步骤922、924、926。功率控制消息可以结合各种不同的自适应功率控制算法来使用。例如，功率控制消息可以被发送到无线电源，以便允许无线电源调整其无线功率输出。消息之间的定时可以足以允许该系统在从无线电源请求调整之前实施接收器侧自适应谐振控制。一旦请求所供应的功率中的变化，接收器可以等待改变其自适应谐振控制，直到发射器响应于接收器请求已经改变其功率输出之后。步骤922。

如果发送功率控制消息的时间段已过，则接收器可以发送功率控制消息。步骤924、926。在一个实施例中，微控制器发送所期望的任意变化、正被接收的当前功率量、以及自适应谐振控制的当前状态。然后发射器可以计算出用于正被传送的功率的新目标，并调整该功率。

远程装置可以利用自适应功率接收器的自适应谐振控制来试图实现或维持目标电压或电压范围。也就是说，在当前实施例中，每毫秒传感器都在读取桥电压并且将其与最小门限值和最大门限值进行比较。步骤928。如果桥电压超过最大门限值，则控制器减小控制Q控制FET的信号的占空因数。步骤930。这可以利用控制信号的脉宽调制来完成。如果桥电压低于最小门限值，则控制器增大控制Q控制FET的信号的占空因数。步骤932、934。这可以利用控制信号的脉宽调制来完成。这些步骤可以被描述为Q控制调节阶段，其中例如通过调整占空因数来对Q控制FET进行控制，从而能够控制接收器桥电压。在一个实施例中，Q控制FET的占空因数可以在0-50%的范围内，并且当无线接收器或无线发射器正通信时可以不允许占空因数改变。

自适应谐振算法可以包括附加步骤。例如，控制器可以被编程为，如果桥电压超出门限值，而占空因数过高或过低，则使用不同技术来控制功率。例如，如果桥电压过低并且增大Q控制FET的占空因数没有增大桥电压，则该系统可以传递控制到不同状态机。例如，控制器可以发送消息至无线功率发射器以指示没有足够功率。替代地，远程装置可以与远程装置上的功率管理电路进行通信，以指示没有足够的可用功率以及应当减少功率消耗。

如果在松散耦合的发射器上放置多个接收器，则发射器和接收器调整它们的自适应谐振控制，以允许每个装置接收功率。该方法在以下美国申请中被公开：Taylor等人的标题为“用于无线电源系统中的通信的系统和方法”，编号为61/649,561的美国申请，将该申请通过引用整体结合于此。这足以说，每个远程装置中的控制器可以实现图10中所图示的算法或者其一些变形，以便通过改变其Q控制FET的占空因数来动态调整其各个桥电压。改变每个远程装置的Q控制FET的占空因数的算法可以彼此无关。然而，这些算法可以彼此影响，因为一个远程装置中的桥电压可能随着另一个远程装置中的Q控制FET控制信号占空因数的变化而变化。结合图10所描述的算法可以处理这种相互作用。

在一个替代实施例中，用于基于桥电压来控制Q控制FET的算法可以包括在切换Q控制FET每功率波形周期一次或每功率波形周期两次之间进行重新配置。即使在总占空因数和操作频率对于每个均相同的情况下，每周期切换一次和每周期切换两次可能导致对输出桥电压的不同影响。在一些情况下，可能期望每周期切换一次，而在其他情形中，可能期望每周期切换两次。例如，图20A和20B图示出以每半周期50%的占空因数每周期切换一次，在电桥处提供大约8V。相比之下，图20C和20D图示出以每半周期25%的占空因数每周期切换两次，提供大约7.25V伏，但是具有更稳定的信号。也就是说，与在零交叉点之一处每周期切换一次相比，当在两个零交叉点处每周期切换两次Q控制FET时，在达到稳态桥电压之前存在较小的过冲和下冲。这种差异可以被用于自适应谐振控制算法中。在一些情况下，针对占空因数的更多功率可能是合适的。在其他情况下，具有更高稳定性的更少功率可能是合适的。另外，在所描绘的实施例中，当使用每周期双开关控制算法时，接收器的再循环电流在正周期和负周期之间变得更加平衡，导致更低的总电流。这意味着双开关功率周期控制算法的总效率可以更有效。

反向散射调制是在感应电源和远程装置之间使能通信的一种方式。反向散射调制可以通过将电路元件连接到功率接收或功率发射元件或者与其断开来实现。

参照图25和26，通信电容器可以使用通信开关来系统地连接到次级接收元件以及从其断开，以改变接收器的谐振频率。谐振频率中的这种偏移可以被发射器56检测为阻抗中的偏移。所图示的实施例允许对谐振和非谐振操作模式两者进行反向散射调制。

图25示出一种电路配置，其中谐振节点调制可以增强与包含L3和L4线圈两者的接收器的通信。图26示出一种电路配置，其中谐振节点调制可以增强与包含L3线圈的接收器的通信。通信电容器和通信开关被实现在自适应功率接收器20中。在替代实施例中，通信电容器和通信开关可以被实现在辅助接收器26中。此外，在替代实施例中，通信电容器和通信开关可以被实现在与功率传输电路分离的隔离通信电路中。

在一个实施例中，通信开关65a-b被配置成当不存在通信时被闭合。当存在通信时，开关系统地断开和闭合以进行通信。当开关被断开时，整流器处的电压由于谐振频率中的偏移而升高，以实现通信。此配置允许接收器继续正常地向负载供电，并且可以避免通信期间电压下降，从而潜在地引起对负载的暂时功率损耗。由于通信期间在整流器处看到的电压升高，目标整流电压可以被降低，从而增加DC/DC转换器的效率。

接收器的谐振频率可以受到通信电容器的影响。在一些实施例中，接收器可以确定整流电压中的偏移是不可接受的，并通过使用自适应谐振控制算法来补偿谐振频率中的偏移，以维持恒定的整流电压。在某些情况下，阻抗中的这种双重偏移可能屏蔽发射器中的通信信号。在一些应用中，可能期望针对一些实施例中的双重偏移进行调整。

在替代实施例中，自适应功率接收器20可以使用Q控制FET 64a-b而非调制元件，以使阻抗偏移并产生通信信号。所图示的实施例允许对谐振和非谐振操作模式两者进行反向散射调制。

参照图27和28，控制Q控制FET 64a-b的信号的占空因数中的调整可以使阻抗偏移。不同于逐循环的自适应谐振操作，有效通信可能涉及在多个功率接收循环之后周期性调整占空因数。由占空因数变化所引起的阻抗中的偏移将导致接收器中的整流电压中的变化足以有效地进行通信。在图29中示出这种通信方法的示例，其中一位或多位转移由从20%到30%的占空因数中的变化所表示。

在操作中，该方案导致Q控制FET 64a-b被驱动，以用于功率/电压控制以及用于通信调制。发射器可以检测与正被传输的功率量无关的通信。换言之，与正被传输的功率量是多是少无关，可以生成并检测反向散射信号的调制。例如，调制的相对大小可以与载体信号的振幅成正比——在这种情况下，载体信号是功率传输信号。

并联电容器Cd被用于形成谐振频率识别特征。谐振频率识别特征在以下美国专利中被详细讨论： Baarman等人的标题为“具有感应功率的食物制备系统”，编号为7,355,150的美国专利；以及Baarman等人的标题为“具有装置识别的感应电源”，编号为8,097,984的美国专利，这两个专利通过引用被整体结合于此。这足以说，将电容器Cd在与功率传输不同的谐振频率下进行调谐，并且其对总体效率几乎没有影响。然而，该电容器允许感应电源识别远程装置，而不用在远程装置和感应电源之间进行直接通信。这在不具有通信能力的实施例中可能是有用的。其在能够通信但通信链路还未被建立、繁忙或者另外不可用的实施例中也可能是有用的。例如，远程装置中的电池可能被耗尽，延迟通信直到微处理器具有控制通信开关的足够能量。

反向散射调制仅是由自适应谐振使能的一种通信技术。自适应谐振可以按照其他方式被用来提供通信。例如，通过从每周期两次切换到每周期一次的切换方法，接收器可以创建相移键控（PSK）通信拓扑结构。PSK技术在以下美国专利申请中被公开：Norconk等人的且2012年2月6日提交的，编号为13/366,605的美国专利申请，其通过引用被结合于此。更具体而言，通过使用多个调制来表示单个通信位，接收器可以对功率传输信号上的通信进行编码。可以通过以功率传输频率的分数或倍数的速率进行调制来完成数据。在一个实施例中，可以通过改变是在每个偶数波形还是每个奇数波形上发生调制，来对数据进行编码。以及在另一个实施例中，可以通过改变施加到功率传输信号的每个周期的正半周期和负半周期的调制来对数据进行编码。

通过针对多周期从每周期两次切换到每周期一次方法来在功率信号上调制数据，可以实现自适应谐振PSK通信。替代地，通过例如在图59所示在每个周期的任一半周期上跳过一些脉冲，或者通过例如图60中所示仅相对另一半调整波形的一半的占空因数，可以实现自适应谐振PSK。具体来说，在根据图59的通信方法中，数据0位可以通过在正周期和负周期期间以20%、每周期两次的多个调制来表示。数据1位可以通过跳过每隔一个正周期的多个调制来表示。在根据图60的通信方法中，数据0位可以通过20%的占空因数、每周期两次的多个调制来表示。而数据1位可以通过其中在正半周期期间为20%而在负半周期期间为30%的占空因数的多个调制来表示。

在另一个替代实施例中，可以通过向接收器中的正电流波形或负电流波形添加附加脉冲来实现自适应谐振PSK。例如，如图61中所示，数据0位可以通过其中有两个脉冲、以每周期两次形成20%的占空因数的多个调制来表示，而1位可以通过在负半周期期间有两个脉冲而在正半周期期间有一个脉冲的多个调制来表示。

如上所述，自适应功率接收器的自适应谐振控制可以由接收器来独立地执行，而不用来自无线电源的输入。替代地，自适应功率接收器的自适应谐振控制可以基于来自无线电源的输入或者根据来自无线电源的指令来执行。

此外，自适应功率接收器的自适应谐振控制可以被执行为无线电源系统中的功率控制的唯一形式，或者执行为总系统中其他类型功率控制中的功率控制的一种形式。例如，在一些实施例中，无线电源输出固定功率量，并且存在的每个远程装置可以使用自适应谐振控制来控制其接收到多少功率。在另一个实施例中，无线电源与存在的任意远程装置进行通信，并且向远程装置提供关于如何执行自适应谐振控制的指令。无线电源可以从远程装置收集信息，以便确定针对每个装置的自适应谐振控制设定，并且相应地命令每个远程装置。这些指令可以基于由感应电源正供应的总功率量、各个远程装置功率需求或两者的组合。在替代实施例中，这些指令可以基于附加或不同因数。

在一些实施例中，在无线功率系统中包括有附加类型的功率控制。例如，无线功率系统可以基于远程装置的需求来修改正被传输的功率量。这可以按照各种不同方式来完成，例如单独或组合地调整感应电源的操作频率、调整感应电源的谐振频率、调整感应电源的占空因数、或者调整任意其他感应电源设定。

使用自适应谐振控制，无线功率传输系统可以允许在多点控制功率。例如，该系统可以利用仅控制接收器负责使用自适应谐振控制（除了或替代功率控制的其他方式，例如谐振频率控制）的情况的接收器，以确保适当功率的正被接收。该系统可以附加地利用发射器控制来调整对于一个或多个接收器可用的功率量。该系统可以使用或者可以不使用通信来控制功率的调整。例如，接收器可以被置于发射能量的发射器上，而不管检测的负载如何，在这种情况下接收器能够调整自适应谐振控制，以确保其接收正确的功率量。替代地，发射器可以测量反映回到发射器的阻抗，并基于所反映的阻抗来调整所发射的功率量。该系统可以附加地组合所有这些内容，使得每个装置一直接收其期望的功率，而不管可被置于发射器上的多个装置的功率期望上的差异如何。

远程装置可以使用各种不同类型的整流电路。例如，整流电路可以是全桥二极管整流器、半同步整流器或者全同步整流器，其中在半同步整流器中使用两个MOSFET来减小跨越半桥的电压降，在全同步整流器中使用四个（或更多个）MOSFET。

在一些实施例中，Q控制电路也可以被用作整流电路。例如，参照图44A-44D，远程装置14的一个实施例可配置成使用半同步整流。半同步整流可以通过有时被称为Q控制FET的自适应谐振控制开关64a-b而实现。图44A-44D示出在提供自适应谐振控制的功率接收控制周期内切换可以如何起作用的时序的一个实施例。这里给予Rx具有自身功率控制机制的能力。通过适当定时，可以增大Rx的动态电压范围、功率范围和效率。在一些实施例中，在L3电流零交叉点进行切换允许最大效率操作。在一些实施例中，可以通过在两个半周期中接通L3/C3来增大该动态范围。

通过如在图44B和44D中所示的电流导通周期内保持Q控制FET 64a-b中的一个导通，包括次级线圈62和谐振电容器63的次级储能电路形成接地的低电压降路径，从而创建半同步整流器。

Q控制FET 64a-b可以如何用于自适应谐振控制和半同步整流的示例，两个Q控制FET 64a-b在电流周期的开始被接通，创建高Q谐振器（参见图44A和44C）。然后Q控制FET64a-b之一被断开，允许电流经过保持导通的Q控制FET、经过次级储能电路、以及经过整流二极管从接地参考流到负载30中（参见图44B和44D）。该FET保持导通，直到电流达到零，然后另一个Q控制FET又导通。然后该FET变成在电流波形的第二半部分的其余部分内保持导通的FET。

为了利用该方法，从连接到接地参考的节点汲取电流的FET是保持导通以形成半同步整流器的FET。在所描绘的实施例中，包括全桥二极管网络，以向微控制器提供功率用于半同步整流的操作。在该实施例中，全桥在微控制器被导通之前或者在如果电池耗尽的情况下，在起始处提供整流。在替代实施例中，半桥可以替代所描绘的全桥。

发射器可以使用自适应谐振控制来调整正被传输到与发射器耦合的装置的功率量。该示例在图45A中被示出，其中通过在一部分周期内接通不同的电容器CQ，发射器4500可以使用谐振器L2/C2的谐振频率偏移。通过在一部分周期内偏移谐振器的谐振频率，根据系统的调谐，可以减小或增大流过谐振器L2/C2的电流。它还可以取决于开关4502是否正常闭合或断开。谐振频率上的偏移还可以使能功率传输控制，而不用调整其他操作参数，例如操作频率。然而，应当理解的是，在一些实施例中，可以结合谐振频率上的偏移来调整操作参数以控制功率传输。

在一个实施例中，CQ的电容器值是标称电容器C2的值的1/5。开关4502通常在每个切换周期的一部分内被断开和关闭，其中切换的占空因数表示开关导通的那部分周期。图46示出针对各种占空因数输送到示例接收器的功率上得到的变化。可以看到，并联添加电容器CQ引起所接收的功率上的升高，虽然替代实施例可以减小所输送的功率量。使用电容性阻抗的优点是在电容器CQ中不会耗散功率。

该发射器可以替代地利用阻抗（诸如电阻器RQ），或者通过非常低的电阻性开关来分路谐振电容器C2，如图45B中所示，并指定为4550。通过分路谐振电容器C2，谐振器L2/C2的Q减小，同时电容器C2被分路，从而减小传输到一个或多个接收器的功率量。在电阻器RQ中耗散了一些功率，但是系统的谐振频率没有改变。

在一个实施例中，阻抗是100欧姆的电阻器RQ，其在每个功率接收周期的一部分内并联于C2进行切换，其中每个周期的该开关被闭合的部分是自适应谐振控制的占空因数。图47示出针对各种占空因数的传输到示例接收器的功率上的变化，以及示出电阻器对谐振器中的功率的阻尼效应。

发射器4550还可以使用连接到谐振器L2/C2的整流器，其经由开关（未示出）耦合到干线。通过闭合该开关，功率可以经由整流器分路回到发射器DC电源，从而减小谐振器的Q。然而，由于能量被分路回到发射器的DC电源，所以可以捕获并重新使用能量，而不是耗散在电阻器中。

发射器4500、4550可以使用这些方法任一或两者来调整正被输送到接收器或接收器组的功率量。此外，发射器还可以改变以下参数中的任意：操作频率、干线电压、驱动器的占空因数、或者驱动器的相位，以进一步控制所输送的功率量。

自适应功率磁场扩展器

图23示出可以如何使用一个或多个自适应谐振控制的场扩展器2300来扩展场，例如取决于与无线发射器的距离来扩展。每个自适应谐振控制的场扩展器2300是无线功率发射器和无线功率接收器，其能够通过将功率从无线功率发射器中继到另一个无线功率接收器来有效扩展场的范围。可以使用自适应谐振控制电路2308、2310来控制所中继的功率量，该自适应谐振控制电路2308、2310可以包括模拟电路或数字电路，或其组合。例如，功率量可以限于门限值以增加EMI/EMC兼容性。可以增加磁性传感器2302来获得实际磁场分布和功率调节的附加分辨。可以利用电压门限值来使电路电压免于向下变动。可以利用电流和电压门限值来用于检测和调节外来物体。可以设置门限值来确保在无线功率传输的每个阶段内的合适的场。术语自适应功率接收器可以称为自适应功率扩展器。

图24示出在自适应谐振控制的场扩展器2300中实现的针对增加的控制速度的基于门限值的模拟控制电路2310。在替代实施例中，在具有作为可选的以虚线示出的主负载30的无线接收器中，可以实现模拟控制电路2310。在图24的所图示的实施例中，可以使用电流传感器2304、电压传感器2036和磁场传感器2302来驱动Q控制FET，而不使用控制器2308。例如，可以实现一个或多个传感器以及其他模拟电路2310，来自动调整Q控制FET的占空因数。自适应功率接收器的模拟控制可以有助于确保局部电压和场水平低于预设限度。例如，通过基于传感器输出和门限电平来控制Q控制FET，用于Q控制FET的控制信号的占空因数可以比利用来自控制器的数字信号更加快速地变化。这可以允许自适应功率接收器快速适应场、电流或电压中的变化，以便可以更加快速地进行自适应功率接收器（或者自适应功率场扩展器）中的调整。例如，在一个实施例中，模拟电路2310可以包括电流传感器2304，其用于检测零交叉点以及用于提供输入至压控振荡器。在该示例中，Q控制FET可以基于来自电流传感器的输出而在功率接收周期的电流波形的零交叉点处闭合，以及基于来自压控振荡器的输出而断开。

在一个实施例中，模拟控制电路2310可以包括能够执行占空因数保持功能的电路，以便在功率传输模式中的关键时候故意不响应于输入信号（即，当Rx试图通信时，它可以引起Rx电压上的变化。通过调整较小通信信号强度中产生的占空因数，模拟Q控制可以试图使该阻抗中的变化无效）。

外来物体检测（FOD）

图31示出4线圈解决方案的有限元分析（FEA）的配置，包括位于L1上方以及位于接收器L3和L4上方的屏蔽。在该仿真中，接收器（L3和L4）在发射器上方居中。图32示出当在系统的谐振频率（在该实施例中，该频率为121kHz）下操作的磁通密度的横截面图。

图33示出第二FEA仿真的配置，示出接收器偏离发射器的中心放置。图34示出第二仿真的磁通密度的横截面图。可以看到，由于L3谐振器的高Q，磁通密度跟随接收器。图35示出第二仿真的磁通密度的垂直视图。可以看到磁通密度跟随接收器。

图36示出第三仿真的配置，其中将接收器偏离发射器的中心放置，并且将一片金属相对于接收器放置。图37示出第三仿真的横截面图，其中用于仿真中的金属是铝。可以看到，金属物体周围的磁通密度相比接收器周围的密度是较低的，表明低Q金属物体在远离接收器放置时并没有接收太多功率。图38示出第三仿真的横截面图，其中所使用的金属是典型等级的钢。可以看到，金属物体周围的磁通密度高于铝样本，尽管其仍然远低于接收器周围的磁通密度。图39A-C示出第三仿真的磁通密度的俯视图，其中可以看到将场远离外来物体进行引导。图39B是具有铝外来物体的第三仿真的俯视图，以及图39C是具有钢外来物体的第三仿真的俯视图。

图40示出当RX位于具有固定2.5W负载的TX的中心时，磁场跨越整个TX，但是磁场的最大量位于RX正下方。根据RX耦合到系统的良好程度，将决定该场在RX下方的如何聚集。该耦合越好，则RX下方的磁通量越多。

图41示出当RX被置于具有固定2.5W负载的TX的第一象限中时，磁场跨越整个TX，但是最大场强位于RX正下方。将此与图39A-C相比较，可以看到，大多数场强随RX的放置而移动，以及场强的大小随RX耦合的良好程度而增大。

图42示出当寄生金属被引入到第三象限上时磁场如何相比图40不进行改变。RX具有固定2.5W负载，并且将磁场拉向自身，而不加热或者感应寄生金属上的涡电流。

图43示出第四仿真的俯视图，其中两个接收器（每个接收器具有L3/L4组合）均被置于发射器上。

自适应功率接收器的一些优点包括：

·适应具有单线圈或双线圈接收器的各种耦合配置的能力；

·使用场扩展器以及具有受控场门限值的自适应谐振的能力；

·在松散和紧密耦合系统上的控制自适应谐振；

·针对装置的表征利用初始化功率曲线；

·增大或最大化逐循环的谐振控制，以便获得最小化的大容量电容和波纹；

·能够实现自适应谐振控制的过程和控制时序；

·在自适应谐振系统内的多装置控制；

·用于寻址一定范围内的所有接收器的系统；

·减小了对经由DC至DC转换器进行辅助调节的需要；

·通过每周期调节多次而减小波纹；

·通过在多个周期上调整谐振来减小对时钟定时的要求；

·通过确保Q不过高而提高稳定性。

方向术语，例如“竖直”、“水平”、“顶部”、“底部”、“上部”、“下部”、“内部”、“向内”、“外部”和“向外”，被用来基于图示中所示的实施例的方位来辅助描述本发明。方向术语的使用不应当被解释为将本发明限制于任意一个或多个具体方位。

以上描述是本发明的当前实施例的描述。可以在不脱离如所附权利要求中限定的本发明的精神和更宽泛的方面的情况下，进行各种更改和改变，该精神和更宽泛的方面将根据包括等价原则的专利法原理来解释。本公开出于说明性目的而被介绍，并且不应当被解释为穷举描述本发明的所有实施例，或者将权利要求的范围限于结合这些实施例所说明或描述述的具体元件。例如且非限制，所描述的发明的任意个别元件可以由提供基本相似功能或另外提供足够操作的替代元件所替代。例如，这包括当前已知的替代元件，例如本领域技术人员可能当前已知的那些元件，以及未来可能开发的替代元件，例如本领域技术人员在开发时可能识别为替代方式的那些元件。此外，所描述的实施例包括共同描述的并且可以共同提供优点集合的多个特征。本发明不只限于包括所有这些特征或者提供所有所陈述的优点的那些实施例，除非在所发布的权利要求中另外明确阐述。对权利要求要素以单数形式的任何引用，例如，使用冠词“一个（a、an、the）”、或者“所述”，被被解释为将该要素限于单数。

Claims

1.一种用于从无线电源接收无线功率的远程装置，所述远程装置包括：

能够通过感应耦合从无线电源接收功率的自适应功率接收器，所述自适应功率接收器可配置成第一模式且可配置成第二模式，其中所述自适应功率接收器包括自适应控制电路，该自适应控制电路既能够整流接收到的功率又能够将自适应功率接收器在所述第一模式和所述第二模式之间进行切换；

其中所述自适应功率接收器包括次级储能电路，以及其中所述自适应控制电路包括能够将所述次级储能电路选择性耦合到共用参考的至少两个开关；

其中，激活所述至少两个开关中的第一开关和第二开关将所述次级储能电路通过所述第一开关和所述第二开关两者选择性耦合到所述共用参考，从而将处于所述第一模式中的所述自适应功率接收器配置成高Q谐振器；

其中，激活所述第一开关并保持所述第二开关无效能够对接收到的功率进行半同步整流，以及将处于所述第二模式中的所述自适应功率接收器配置为低Q谐振器；

用于接收所述自适应功率接收器中生成的电功率的负载，其中在所述第一模式中，所述自适应功率接收器能够存储从无线电源接收到的能量，其中在所述第二模式中，所述自适应功率接收器将所述存储的能量释放到所述负载；以及

可操作地耦合到自适应功率接收器的控制器，所述控制器能够通过在所述第一模式和所述第二模式之间选择性配置自适应功率接收器，来控制从无线电源接收到的功率。

2.如权利要求1中所述的远程装置，其中所述第一模式是高Q模式，以及所述第二模式是低Q模式。

3.如权利要求2中所述的远程装置，其中所述控制器控制所述自适应功率接收器处于所述高Q模式的持续时间，以便将自适应功率接收器的有效Q保持在门限值以上或以下，从而提高无线电源和所述远程装置之间功率传输的效率。

4.如权利要求1中所述的远程装置，其中所述自适应控制电路可配置用于对接收到的功率进行半同步整流。

5.如权利要求1中所述的远程装置，其中将所述自适应功率接收器按照所述功率的每个功率波长两次地从所述第一模式配置到所述第二模式。

6.如权利要求5中所述的远程装置，其中控制器通过针对每个所述功率波长控制所述第一模式相对于所述第二模式的占空因数，来控制由所述自适应功率接收器所接收到的功率，其中增大所述占空因数增大所述自适应功率接收器针对每个所述功率波长处于所述第一模式的持续时间，以及其中减小所述占空因数减小所述自适应功率接收器针对每个所述功率波长处于所述第一模式的持续时间。

7.如权利要求6中所述的远程装置，其中控制所述占空因数，以最小化提供给所述负载的所述功率的波纹，以及最小化用于缓冲提供给所述负载的所述功率的大容量电容。

8.如权利要求1中所述的远程装置，其中从无线电源接收到的所述功率具有功率波长，以及其中所述控制器按照每个所述功率波长至少一次地将自适应功率接收器从所述第一模式选择性配置到所述第二模式。

9.如权利要求1中所述的远程装置，还包括辅助接收器，该辅助接收器能够通过感应耦合从无线电源接收功率，其中在所述第一模式中，所述自适应功率接收器从所述无线电源提供功率至所述辅助接收器，且所述辅助接收器将功率输送至所述负载，以及其中在所述第二模式中，所述自适应功率接收器将功率直接提供至所述负载。

10.如权利要求1所述的远程装置，其中所述自适应功率接收器在所述第一模式中具有相比所述第二模式的减小的等效串联电阻。

11.如权利要求1中所述的远程装置，其中所述控制器响应于确定接收到的功率低于门限值，来控制所述自适应功率接收器来增大接收到的功率量。

12.如权利要求1中所述的远程装置，其中：

在初始化时，所述控制器确定所述自适应功率接收器是紧密耦合到无线电源还是松散耦合到无线电源；

基于确定所述自适应功率接收器是松散耦合的，所述控制器开始在所述第一和第二模式之间选择性切换自适应功率接收器；以及

基于确定所述自适应功率接收器是紧密耦合的，所述控制器保持所述自适应功率接收器处于所述第二模式。

13.如权利要求12中所述的远程装置，其中所述自适应功率接收器在无线电源和所述远程装置之间的较大距离处变成松散耦合，以及所述自适应功率接收器在无线电源和所述远程装置之间的更紧接处变成紧密耦合。

14.如权利要求1中所述的远程装置，其中所述自适应功率接收器包括单个电感器，其能够与无线电源感应耦合。

15.一种用于在远程装置中控制从无线电源接收到的功率的方法，所述方法包括：

在自适应功率接收器中通过与无线电源的感应耦合来接收功率；

在第一模式中选择性配置自适应功率接收器，其中自适应功率接收器能够存储从无线电源接收到的能量；以及

在第二模式中选择性配置自适应功率接收器，其中自适应功率接收器将存储的能量释放到负载；

其中所述自适应功率接收器包括自适应控制电路，该自适应控制电路既能够整流接收到的功率又能够将自适应功率接收器在所述第一模式和所述第二模式之间进行切换；

其中，激活所述第一开关并保持所述第二开关无效能够对接收到的功率进行半同步整流，以及将处于所述第二模式中的所述自适应功率接收器配置为低Q谐振器。

16.根据权利要求15所述的方法，其中第一模式是高Q模式，以及第二模式是低Q模式。

17.根据权利要求15所述的方法，还包括按照占空因数在第一模式和第二模式之间循环，以控制由自适应功率接收器接收到的功率量。

18.根据权利要求17所述的方法，其中从无线电源接收到的功率具有功率波长，以及其中所述循环按照每个功率波长至少一次地发生。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括按照每个功率波长两次地从第一模式循环到第二模式。

20.根据权利要求17所述的方法，还包括增大所述循环的占空因数，以便增大自适应功率接收器的有效Q。

21.根据权利要求17所述的方法，还包括减小所述循环的占空因数，以便减小自适应功率接收器的有效Q。