CN1036368C - 多倍行频下同步的行扫描 - Google Patents

Abstract

第一锁相环12产生第一行频的第一定时信号。转换器56将第一定时信号转变为倍于第一频率的第二频率的第二定时信号。第二锁相环62包括压控振荡器66以产生第二频率行同步信号；低通滤波器63以决定环路响应和防止压控振荡器频率变化不致象第二定时信号速率那样快，以使误差信号趋于平均而导得第二频率已校正的对称同步信号。水平输出偏转级68与第二锁相环连接，以第二频率同步水平扫描。不需附加电路来处理第一和第二定时信号的对称性。

Description

多倍行频下同步的行扫描

本发明涉及电视装置的行偏转系统，特别是关于以高于基本或标准行扫描速率产生在显示视频信号的系统中有用的行同步信号。

电视设备需要产生与被显示的视频信号同步的光栅扫描的电路。例如：标准的NTSC视频信号是由隔行的连续场来显示的，每场一均由一种光栅扫描以大约15，734赫兹的基本或标准速率来产生。

视频信号的基本扫描速率按不同说法可称为f_H，1f_H或1H。1f_H信号的实际频率将依据不同的视频标准而变化。为改善电视设备的画面质量，已经开发出各种系统，以非隔行方式即逐行扫描的方式来显示视频信号。逐行扫描要求必须在分配给按隔行格式扫描两场之一的同样的时期内扫描每一帧。因此，行扫描频率必须是隔行扫描电视信号频率的两倍。这种逐行扫描显示的速率称为2f_H或2H。例如：按照美国标准显示的2f_H扫描频率约为31,468赫兹。当具有诸如广播或闭路广播的较高行扫频率(例如2f_H)的视频信号以4f_H或其他倍数速率予以显示时，则出现类似的情况。

在一视频信号中用例如1f_H的第一行同步信号产生2f_H的第二行同步信号时可能遇到的问题是充分确保在第一同步信号周期内第二同步信号的精确对称性。第二信号的周期可能因为第一信号中脉冲边缘的抖动而变化。例如：若2f_H同步信号的对称性在任何1f_H周期内并不十分精确，那么2f_H扫描将开始于光栅中每隔一行不同的瞬间。这可造成光栅分裂效应，如图8所示。光栅2具有第一组交错扫描线，形成逸出右边的画面R和第二组交错扫描线，形成逸出左边的画面L。因为不同的峰-峰偏转电流在相邻的扫描周期内流过，所以相邻的回扫脉冲的幅度是不相同的，不同的峰-峰偏转电流在相邻的扫描周期流过乃因相邻扫描周期长度不同所致。相邻行之间扫描的差异量取决于周期差异的大小和偏转电流的全部能量恢复效率。图8中把这种光栅分裂效应予以夸张，其中L部分的扫描线比R部分的扫描线开始得早。然而，仅仅100毫微秒左右的相邻扫描周期的时间差就可能造成不满意的光栅分裂。

锁相环路系统已广为人知，并广泛用于电视设备之中。诚然，已发展出双重锁相环路系统，以提供精确的4f_H同步信号。在这种系统中，第一锁相环路是一种传统的锁相环路，其中把压控振荡器的输出或计数器分频数字振荡器的输出与要处理并显示在阴极射线管上的视频信号所得到的输入行同步脉冲相比较，而后锁定于其上。亦以1f_H速率运行的第二锁相环路则将第一环路的同一振荡器输出与代表用来产生1f_H扫描电流的偏转线圈两端的回扫电压的1f_H速率脉冲相比较。由第二相位比较所得到的误差电压被用来产生脉冲宽度调制信号，该调制信号决定1f_H输出装置的通电起始时间，而后决定回扫起始时间，或者决定垂直场期间每行的相位。单触发定时装量可提供脉冲宽度调制信号与1f_H输出换接晶体管之间的恒定的占空比。

第一锁相环路的环路响应通常比较缓慢。因此，第一锁相环路像，边沿接收区一样，通常具有较窄的带宽，以使随下降的输入射频信号强度面变的相位抖动减少达到最佳状态。第二锁相环路通常具有较快的环路响应。所以，该环路具有较宽的频带宽度，可容许该环路非常紧地跟踪由于行输出管存储时间变化及高压变压器调谐影响所产生的光栅扫描电流的变化，以便在全波束负载情况下产生一个端正的、非弯曲的光栅。对此种工作模式唯一重要的例外是关于第一锁相环路所必需的折衷方案，以便适应来自盒式录相机等的信号，在此步骤中有时会遭遇到高达10微秒的相位变化。可以实现个别环路响应的折衷方案，以提供相当微弱的信号特性而又使接收机性能没有显著的全面劣化。

可藉同步系统中用的锁相环路的真正特性，引入例如1f_H下的第一同步信号中的不对称性，这就需要把第一(或1f_H)定时信号用作通至锁相环路中相位比较器的反馈信号。例如：以往均是用与第一锁相环路的运行相配合的特殊信号处理电路及/或用以把1f_H定时信号变换为2f_H定时或同步信号的电路来校正这种不对称性。但这些方法成本高，而且在由偏转电路传输同步信息时要产生不希望的延迟。

本发明的目的是提供一种行偏转系统，该系统具有以倍速扫描来显示视频信号的精确同步电路，其中不对称性来自同步/定时信号的周期性扰动。根据本发明的系统，第一锁相环路以相当于视频信号中的行同步分量的第一行同步频率产生第一定时信号。转换器电路自第一定时信号分出一个第二定时信号，第二定时信号的频率是第一定时信号的倍数，并随第一频率的变化而变化。第二锁相环路按照第二频率接收第二定时信号和反馈信号，它包括一个压控振荡器，用来以第二频率产生一个平稳的行同步信号。第二锁相环路的特性环路响应可防止压控振荡器以与第二定时信号的变化速率一样快的速率改变频率。可以把行输出偏转级接到第二锁相环路，以便按照第二频率进行同步行扫描。此两个锁相环路与信号频率转换器或倍频器一起串联连接。无需额外的处理电路来校正第一锁相环路所产生的定时信号的对称性或由转换器所得到的倍频定时信号的对称性。

按照本发明的一个实施例，第一锁相环路以例如1f_H的第一行扫描频率运行，而包括一个压控振荡器的第二锁相环路则以第一频率的倍频的第二行扫描频率(2f_H)运行。第一锁相环路使1f_H压控振荡器的输出或计数器分频振荡器输出同步于1f_H输入视频信号的同步信号。第二锁相环路则使光栅扫描与来自2f_H加速视频处理系统的2f_H视频信号同步。

第二定时信号在第一信号的周期内无需有精确的对称性。而第二锁相环路的特点是把第一定时信号偏离50％的占空率而引起的不对称性予以平均。因此，第二锁相环路自动地提供不对称性校正，并且同时把行输出偏转级锁定于所产生的第二同步信号。第二同步信号和行偏转电路具有同一频率及固定的相位关系。

第二锁相环路的响应慢得足以抑制第一定时信号的任何成分，但又快得足以跟踪盒式录相机的视频信号，因为此类信号将首先自第一环路产生响应，其次又自第二环路产生响应。第二锁相环路有一个低通泸波器，可以防止其压控振荡器以因未校正的第二定时信号的不对称性而引起的误差信号变化一样快的速率改变频率。这种误差信号按照第一定时信号的速率发生变化。在例如1f_H至2f_H的系统中，2f_H的压控振荡器并不快速响应于来自转换器的未校正2f_H定时信号的频率变化，而以1f_H速率变化。例如：当2f_H压控振荡器响应于误差校正控制信号而增加一点频率时，误差控制信号即力图使频率减少，其效果是使误差信号驱至更接近一个平均值，而产生一个2f_H的平滑速率。光栅弯曲则由第二锁相环路的快速特性来校正。

本发明的另一个目的是提供一种平滑滤波电路，用以校正倍速同步系统中因同步或定时信号中周期性扰动而产生的不对称性误差。根据本发明的这一目的，信号源以第一频率产生第一定时信号，该信号的频率按照一个第二较低频率的速率发生周期性的变化。以第一频率接收第一定时信号和反馈信号的锁相环路包含一个按第一频率产生平滑行同步信号的可控振荡器。该锁相环路的特性环路响应可防止可控振荡器以与第一定时信号之变化速率同样快的速率发生频率变化。为按照第一频率进行同步行扫描，可以把行输出偏转级接到该锁相环路。该锁相环路中适合抑制第二频率的任何信号分量的低通滤波器校正各项误差。第二锁相环路能以第二频率产生与视频信号的行同步分量同步的第二定时信号。低通滤波器则防止该振荡器以与因第二定时信号周期内的第一定时信号的不对称而导致误差信号变化一样快的速率发生频率变化。因此该误差信号趋向一平均值，使振荡器之输出平滑。第一频率是第二频率的倍数，例如偶数倍。

图1是根据本发明的行偏转系统的方块图，具有用以产生定时信号的同步电路，以便以2f_H扫描速率来显示1f_H视频信号。

图2(a)，2(b)，2(c)，2(d)和2(e)均为用以说明图1中所电路存在不对称的波形图。

图3是图1所示同步系统中的1f_H至2f_H模拟信号转换器的示意图。

图4是根据本发明的行偏转系统的方块图，具有用以产生定时信号以显示逐行扫描视频输出的同步电路，并包括一个1f_H至2f_H的数字信号转换器。

图5(a)，5(b)，5(c)，5(d)，5(e)和5(f)均是用以说明图4所示数字电路中存在不对称性的波形图。

图6(a)，6(b)，6(c)，和6(d)为图4和7中所示电路用的1f_H和2f_H同步信号之间手动相位调节的各种波形。

图7是更详细显示图4的第二锁相环路的电路图。

图8是由于在1f_H周期内的2f_H同步信号的不对称性而发生光栅分裂的图解图1中10表示以2f_H扫描速率显示1f_H视频信号的同步系统。例如模拟电路12包括一个同步分离器14，相位比较器16以及具有1f_H速率输出信号的压控振荡器18。压控振荡器被表示为1f_H VCO。1f_H视频信号是至同步分离器14的线路11上的输入。此1f_H视频信号可以是标准NTSC制式隔行扫描视频信号。同步分离器14提供行同步脉冲至线路13上并提供图中未示出的另外线路上的垂直同步脉冲。线路15上的相位比较器的输出为至低通滤波器20(示以LPF)的输入。线路15上相位比较器16所产生的误差控制信号由低通滤波器20积分，以产生压控振荡器18的误差控制信号。线路17上的压控振荡器18的输出为1f_H频率的定时信号。线路17上的1f_H的定时信号是至1f_H到2f_H转换器22的输入。线路17上的1f_H定时信号反馈于线路19作为至相位比较器16的第二输入。相位比较器16、压控振荡器18和反馈路径19形成第一锁相环路，以产生1f_H速率的输出信号。线路17上的1f_H定时信号的相位锁定于线路11上的1f_H视频输入的同步信号。1f_H至2f_H转换器22从线路17上的1f_H定时信号产生线路23上的2f_H速率定时信号。线路23上的2f_H速率定时信号。线路23上的2f_H定时信号为未经校正的定时信号，表示为2f_H-REF。下面以图3来更详细说明1f_H至2f_H转换器的运行情况。

只有在线路17上的1f_H定时信号具有理想的或近于理想的50％占空比，而且在1f_H至2f_H转换器22中使用严格公差的另件时，线路23上的2f_H定时信号才是对称的。实际上1f_H信号的占空比可能因为1f_H抖动而出现不能令人满意的50％占空比的偏离。

此处所用1f_H抖动一同系指低通滤波器20输出的1f_H周期变化，此种变化即是压控振荡器18用的误差校正信号。1f_H抖动以1f_H速率造成压控振荡18输出的周期变化。图2(a)所示的1f_H同步脉冲由同步分离器14从1f_H视频信号中分离出来。图2(b)所示的误差信号或控制电压是如何产生1f_H抖动的典型例子。这种抖动可能由于把1f_H定时信号反馈到相位比较器而造成的。误差控制信号在大部分的1/f_H周期内逐渐减小，这使1f_H VCO的频率在每1/f_H周期内也逐渐减小。图2(c)所示压控振荡器18产生的1f_H信号的相位锁定于同步脉冲。压控振荡器的频率改变以跟踪1f_H同步频率。如图2(d)所示，由1f_H信号分出来的2f_H定时信号在图2(d)所示的1f_H信号每一周期有两个脉冲。所示的第一个2f_H脉冲周期为t_A，接下来的一个2f_H脉冲的周期是t_B，由于1f_H VCO的控制信号的典型变化，周期t_A和t_B可能不相等。如图2(c)所示，例如t_A比t_B短，因此，从未校正的2f_H-REF信号所得的回扫脉冲在交替周期t_B内具有比交替周期t_A内大的脉冲幅度，如图2(e)所示。具有不同幅度Y₁和Y₂的回扫脉冲的交替顺序则产生具有不同起点的两组交替扫描线，如图8所示。线路23上的未校正定时信号2f_H-REF可能出现使光栅呈现分裂的无法令人满意的不对称性。

第二锁相环路由电视行处理器电路24构成，可以用CA 1391来构成该电路。CA1391的功能包括相位检波器、振荡器，Vcc电压调节器和前置驱动器等。

如前所述，可能受到线路17上的1f_H定时信号抖动的不利影响的2f_H-REF定时信号(线路23上)为接至处理器电路24的相位比较器26的输入。线路25上的相位比较器26的输出即是通至低通滤波器30的输入。压控振荡器28产生2f_H速率输出信号，并以2f_H VCO来表示。相位比较器26所产生的误差控制信号由低通滤波器30予以积分。线路27上的压控振荡器28的输出为行输出电路32提供校正的2f_H信号。行输出电路32产生行扫描电流并提供线路33上的2f_H回扫脉冲。这些回扫脉冲就是到延迟电路34的输入信号，用于以未校正的2f_H-REF定时信号为准来调整已校正的2f_H信号的相位。未校正的2f_H-REF定时信号经由1f_H至2f_H转换器22与1f_H定时信号有固定的相位关系。线路35上的延迟电路34的输出就是至相位比较器26的第二输入。

第二锁相环路的运行是把1f_H定时信号的抖动所造成的2f_H-REF定时信号的脉冲周期和频率的变化予以平均。更具体说，是把各别锁相环路的低通滤波器的时间常数调定，以提供给1f_H锁相环路以一个比2f_H锁相环路的环路响应更缓慢的环路响应。该1f_H锁相环路相当缓慢，就是说频带很窄，以使相位抖动的抑制随着减小的射频信号强度而达到最佳情况。这种情况在边沿接收区可能是显而易见的。2f_H环路通常比较快，亦即具有较宽的频带，以使光栅扫描电流中因行输出管在储时间的变化及高压变压器调谐影响而引起的跟踪变化达到最佳状况。从而使光栅在全波束电流负载情况下也是端正而不弯曲的。这种运行模式的例外是关于1f_H环路必需一个折衷方案，以容纳来自盒式录象机等的信号，在此步骤中有时会发生高达10微秒的变化。可以实现这种折衷方案，以减弱信号性能而不使接收机性能发生显著的全面劣化。

若指定的1f_H周期内的2f_H脉冲的不对称性使该指定的1f_H周期内的两脉冲之第一个具有过高的频率，那么下一个脉冲之频率将会太低，反之亦然。参照图2(c)，t_A+t_B是一个常数，等于1f_H周期。2f_H-REF信号的变化就每一1f_H周期而言将会产生相反方向的连续误差信号。此点除了在给定的1f_H周期内无不对称误差和无误差电压发生的情况之外均属正确。这种2f_H环路的低通滤波器不会使2f_H压控振荡器以发生在由于未校正3f_H-REF定时信号的变化产生的误差信号的变化同样快的速率改变频率。而这种改变是以1f_H的速率发生。例如当3f_H压振荡器响应于周期t_A内的2f_H-REF定时信号频率增加而稍微减少频率时，误差信号则改变方向，以便响应下一周期t_B内接下来的3f_H-REF信号频率的减小而使频率提高。这就驱使该误差控制信号更接近于平均值，而产生一个平滑的2f_H驱动信号。因此线路27上的校正的2f_H同步信号在1f_H定时信号的周期内充分对称，以防止光栅分裂，更广意地讲，第二锁相环路不仅可以有效地把校正过的2f_H信号锁定于1f_H同步信号，而且可以有效地把未经校正的2f_H-REF信号因1f_H抖动而发生的定时误差达到平均值，这种定时误差不能采用一个不包括振荡器的相位控制环路来校正。

图3是一种1f_H至2f_H转换器电路22，这种电路可以用在图1所示的电路中。电路22响应于线路17上的1f_H定时信号而产生线路23上的2f_H定时信号。当晶体管Q14导通时，就产生线路23上的2f_H-REF输出信号的正脉冲。此时在晶体管Q15的集电极有一个反相输出信号。晶体管Q14的导通受控于两对晶体管开关，一侧是Q10和Q11，另一侧是Q12和Q13。

1f_H定时信号经由电容器C₂耦合至转换器电路22，电容器C2把1f_H定时信号的每一个上升沿转换为正脉冲，而把每一个下跳沿转换成负脉冲，如线路21上用波形图所示。当没有这些脉冲时，晶体管Q12的基极由R12和R13构成的分压器分压，使基极电压为Vcc/2。例如：Vcc可为+16V。由于晶体管Q12构成射极跟随器电路，所以晶体管Q12和Q13的发射极静态电压将是1/2Vcc-Vbe。二极管D11的阳极亦处在Vcc/2，因此二极管D11的阴极处于1/2Vcc-Vbe的电压，该电压出现于晶体管Q13的基极处。所以在静态时，晶体管Q12导通，而Q13截止。由于二极管D10两端的电压降，而使Q11的基极电压处理1/2Vcc-Vbe。晶体管Q10的基极即线路21的电压将处于Vcc/2。晶体管Q10和Q11的发射极电压将为Vcc/2-Vbe。所以，在同一静态下，晶体管Q10导通而Q11截止。当任何时候只要有一正的尖脉冲电压把二极管D11的阳极电位提升到Vcc/2+Vbe，晶体管Q13的基极电位就升至Vcc/2，足以使晶体管Q13导通。与此同时，晶体管Q12截止。一旦晶体管Q13导通，Q14的基极电位便拉至地电位，并使晶体管Q14导通。晶体管Q14导通时，其集电极处开始正向2f_H速率脉冲。当正的尖脉冲结束时，电容器C3两端的电压将按由R14和C2决定的时间常数放电。电容器C2充分放电而使Q13截止，Q13导通。一旦晶体管Q13截止，晶体管Q14也被截止并终止2f_H脉冲。当负的尖脉冲把线路21的电压降至Vcc/2-Vbe时，晶体管Q11导通，而Q10截止。晶体管Q11导通，使晶体管Q14导通，并产生另一个正的2f_H脉冲。当负的尖脉冲终止并且电容器C2上的电荷放电时，晶体管Q11截止而晶体管Q10导通，晶体管Q14被截止并终止正向脉冲。虽然线路23上的2f_H-REF脉冲宽度随某些变化而发生变化，但这种变化不起作用，因为1391型集成电路是边缘敏感型的。唯一需要的是2f_H-REF脉冲宽度应比回扫得到的脉冲宽度的大约一半更宽，而此回扫得到的脉冲为相位比较器的另外的输入信号，这种最小宽度可由电容器C2和电阻R14的适当的选择来保证。同时应视需要把脉冲宽度保持得尽量窄，以期保持转换器电路的快速转换响应。

总的2f_H偏转同步系统的同步系统以方块图方式表示在图4中并以编号40来标注。图1所示的集成块12是用工业型号为TA8360的集成电路。线路11上的1f_H视频信号是通到同步分离器14的输入信号。该同步分离器14提供线路43上的垂直同步脉冲和线路13上的行同步脉冲。图5(a)所示线路15上的1f_H同步信号是至相位比较器16的输入信号。图5(b)所示线路15上的相位比较器16的输出则是通到低通滤波器20′的误差控制信号输入。举例来说，TA8360中的低通滤波器的频率特性主要由外部定时组件来决定。因此，方块20′以虚线来表示。上述外部组件可为一个R-C串联线路，它有一个10微法的电容和一个连接在该电容和地之间的3KΩ电阻。压控振荡器48可响应于陶瓷谐振电路50以32f_H的速率运行。图5(c)所示线路49上的标称32f_H定时信号是至32分频电路52的输入信号。线路17上的32分频电路的输出为图5(d)所示的1f_H驱动信号。该1f_H信号是至相位比较器16的另一输入线55上的输入信号，该输入信号可产生图6(b)的误差控制信号，该信号可由所示的1f_H波纹作相反的修改。如果反馈到相位比较器16的1f_H脉冲宽度太宽，该脉冲宽度可用串联耦合电容54来减小。谐振电路50的32f_H输出亦可在线路51上电外部单片集成电路得到。

逐行扫描控制电路56亦具有若干控制功能。线路51上的谐振电路50的32f_H输出以及线路17上的1f_H输出均为至16分频电路58的输入。32f_H信号给电路58提供时钟信号输入。16分频电路的输出则是2f_H频率的定时信号，该信号是32分频电路输出的1f_H速率的两倍。线路17上的1f_H定时信号提供一个预量信号，用以予置16分频电路58的计数器，并使电路58与线路17上的1f_H信号同步。线路59上的16分频电路58的输出就是脉宽电路60的输入。脉宽电路60确保线路61上的未校正2f_H-REF信号中的各脉冲宽度大得足以保证CA1391型集成锁相环路62中的相位比较器64能正常工作。

如图1所示的电路一样，只有在1f_H信号达到50％的初始占空比时，2f_H-REF信号才是对称的。1f_H波纹对32f_HVCO的误差控制电压的影响反应在图5(b)的波形中，该误差控制电压在每一1f_H周期内均有周期性的下降，因此，32f_H VCO的输出频率fVCO亦在每一1f_H周期内下降。当频率降低时，来自32f_H VCO的每一后继输出脉冲具有较低的频率，而脉冲宽度1/f VCO增大。分频器电路58把具有32f_H VCO的32个脉冲的周期的1f_H  信号频率加倍，即把周期一分为二，分成两个16脉冲的周期。然而，由于1f_H VCO频率的下降和脉宽周期性的增加，前16个脉冲的总宽度t_A就小于后16个脉冲的总宽度1_B。不管数字分频器的精确度如何，只要t_A不等于t_B，2f_H-REF定时信号在1f_H信号周期内就是不对称的。这种不对称性可以引起交替回扫脉冲幅度Y₁和Y₂不同，如图5(f)所示，这种回扫脉冲类似于图2(c)所示的回扫脉冲，它可产生光栅分裂。因此由数字电路所产生的2f_H-REF信号也要作为未校正信号予以进一步处理。

线路65上的相位比较器64的误差控制信号为主低通滤波器63的输入，该低通滤波器的输出为压控振荡器66的控制信号输入，该振荡器以2f_H速率运行并以2f_H VCO表示。1391型振荡器的工作频率和低通滤波器的频率响应由外部定时组件决定，如图7详细表示的那样，所以方块63用虚线来表示。低通滤波器63的频率特性例如由1.5微法电容C53和2KΩ电阻R68构成的串联R-C网络所决定。线路67上的压控振荡器66的输出为行输出电路68提供已校正2f_H同步信号。线路69上的行输出电路68的输出以2f_H回扫脉冲的方式提供2f_H信号。这种2f_H回扫脉冲为斜坡发生器70的输入信号，斜坡发生器由手动延迟电路72来进行手动相位延迟。线路71上的斜坡发生器70的输出信号由电容器C56借助线路73交连至相位比较器64的另一输入端。

图6(a)-6(d)的波形来说明图4所示电路产生的1f_H和2f_H定时信号的相对相位位置。图6(a)表示由同步分离器44分离并提供至线路13上的相位比较器16的1f_H同步脉冲。图6(6)表示线路53上的32分频电路52的1f_H输出信号。因此第一锁相环路负责保持1f_H脉冲的前沿和例如1f_H同步脉冲中点的相对相位。这种校正可以借助于调整延迟电路或滤波器电路来实现，如调节电容器54。如图6(a)和6(b)所示，延迟电路54并不插入任何延迟。图6(c)表示线路61上的脉宽电路60所产生的2f_H-REF信号，该信号是至第二锁相环路62的相位比较器64的输入信号之一。如图1电路情况一样，图4的第二锁相环路62把已校正的2f_H信号有效地锁定于1f_H同步信号，并可有效地把未校正的2f_H-REF信号因1f_H抖动而引起的不对称定时误差进行平均。图6(d)表示线路69上的2f_H回扫脉冲，该脉冲为斜坡发生器70的输入信号。斜坡发生器70的手动控制电路72能调节已校正2f_H脉冲和2f_H-REF脉冲之间的相位差。

图7表示图4方块图中一部分的电路原理图，电路62用CA1391型集成电路，它包括振荡器66，相位检波器64，前置驱动器84，相位检波器输出驱动器86及Vcc电压调节器87。振荡器66是用第7脚控制频率的RC振荡器。外接电容C51一端接7脚另一端接地，并通过接在6脚和7脚之间的外接电阻R62充电。当7脚电压超过内部电位偏压时，电容器C51就经由内部电阻放电。这个导电过程导致产生一个驱动脉冲，当电容器充分放电完了时产生驱动脉冲的过程终止。该放电循环响应于4脚的锯齿波信号。3脚的负向同步脉冲与4脚的锯齿波作相位比较，该锯齿形波获自水平反馈信号或回扫脉冲。如果同步信号和锯齿波之间无相位差存在，那么在5脚便没有净输出电流。当有相位偏离发生时，电流便流入或流出5脚，以校正频率。可设定8脚电位，以调节前置驱动器84的工作比或占空比。图7的电路中，这是由电阻R63和R64构成的分压器来决定的。可以用经由电阻R72接到7脚的电位器R37来手动调节振荡器66的频率。

斜坡发生器70由晶体管Q4，电阻R55和电容器C50组成。产生于电容器C50两端的斜坡信号经由电容器C56交连到4脚。晶体管Q2和电位器R20构成一条可进行手动调节的延迟电路72，该延迟电路改变斜坡电容器充电电流。电容器C50充电所需的时间变化在2f_H-REF脉冲和已校正2f_H脉冲的相对相位上提供大约0～2微秒的可变延迟。

线路67上的前置驱动器84的已校正2f_H输出信号是至包括晶体管Q5，Q6的推挽驱动器电路的输入信号，它对行输出电路提供2f_H驱动输出信号。

Claims (6)

1.一种水平偏转系统，包括：

第一锁相环路(12)，具有第一可控振荡器和第一相位比较器，用以产生相当于视频信号中水平同步分量的第一水平同步频率的第一定时信号(17上)；其特征在于还包括：

用以从所述第一定时信号和从所述第一振荡器导出第二定时信号(在61上)的装置(56)，该第二定时信号具有为所述第一频率之倍数并按相当于该第一频率速率变化频率的第二频率；

第二锁相环路(62)，具有第二相位比较器，用以按照所述第二频率接收所述第二定时信号(在61上)和一反馈信号(在73上)，以及第二可控振荡器(66)，用以产生所述第二频率的同步信号(在67上)；和

输出偏转级(68)，用以接收所述第二频率的同步信号且用以产生与所述反馈信号有关的回扫信号，用以根据所述第二频率作同步扫描，所述第二锁相环路(62)具有的特性环路响应时间应可防止所述第二受控振荡器(66)以和该第二定时信号变化速率一样快的速率改变频率。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，供所述第一锁相环路(12)用的一反馈信号(在55上)是从所述第一定时信号(在17上)中导出的。

3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述用以导出第二定时信号的装置(56)合在所述第一(12)和第二(62)锁相环路之间。

4.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第二锁相环路(62)的反馈信号(在73上)由来自所述水平输出偏转级(68)的回扫脉冲(在69上)中取得。

5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，还包括一个锯齿波信号发生电路(70)，用以依据所述回扫脉冲(在69上)产生所述反馈信号(在73上)。

6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第一定时信号(在17上)的每一脉冲周期中的所述第二定时信号(在61上)的连续脉冲周期的总和是常数。

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