CN103580633A - 半导体集成电路和包括该半导体集成电路的无线电通信终端 - Google Patents

半导体集成电路和包括该半导体集成电路的无线电通信终端 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种半导体集成电路，包括：运算放大器，其放大向反相输入端子供应的输入电压与向非反相输入端子供应的参考电压之间的电压差并且输出经放大的信号；反馈电阻器，其执行经放大的信号向运算放大器的反相输入端子的负反馈；以及可变电阻器单元，其在外部输入端子与运算放大器的反相输入端子之间根据控制信号设置具有第一电阻值的电流路径，并且在电流路径上的节点与参考电压被供应到的参考电压端子之间根据控制信号设置具有第二电阻值的第一备选路径。

Description

半导体集成电路和包括该半导体集成电路的无线电通信终端
相关申请的交叉引用
本申请基于通过引用将公开内容完全并入于此的、于2012年8月8日提交的第2012-175780号日本专利申请并且要求对该日本专利申请的优先权。
技术领域
本发明涉及一种半导体集成电路和包括该半导体集成电路的无线电通信终端。
背景技术
通常在无线电通信终端中提供具有作为滤波器的功能的放大电路。例如H.-H.Nguyen等人在以下参考文献中公开一种包括放大电路的设备：″84dB5.2mAdigitally-controlled variable gain amplifier″，Electronics Letters，2008，Vo1.44，No.5，pp.344-345。
发明内容
本发明人已经在无线电通信终端等中使用的半导体集成电路的开发中发现各种问题。在本说明书中公开的每个实施例提供一种例如适合于无线电通信终端的半导体集成电路。更多具体特征将从说明书的描述和附图中变得清楚。
在本说明书中公开的一个方面包括一种半导体集成电路，并且该半导体集成电路包括根据控制信号设置电流路径和备选路径的可变电阻器单元。
根据上述方面，有可能提供一种具有高质量的半导体集成电路和包括该半导体集成电路的无线电通信终端。
附图说明
以上和其它方面、优点及特征将从结合附图进行的某些实施例的以下描述中更清楚，在附图中：
图1A是示出根据第一实施例的无线电通信终端的一个示例的外部视图；
图1B是示出根据第一实施例的无线电通信终端的一个示例的外部视图；
图2是示出根据第一实施例的无线电通信终端的内部配置的一个示例的框图；
图3是示出根据第一实施例的反相放大电路的配置示例的框图；
图4是示出根据第一实施例的可编程电压电流转换器PVIC1的配置示例的电路图；
图5是示出根据第一实施例的在可编程电压电流转换器PVIC1中提供的多个切换元件的导通状态与反相放大电路的电压增益之间的关系的图；
图6是示出根据第二实施例的反相放大电路的配置示例的框图；
图7是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的配置示例的电路图；
图8是示出T型电阻衰减器的电路图；
图9是示出π型电阻衰减器的电路图；
图10是示出根据第二实施例的在可编程电压电流转换器PVIC2中提供的多个切换元件的导通状态与反相放大电路的电压增益之间的关系的图；
图11是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的等效电路的图；
图12是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的等效电路的图；
图13是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的等效电路的图；
图14是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的等效电路的图；
图15是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的等效电路的图；
图16是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的等效电路的图；
图17是示出根据第二实施例的可编程电压电流转换器PVIC2的效果的图；
图18是示出根据第三实施例的反相放大电路的配置示例的框图；
图19是示出根据第三实施例的可编程电压电流转换器PVIC3的配置示例的电路图；
图20是示出根据第四实施例的反相放大电路的配置示例的框图；
图21是示出根据第四实施例的可编程电压电流转换器PVIC4的配置示例的电路图；
图22是示出根据在得到实施例之前的概念的反相放大电路10的配置示例的图；
图23是示出根据在得到实施例之前的概念的反相放大电路20的配置示例的图；并且
图24是示出在可编程电压电流转换器PVIC20中提供的多个切换元件的导通状态与反相放大电路的电压增益之间的关系的图。
具体实施方式
<发明人的先前研究>
在描述本发明的实施例之前，将描述本发明人进行的先前研究。
常规地，在无线电通信终端等上装配的无线电信号处理电路中，已经提供多个功能块(放大信号的放大器、转换信号频率的混频器、仅传递所需频带中的信号的滤波器等)中的每个功能块作为单独部件。然而半导体技术中的近来改进已经使得有可能向一个半导体芯片中并入形成无线电信号处理电路的多个功能块中的许多功能块。另外，例如已经在移动电话领域中广泛使用与多个无线电接入系统兼容的无线电信号处理电路。向一个或者多个半导体芯片中并入的这样的无线电信号处理电路将从天线接收的高频信号转换成具有高质量(低噪声、高线性度、抑制除了所需频带之外的频带中的信号)并且具有更低频率频带的信号。
为了实现具有低成本的无线电信号处理电路，需要向一个半导体芯片中并入形成无线电信号处理电路的多个功能块中的许多功能块。在实现这一目的时的一个难点是向半导体芯片中并入滤波器电路，该滤波器电路抑制除了所需频带之外的频带中的信号。通常，这一滤波器电路使用SAW(表面声波)滤波器、电介质滤波器等来形成，并且抑制在除了所需频带之外的频带中存在的信号。然而SAW滤波器或者电介质滤波器由于它的配置而不能并入到半导体芯片中。
由单独部件组成的无线电信号处理电路通常形成于超外差系统中，并且需要SAW滤波器或者电介质滤波器。然而它们不能并入到半导体芯片中。因而当在超外差系统中形成使用半导体来生产的无线电信号处理电路时，SAW滤波器或者电介质滤波器附着到半导体芯片的外部部分。这引起部件数目的增加和装配面积的增加。
为了解决这些问题，已经利用半导体电路的优点新提出一种无需SAW滤波器或者电介质滤波器的无线电信号处理电路系统，半导体电路的优点是尽管在半导体芯片之中的部件常数的绝对值变化，但是在一个半导体芯片中的部件常数的相对值高准确度地相互一致。这一系统例如包括零IF系统和低IF系统。两个系统均无需外部SAW滤波器或者电介质滤波器，并且对在除了所需频带之外的频带中的信号的抑制由可以并入到半导体中的滤波器实现。然而可能要求根据无线电系统或者系统要求来外部附着滤波器的一部分。
例如见Aarno Parssinen的用于零IF系统或者低IF系统的基本原理的以下参考文献：″DIRECT CONVERSION RECEIVERS INWIDE-BAND SYSTEMS″，Kluwer Academic Publishers，pp.76-103。零IF系统或者低IF系统具有将一个信号分解成用于处理的1分量和Q分量这两个分量的共同操作特性。向正交混频器输入具有相同频率和相差90度的相位的两个本地振荡器信号以及由天线等接收的无线电信号，其中将由天线等接收的无线电信号分解成1分量和Q分量。
注意无线电信号处理电路在上述正交混频器的后续级中至少包括放大正交混频器的输出结果的放大电路、通过衰减放大电路的输出信号来使放大电路在线性操作范围内操作的衰减器和仅允许所需信道带宽通过的信道滤波器。
基于这样的半导体技术，本发明人已经研究图22和图23中所示电路。图22是示出根据在得到实施例之前的概念的反相放大电路(半导体集成电路)10的配置示例的图。图23是示出根据在得到实施例之前的概念的反相放大电路(半导体集成电路)20的配置示例的图。使用反相放大电路10和20作为无线电信号处理电路的一部分。
<根据在得到实施例之前的概念的反相放大电路10>
首先描述图22中所示反相放大电路10。反相放大电路10是放大向输入端子INT和INB供应的混频器(未示出)的输出结果Vin并且从输出端子OUTT和OUTB输出放大结果Vout的电路。
图22中所示反相放大电路10包括运算放大器(放大电路)OPA、反馈电阻器RFBT和RFBB以及电压电流转换器PVIC10。
电压电流转换器PVIC10的输入端子IT和IB分别连接到反相放大电路10的输入端子INT和INB。电压电流转换器PVIC10的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的反相输入端子和非反相输入端子。运算放大器OPA的非反相输出端子和反相输出端子分别连接到反相放大电路10的输出端子OUTT和OUTB。反馈电阻器RFBT放置于运算放大器OPA的非反相输出端子与反相输出端子之间。反馈电阻器RFBB放置于运算放大器OPA的反相输出端子与非反相输入端子之间。
电压电流转换器PVIC10包括电阻器元件R101T和R101B。在电压电流转换器PVIC10中，电阻器元件R101T放置于输入端子IT与输出端子OT之间。电阻器元件R101B放置于输入端子IB与输出端子OB之间。
注意在以下示例中描述其中电阻器元件R101T和R101B中的每个电阻器元件的电阻是R1的情况。
接着描述图22中所示反相放大电路10的具体操作。
电压电流转换器PVIC10的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的反相输入端子和非反相输入端子，该运算放大器具有反馈电阻器RFBT和RFBB的负反馈。因此，电压电流转换器PVIC10的输出端子OT和OB在相同电势。
电压电流转换器PVIC10的输出电流Iin10在从电压电流转换器PVIC10流向运算放大器OPA的电流是正电流时由以下等式(1)表示：
等式(1)：Iin10＝IoT-IoB＝(VINT-VINB)/R1
注意IoT和IOB分别指示流向电压电流转换器PVIC10的输出端子OT和OB的电流。VINT和VINB分别指示反相放大电路10的输入端子INT和INB的电势。
电流Iin10由反馈电阻器RFBT和RFBB转换成电压并且然后从输出端子OUTT和OUTB输出。因此，包括电压电流转换器PVIC10的反相放大电路10的电压增益G10由以下等式(2)表示。
等式(2)；G10＝(VOUTT-VOUTB)/(VINT-VINB)
＝-Iin10×R2/(VINT-VINB)
＝-R2/R1
注意VOUTT和VOUTB分别指示输出端子OUTT和OUTB的电势。<根据在得到实施例之前的概念的反相放大电路20>
接着描述图23中所示反相放大电路20。反相放大电路20与图22中所示反相放大电路10不同在于它包括可编程电压电流转换器(可变电阻器单元)PVIC20代替电压电流转换器PVIC10。反相放大电路20的其它电路配置和操作与反相放大电路10的其它电路配置和操作相同，并且省略其描述。
可编程电压电流转换器PVIC20以可编程方式控制反相放大电路20的电压增益。例如可编程电压电流转换器PVIC20以可编程方式衰减反相放大电路20的放大结果Vout并且由此允许反相放大电路20在线性操作范围内操作。
可编程电压电流转换器PVIC20包括电阻器元件R201T至R204T和R201B至R204B以及切换元件S201T至S204T和S201B至S204B。
在可编程电压电流转换器PVIC20中，电阻器元件R201T至R204T并联放置于输入端子IT与输出端子OT之间。切换元件S201T至S204T分别串联连接到电阻器元件R201T至R204T。电阻器元件R201B至R204B并联放置于输入端子IB与输出端子OB之间。切换元件S201B至S204B分别串联连接到电阻器元件R201B至R204B。
注意在以下示例中描述其中电阻器元件R201T和R201B中的每个电阻器元件的电阻是R1、电阻器元件R202T和R202B中的每个电阻器元件的电阻是2R1、电阻器元件R203T和R203B中的每个电阻器元件的电阻是4R1并且电阻器元件R204T和R204B中的每个电阻器元件的电阻是8R1的情况。
可编程电压电流转换器PVIC20基于来自控制电路(未示出)的控制信号控制切换元件S201T至S204T和S201B至S204B中的每个切换元件的导通状态并且由此以可编程方式控制在输入端子IT与输出端子OT之间的组合电阻以及在输入端子IB与输出端子OB之间的组合电阻。反相放大电路20可以由此以所需电压增益放大输入电压Vin并且输出放大结果Vout。因而，反相放大电路20可以例如衰减放大结果Vout并且在线性操作范围内操作。
下文描述图23中所示反相放大电路20的具体操作。
例如使用诸如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)之类的FET(场效应晶体管)或者JFET(结型场效应晶体管)来形成切换元件S201T至S204T和S201B至S204B。因此，优选地调整切换元件S201T至S204T和S201B至S204B中的每个切换元件的导通电阻以满足以下等式(3)。由此减少元件变化、温度特性等的影响。等式(3)：RS204＝2×RS203＝4×RS202＝8×RS201
注意RS201至RS204分别地指示切换元件S201T至S204T的导通电阻并且也指示切换元件S201B至S204B的导通电阻。
图24是示出在可编程电压电流转换器PVIC20中提供的多个切换元件的导通状态与反相放大电路20的电压增益之间的关系的图。
在切换元件S201T和S201B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)时，可编程电压电流转换器PVIC20的电压电流转换增益gm20是与图22中所示可编程电压电流转换器PVIC10的电压电流转换增益gm10相同的1/R1。另外，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20是与反相放大电路10的电压增益G10相同的20×log10(|G20|)dB。
在切换元件S202T和S202B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)时，可编程电压电流转换器PVIC20的电压电流转换增益gm20是1/(2R1)。因此，电压电流转换增益gm20是电压电流转换增益gm10的1/2。另外，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20是20×log10(|G20|/2)dB。因此，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约6dB。
在切换元件S203T和S203B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)时，可编程电压电流转换器PVIC20的电压电流转换增益gm20是1/(4R1)。因此，电压电流转换增益gm20是电压电流转换增益gm10的1/4。另外，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20是20×log10(|G20|/4)dB。因此，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约12dB。
在切换元件S204T和S204B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)时，可编程电压电流转换器PVIC20的电压电流转换增益gm20是1/(8R1)。因此，电压电流转换增益gm20是电压电流转换增益gm10的1/8。另外，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20是20×log10(|G20|/8)dB。因此，反相放大电路20在这一情况下的电压增益G20从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约18dB。
如以上描述的那样，包括可编程电压电流转换器PVIC20的反相放大电路20可以用可编程方式控制电压增益。
然而在图23中所示反相放大电路20中，如从运算放大器OPA的两个输入端子所见的可编程电压电流转换器PVIC20的阻抗随着放置于可编程电压电流转换器PVIC20中的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态改变而变化。因此，图23中所示反相放大电路20具有放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外地变化这样的问题。另外，图23中所示反相放大电路20具有先前级(未示出)中的放大器电路的电压增益由于如从先前级中的放大器电路所见的阻抗中的改变而意外地变化这样的问题。
下文将参照附图描述本发明的实施例。由于简化附图，所以不应基于附图的图示狭义地解释本发明的技术范围。另外，相同部件由相同标号表示，并且省略赘述。
在以下实施例中，为了方便而将在必要时将描述划分成多个章节或者实施例。然而除非另有明示，那些章节或者实施例决不是互不相关，而是有如下关系：一个代表另一个的一部分或者全部的修改、具体或者补充描述等。另外，在以下实施例中，在引用元件的数字等(包括数目、数值、数量、范围等)时，除非在另有明示或者数字在原理上显然限于具体数字这样的情况下，数字不限于具体数字，而是可以大于或者少于具体数字。
另外，在以下实施例中，除非在另有明示或者它们在原理上显然视为必需这样的情况下，它们的构成元件(包括构成步骤)未必是必需的。同样，在以下实施例中，在引用构成元件等的形状、相对位置等时，除非在另有明示或者在原理上显然另有考虑这样的情况下，这包括与该形状等基本上类似或者相似的那些形状等。这同样适用于数字等(包括数目、数值、数量、范围等)。
<第一实施例>
首先将参照图1A和图1B描述无线电通信终端的概况，该无线电通信终端适合用作根据这一实施例的反相放大电路(半导体集成电路)被应用于的电子设备。图1A和1B是示出无线电通信终端500的配置示例的概况视图。注意图1A和1B示出其中无线电通信终端500是智能电话的情况。然而无线电通信终端500可以是另一无线电通信终端，诸如功能电话(例如折叠移动电话终端)、便携游戏终端、平板PC(个人计算机)或者笔记本PC。另外，根据这一实施例的反相放大电路(半导体集成电路)当然也可用于除了无线电通信终端之外的设备。
图1A示出无线电通信终端500的本体501的一个主表面(前表面)。在本体501的前表面上是显示设备502、触控面板503、若干操作按钮504和相机设备505。在另一方面上，图1B示出本体501的的另一主表面(背表面)。在本体501的背表面上是相机设备506。
显示设备502是LCD(液晶显示器)、0LED(有机发光二极管)显示器等，并且它的显示平面装配于本体501的前表面上。触控面板503被装配成覆盖显示设备502的显示平面或者被装配在显示设备502的背侧上以检测用户在显示平面上的接触位置。更具体而言，用户可以通过用手指或者特殊笔(通常称为触笔)触摸显示设备502的显示平面来直观地操纵无线电通信终端500。另外，操作按钮504用于对无线电通信终端500的辅助操纵。注意在一些无线电通信终端中未装配这样的操作按钮。
相机设备506是如下主相机，该主相机被装配为使得它的透镜单元在本体501的背表面上。另一方面，相机设备505是如下子相机，该子相机被装配为使得它的透镜单元在本体501的前表面上。注意在一些无线电通信终端中未装配这样的子相机。
下文参照图2描述根据这一实施例的无线电通信终端500的内部配置。图2是示出根据这一实施例的无线电通信终端500的内部配置的一个示例的框图。如图2中所示，无线电通信终端500包括应用处理器601、基带处理器602、RF(射频)子系统603、存储器604、电池605、功率管理IC(PMIC：功率管理集成电路)606、显示单元607、相机单元608、操作输入单元609、音频IC610、麦克风611和扬声器612。
应用处理器601读取存储器604中存储的程序并且执行用于实施无线电通信终端500的功能的处理。例如应用处理器601运行来自存储器604的OS(操作系统)程序并且进一步运行基于OS程序操作的应用程序。
基带处理器602执行基带处理，该基带处理包括对由无线电通信终端500传送和接收的数据的编码(纠错编码，诸如卷积编码或者turbo编码)或者解码。更具体而言，基带处理器602从应用处理器601接收传输数据，对接收的传输数据编码并且向RF子系统603传送数据。另外，基带处理器602接收从RF子系统603接收的数据，对接收的数据解码并且向应用处理器601传送数据。
RF子系统603执行对由无线电通信终端500传送和接收的数据的调制或者解调。更具体而言，RF子系统603借助载波调制从基带处理器602接收的传输数据以生成传输信号并且通过天线输出传输信号。另外，RF子系统603接收通过天线接收的信号，借助载波解调接收的信号以生成接收的数据并且向基带处理器602传送接收的数据。
存储器604存储应用处理器601使用的程序和数据。另外，存储器604包括即使在断电时其中仍然维持存储的数据的非易失性存储器和在断电时其中清除存储的数据的易失性存储器。
电池605是蓄电池并且在其中无线电通信终端500未通过外部功率操作的情况下被使用。注意无线电通信终端500可以在也连接外部功率供应时使用电池605的功率。另外优选使用二次电池作为电池605。
功率管理IC606从电池605或者外部功率生成内部功率。向无线电通信终端500的每个块供应内部功率。这时，功率管理IC606控制用于每个块的内部功率的电压以接收内部功率。功率管理IC606基于来自应用处理器601的指令进行内部功率的控制。另外，功率管理IC606可以控制用于每个块的内部功率的供应和切断。另外，在有外部功率供应时，功率管理IC606也进行电池605的充电控制。
显示单元607例如是液晶显示设备并且根据应用处理器601中的处理来显示各种图像。在显示单元607上显示的图像包括用于用户向无线电通信终端500给予用于操作的指令的用户接口图像、相机图像、移动图像等。
相机单元608根据来自应用处理器601的指令获取图像。操作输入单元609是将由用户操作的用于向无线电通信终端500给予用于操作的指令的用户接口。音频IC610对从应用处理器601传送的音频数据解码并且驱动扬声器612，并且对从麦克风611获得的音频信息进一步编码以生成音频数据并且向应用处理器601输出音频数据。
<根据第一实施例的反相放大电路1的配置示例>
图3是示出根据第一实施例的反相放大电路(半导体集成电路)1的配置示例的图。根据这一实施例的反相放大电路包括可编程电压电流转换器，该可编程电压电流转换器通过以可编程方式切换多个切换元件中的每个切换元件的导通状态来设置具有所需电压电流转换增益的电流流过的电流路径并且也设置基于电压电流转换增益不再需要的电流绕行的备选路径。根据这一实施例的反相放大电路1可以由此减少可编程电压电流转换器的输入/输出阻抗的变化并且输出准确的放大结果Vout。以下具体描述这一点。注意图3中所示反相放大电路1例如应用于图2中所示无线电通信终端500中的RF子系统603。
图3中所示反相放大电路1包括运算放大器(放大电路)OPA、反馈电阻器(第一反馈电阻器)RFBT、反馈电阻器(第二反馈电阻器)RFBB和可编程电压电流转换器(可变电阻器单元)PVIC1。
反相放大电路1放大向输入端子(第一和第二外部输入端子)INT和INB供应的混频器(未示出)的输出结果Vin并且从输出端子OUTT和OUTB输出放大结果(差分放大信号)Vout。可编程电压电流转换器PVIC1通过以可编程方式切换内部组合电阻来控制反相放大电路1的电压增益。可编程电压电流转换器PVIC1由此例如以可编程方式衰减反相放大电路1的放大结果Vout并且允许反相放大电路1在线性操作范围内操作。
可编程电压电流转换器PVIC1的输入端子IT和IB分别连接到反相放大电路1的输入端子INT和INB。可编程电压电流转换器PVIC1的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的反相输入端子和非反相输入端子。运算放大器OPA的非反相输出端子和反相输出端子分别连接到反相放大电路1的输出端子OUTT和OUTB。反馈电阻器RFBT放置于运算放大器OPA的非反相输出端子与反相输入端子之间。反相电阻器RFBB放置于运算放大器OPA的反相输出端子与非反相输入端子之间。
在这一实施例中，通过示例描述其中反馈电阻器RFBT和RFBB中的每个反馈电阻器的电阻是R2的情况。
图4是示出可编程电压电流转换器PVIC1的具体配置示例的电路图。可编程电压电流转换器PVIC1包括电阻器元件(第一电阻器元件)R11T至R14T、电阻器元件(第二电阻器元件)R11B至R14B、电阻器元件(第三电阻器元件)R21T至R23T和R21B至R23B、切换元件(第一切换元件)S11T至S14T、切换元件(第二切换元件)S11B至S14B以及切换元件(第三切换元件)S21T至S23T和S21B至S23B。
电阻器元件R11T至R14T的一端连接到输入端子1T。电阻器元件R11T至R14T的另一端分别连接到切换元件S11T至S14T的第一端子。切换元件S11T至S14T的第二端子通过节点N11T连接到输出端子OT。切换元件S11T至S13T的第三端子连接到节点(共同节点)N12。电阻器元件R11B至R14B的一端连接到输入端子IB。电阻器元件R11B至R14B的另一端分别连接到切换元件S11B至S14B的第一端子。切换元件S11B至S14B的第二端子通过节点N11B连接到输出端子OB。切换元件S11B至S13B的第三端子连接到节点(共同节点)N12。
电阻器元件R21T和R21B串联连接于输出端子OT与OB之间。串联连接的电阻器元件R22T和R22B与串联连接的电阻器元件R21T和R21B并联连接。串联连接的电阻器元件R23T和R23B与串联连接的电阻器元件R21T和R21B并联连接。切换元件S21T和S21B与电阻器元件R21T和R21B串联连接。切换元件S22T和S22B与电阻器元件R22T和R22B串联连接。切换元件S23T和S23B与电阻器元件R23T和R23B串联连接。
在这一实施例中，通过示例描述其中电阻器元件R11T和R11B中的每个电阻器元件的电阻是2R1、电阻器元件R12T和R12B中的每个电阻器元件的电阻是4R1、电阻器元件R13T和R13B中的每个电阻器元件的电阻是8R1、电阻器元件R21T和R21B中的每个电阻器元件的电阻是2R1、电阻器元件R22T和R22B中的每个电阻器元件的电阻是4R1并且电阻器元件R23T和R23B中的每个电阻器元件的电阻是8R1的情况。
例如使用诸如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)之类的FET(场效应晶体管)或者JFET(结型场效应晶体管)来形成切换元件S11T至S14T、S11B至S14B、S21T至S23T和S21B至S23B。因此，优选地调整切换元件S11T至S14T、S11B至S14B、S21T至S23T和S21B至S23B中的每个切换元件的导通电阻以满足以下等式(4)。由此减少元件变化、温度特性等的影响。
等式(4)：RS14＝RS13＝2×RS12＝4×RS11
＝RS23＝2×RS22＝4×RS21
注意RS11至RS14分别指示切换元件S11T至S14T的导通电阻并且也指示切换元件S11B至S14B的导通电阻。另外，RS21至RS23分别指示切换元件S21T至S23T的导通电阻并且也指示切换元件S21B至S23B的导通电阻。
另外如以下更具体描述的那样，由于切换元件S14T和S14B总是导通(短接)，所以未必需要它们。然而优选地提供切换元件S14T和S14B，因为它们对减少元件变化、温度特性等的影响有效。
可编程电压电流转换器PVIC1基于来自控制电路(未示出)的控制信号控制切换元件S11T至S14T、S11B至S14B和切换元件S21T至S23T、S21B至S23B中的每个切换元件的导通状态并且由此以可编程方式控制在输入端子IT与输出端子OT之间的组合电阻以及在输入端子IB与输出端子OB之间的组合电阻。反相放大电路1可以由此以所需电压增益放大输入电压Vin并且输出放大结果Vout。
<根据第一实施例的反相放大电路1的操作>
下文具体描述根据这一实施例的反相放大电路1的操作。
图5是示出根据第一实施例的在可编程电压电流转换器PVIC1中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态与反相放大电路1的电压增益之间的关系的图。
下文有时将切换元件S11T和S11B统称为切换元件S11。有时将切换元件S12T和S12B统称为切换元件S12。有时将切换元件S13T和S13B统称为切换元件S13。有时将切换元件S14T和S14B统称为切换元件S14。有时将切换元件S21T和S21B统称为切换元件S21。有时将切换元件S22T和S22B统称为切换元件S22。有时将切换元件S23T和S23B统称为切换元件S23。
(反相放大电路1在状态A中的操作)
首先描述反相放大电路1在其中切换元件S11至S13的第一和第二端子导通(在图中表示为“1-2”)、切换元件S14导通(短接)并且切换元件S21至S23关断(断开)的情况(下文也称为状态A)下的操作。
在状态A中，可编程电压电流转换器PVIC1的电压电流转换增益gm1是与图22中所示可编程电压电流转换器PVIC10的电压电流转换增益gm10相同的1/R1。另外，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1是与反相放大电路10的电压增益G10相同的20×log10(|G1|)dB。
更具体而言，在状态A中，电阻器元件R11T至R14T并联连接于输入端子IT与节点N11T(输出端子OT)之间。电阻器元件R11B至R14B并联连接于输入端子IB与节点N11B(输出端子OB)之间。因此，如从节点N11T所见的输入端子IT的组合电阻RtotalT和如从节点N11B所见的输入端子IB的组合电阻RtotalB由以下等式(5)表示。
等式(5)：RtotalT＝RtotalB＝R1
另外，在状态A中，由于切换元件S21至S23关断(断开)，所以可编程电压电流转换器PVIC1的输出电流Iin1在从可编程电压电流转换器PVIC1流向运算放大器OPA的电流是正电流时由以下等式(6)表示。
等式(6)：Iin1＝IoT-IOB＝(VINT-VINB)/R1
电流Iin1由反馈电阻器RFBT和RFBB转换成电压、然后从输出端子OUTT和OUTB输出。因此，反相放大电路1在状态A中的电压增益G1由以下等式(7)表示。
等式7：G1＝(VOUTT-VoUTB)/(VINT-VINB)
＝-Iin1×R2/(VINT-VINB)
＝-R2/R1
可编程电压电流转换器PVIC1的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的非反相输入端子和反相输入端子，该运算放大器具有反馈电阻器RFBT和RFBB的负反馈。因此，电压电流转换器PVIC1的输出端子OT和OB在相同电势(即被虚拟短路)。因而，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI是RtotalT或者RtotalB的两倍。因此，建立以下等式(8)。
等式(8)：RtotalI＝2R1
另一方面，可编程电压电流转换器PVIC1的输入端子IT和IB例如连接到其输出阻抗低到可忽略不计的放大电路(未示出)。因此，可编程电压电流转换器PVIC1的输入端子IT和IB在相同电势。因而，如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO是RtotalT或者RtotalB的两倍。因此，建立以下等式(9)。
等式(9)：RtotalO＝2R1
(反相放大电路1在状态B中的操作)
接着描述反相放大电路1在其中切换元件S11的第一和第三端子导通(在图中表示为“1-3”)、切换元件S12和S13的第一和第二端子导通、切换元件S14和S21导通(短接)并且切换元件S22和S23关断(断开)的情况(下文也称为状态B)下的操作。
在状态B中，可编程电压电流转换器PVIC1的电压电流转换增益gm1是1/(2R1)。因此，电压电流转换增益gm1是电压电流转换增益gm10的1/2。另外，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1是20×log10(|G1|/2)dB。因此，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约6dB。
更具体而言，在状态B中，电阻器元件R12T至R14T并联连接于输入端子IT与节点N11T(输出端子OT)之间。电阻器元件R12B至R14B并联连接于输入端子IB与节点N11B(输出端子OB)之间。另一方面，电阻器元件R11T和R11B串联连接于输入端子IT与IB之间。另外，电阻器元件R21T和R21B串联连接于输出端子OT与OB之间。
因此，如从节点N11T所见的输入端子IT的组合电阻RtotalT和如从节点N11B所见的输入端子IB的组合电阻RtotalB由以下等式(10)表示。
等式(10)：RtotalT＝RtotalB＝2R1
因此，反相放大电路1在状态B中的电压增益G1由以下等式(11)表示。
等式(11)：G1＝-R2/(2R1)
在这一情况下，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI由以下等式(12)表示，这是因为RtotalT或者RtotalB的两倍以及串联连接的电阻器元件R11T和R11B并联连接。
等式(12)：RtotalI＝2R1
另一方面，如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO由以下等式(13)表示，这是因为RtotalT或者RtotalB的两倍以及串联连接的电阻器元件R21T和R21B并联连接。等式(13)：RtotalO＝2R1
(反相放大电路1在状态C中的操作)
接着描述反相放大电路1在其中切换元件S11和S12的第一和第三端子导通、切换元件S13的第一和第二端子导通、切换元件S21、S22和S14导通(短接)并且切换元件S23关断(断开)的情况(下文也称为状态C)下的操作。
在状态C中，可编程电压电流转换器PVIC1的电压电流转换增益gm1是1/(4R1)。因此，电压电流转换增益gm1是电压电流转换增益gm10的1/4。另外，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1是20×log10(|G1|/4)dB。因此，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约12dB。
更具体而言，在状态C中，电阻器元件R13T至R14T并联连接于输入端子IT与节点N11T(输出端子OT)之间。电阻器元件R13B至R14B并联连接于输入端子IB与节点N11B(输出端子OB)之间。另一方面，电阻器元件R11T和R11B串联连接于输入端子IT与IB之间。电阻器元件R12T和R12B串联连接于输入端子IT与IB之间。另外，电阻器元件R21T和R21B串联连接于输出端子OT与OB之间。电阻器元件R22T和R22B串联连接于输出端子OT与OB之间。
因此，如从节点N11T所见的输入端子IT的组合电阻RtotalT和如从节点N11B所见的输入端子IB的组合电阻RtotalB由以下等式(14)表示。
等式(14)：RtotalT＝RtotalB＝4R1
因此，反相放大电路1在状态C中的电压增益G1由以下等式(15)表示。
等式(15)：G1＝-R2/(4R1)
在这一情况下，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI由以下等式(16)表示，这是因为RtotalT或者RtotalB的两倍、串联连接的电阻器元件R11T和R11B以及串联连接的电阻器元件R12T和R12B并联连接。
等式(16)：RtotalI＝2R1
另一方面，如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO由以下等式(17)表示，这是因为RtotalT或者RtotalB的两倍、串联连接的电阻器元件R21T和R21B以及串联连接的电阻器元件R22T和R22B并联连接。
等式(17)：RtotalO＝2R1
(反相放大电路1在状态D中的操作)
接着描述反相放大电路1在其中切换元件S11至S13的第一和第三端子导通并且切换元件S21至S23和S14导通(短接)的情况(下文也称为状态D)下的操作。
在状态D中，可编程电压电流转换器PVIC1的电压电流转换增益gm1是1/(8R1)。因此，电压电流转换增益gm1是电压电流转换增益gm10的1/8。另外，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1是20×log10(|G1|/8)dB。因此，反相放大电路1在这一情况下的电压增益G1从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约18dB。
更具体而言；在状态D中，电阻器元件R14T并联连接于输入端子IT与节点N11T(输出端子OT)之间。电阻器元件R14B并联连接于输入端子IB与节点N11B(输出端子OB)之间。另一方面，电阻器元件R11T、R11B、电阻器元件R12T、R12B和电阻器元件R13T、R13B分别串联连接于输入端子IT与IB之间。另外，电阻器元件R21T和R21B、电阻器元件R22T、R22B和电阻器元件R23T、R23B分别串联连接于输入端子IT与IB之间。另外，电阻器元件R21T和R21B串联连接于输出端子OT与OB之间。
因此，如从节点N11T所见的输入端子IT的组合电阻RtotalT和如从节点N11B所见的输入端子IB的组合电阻RtotalB由以下等式(18)表示。
等式(18)：RtotalT＝RtotalB＝8R1
因此，反相放大电路1在状态D中的电压增益G1由以下等式(19)表示。
等式(19)：G1＝-R2/(8R1)
在这一情况下，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI由以下等式(20)表示，这是因为RtotalT或者RtotalB的两倍、串联连接的电阻器元件R11T和R11B、串联连接的电阻器元件R12T和R12B以及串联连接的电阻器元件R13T和R13B并联连接。
等式(20)：RtotalI＝2R1
另一方面，如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻Rtotal0由以下等式(21)表示，这是因为RtotalT或者RtotalB的两倍、串联连接的电阻器元件R21T和R21B、串联连接的电阻器元件R22T和R22B以及串联连接的电阻器元件R23T和R23B并联连接。
等式(21)：RtotalO＝2R1
如以上描述的那样，根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC1通过以可编程方式切换多个切换元件中的每个切换元件的导通状态来设置具有所需电压电流转换增益gm1的电流流过的电流路径并且也设置基于电压电流转换增益gm1不再需要的电流绕行的备选路径(节点N12的路径和节点N21至N23的路径)。根据这一实施例的反相放大电路1即使在可编程电压电流转换器PVIC1中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态已经改变时仍然可以由此保持组合电阻RtotalI和RtotalO恒定。
因而在根据这一实施例的反相放大电路1中，放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外地变化这样的问题未出现。另外，在根据这一实施例的反相放大电路1中，在先前级(未示出)中的放大器电路的电压增益意外地变化这样的问题未出现，这是因为如从先前级中的放大器电路所见的电阻未改变。根据这一实施例的反相放大电路1可以由此输出准确的放大结果Vout。
注意虽然在这一实施例中通过示例描述其中可编程电压电流转换器PVIC1具有流过节点N21至N23的电流的备选路径(第一备选路径)和流过节点N12的电流的备选路径(第二备选路径)的情况，但是它不限于此。可以变更可编程电压电流转换器PVIC1为具有第一和第二备选路径中的至少一个备选路径的配置。例如仅有第一备选路径的配置可以抑制放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外变化。另一方面，仅有第二备选路径的配置可以抑制先前级中的放大器电路的电压增益的意外变化。
另外，虽然在这一实施例中通过示例描述其中反相放大电路1有选择地设置各自相差6dB的四个电压增益之一的情况，但是它不限于此。可以变更反相放大电路1为有选择地设置任何数目和任何值的电压增益的配置。
<第二实施例>
图6是示出根据第二实施例的反相放大电路(半导体集成电路)2的配置示例的图。图6中所示反相放大电路2与图3中所示反相放大电路1不同在于可编程电压电流转换器的配置。以下具体描述这一点。注意图6中所示反相放大电路2例如应用于图2中所示无线电通信终端500中的RF子系统603。
图6中所示反相放大电路2包括运算放大器(放大电路)OPA、反馈电阻器(第一反馈电阻器)RFBT、反馈电阻器(第二反馈电阻器)RFBB和可编程电压电流转换器(可变电阻器单元)PVIC2。除了可编程电压电流转换器PVIC2之外的部件与图3中所示反相放大电路1的部件相同并且未加以赘述。
图7是示出可编程电压电流转换器PVIC2的具体配置示例的电路图。可编程电压电流转换器PVIC2包括电阻器元件(第一电阻器元件)R30T至R34T、电阻器元件(第二电阻器元件)R3OB至R34B、切换元件(第一切换元件)S31T至S34T、切换元件(第二切换元件)S31B至S34B、切换元件(第三切换元件)S41T至S43T、切换元件(第四切换元件)S41B至S43B、电阻衰减器(第一电阻衰减器)ATT1T至ATT3T和电阻衰减器(第二电阻衰减器)ATT1B至ATT3B。
在电阻器元件R30T中，一端连接到输入端子IT，并且另一端连接到节点N31T。在电阻器元件R31T至R34T中，一端分别连接到节点N31T至N34T，并且另一端分别连接到切换元件S31T至S34T的一端。切换元件S31T至S34T的另一端连接到输出端子OT。在电阻衰减器ATT1T中，端子i连接到节点N31T，端子o连接到节点N32T，并且端子c连接到切换元件S41T的一端。在电阻衰减器ATT2T中，端子i连接到节点N32T，端子o连接到节点N33T，并且端子c连接到切换元件S42T的一端。在电阻衰减器ATT3T中，端子i连接到节点N33T，端子o连接到节点N34T，并且端子c连接到切换元件S43T的一端。切换元件S41T至S43T的另一端连接到节点(共同节点)N41。
在电阻器元件R30B中，一端连接到输入端子IB，并且另一端连接到节点N31B。在电阻器元件R31B至R34B中，一端分别连接到节点N31B至N34B，并且另一端分别连接到切换元件S31B至S34B的一端。切换元件S31B至S34B的另一端连接到输出端子OB。在电阻衰减器ATT1B中，端子i连接到节点N31B，端子o连接到节点N32B，并且端子c连接到切换元件S41B的一端。在电阻衰减器ATT2B中，端子i连接到节点N32B，端子o连接到节点N33B，并且端子c连接到切换元件S42B的一端。在电阻衰减器ATT3B中，端子i连接到节点N33B，端子o连接到节点N34B，并且端子c连接到切换元件S43B的一端。切换元件S41B至S43B的另一端连接到节点(共同节点)N41。
在这一实施例中，通过示例描述其中电阻器元件R30T至R34T和R30B至R34B中的每个电阻器元件的电阻是R1/2的情况。
例如使用FET(诸如MOSFET或者JFET)来形成切换元件S31T至S34T、S31B至S34B、S41T至S43T和S41B至S43B。注意切换元件S31T至S34T、S31B至S34B、S41T至S43T和S41B至S43B可以具有相同的导通电阻。
<电阻衰减器的第一具体配置示例>
图8是示出电阻衰减器的第一具体配置示例的图。图8中所示电阻衰减器是所谓T型电阻衰减器并且包括电阻器元件R51至R53。电阻器元件R51的一端连接到端子i。电阻器元件R52的一端连接到端子o。电阻器元件R53的一端连接到端子(共同端子)c。电阻器元件R51至R53的另一端彼此连接。
注意在以下示例中，通过示例描述其中从端子i所见的电阻衰减器的阻抗是RS、从端子o所见的电阻衰减器的阻抗是RL、电阻器元件R51和R52中的每个电阻器元件的电阻是Ratt1并且电阻器元件R53的电阻是Ratt2的情况。
电阻器元件R51至R53中的每个电阻器元件在图8中所示电阻衰减器的衰减量是XdB时的电阻值Ratt1和Ratt2由以下等式(22)和(23)表示。
等式(22)：
Ratt 1 = RS &CenterDot; k 2 + 1 k 2 - 1 - 2 RS &CenterDot; RL &CenterDot; k k 2 - 1
等式(23)：
Ratt 2 = 2 RS &CenterDot; RL &CenterDot; k k 2 - 1
其中k＝10X/20。
<电阻衰减器的第二具体配置示例>
图9是示出电阻衰减器的第二具体配置示例的图。图9中所示电阻衰减器是所谓π型电阻衰减器并且包括电阻器元件R61至R63。在电阻器元件R61中，一端连接到端子(共同端子)c，并且另一端连接到端子i。在电阻器元件R62中，一端连接到端子c，并且另一端连接到端子o。在电阻器元件R63中，一端连接到端子i，并且另一端连接到端子o。
注意在以下示例中，通过示例描述其中从端子i所见的电阻衰减器的阻抗是RS、从端子o所见的电阻衰减器的阻抗是RL、电阻器元件R61和R62中的每个电阻器元件的电阻是Ratt1并且电阻器元件R63的电阻是Ratt2的情况。
电阻器元件R61至R63中的每个电阻器元件在图9中所示电阻衰减器的衰减量是XdB时的电阻值Ratt1和Ratt2由以下等式(24)和(24)表示。
等式(24)：
Ratt 1 = ( k 2 - 1 ) &CenterDot; RS &CenterDot; RL RL RS &CenterDot; ( k 2 + 1 ) - 2 k 2
等式(25)：
Ratt 2 = RS &CenterDot; RL &CenterDot; k 2 - 1 2 k
其中k＝10X/20。
在这一实施例中，通过示例描述其中电阻衰减器ATT1T至ATT3T和ATT1B至ATT3B都是图8中所示T型电阻衰减器的情况。
在每个电阻衰减器的衰减量是6dB时，k≈2。另外，在RS＝RL＝R1/2时，根据等式(22)和(23)，Ratt1＝R1/6并且Ratt2＝2R1/3。下文通过示例描述其中Ratt1＝R1/6并且Ratt2＝2R1/3的情况。
可编程电压电流转换器PVIC2基于来自控制电路(未示出)的控制信号控制切换元件S31T至S34T、S31B至S34B、S41T至S43T和S41B至S43B中的每个切换元件的导通状态并且由此控制在输入端子IT与输出端子OT之间的组合电阻和在输入端子IB与输出端子OB之间的组合电阻。反相放大电路2可以由此以所需电压增益放大输入电压Vin并且输出放大结果(差分放大信号)Vout。
<根据第二实施例的反相放大电路2的操作>
下文具体描述根据这一实施例的反相放大电路2的操作。图10是示出根据第二实施例的在可编程电压电流转换器PVIC2中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态与反相放大电路2的电压增益之间的关系的图。
(反相放大电路2在状态A中的操作)
首先描述反相放大电路2在其中切换元件S31T和S31B导通并且其它切换元件关断(断开)的情况(下文也称为状态A)下的操作。
在状态A中，可编程电压电流转换器PVIC2的电压电流转换增益gm2是与图22中所示可编程电压电流转换器PVIC10的电压电流转换增益gm10相同的1/R1。另外，反相放大电路2在这一情况下的电压增益G2是与反相放大电路10的电压增益G10相同的20×log10(|G2|)dB。
更具体而言，在状态A中，电阻器元件R30T和R31T串联连接于输入端子IT与输出端子OT之间。电阻器元件R30B和R31B串联连接于输入端子IB与输出端子OB之间。因此，如从输出端子OT所见的输入端子IT的组合电阻RtotalT和如从输出端子OB所见的输入端子IB的组合电阻RtotalB由以下等式(26)表示。
等式(26)：RtotalT＝RtotalB＝R1
因此，在状态A中，可编程电压电流转换器PVIC2的输出电流Iin2在从可编程电压电流转换器PVIC2流向运算放大器OPA的电流是正电流时由以下等式(27)表示。
等式(27)：Iin2＝IoT-IoB＝(VINT-VINB)/R1
电流Iin2由反馈电阻器RFBT和RFBB转换成电压，并且然后从输出端子OUTT和OUTB输出。因此，反相放大电路2在状态A中的电压增益G2由以下等式(28)表示。
等式(28)：G2＝(VOUTT-VOUTB)/(VINT-VINB)
＝-Iin2×R2/(VINT-VINB)
＝-R2/R1
可编程电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的非反相输入端子和反相输入端子，该运算放大器具有反馈电阻器RFBT和RFBB的负反馈。因此，电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB在相同电势(即被虚拟短路)。因而，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI是RtotalT或者RtotalB的两倍。因此，建立以下等式(29)。等式(29)：RtotalI＝2R1
另一方面，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB例如连接到其输出阻抗低到可忽略不计的放大电路(未示出)。因此，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB在相同电势。因而，如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO是RtotalT或者RtotalB的两倍。因此，建立以下等式(30)。等式(30)：RtotalO＝2R1
(反相放大电路2在状态B中的操作)
接着描述反相放大电路2在其中切换元件S32T、S32B、S41T和S41B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)的情况(下文也称为状态B)下的操作。
在状态B中，由于切换元件S31T和S31B关断(断开)，所以无电流流过串联连接到这些切换元件的电阻器元件R31T和R31B。另外，由于切换元件S33T、S34T、S42T、S43T、S33B、S34B、S42B和S43B关断(断开)，所以无电流流过连接到这些切换元件的电阻衰减器ATT2T、ATT3T、ATT2B和ATT3B。
图11是示出可编程电压电流转换器PVIC2在状态B中的配置的图，其中未图示切换元件和无电流流过的路径。如从图11清楚可见，在状态B中，可编程电压电流转换器PVIC2在从输入端子IT和IB看见输出端子OT和OB时的配置以及可编程电压电流转换器PVIC2在从输出端子OT和OB看见输入端子IT和IB时的配置相同。
可编程电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的非反相输入端子和反相输入端子，该运算放大器具有反馈电阻器RFBT和RFBB的负反馈。因此，电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB在相同电势(即被虚拟短路)。另一方面，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB例如连接到其输出阻抗低到可忽略不计的放大电路(未示出)。因此，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB在相同电势。因而，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI以及如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO由以下等式(31)表示。
等式(31)：RtotalI＝RtotalO＝2R1
图12是图11的等效电路。参照图12，在状态B中，可编程电压电流转换器PVIC2的输出电流Iin2在从可编程电压电流转换器PVIC2流向运算放大器OPA的电流是正电流时由以下等式(32)表示。
等式(32)：Iin2＝IoT-IoB＝(VINT-VINB)/(2R1)
因此，反相放大电路2在状态B中的电压增益G2由以下等式(33)表示。
等式(33)：G2＝(VOUTT-VoUTB)/(V1NT-VINB)
＝-Iin2×R2/(VINT-VINB)
＝-R2/(2R1)
换而言之，反相放大电路2在状态B中的电压增益G2是20×log10(|G2|/2)dB。因此，反相放大电路2在状态B中的电压增益G2从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约6dB。
(反相放大电路2在状态C中的操作)
接着描述反相放大电路2在其中切换元件S33T、S33B、S41T、S41B、S42T和S42B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)的情况(下文也称为状态C)下的操作。
在状态C中，由于切换元件S31T、S31B、S32T和S32B关断(断开)，所以无电流流过串联连接到这些切换元件的电阻器元件R31T、R31B、R32T和R32B。另外，由于切换元件S34T、S34B、S43T和S43B关断(断开)，所以无电流流过连接到这些切换元件的电阻衰减器ATT3T和ATT3B。
图13是示出可编程电压电流转换器PVIC2在状态C中的配置的图，其中未图示切换元件和无电流流过的路径。如从图13清楚可见，在状态C中，可编程电压电流转换器PVIC2在从输入端子IT和IB看见输出端子OT和OB时的配置以及可编程电压电流转换器PVIC2在从输出端子OT和OB看见输入端子IT和IB时的配置相同。
可编程电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的非反相输入端子和反相输入端子，该运算放大器具有反馈电阻器RFBT和RFBB的负反馈。因此，电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB在相同电势(即被虚拟短路)。在另一方面，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB例如连接到其输出阻抗低到可忽略不计的放大电路(未示出)。因此，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB在相同电势。因而，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI以及如从输出端子0T和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO由以下等式(34)表示。
等式(31)：RtotalI＝RtotalO＝2R1
图14是图13的等效电路。参照图14，在状态C中，可编程电压电流转换器PVIC2的输出电流Iin2在从可编程电压电流转换器PVIC2流向运算放大器OPA的电流是正电流时由以下等式(35)表示。
等式(35)：Iin2＝IoT-IoB＝(V1NT-VINB)/(4R1)
因此，反相放大电路2在状态C中的电压增益G2由以下等式(36)表示。
等式(36)：G2＝(VOUTT-VOUTB)/(VINT-VINB)
＝-Iin2×R2/(VINT-VINB)
＝-R2/(4R1)
换而言之，反相放大电路2在状态C中的电压增益G2是20×log10(|G2|/4)dB。因此，反相放大电路2在状态C中的电压增益G2从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约12dB。
(反相放大电路2在状态D中的操作)
接着描述反相放大电路2在其中切换元件S34T、S34B、S41T、S41B、S42T、S42B、S43T和S43B导通(短接)并且其它切换元件关断(断开)的情况(下文也称为状态D)下的操作。
在状态D中，由于切换元件S31T、S31B、S32T、S32B、S33T和S33B关断(断开)，所以无电流流过串联连接到这些切换元件的电阻器元件R31T、R31B、R32T、R32B、R33T和R33B。
图15是示出可编程电压电流转换器PVIC2在状态D中的配置的图，其中未图示切换元件和无电流流过的路径。如从图15清楚可见，在状态D中，可编程电压电流转换器PVIC2在从输入端子IT和IB看见输出端子OT和OB时的配置以及可编程电压电流转换器PVIC2在从输出端子OT和OB看见输入端子IT和IB时的配置相同。
可编程电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB分别连接到运算放大器OPA的非反相输入端子和反相输入端子，该运算放大器具有反馈电阻器RFBT和RFBB的负反馈。因此，电压电流转换器PVIC2的输出端子OT和OB在相同电势(即被虚拟短路)。在另一方面，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB例如连接到其输出阻抗低到可忽略不计的放大电路(未示出)。因此，可编程电压电流转换器PVIC2的输入端子IT和IB在相同电势。因而，如从输入端子IT和IB所见的输出端子OT和OB的组合电阻RtotalI以及如从输出端子OT和OB所见的输入端子IT和IB的组合电阻RtotalO由以下等式(37)表示。
等式(37)：RtotalI＝RtotalO＝2R1
图16是图15的等效电路。参照图16，在状态D中，可编程电压电流转换器PVIC2的输出电流Iin2在从可编程电压电流转换器PVIC2流向运算放大器OPA的电流是正电流时由以下等式(38)表示。
等式(38)：Iin2＝IoT-IoB＝(VINT-VINB)/(8R1)
因此，反相放大电路2在状态D中的电压增益G2由以下等式(39)表示。
等式(39)：G2＝(VOUTT-VoUTB)/(VINT-VINB)
＝-Iin2×R2/(VINT-VINB)
＝-R2/(8R1)
换而言之，反相放大电路2在状态D中的电压增益G2是20×log10(|G2|/8)dB。因此，反相放大电路2在状态D中的电压增益G2从反相放大电路10的电压增益G10被衰减约18dB。
如以上描述的那样，根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC2通过以可编程方式切换多个切换元件中的每个切换元件的导通状态来设置具有所需电压电流转换增益gm2的电流流过的电流路径并且也设置基于电压电流转换增益gm2不再需要的电流绕行的备选路径(节点N41的路径)。根据这一实施例的反相放大电路2即使在可编程电压电流转换器PVIC2中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态已经改变时仍然可以由此保持组合电阻RtotalI和RtotalO恒定。
因而在根据这一实施例的反相放大电路2中，放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外地变化这样的问题未出现。另外，在根据这一实施例的反相放大电路2中，在先前级(未示出)中的放大器电路的电压增益意外地变化这样的问题未出现，这是因为如从先前级中的放大器电路所见的电阻未改变。根据这一实施例的反相放大电路2可以由此输出准确的放大结果Vout。
另外，在根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC2中，向处于关断状态(断开)的切换元件施加的电压与可编程电压电流转换器PVIC1的情况比较更低。例如使用FET(诸如MOSFET或者JFET)来形成切换元件。因此，随着半导体工艺变得更精细，漏电流可能流入处于关断状态的切换元件。鉴于这一点，根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC2减少向处于关断状态的切换元件施加的电压以由此抑制流过处于关断状态的切换元件的漏电流。根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC2可以由此更准确地执行电压电流转换。以下简要描述可编程电压电流转换器PVIC1与可编程电压电流转换器PVIC2之间的不同。
<可编程电压电流转换器PVIC1与PVIC2之间的不同>
首先，在可编程电压电流转换器PVIC1(见图4)中，由于虚拟短路输出端子OT和OB，所以指示了指定的偏置电压电平。例如在向输入端子IT和IB供应大输入电压Vin时，处于关断状态的切换元件的两个端子之间施加大电压。因此有漏电流流向处于关断状态的切换元件这样的可能性。
另一方面，在可编程电压电流转换器PVIC2(见图7)中，即使在向输入端子IT和IB供应大输入电压Vin时，输入电压Vin由电阻衰减器ATT1T和ATT3T以及电阻衰减器ATT1B至ATT3B划分，因此处于关断状态的切换元件的两个端子之间施加的电压小。由此抑制流过处于关断状态的切换元件的漏电流。参照具体示例描述这一点。
图17是示出可编程电压电流转换器PVIC2在状态B中的配置的图。如图17中所示，处于关断状态(断开)的切换元件是切换元件S31T、S31B、S33T、S33B、S34T、S34B、S42T、S42B、S43T和S43B。即使在向输入端子IT和IB供应大输入电压Vin时，输入电压Vin仍然由在网格(mesh)中布置的电阻器元件划分，因此在处于关断状态的切换元件的两个端子之间施加的电压小。由此抑制流过处于关断状态的切换元件的漏电流。这同样适用于状态A、C和D的情况。
虽然在这一实施例中通过示例描述其中反相放大电路2有选择地设置各自相差6dB的四个电压增益之一的情况，但是它不限于此。可以变更反相放大电路2为有选择地设置任何数目和任何值的电压增益的配置。
另外，虽然在这一实施例中通过示例描述其中电阻衰减器ATT1T至ATT3T和ATT1B至ATT3B都是图8中所示T型电阻衰减器的情况，但是它不限于此，在电阻衰减器ATT1T至ATT3T和ATT1B至ATT3B是图9中所示π型电阻衰减器时可以获得相同有利效果。
<第三实施例>
图18是示出根据第三实施例的反相放大电路(半导体集成电路)3的配置示例的图。图3中所示反相放大电路1是全差分反向放大电路。另一方面，图18中所示反相放大电路3是单端反相放大电路。以下具体描述这一点。图18中所示反相放大电路3例如应用于图2中所示无线电通信终端500中的RF子系统603。
图18中所示反相放大电路3包括运算放大器(放大电路)OPA、反馈电阻器RFBT和可编程电压电流转换器(可变电阻器单元)PVIC3。注意图18中所示反相放大电路的与图3中所示反相放大电路3的部件相同的部件由相同标号表示并且未加以赘述。
可编程电压电流转换器PVIC3的输入端子IT连接到反相放大电路3的输入端子(外部输入端子)INT。可编程电压电流转换器PVIC3的输出端子OT连接到运算放大器OPA的反相输入端子。运算放大器OPA的非反相输入端子连接到接地电压(参考电压)被供应到的接地电压端子(参考电压端子)GND。运算放大器OPA的输出端子连接到反相放大电路3的输出端子OUTT。反馈电阻器RFBT放置于运算放大器OPA的输出端子与反相输入端子之间。
图19是示出可编程电压电流转换器PVIC3的具体配置示例的电路图。可编程电压电流转换器PVIC3包括电阻器元件(第一电阻器元件)R11T至R14T、电阻器元件(第二电阻器元件)R21T至R23T、切换元件(第一切换元件)S11T至S14T和切换元件(第二切换元件)S21T至S23T。因此，可编程电压电流转换器PVIC3仅包括在可编程电压电流转换器PVIC1的真侧(True side)上提供的多个电阻器元件和多个切换元件。
图19中所示可编程电压电流转换器PVIC3的与图4中所示可编程电压电流转换器PVIC1的部件相同的部件由相同标号表示并且未加以赘述。注意节点N12和N21至N23连接到接地电压端子GND。
可编程电压电流转换器PVIC3基于来自控制电路(未示出)的控制信号控制切换元件S11T至S14T和切换元件S21T至S23T中的每个切换元件的导通状态并且由此以可编程方式控制在输入端子IT与输出端子OT之间的组合电阻。反相放大电路3可以由此以所需电压增益放大输入电压Vin并且输出放大结果(经放大的信号)Vout。
可编程电压电流转换器PVIC3的具体操作与可编程电压电流转换器PVIC1在真侧(True side)上的操作相同并且因此未加以赘述。
如以上描述的那样，根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC3通过以可编程方式切换多个切换元件中的每个切换元件的导通状态来设置具有所需电压电流转换增益的电流流过的电流路径并且也设置基于电压电流转换增益不再需要的电流绕行的备选路径(节点N12的路径和节点N21至N23的路径)。根据这一实施例的反相放大电路3即使在可编程电压电流转换器PVIC3中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态已经改变时仍然可以由此保持组合电阻RtotalI和RtotalO恒定。
因而在根据这一实施例的反相放大电路3中，放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外地变化这样的问题未出现。另外，在根据这一实施例的反相放大电路3中，在先前级(未示出)中的放大器电路的电压增益意外地变化这样的问题未出现，这是因为如从先前级中的放大器电路所见的电阻未改变。根据这一实施例的反相放大电路3可以由此输出准确的放大结果Vout。
注意虽然在这一实施例中通过示例描述其中可编程电压电流转换器PVIC3具有流过节点N21至N23的电流的备选路径(第一备选路径)和流过节点N12的电流的备选路径(第二备选路径)的情况，但是它不限于此。可以变更可编程电压电流转换器PVIC3为具有第一和第二备选路径中的至少一个备选路径的配置。例如仅有第一备选路径的配置可以抑制放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外变化。另一方面，仅有第二备选路径的配置可以抑制先前级中的放大器电路的电压增益的意外变化。
<第四实施例>
图20是示出根据第四实施例的反相放大电路(半导体集成电路)4的配置示例的图。图20中所示反相放大电路4与图18中所示反相放大电路3不同在于可编程电压电流转换器的配置。以下具体描述这一点。图20中所示反相放大电路4例如应用于图2中所示无线电通信终端500中的RF子系统603。
图20中所示反相放大电路4包括运算放大器(放大电路)OPA、反馈电阻器RFBT和可编程电压电流转换器(可变电阻器单元)PVIC4。除了可编程电压电流转换器PVIC4之外的部件与图18中所示反相放大电路3的部件相同并且未加以赘述。
图21是示出可编程电压电流转换器PVIC4的具体配置示例的电路图。可编程电压电流转换器PVIC4包括电阻器元件(第一电阻器元件)R30T至R34T、切换元件(第一切换元件)S31T至S34T、切换元件(第二切换元件)S41T至S43T和电阻衰减器ATT1T至ATT3T。因此，可编程电压电流转换器PVIC4仅包括在可编程电压电流转换器PVIC2的真侧(True side)上提供的多个电阻器元件和多个切换元件。
图21中所示可编程电压电流转换器PVIC4的与图7中所示可编程电压电流转换器PVIC2的部件相同的部件由相同标号表示并且未加以赘述。注意节点N41连接到接地电压端子GND。
可编程电压电流转换器PVIC4基于来自控制电路(未示出)的控制信号控制切换元件S31T至S34T和S41T至S43T中的每个切换元件的导通状态并且由此以可编程方式控制在输入端子IT与输出端子OT之间的组合电阻。反相放大电路4可以由此以所需电压增益放大输入电压Vin并且输出放大结果(经放大的信号)Vout。
可编程电压电流转换器PVIC4的具体操作与可编程电压电流转换器PVIC2在真侧(True side)上的操作相同并且因此未加以赘述。
如以上描述的那样，根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC4通过以可编程方式切换多个切换元件中的每个切换元件的导通状态来设置具有所需电压电流转换增益的电流流过的电流路径并且也设置基于电压电流转换增益不再需要的电流绕行的备选路径(节点N41的路径)。根据这一实施例的反相放大电路4即使在可编程电压电流转换器PVIC4中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态已经改变时仍然可以由此保持组合电阻RtotalI和RtotalO恒定。
因而在根据这一实施例的反相放大电路4中，放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外地变化这样的问题未出现。另外，在根据这一实施例的反相放大电路4中，在先前级(未示出)中的放大器电路的电压增益意外地变化这样的问题未出现，这是因为如从先前级中的放大器电路所见的电阻未改变。根据这一实施例的反相放大电路4可以由此输出准确的放大结果Vout。
另外，在根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC4中，向处于关断状态(断开)的切换元件施加的电压与可编程电压电流转换器PVIC3的情况比较更低。例如使用FET(诸如MOSFET或者JFET)来形成切换元件。因此，随着半导体工艺变得更精细，漏电流可能流入处于关断状态的切换元件。鉴于这一点，根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC4减少向处于关断状态的切换元件施加的电压以由此抑制流过处于关断状态的切换元件的漏电流。根据这一实施例的可编程电压电流转换器PVIC4可以由此更准确地执行电压电流转换。
如以上描述的那样，根据第一至第四实施例的可编程电压电流转换器通过以可编程方式切换多个切换元件中的每个切换元件的导通状态来设置具有所需电压电流转换增益的电流流过的电流路径并且也设置基于电压电流转换增益不再需要的电流绕行的备选路径。根据第一至第四实施例的反相放大电路即使在可编程电压电流转换器中提供的多个切换元件中的每个切换元件的导通状态已经改变时仍然可以由此保持输入/输出阻抗(组合电阻RtotalI、RtotalO)恒定。
因而在根据第一至第四实施例的反相放大电路中，放大结果Vout的频率特性由于反馈信号的相位旋转而意外地变化这样的问题未出现。另外，在根据第一至第四实施例的反相放大电路中，在先前级(未示出)中的放大器电路的电压增益意外地变化这样的问题未出现，这是因为如从先前级中的放大器电路所见的电阻未改变。根据第一至第四实施例的反相放大电路可以由此输出准确的放大结果Vout。
虽然在以上实施例中通过示例描述其中可编程电压电流转换器的输入/输出阻抗(组合电阻RtotalI，RtotalO)始终恒定的情况，但是它不限于此，只要可以通过使基于电压电流转换增益不再需要的电流绕行来抑制可编程电压电流转换器的输入/输出阻抗的变化即可。
<与引用的参考文献的不同>
在H.-H.Nguyen等人的以下参考文献中公开的配置中，反馈电阻器部分的配置不同于图23中所示反相放大电路20的配置：″84dB5.2mA digitally-controlled variable gain amplifier″，E1ectronics Letters，2008，Vo1.44，No.5，pp.344-345。更具体而言，在其中公开的配置中，可以用可编程方式设置反馈电阻器的电阻。然而与图23中所示反相放大电路20中相同的问题也在其中公开的配置中出现。另一方面，那些问题在根据如在前文中描述的上述实施例的反相放大电路1至4中未出现。
注意在反相放大电路的反馈电阻器部分中，一般也提供电容器元件等以便形成信道滤波器。因此，在H.-H.Nguyen等人的以下参考文献中公开的配置中，电路尺寸增加：″84dB5.2mA digitally-controlledvariable gain amplifier″，Electronics Letters，2008，Vo1.44，No.5，pp.344-345。
本领域普通技术人员可以根据需要组合第一至第四实施例。
尽管已经在若干实施例方面描述本发明，但是本领域技术人员将认识到，可以在所附权利要求的精神和范围内用各种修改实现本发明，并且本发明不限于以上描述的示例。
另外，权利要求的范围不受以上描述的实施例限制。
另外注意，申请人的意图是即使以后在专利审查期间被修改却仍然涵盖所有要求保护的元件的等价物。

Claims (19)

1.一种半导体集成电路，包括：
运算放大器，其放大向反相输入端子供应的输入电压与向非反相输入端子供应的参考电压之间的电压差并且输出经放大的信号；
反馈电阻器，其执行所述经放大的信号向所述运算放大器的所述反相输入端子的负反馈；以及
可变电阻器单元，其在外部输入端子与所述运算放大器的所述反相输入端子之间根据控制信号设置具有第一电阻值的电流路径，并且在所述电流路径上的节点与所述参考电压被供应到的参考电压端子之间根据所述控制信号设置具有第二电阻值的第一备选路径。
2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元在所述运算放大器的所述反相输入端子与所述参考电压端子之间设置所述第一备选路径。
3.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元以如下方式设置所述电流路径和所述第一备选路径，如从所述运算放大器所见的所述可变电阻器单元的阻抗无论所述控制信号的状态如何都恒定。
4.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元在所述外部输入端子与所述参考电压端子之间根据所述控制信号进一步设置具有所述第二电阻值的第二备选路径。
5.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元以如下方式设置所述电流路径、所述第一备选路径和所述第二备选路径，如从所述运算放大器所见的所述可变电阻器单元的阻抗无论所述控制信号的状态如何都恒定，并且如从所述外部输入端子所见的所述可变电阻器单元的阻抗无论所述控制信号的状态如何都恒定。
6.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元在所述外部输入端子与所述参考电压端子之间设置所述第一备选路径。
7.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元包括：
多个第一电阻器元件，并联放置于所述外部输入端子与所述运算放大器的所述反相输入端子之间，
多个第一切换元件，分别放置于所述多个第一电阻器元件与所述运算放大器的所述反相输入端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，
多个第二电阻器元件，并联放置于所述运算放大器的所述反相输入端子与所述参考电压端子之间，以及
多个第二切换元件，分别与所述多个第二电阻器元件串联连接并且具有基于所述控制信号控制的导通状态。
8.根据权利要求7所述的半导体集成电路，其中所述多个第一切换元件基于所述控制信号将所述多个第一电阻器元件中的每个第一电阻器元件连接到所述运算放大器的所述反相输入端子和所述参考电压端子之一。
9.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元包括：
多个第一电阻器元件，并联放置于所述外部输入端子与所述运算放大器的所述反相输入端子之间，
多个第一切换元件，分别放置于所述多个第一电阻器元件的一端与所述运算放大器的所述反相输入端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，
多个电阻衰减器，分别放置于所述多个第一电阻器元件的另一端之间，以及
多个第二切换元件，分别放置于所述多个电阻衰减器的共同端子与所述参考电压端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态。
10.一种半导体集成电路，包括：
运算放大器；
第一反馈电阻器，其执行所述运算放大器的差分输出信号之一的负反馈；
第二反馈电阻器，其执行所述运算放大器的差分输出信号中的另一差分输出信号的负反馈；以及
可变电阻器单元，其分别在第一外部输入端子与所述运算放大器的反相输入端子之间和在第二外部输入端子与所述运算放大器的非反相输入端子之间根据控制信号设置具有第一电阻值的第一电流路径和第二电流路径，并且在所述第一电流路径和所述第二电流路径上的节点之间根据所述控制信号设置具有第二电阻值的第一备选路径。
11.根据权利要求10所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元在所述运算放大器的所述反相输入端子与所述非反相输入端子之间设置所述第一备选路径。
12.根据权利要求11所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元以如下方式设置所述第一电流路径、所述第二电流路径和所述第一备选路径，如从所述运算放大器所见的所述可变电阻器单元的阻抗无论所述控制信号的状态如何都恒定。
13.根据权利要求11所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元在所述第一外部输入端子与所述第二外部输入端子之间根据所述控制信号进一步设置具有所述第二电阻值的第二备选路径。
14.根据权利要求13所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元以如下方式设置所述第一电流路径、所述第二电流路径、所述第一备选路径和所述第二备选路径，如从所述运算放大器所见的所述可变电阻器单元的阻抗无论所述控制信号的状态如何都恒定，并且如从所述第一外部输入端子和所述第二外部输入端子所见的所述可变电阻器单元的阻抗无论所述控制信号的状态如何都恒定。
15.根据权利要求10所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元在所述第一外部输入端子与所述第二外部输入端子之间设置所述第一备选路径。
16.根据权利要求10所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元包括：
多个第一电阻器元件，并联放置于所述第一外部输入端子与所述运算放大器的所述反相输入端子之间，
多个第二电阻器元件，并联放置于所述第二外部输入端子与所述运算放大器的所述非反相输入端子之间，
多个第一切换元件，分别放置于所述多个第一电阻器元件与所述运算放大器的所述反相输入端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，
多个第二切换元件，分别放置于所述多个第二电阻器元件与所述运算放大器的所述非反相输入端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，
多个第三电阻器元件，并联放置于所述运算放大器的所述反相输入端子与所述非反相输入端子之间，以及
多个第三切换元件，分别与所述多个第三电阻器元件串联连接并且具有基于所述控制信号控制的导通状态。
17.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其中：
所述多个第一切换元件基于所述控制信号将所述多个第一电阻器元件中的每个第一电阻器元件连接到所述运算放大器的所述反相输入端子和共同节点之一，并且
所述多个第二切换元件基于所述控制信号将所述多个第二电阻器元件中的每个第二电阻器元件连接到所述运算放大器的所述非反相输入端子和所述共同节点之一。
18.根据权利要求10所述的半导体集成电路，其中所述可变电阻器单元包括：
多个第一电阻器元件，并联放置于所述第一外部输入端子与所述运算放大器的所述反相输入端子之间，
多个第二电阻器元件，并联放置于所述第二外部输入端子与所述运算放大器的所述非反相输入端子之间，
多个第一切换元件，分别放置于所述多个第一电阻器元件的一端与所述运算放大器的所述反相输入端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，
多个第二切换元件，分别放置于所述多个第二电阻器元件的一端与所述运算放大器的所述非反相输入端子之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，
多个第一电阻衰减器，分别放置于所述多个第一电阻器元件的另一端之间，
多个第二电阻衰减器，分别放置于所述多个第二电阻器元件的另一端之间，
多个第三切换元件，分别放置于所述多个第一电阻衰减器的共同端子与共同节点之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态，以及
多个第四切换元件，分别放置于所述多个第二电阻衰减器的共同端子与所述共同节点之间并且具有基于所述控制信号控制的导通状态。
19.一种无线电通信终端，包括根据权利要求1至18中的任一权利要求所述的半导体集成电路。
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