CN103441672A - 一种基于辅助绕组式采样电路的自激buck电路 - Google Patents

Abstract

一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路，该电路采用电流采样电路代替原有采用电阻进行电流采样，采用在滤波电感上增加辅助绕组的方式实现对BUCK电流的采样，巧妙的构造了一个反向的三角波信号实现对开关管的控制，电流采样电路包括耦合电感、二极管及电阻，本发明相比现有自激Buck变换技术损耗更小，效率更高，大大加大了电路的工作效率。

Description

一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路

技术领域

本发明涉及一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路，属于电子电路设计领域。 

背景技术

在中小功率应用场合，与他激式DC/DC变换器和线性稳压电路相比，自激式DC/DC变换器具有电路简单、元器件少、效率高、成本低等优点。 

目前自激式Buck变换器一般通过对输出滤波电感增加辅助绕组实现对开关管的开通控制；通过对输出电压采样后的信号与三极管的电压Vbe比较或者与基准稳压器比较，再通过一定的电路实现对开关管的关断控制，进而达到输出电压稳定的目的。 

中国CN201110459166.6号专利公开了一种自激式Buck变换器电路，如图1所示，图中Vi、Vo分别为变换器的输入、输出电压。电感L1、电容C1、二极管D1、开关管V1构成Buck主电路，电流采样电阻R1串联于Buck主电路中，其一端与PNP三极管Q1的发射极相连，另一端通过与开关管V1漏极相连，实现对变换器主电路电流的采样。自激驱动电路的两端分别与开关管V1的栅极和源极相连，二极管D2的阳极和阴极分别于三极管Q3的集电极和发射极相连。耦合电感L1标记同名端侧与二极管D1的阴极相连，耦合电感L2与电感L1采用同一磁芯。耦合电感L2未标记同名端侧与V1的源极相连，L2标记同名端侧与电阻R10和电容C3串联后接于D2的阴极，实现开关管的开通时刻控制。电阻R8和电容C2串联连接于基准稳压器D3的基准端和阴极端，用于实现变换器的反馈控制，进而实现对输出电压的稳定。基准稳压器D3的阴极端分别通过电阻R3和R6与PNP三极管Q1的基极和发射极相连，实现开关管V1的关断时刻控制。工作原理如下：当输出电压超过设定值时，基准稳压器阴极电流增 加，Vk下降，R1、R2上分得的电压增加，而此时电阻R1从主电路上采样的电压三角波斜率不变，叠加后的电压增加，Q1导通时刻提前，进而变换器占空比减小，使输出电压降低；当输出电压降低时，D3上电流减小，Vk增加，则R1、R2上分得的电压减小，电阻R1从主电路上采样的三角波斜率仍然不变，则叠加后的电压减小，Q1饱和导通时刻滞后，进而变换器占空比增加，使输出电压增加，最终变换器达到输出电压稳定的状态。 

该电路的不足之处在于：采样电阻R1串联于主电路中，电流较大，功耗较大，对变换器效率有很大影响。 

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路，解决了目前现有自激型Buck电路中电流较大、功耗较大、效率不高的问题，大大提高了电路工作的效率。 

本发明的技术解决方案是： 

一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路包括电感L1、电容C1、二极管D1、二极管D2、开关管V1、输出采样电阻R11及R12、PNP三极管Q1、NPN三极管Q2、PNP三极管Q3、分压电阻R1、R2及R3、电阻R4、电阻R5、电阻R9、PI调节电路、自激驱动电路和电流采样电路，其中电感L1、电容C1、二极管D1、MOS管构成Buck主电路，输出采样电阻R11和R12相互串联后并联于负载端，电流采样电路又包括耦合电感L3、二极管D4及电阻R13、R14。 

所述PNP三极管Q1的发射极、PI调节电路连接于输入电压Vi正极相连；所述PNP三极管Q1的基通过电阻R2连接于MOS管V1的漏极；所述PNP三极管Q1的基极与分压电阻R1的一端相连，同时又与分压电阻R2的另一端及R3的一端相连，R3的另一端与所述PI调节电路输出端相连；所述PNP三极管Q1的发射极经电阻R4、R5与Vi的负极相连；PNP三极管Q1的集电极通过电阻R4与NPN三极管Q2的基极相连；所述PI调节电路的输入端与输出 采样电阻R11和R12相连；所述PNP三极管Q1的输出电流用于控制开关管V1的关断；所述自激驱动电路连接于开关管V1的栅极和源极，二极管D2和PNP三极管Q3并联于所述自激驱动电路的两端；电阻R9连接于PNP三极管Q3的发射极和基极。 

所述分压电阻R1的另一端与电流采样电路中的电阻R14和采样电阻R13的一端以及耦合电感L3的非同名端相连；耦合电感L3的同名端与电阻R14另一端相连并相连与二极管D4的阳极；二极管D4的阴极与采样电阻R13的另一端相连并相连与输入电压Vi。 

本发明与现有技术相比的有益效果是： 

（1）本发明采用电流采样电路，采用在滤波电感上增加辅助绕组的方式实现对BUCK电流的采样，巧妙的构造了一个反向的三角波信号实现对开关管的控制。比现有自激Buck变换技术通过电阻直接采样的损耗更小，效率更高，本发明效率提高了10%-20%，在电路工作效率方面是质的提高。 

（2）本发明利用电流采样电路对Buck主电路电流进行采样并与PI调节电路相结合进行控制，当主电路发生过流或者短路故障时，能够通过降低输出电压，实现对Buck电路和负载的保护。 

附图说明

图1为低效率自激式Buck变换器电路图； 

图2为本发明示意图； 

图3为工作原理图。 

具体实施方式

下面就结合附图对本发明具体实施方式作进一步介绍。 

如图2所示，本发明是一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路电感L1、电容C1、二极管D1、二极管D2、开关管V1、输出采样电阻R11及R12、PNP三极管Q1、NPN三极管Q2、PNP三极管Q3、分压电阻R1、R2 及R3、电阻R4、电阻R5、电阻R9、PI调节电路、自激驱动电路和电流采样电路，其中电感L1、电容C1、二极管D1、MOS管构成Buck主电路，输出采样电阻R11和R12相互串联后并联于负载端，电流采样电路又包括耦合电感L3、二极管D4及电阻R13、R14。 

PNP三极管Q1的发射极、PI调节电路连接于输入电压Vi正极相连；PNP三极管Q1的基通过电阻R2连接于MOS管V1的漏极；PNP三极管Q1的基极与分压电阻R1的一端相连，同时又与分压电阻R2的另一端及R3的一端相连，R3的另一端与所述PI调节电路输出端相连；PNP三极管Q1的发射极经电阻R4、R5与Vi的负极相连；PNP三极管Q1的集电极通过电阻R4与NPN三极管Q2的基极相连；所述PI调节电路的输入端与输出采样电阻R11和R12相连；PNP三极管Q1的输出电流用于控制开关管V1的关断；自激驱动电路连接于开关管V1的栅极和源极，二极管D2和PNP三极管Q3并联于所述自激驱动电路的两端；电阻R9连接于PNP三极管Q3的发射极和基极。 

分压电阻R1的另一端与电流采样电路中的电阻R14和采样电阻R13的一端以及耦合电感L3的非同名端相连；耦合电感L3的同名端与电阻R14另一端相连并相连与二极管D4的阳极；二极管D4的阴极与采样电阻R13的另一端相连并相连与输入电压Vi。 

在电路中，Vi、Vo分别为变换器的输入、输出电压。电感L1、电容C1、二极管D1、开关管V1构成Buck主电路。 

PI调节电路中，电阻R8和电容C2串联连接于基准稳压器D3的基准端和阴极端，用于实现变换器的反馈控制，实现对输出电压的稳定。D3的基准端和电容C2与输出端的分压电阻R12相连。基准稳压器D3的阴极端分别通过电阻R3和R6与PNP三极管Q1的基极和发射极相连，基准稳压器D3的阳极直接连接于Bcuk主电路中，从而保证对基准稳压器D3的供电。这部分电路可以实现开关管V1的关断时刻控制。 

自激驱动电路的两端分别与开关管V1的栅极和源极相连，二极管D2的阳 极和阴极分别于三极管Q3的集电极和发射极相连。耦合电感L1标记同名端侧与二极管D1的阴极相连，耦合电感L2与电感L1采用同一磁芯。耦合电感L2未标记同名端侧与V1的源极相连，L2标记同名端侧与电阻R10和电容C3串联后接于D2的阴极，实现开关管的开通时刻控制。 

下面结合图3说明该Buck变换器的工作原理： 

t0时刻，输入电压Vi接入电源，输入电压通过电阻R7为开关管V1提供驱动电压，电容C3充电，达到V1开启门限电压后V1导通，加在耦合电感L1上电压为Vi，耦合后电感L2标记同名端侧电压为正，该电压与电容C3上电压叠加，维持V1导通。此后电感L1进入储能阶段，其电流上升，电容C1进入充电阶段，输出电压Vo上升，采样反馈后基准稳压器D3阴极电压Vk由最大值下降。耦合电感L3上电流增加，D4导通，电阻R13两端电压上升，电压Vr由输入电压开始下降。Vi与Vk经电阻R2、R3分压信号和Vi与Vr经电阻R2、R1分压信号叠加，电阻R2上分得的电压逐渐增加，即Q1发射极与基极间电压Veb逐渐增加。 

t1时刻，Veb大于三极管Q1的开启电压Vebth，Q1进入放大工作状态，R4迅速驱动三极管Q2进而导通三极管Q3，将V1栅源极电压拉低，V1截止，同时二极管D1导通，为电感L1续流。此后，L1上电压反向，耦合电感L2上电压反向，二极管D2导通，为电感L2续流，同时电容C3充电。由于V1截止，L3上电压反向，二极管D4截止，电阻R13上电流为零，三极管Q1、Q2、Q3均截止。此后电感L1上电流逐渐减小，输出电压增加。 

t2时刻，电感L1上电流降为零时，二极管D1截止，电感L1、L2上电压均为零，电容C3上的电压触发V1导通，进入下一自激周期。以后的每个自激周期中V1均是由电容C3上的电压触发开通，V1的关断则是通过触发Q1导通而引起的。 

每一个自激周期都会使输出电压有一定的提高，若干周期后，输出电压增加到设定值。当输出电压超过设定值时，基准稳压器阴极电流增加，Vk下降， 则R2上分得的电压增加，而此时采样电路从主电路上采样的电压三角波斜率不变，即Vr斜率不变，则叠加后的电压增加，Q1导通时刻提前，进而变换器占空比减小，使输出电压降低；当输出电压降低时，D3上电流减小，Vk增加，则R2上分得的电压减小，Vr斜率仍然不变，则叠加后的电压减小，Q1饱和导通时刻滞后，进而变换器占空比增加，使输出电压增加，最终变换器达到输出电压稳定的状态。 

本电路具有电流保护功能，通过改变电阻R13的值，可以实现对过流保护点的设定。当主电路电流增大时，耦合电感L3上电流增加，电阻R13上压降增加，当R13上电压足以开启Q1时，进入电流保护状态；之后负载电流继续增大，输出电压随之降低，直到输出电压恒定，此时电路工作在输出短路保护状态。 

本发明未公开技术属本领域技术人员公知常识。 

Claims (1)

1.一种基于辅助绕组式采样电路的自激BUCK电路，包括：电感L1、电容C1、二极管D1、二极管D2、开关管V1、输出采样电阻R11及R12、PNP三极管Q1、NPN三极管Q2、PNP三极管Q3、分压电阻R1、R2及R3、电阻R4、电阻R5、电阻R9、PI调节电路和自激驱动电路，其中电感L1、电容C1、二极管D1、MOS管构成Buck主电路，输出采样电阻R11和R12相互串联后并联于负载端，其特征在于还包括：电流采样电路，其又包括耦合电感L3、二极管D4及电阻R13、R14；

所述PNP三极管Q1的发射极、PI调节电路连接于输入电压Vi正极相连；所述PNP三极管Q1的基通过电阻R2连接于MOS管V1的漏极；所述PNP三极管Q1的基极与分压电阻R1的一端相连，同时又与分压电阻R2的另一端及R3的一端相连，R3的另一端与所述PI调节电路输出端相连；所述PNP三极管Q1的发射极经电阻R4、R5与Vi的负极相连；PNP三极管Q1的集电极通过电阻R4与NPN三极管Q2的基极相连；所述PI调节电路的输入端与输出采样电阻R11和R12相连；所述PNP三极管Q1的输出电流用于控制开关管V1的关断；所述自激驱动电路连接于开关管V1的栅极和源极，二极管D2和PNP三极管Q3并联于所述自激驱动电路的两端；电阻R9连接于PNP三极管Q3的发射极和基极；

所述分压电阻R1的另一端与电流采样电路中的电阻R14和采样电阻R13的一端以及耦合电感L3的非同名端相连；耦合电感L3的同名端与电阻R14另一端相连并相连与二极管D4的阳极；二极管D4的阴极与采样电阻R13的另一端相连并相连与输入电压Vi。

Images